KR20080096471A - 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터전송 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터전송 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와, 다수개의 N x N 행렬을 얻는 송신 다이버시티 방안에 따라 다수개의 심볼 중의 각 변조 심볼 쌍을 인코딩하는 단계로서, 상기 각 N X N 행렬은 각 변조 심볼 쌍에 대응하며, 다수개의 N x N 행렬을 포함하는 M x M 코드 행렬을 생성하는 단계와, 출력 행렬을 생성하도록 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와, 출력 행렬에 있는 적어도 하나의 쌍의 행들을 교환함으로써 다수개의 행-치환 행렬을 생성하는 단계와, 다수개의 행-치환 행렬에 있는 심볼들을 공간 시간 송신 다이버시티 방안, 공간 주파수 송신 다이버시티 방안, 또는 공간 시간 송신 다이버시티 방안과 공간 주파수 송신 다이버시티 방안의 조합을 이용하여 다수개의 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 다중 안테나를 통하여 데이터를 송신하는 방법을 개시한다.
Figure P1020080038964
직교 확산, 행-치환, 변조 심볼

Description

무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMIT DIVERSITY IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에서 데이터를 송신하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나 송신 다이버시티를 이용하여 데이터를 송신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
전형적인 셀룰러 무선 시스템은 다수의 고정 기지국과 다수의 이동국을 포함한다. 각 기지국은 셀로 정의된 지형적인 영역을 담당한다.
전형적으로, 기지국과 이동국 사이에 놓여진 자연적 및 인공적인 장애물로 인해 기지국과 이동국 사이에는 NLOS(non-line-of-sight) 전파 경로가 존재한다. 그로 인해, 전파는 반사, 회절 및 산란되면서 전파된다. 다운링크 방향에서 이동국의 안테나에 도달되거나 업링크 방향에서 기지국의 안테나에 도달된 전파에는, 반사, 회절, 산란 및 이상(out-of-phase) 재조합으로 인해 발생된 개별파들의 다른 위상들 때문에 긍정적 및 부정적 추가가 있게 된다. 이는 현재의 셀룰러 무선 통신에 전형적으로 이용되는 높은 반송주파수에서는 차등 전파 지연에서의 작은 변화가 개별파들의 위상에서 큰 변화를 가져온다는 사실에 기인한다.
만일 이동국이 이동 중이거나 산란 환경에 변화가 있다면, 복합 수신 신호의 진폭 및 위상에서의 공간 편차는 다중 경로 수신에 기인할 수 있는 간섭성산란(Rayleigh) 페이딩 또는 고속 페이딩으로 알려진 시간 편차 만큼이라는 것을 나타낼 것이다. 무선 채널의 시간-변화 특성은 바람직한 비트 에러 또는 패킷 에러 신뢰성을 제공하기 위하여 매우 높은 신호-대-잡음(SNR)비를 요구한다.
다이버시티 방안은 수신기에 동일 정보 운반 신호의 다수의 페이딩된 복제물을 제공함으로써 고속 페이딩의 효과를 극복하기 위해 광범위하게 이용된다.
다이버시티 기술은 일반적으로 다음의 카테고리들, 즉, 공간, 각도, 편광, 전계, 주파수, 시간 및 다중 경로 다이버시티에 속한다. 공간 다이버시티는 다중 송신 또는 수신 안테나를 이용함으로써 달성될 수 있다. 다중 안테나들 간의 공간 분리는 다이버시티 분기(branch)들, 즉 다중 안테나로부터 송신된 신호들이 상관관계(correlation)가 약간 있거나 없는 페이딩을 겪도록 선택된다. 공간 다이버시티의 하나의 유형인 송신 다이버시티는 다중 송신 안테나를 이용하여 동일한 신호의 다수의 비상관 복제물을 수신기에 제공한다. 송신 다이버시티 방안은 개방 루프 송신 다이버시티와 폐쇄 루프 송신 다이버시티 방안으로 나뉠 수 있다. 개방 루프 송신 다이버시티 접근법에서는 수신기로부터 피드백이 요구되지 않는다. 폐쇄 루프 송신 다이버시티의 하나의 유형에서, 수신기가 송신 안테나의 배열을 알고, 수신기에서 수신된 신호의 파워를 최대화하기 위하여 송신기 안테나에 인가되어야 할 위상 및 진폭 조정을 계산한다. 선택 송신 다이버시티(STD: selection transmit diversity)로 불리는, 폐쇄 루프 송신 다이버시티의 다른 배열에서는 수신기에서 어느 안테나가 송신에 이용되는지에 관한 피드백 정보를 송신기에 제공한다.
개방-루프 송신 다이버시티 방안의 하나의 예는 알라무티(Alamouti) 2 x 1 공간-시간 다이버시티 방안이다. 알라무티 2 x 1 공간-시간 다이버시티 방안은 2개의 시간 슬롯(즉, 공간 시간 블록 코드(STBC: Space Time Block Code) 송신 다이버시티) 또는 2개의 주파수 부반송파(즉, 공간 주파수 블록 코드(SFBC: Space Frequency Block Code) 송신 다이버시티)를 이용하는 2개의 송신 안테나를 이용하여 알라무티 2 x 2 블록 코드를 송신하는 것을 목적으로 한다.
알라무티 2 x 1 공간-시간 다이버시티 방안에 대한 하나의 제약은 이 방안이 2개의 송신 안테나에만 적용될 수 있다는 것이다. 4개의 송신 안테나를 이용하여 데이터를 송신하기 위해, 주파수 교환 송신 다이버시티(FSTD: Frequency Switched Transmit Diversity) 또는 시간 교환 송신 다이버시티(TSTD: Time Switched Transmit Diversity)가 블록 코드들과 조합된다. 조합된 SFBC+FSTD 방안 또는 STBC+TSTD 방안의 경우에, 4개의 안테나로부터 송신된 심볼의 행렬은 다음과 같이 주어질 수 있다:
Figure 112008030021547-PAT00001
상기 <수학식 1>에서 T ij 는 i번째 안테나 및 j번째 부반송파 또는 j번째 시간 슬롯에서 송신된 심볼을 나타내고, 4개의 송신 안테나의 경우에, i = 1,2,3,4, j = 1,2,3,4 이며, S 1 , S 2 , S 3 , S 4 는 송신되는 심볼들이다.
상기 조합된 SFBC+FSTD 방안 및 STBC+TSTD 방안이 갖는 문제점은, 주어진 주파수 또는 시간 리소스에서, 전체 송신 안테나의 일부만 그럼으로써 파워 증폭기 용량의 일부만 송신에 이용된다는 것이다. 이는 상술한 SFBC+FSTD 및 STBC+TSTD 행렬에서 '0' 요소로 표시된다. 행렬의 '0'이 아닌 요소들에서의 송신 파워가 증가할 때, 버스트성(bursty) 간섭이 이웃 셀들에 발생되어 시스템 성능을 감소시킨다. 일반적으로, 버스트성 간섭은 주파수 호핑 패턴의 어느 위상들이 다른 위상들보다 더 간섭을 초래할 경우에 나타난다.
따라서, 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 다중 안테나를 통해 데이터를 송신하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 송신 다이버시티 방안을 이용하여 데이터를 송신하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 데이터를 송신하는 방법은, 송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와, 다수개의 변조 심볼을 각각의 변조 심볼 서브세트가 N개의 변조 심볼을 갖고 N은 2보다 작지 않은 정수인 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누는 단계와, 각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 쌍에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 생성하는 송신 다이버시티 방안에 따라 각각의 변조 심볼 서브세트를 인코딩하는 단계와, 다수개의 N x N 행렬을 포함하는 제1 M x M 코드 행렬을 생성하는 단계와, 제1 출력 행렬을 생성하도록 제1 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와, 제1 출력 행렬의 심볼들을 다수개의 안테나를 통해 제1 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 제2 M x M 코드 행렬을 생성하도록 제1 M x M 코드 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환하는 단계와, 제2 출력 행렬을 생성하도록 제2 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와, 제2 출력 행렬에 있는 심볼들을 다수개의 안테나를 통해 제2 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
송신 다이버시티 방안은 알라무티(Alamouti) 다이버시티 방안일 수 있고, N x N 행렬들의 각각은 하기의 <수학식 2>에 의해 산출될 수 있고,
Figure 112008030021547-PAT00002
상기 <수학식 2>에서 N = 2이고, S1 및 S2는 변조 심볼의 한 쌍이다.
대안적으로, N x N 행렬들의 각각은 하기의 <수학식 3>에 의해 산출될 수 있고,
Figure 112008030021547-PAT00003
상기 <수학식 3>에서 N = 2이며, S1 및 S2는 변조 심볼의 한 쌍이다.
제 1 M x M 코드 행렬은 하기의 <수학식 4>에 의해 산출될 수 있고,
Figure 112008030021547-PAT00004
상기 <수학식 4>에서 A1 내지 Ax는 다수개의 N x N 행렬이고, X는 다수개의 N x N 행렬의 수이며, M = N x X이다.
다수개의 N x N 행렬에 대한 직교 확산은 푸리에 행렬에 의해 수행되고, 푸리에 행렬의 각 요소는 하기의 <수학식 5>에 의해 산출되며,
Figure 112008030021547-PAT00005
상기 <수학식 5>에서 m 및 n = 0, 1, … (N-1)이고, G=NxN이며, m은 행렬에 있는 행의 수이며, n은 행렬에 있는 열의 수이며, g는 0과 G-1 사이의 어느 수가 되도록 선택된다.
대안적으로, 다수개의 N x N 행렬에 대한 직교 확산은 자도프-추 시퀀스에 따라 수행되고, k-번째 자도프-추 시퀀스의 n-번째 엔트리 ck(n)이 하기의 <수학식 6>에 의해 산출되며,
Figure 112008030021547-PAT00006
상기 <수학식 6>에서 L은 양의 홀수 정수이며,
Figure 112008030021547-PAT00007
상기 <수학식 7>에서 L은 양의 짝수 정수이며, k는 L과 서로 소인 정수이 며, q는 정수이다.
또한 대안적으로, 다수개의 N x N 행렬에 대한 직교 확산은 아다마르(Hadamard) 행렬에 따라 수행되며, n차 아다마르 행렬은 하기의 <수학식 8>에 의해 산출되며,
Figure 112008030021547-PAT00008
상기 <수학식 8>에서 In은 n x n 단위 행렬이다.
제1 출력 행렬은 N x N 직교 확산 행렬과 모든 요소가 1인 X x X 행렬의 크로네커 곱(Kronecker product)인 M x M 확산 행렬을 생성하고, M x M 코드 행렬과 M x M 확산 행렬의 요소별 곱셈에 의하여 제1 M x M 코드 행렬을 직교 확산시킴으로써 생성될 수 있다.
제 2 출력 행렬에 있는 심볼들은 수신기로부터 수신된 부정적 수신확인 신호에 응답하여 송신될 수 있다.
상기 방법은 제1 출력 행렬에 근거하여 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 각 행-치환된 행렬은 출력 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환함으로써 생성되며, 이용가능한 송신 리소스를 다수개의 주파수 부반송파로 분리시키는 단계와, 다수개의 부반송파를 다수개의 연속 부반송파 서브세트로 나누는 단계로서, 각각의 부반송파 서브세트는 M개의 부반송파를 포함하며, 송신 리소스로 맵핑될, K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와, 선택 된 K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 세트를 다수개의 부반송파 세트로 반복적으로 맵핑하는 단계로서, M개의 부반송파로 이루어진 각 세트는 행-치환된 행렬에 대응하며, 선택된 행-치환된 행렬들에 있는 심볼들을 대응하는 부반송파들을 이용하여 다수개의 안테나를 통해 송신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 제1 출력 행렬에 근거하여 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 여기서 각 행-치환된 행렬은 출력 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환하고, K개 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와, 각각의 행-치환된 행렬의 심볼들이 하나의 시간 슬롯으로 송신되는 선택된 행-치환 행렬 서브세트의 심볼들을 다른 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 제1 출력 행렬에 근거하여 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 각 행-치환된 행렬은 출력 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환함으로써 생성되며, K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와, 이용가능한 송신 리소스를 다수개의 주파수 부반송파로 분리시키는 단계와, 다수개의 부반송파를 다수개의 연속 부반송파 세트로 나누는 단계로서, 각각의 부반송파 세트는 M개의 부반송파를 포함하며, 송신 리소스로 맵핑될, K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와, 선택된 K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 세트를 다수개의 부반송파 세트로 반복적으로 맵핑하는 단계로서, M개의 부반송파로 이루어진 각 세트는 행-치환된 행렬에 대응하며, 선택된 행-치환된 행렬들에 있는 심볼들을 대응하는 부반송파들을 이 용하여 다수개의 안테나를 통해 다른 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 데이터를 송신하는 송신기는, 송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 변조기와, 다수개의 변조 심볼을 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누고, 각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 쌍에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 얻는 송신 다이버시티 방안에 따라, 다수개의 심볼 중의 각각의 변조 심볼 서브세트로 인코딩하는 사전 코딩 유닛과, 출력 행렬을 생성하도록 다수개의 N x N 행렬을 직교 확산시키는 확산 유닛과, 다수개의 행-치환된 행렬을 생성하도록 출력 행렬에 있는 적어도 한 쌍의 행들을 치환하는 치환 유닛과, 다수개의 행-치환된 행렬에 있는 심볼들을 이용가능한 송신 리소스로 맵핑하는 맵핑 유닛과, 다수개의 행-치환된 행렬에 있는 심볼들을 송신하는 다수개의 안테나를 포함한다.
본 발명은 다중 안테나를 통해 데이터를 송신하는 개선된 방법 및 송신기 회로를 제공한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일 실시예를 상세히 설명한다. 도면에서 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호 및 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
도 1은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 송수신기 체인을 도시한 도면이다. OFDM 기술을 이용하는 통신 시스템에서, 송신기 체인(110)에서는 제어 신호 또는 데이터(111)가 변조기(112)에 의해 변조되고, 직렬/병렬(S/P) 변환기(113)에 의해 직렬-대-병렬 변환된다. 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(114)을 이용하여 신호를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 이송한다. CP 삽입 유닛(116)이 주기적 접두어(CP) 또는 제로 접두어(ZP)를 각각의 OFDM 심볼에 추가하여 다중 경로 페이딩으로 인한 충격을 회피 또는 완화한다. 따라서, 신호는 송신기(Tx) 선단 처리 유닛(117), 예컨대 안테나(도시 생략)에 의해, 또는 고정 와이어 또는 케이블에 의해 송신된다. 수신기 체인(120)에서는, 완전한 시간 및 주파수 동기화가 이루어진다고 가정할 때, 수신기(Rx) 선단 처리 유닛(121)이 수신한 신호를 CP 제어 유닛(122)이 처리한다. 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(124)이 수신된 신호를 추가 처리를 위해서 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 이송한다.
OFDM 시스템에서의 전체 대역폭은 부반송파라고 부르는 협대역 주파수 단위로 분할된다. 부반송파의 개수는 시스템에서 사용하는 FFT/IFFT 크기(N)와 동일하다. 일반적으로, 데이터를 위해 이용되는 부반송파의 수는 N보다 작은데, 왜냐하면 주파수 스펙트럼의 경계에 있는 일부 부반송파는 가드 부반송파로서 유보되기 때문이다. 일반적으로 가드 부반송파로는 정보가 송신되지 않는다.
다이버시티 방안은 송신기에 동일한 정보 전달 신호의 다수의 페이딩된 복제물을 제공함으로써 고속 페이딩의 효과에 대처하기 위해 널리 이용되고 있다. 개방 루프 송신 다이버시티 방안의 일례로서, 도 2에 도시된 바와 같은 알라무티(Alamouti) 2x1 공간-시간 블록 코드(STBC) 송신 다이버시티 방안이 있다. 이 접근법에서는, 임의의 심볼 기간, 즉 시간 동안 송신기는 2개의 송신 안테나를 통해 2개의 데이터 심볼을 수신기로 송신한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 제1 심볼 간격(t1) 동안, 심볼 S 1 및 S 2 가 안테나(ANT1 및 ANT2)를 통해 각각 송신된다. 다음 심볼 기간(t2) 동안, 심볼 -S * 2 및 S * 1 가 안테나(ANT1 및 ANT2)를 통해 각각 송신되며, 여기서 x*는 x의 공액 복소수를 의미한다. 신호를 수신한 후 수신기는 복수의 공정을 실시하여 원래의 심볼 S 1 및 S 2 를 복원한다. 수신기에서의 처리를 위해서는 ANT1 및 ANT2 각각에 대한 순간 채널 이득(g1 및 g2)이 필요함에 주목해야 한다. 따라서, 송신기는 수신기에서의 채널 이득 추정을 위해서 안테나(ANT1 및 ANT2) 모두를 통해 별도의 파일럿 심볼을 송신해야 한다. 알라무티 코딩으로 얻는 다이버시티 이득은 최대 비율 조합(MRC)으로 얻는 경우와 동일하다.
2x1 알라무티 방안은 도 3에 도시된 바와 같은 공간-주파수 블록 코드(SFBC) 송신 다이버시티 방안에서 구현할 수도 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 주파수 f1을 갖는 제1 부반송파 상에서 심볼 S 1 및 S 2 를 안테나(ANT1 및 ANT2)를 통해서 각각 수신기로 송신하고, 주파수 f2를 갖는 제2 부반송파 상에서 안테나(ANT1 및 ANT2)를 통해 심볼 -S * 2 및 S * 1 를 각각 송신한다. 따라서, 안테나(ANT1 및 ANT2)로부터 송신된 심볼의 행렬을 다음의 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00009
주파수 f1을 갖는 부반송파 상에서 수신기에 수신된 신호는 r 1 이고, 주파수 f2를 갖는 부반송파 상에서 수신기에 수신된 신호는 r 2 이다. r 1 과 r 2 는 다음의 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00010
상기 <수학식 10>에서 h 1 및 h 2 는 각각 ANT1 및 ANT2로부터의 채널 이득이다. 또한, 주어진 안테나로부터의 채널은 주파수 f 1 을 갖는 부반송파와 주파수 f 2 를 갖는 부반송파 사이에서 변하지 않는다고 가정한다. 수신기는 수신된 신호에 대해 균등화를 행하며 2개의 수신된 신호(r 1 및 r 2 )를 조합하여 심볼 S 1 및 S 2 를 복원한다. 복원된 심볼 S^ 1 및 S^ 2 는 다음의 <수학식 11>에서와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00011
송신된 신호 S^ 1 및 S^ 2 는 모두 완전한 공간 다이버시티를 달성함을, 즉 각각의 송신된 심볼 S^ 1 및 S^ 2 는 서로로부터의 간섭을 완전히 제거함을 알 수 있다.
2개 송신 안테나 SFBC 방안을 위한 대안적 매핑이 도 4에 도시되어 있다. 안테나(ANT1 및 ANT2)로부터 송신된 심볼의 행렬은 다음의 <수학식 12>에서와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00012
도 4의 방안에 대한 상기 <수학식 12>의 송신 행렬은 도 3에 도시된 방안에 대한 상기 <수학식 2>의 송신 행렬의 전치 행렬이다.
4개의 송신 안테나의 경우에는 직교성 완전 다이버시티 블록 코드를 이용할 수 없다. 준 직교 블록 코드(ABBA 코드라고도 함)의 일례는 다음의 <수학식 13>과 같다.
Figure 112008030021547-PAT00013
상기 <수학식 13>에서 Tij는 4-Tx 안테나의 경우에 i번째 안테나 및 j번째 부반송파 또는 j번째 시간 슬롯(i=1,2,3,4, j=1,2,3,4) 상에서 송신된 심볼을 나타낸다. A 및 B는 하기의 <수학식 14>와 같이 주어지는 블록 코드이다.
Figure 112008030021547-PAT00014
준 직교 블록 코드는 직교성의 상실로 인해 심볼간 간섭이 일어날 수 있으며, 시스템 성능 및 출력이 저하될 수 있다는 문제점이 있다
그 밖에 발견할 수 있는 그 밖의 4 송신 안테나 송신 다이버시티를 위한 제안으로서, 주파수 교환 송신 다이버시티(FSTD) 또는 시간 교환 송신 다이버시티(TSTD)를 블록 코드와 조합하는 방안이 있다. 조합된 SFBC+FSTD 방안 또는 STBC+TSTD 방안의 경우, 4개의 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 행렬은 다음의 <수학식 15>와 같이 주어질 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00015
상기 <수학식 1>에 주어진 상기 SFBC+FSTD 송신 신호의 등가 표현은 다음과 같은 형태로 존재한다. 송신 신호 벡터 y(i)=[y (0) (i) y (1) (i) y (2) (i) y (3) (i)] T 가 i번째 부반송파에 대한 4개의 송신 안테나 상의 송신 신호 벡터를 나타낸다고 가정한다. 상기 <수학식 1>의 SFBC+FSTD 방안으로부터 생성된 송신 신호는, 이 송신 신호가 4개의 연속된 부반송파 4i, 4i+1, 4i+1, 4i+3으로 매핑된다는 가정하에 다음의 <수학식 16>과 같이 등가적으로 기재할 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00016
상기 <수학식 16>에서 S1(i), S2(i), S3(i), S4(i)는 각각 지수 i의 함수이다.
조합된 SFBC+TSTD 방안 및 STBC+TSTD 방안의 문제점은 주어진 주파수 또는 시간 리소스에서의 송신을 위해 전체 송신 안테나의 일부만, 즉 파워 증폭기(PA) 용량의 일부만이 이용된다는 점이다. 이는 전술한 SFBC+FSTD 및 STBC+TSTD 행렬 중에 '0' 요소로 지시되어 있다. 행렬 중에서 제로가 아닌 요소 상에서의 송신 파워가 증가하면 인접한 셀에 버스트성 간섭이 발생하여 시스템 성능이 저하된다.
하이브리드 자동 반복 요구(ARQ)는 송신기가 잉여의 코딩된 정보(즉, 서브패킷)을 작은 증편으로 보내는 재전송 방안이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 송신기(130)에서는 정보 패킷(P)을 먼저 채널 코더(131)에 입력하여 채널 코딩을 실행한다. 그 결과 코딩된 비트 스트림은 서브패킷 생성기(132)로 입력되어 더 작은 단위로, 즉 서브패킷(SP1, SP2, SP3, SP4)으로 분할된다. 하이브리드 ARQ 재전송은 이전의 전송과는 다른 잉여의 심볼 또는 코딩된 비트를 포함하거나, 동일한 심볼 또는 코딩된 비트의 복사물을 포함할 수 있다. 동일한 정보의 복사물을 재전송하는 방안을 추적 조합(chase combining)이라 부른다. 추적 조합의 경우, 도 4에 도시된 바와 같은 서브패킷(SP1, SP2, SP3, SP4)은 모두 동일하다. 재송신된 심볼 또는 코딩된 비트가 이전 송신과 다른 방안은 일반적으로 증편식 잉여(incremental redundancy) 방안이라 부른다.
하이브리드 ARQ의 일례가 도 6에 도시되어 있다. 송신기(130)로부터 제 1 서브패킷(SP1)을 수신한 후, 수신기(140)는 수신된 정보 패킷을 디코딩하려는 시도를 한다. 디코딩에 실패한 경우 수신기(140)는 SP1을 저장하고 부정 응답(NACK) 신호를 송신기(130)로 보낸다. NACK 신호를 수신한 후 송신기(130)는 제2 서브패킷(SP2)을 송신한다. 제2 서브패킷(SP2)을 수신한 후 수신기(140)는 SP2를 이전에 수신한 서브패킷(SP1)과 조합하고, 조합된 정보 패킷을 함께 디코딩하려는 시도를 한다. 임의의 시점에서, 예컨대 성공적인 주기적 잉여 검사(CRC) 검사의 표시에 의해 정보 패킷이 성공적으로 디코딩되면, 수신기(140)는 ACK 신호를 송신기(130)로 보낸다. 도 6의 예에서는 3개의 서브패킷(SP1, SP2, SP3)을 수신해서 조합한 후 정 보 패킷이 성공적으로 디코딩된다. 도 6에 도시된 ARQ 프로토콜은 일반적으로 정지 및 대기(stop-and-wait) 프로토콜이라고 하는데, 왜냐하면, 송신기가 다음 서브패킷을 보내기 전에 ACK/NACK 신호를 기다리기 때문이다. ACK 신호를 수신한 후에는 송신기가 동일한 또는 상이한 사용자에게 새로운 정보 패킷을 송신할 수 있다.
3GPP LTE(3세대 파트너쉽 프로젝트 장기 진화) 시스템에서의 4개의 송신 안테나를 위한 다운링크 참조 신호 매핑이 도 7에 도시되어 있다. 부호 Rp는 안테나 포트(p) 상에서의 참조 신호 송신에 이용되는 리소스 요소를 나타내기 위해 이용된다. 안테나 포트 2 및 3 상에서의 밀도는 안테나 포트 0 및 1 상에서의 밀도의 절반임을 알 수 있다. 그 결과, 안테나 포트 2 및 3 상에서의 채널 추정치는 안테나 포트 0 및 1 상에서의 채널 추정치에 비해 약하다.
본 발명에서는 알라무티 블록 코드를 직교성 함수로 확산시켜 2개를 초과하는 송신 안테나를 통한 송신을 위한 다이버시티를 제공하는 개방 루프 송신 다이버시티 방안을 개시한다. 푸리에 행렬을 가정하여 본 발명을 서술하겠다. 본 발명의 원리는 아다마르(Hadamard) 함수 또는 자도프-추(Zadoff-Chu; ZC) 시퀀스와 같은 그 밖의 직교 함수의 경우에 맞도록 쉽게 확장 및 적용할 수 있음에 주목해야 한다.
푸리에 행렬은 다음의 <수학식 17>과 같이 정의되는 요소를 갖는 NxN 정사각 행렬이다.
Figure 112008030021547-PAT00017
예를 들면, 2x2 푸리에 행렬은 다음의 <수학식 18>과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00018
마찬가지로, 4x4 푸리에 행렬은 다음의 <수학식 19>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00019
푸리에 행렬에 천이 파라미터(g/G)를 도입함으로써 다중 푸리에 행렬을 정의할 수 있다. 다중 푸리에 행렬의 요소는 다음의 <수학식 20>과 같이 정의된다.
Figure 112008030021547-PAT00020
G=4, 그리고 g=0, 1, 2 및 3을 취하면 4개의 2x2 푸리에 행렬의 세트를 정의할 수 있으며, 이는 다음의 <수학식 20>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00021
Figure 112008030021547-PAT00022
Figure 112008030021547-PAT00023
Figure 112008030021547-PAT00024
위에 열거한 4개의 푸리에 행렬의 세트 외에, 이들 푸리에 행렬 세트의 행 또는 열을 치환한 버전을 적용할 수도 있음에 유의하기 바란다. 예를 들면, 다음과 같이 행렬 P2 0의 행과 열을 치환할 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00025
각각의 푸리에 행렬마다 2개씩의 치환된 버전이 있다. 따라서, 확산 행렬(P) 의 전체 개수는 12이다.
k번째 자도프-추 시퀀스에서, 이 k번째 자도프-추 시퀀스의 n번째 엔트리 ck(n)는 다음의 <수학식 26> 또는 <수학식 27>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00026
상기 <수학식 26>에서 L은 양의 홀수 정수이다.
Figure 112008030021547-PAT00027
상기 <수학식 27>에서 L은 양의 짝수 정수이고, k는 L과 서로 소인 정수이며, q는 정수이다.
n차 아다마르 행렬은 아다마르의 최대 행렬식 문제에 대한 해이다. 아다마르 행렬은 다음의 <수학식 28>과 같이 정의할 수도 있다.
Figure 112008030021547-PAT00028
상기 <수학식 28>에서 I는 nxn 단위 행렬이다.
예를 들면, 4차 아다마르 행렬은 다음의 <수학식 29>와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00029
본 발명의 원리에 따른 제 1 실시 예에서, 4개의 송신 안테나를 이용하는 4개의 부반송파 상에서 4개의 신호 S 1 , S 2 , S 3 , S 4 가 송신된다고 가정한다. 행렬 A와 B를 다음의 <수학식 30>과 같이 정의한다.
Figure 112008030021547-PAT00030
행렬 A와 B는 각각 심볼 S 1 과 S 2 의 쌍 및 S 3 과 S 4 의 쌍에 대한 알라무티 코드임을 알 수 있다. A와 B를 요소로 하는 2x2 행렬을 구성하고, 다음의 <수학식 31>과 같이확장된 2x2 푸리에 행렬과 요소별 곱셈을 행한다. 하기 <수학식 31>에서 마침표 바로 다음에 아스테리스크로 이루어진 연산자 .*는 요소별 곱셈을 의미하고, ⓧ는 크로네커 곱을 나타냄에 유의하기 바란다.
Figure 112008030021547-PAT00031
상기 <수학식 31>에서 i=0인 경우, 이산된 푸리에 변환 DFT-확산 SFBC 또는 DFT-확산 STBC를 나타내는 결과적인 4x4 행렬은 다음의 <수학식 32>와 같다.
Figure 112008030021547-PAT00032
마찬가지로, 상기 <수학식 32>에서 i=2인 경우, 푸리에 행렬 P2 2를 이용해서 다음의 <수학식 33>과 같은 4x4 송신 행렬을 생성할 수 있다.
Figure 112008030021547-PAT00033
확산 행렬이 푸리에 행렬의 치환 버전인 경우, 예컨대 i=5이면, 다음의 <수학식 34>와 같은 결과를 얻는다.
Figure 112008030021547-PAT00034
주어진 행렬(예컨대 행렬 T0)에 대해, m행 n열의 요소는 [T0]m,n으로 나타내며, [T0]m,n은 m번째 안테나 및 n번째 부반송파 또는 n번째 시간 슬롯 상에서 송신되 는 심볼을 나타내고, 4개의 송신 안테나의 경우 m=1,2,3,4이고 n=1,2,3,4이다. 도 8은 본 발명의 원리의 제 1 실시 예에서의 수학식 (25)에 따른 4개의 송신 안테나 및 4개의 시간 슬롯을 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
4x4 행렬 송신이 부반송파와 시간 슬롯의 조합을 통해 이루어지는 경우에도 동일한 원리를 적용할 수 있음을 알 수 있다. 예를 들면, 4개의 요소(지수 n)를 2개의 부반송파 및 2개의 시간 슬롯으로 구성할 수 있다.
본 발명의 원리에 따른 제 2 실시 예에서, Ti의 제 2 행 및 제 3 행을 교환해서 Ti,r라고 부르는 새로운 SFBC 행렬을 얻는다. Ti,r은 LTE 시스템의 참조 신호 구조에 내재된 파일럿-밀도 디스패리티를 줄이는 데에 유용하다. 예를 들면, T0,r은 다음의 <수학식 35>와 같다.
Figure 112008030021547-PAT00035
도 9는 본 발명의 원리의 제 2 실시 예에서의 상기 <수학식 35>에 따른 4개의 송신 안테나 및 4개의 시간 슬롯을 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
본 발명의 원리에 따른 제 3 실시 예에서는, 상기 <수학식 15>에 도시된 바 와 같은 SFBC-FSTD 행렬의 제2 및 제3 행을 교환할 것을 제안하며, 그 결과 새로운 SFBC 행렬을 얻는다. 이 연산에 의해서, 이하의 송신 행렬로 정의되는 바와 같이 심볼 S 1 및 S 2 는 안테나 포트 0 및 2를 통해 송신되고, 심볼 S 3 및 S 4 는 안테나 포트 1 및 3을 통해 송신된다. 이 또한 LTE 시스템의 참조 신호 구조에 내재된 파일럿-밀도 디스패리티를 줄이는 데에 유용하다.
Figure 112008030021547-PAT00036
도 10은 본 발명의 원리의 제 3 실시 예에서와 같이 상기 <수학식 36>에 따른 4개의 송신 안테나 및 4개의 시간 슬롯을 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
본 발명의 원리에 따른 제 4 실시 예에서는 하이브리드 ARQ 재송신 또는 반복되는 심볼을 위해 하기의 <수학식 37>과 같이 행렬 A 및 B를 치환한다.
Figure 112008030021547-PAT00037
이는 도 11에 도시된 바와 같은 하이브리드 ARQ 재송신 또는 더 낮은 코딩 비율로 인해 심볼이 반복될 때 완전 다이버시티를 이룰 수 있도록 하며, 여기서 T2는 제1 시간 슬롯(슬롯 1)에서의 제1 송신을 위해 이용되고, T2,h는 제5 시간 슬롯(슬롯 5)에서의 제2 송신을 위해 이용된다. 마찬가지로, i=0,...3에 대해 Ti,Ti,h의 임의의 쌍을 HARQ 목적으로 이용할 수 있다. 이는 심볼 (S1, S2)가 제1 송신을 위해서는 안테나 1 및 2를 통해 송신되고 제2 송신을 위해 반복될 때에는 안테나 3 및 4를 통해 송신되기 때문이다. 마찬가지로, 심볼 (S3, S4)는 제1 송신을 위해서는 안테나 3 및 4를 통해서 송신되고, 제 2 송신을 위해 반복될 때에는 안테나 1 및 2를 통해 송신된다.
본 발명의 원리에 따른 제 5 실시 예에서, i=0,...,3에 대해 위에서 정의한 행렬 Ti 각각에 대해 총 6개의 행 치환 행렬의 세트를 정의한다. 다른 행 치환도 가능하지만, 여기 포함된 6개에 상응하다는 점에 유의하기 바란다. 이들 6개의 치환된 행렬을 Ti A,Ti B,Ti C,Ti D,Ti E,Ti F로 나타내며, 다음의 <수학식 38>과 같이 정의한다(i=0,...,3의 경우).
Figure 112008030021547-PAT00038
예를 들면, T0의 6개의 행 치환 버전은 다음의 <수학식 39>와 같다.
Figure 112008030021547-PAT00039
송신기가 변조된 심볼을 물리적인 시간-주파수 OFDM 송신 리소스에 매핑하는 동안 송신기는 주어진 수 i에 대해 6개의 치환된 행렬로부터 K개의 치환된 행렬의 서브세트를 선택한다. 그 후, 송신기는 OFDM 송신 리소스를 주파수 도메인내 K개의 부분으로 분할하며, 이들은 각각 K개의 행렬의 서브세트로부터 선택된 치환된 행렬 을 이용한다. 일례로서, i=0, K=3으로 하고, 3개의 치환된 행렬을 T0 A,T0 B,T0 C로 한다. 이들 3개의 행렬을 주파수 차원을 따라 적용하는데, 도 12에 도시된 바와 같이 12개의 부반송파마다 반복되는 패턴을 이룬다.
본 발명의 원리에 따른 제 6 실시 예에서, 기지국은 HARQ를 목적으로 K개의 치환된 행렬의 서브세트를 선택한다. 또한, 기지국은 도 13에 도시된 바와 같이 상이한 패킷 재송신에 대해 이 서브세트 내의 상이한 치환된 행렬을 적용하며, 여기서는 HARQ 재송신을 위해 3개(K=3)의 행렬의 서브세트를 선택한다. 구체적으로, 시간 슬롯 1에서, 송신기는 4개의 부반송파를 통해 T0 A를 이용하여 4개의 변조된 심볼을 송신한다. NACK 신호에 응답하여 송신기는 시간 슬롯 2에서 4개의 부반송파를 통해 T0 B를 이용해서 동일한 4개의 변조된 심볼을 송신한다. 그리고, 또 다른 NACK 신호에 응답해서 송신기는 시간 슬롯 3에서 4개의 부반송파를 통해 T0 C를 이용해서 동일한 4개의 변조된 심볼을 송신한다. 재송신 시에 치환된 SFBC 행렬을 적용하는 이 접근법은 추적 조합 및 증편식 잉여 모두에 적용됨에 유의해야 한다.
본 발명의 원리에 따른 제7 실시 예에서는 주파수 차원에서의 치환된 행렬의 적용과, 다수의 HARQ 재송신을 통한 시간 차원에서의 치환된 행렬의 적용을 조합한다. 예를 들면, 주파수 차원에서의 행 치환 행렬 T0 A, T0 B, T0 C를 각각의 재송신 동안 상이한 부반송파를 위해 이용할 수 있다. 대안으로서, 제 1 시간 슬롯에서, 주파수 차원 내의 행 치환 행렬 T0 A, T0 B, T0 C을 상이한 부반송파를 위해 이용하고, 제 2 시간 슬롯에서는 행 치환 행렬 T0 D, T0 E, T0 F를 해당 부반송파를 위해 이용한다.
도 14는 본 발명의 원리에 따른 예시적인 실시 예로서 구성된 송신기를 도시한 도면이다. 송신기(200)는 변조기(210), 사전 코딩 유닛(220), 확산 유닛(230), 치환 유닛(240), 매핑 유닛(250) 및 복수 개의 안테나(240)로 구성된다. 변조기(210)는 송신할 데이터를 변조하여 복수 개의 변조된 심볼을 얻는다. 사전 코딩 유닛(220)은 송신 다이버시티 방안에 따라 상기 복수 개의 심볼 중에서 변조된 심볼의 각각의 서브세트를 인코딩하여 복수 개의 NxN 행렬을 얻는다. 여기서, 각각의 NxN 행렬은 N개의 변조된 심볼의 서브세트 각각에 해당한다. 확산 유닛(230)은 복수 개의 NxN 행렬을 직교 확산시켜 출력 행렬을 생성한다. 치환 유닛(240)은 출력 행렬에 기초하여 다수의 행 치환 행렬을 생성한다. 매핑 유닛(250)은 행 치환 행렬 내의 심볼을 복수 개의 리소스 요소로 매핑한다. 행 치환 행렬 내의 심볼들은 공간 시간 송신 다이버시티 방안, 공간 주파수 송신 다이버시티 방안, 또는 공간 시간 송신 다이버시티 방안과 공간 주파수 송신 다이버시티 방안의 조합을 이용하여 복수 개의 안테나(260)를 통해 송신된다.
도 1은 본 발명의 원리를 실시하기에 적절한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 송수신기 체인을 도시한 도면이다.
도 2는 2개의 송신 안테나를 위한 공간 시간 블록 코드 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 3은 2개의 송신 안테나를 위한 공간 주파수 블록 코드 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 4는 2개의 송신 안테나를 위한 다른 공간 주파수 블록 코드 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 5는 HRQ 방안에서의 송신기를 도시한 도면이다.
도 6은 HRQ 방안을 도시한 도면이다.
도 7은 현재의 3세대 파트너쉽 프로젝트 장기 진화 시스템에서의 다운링크 참조 신호의 매핑을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 원리의 제1 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 원리의 제2 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명의 원리의 제3 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 원리의 제4 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송 신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 12는 본 발명의 원리의 제5 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명의 원리의 제6 실시 예에 따른 4개의 송신 안테나를 위한 송신 다이버시티 방안을 도시한 도면이다.
도 14는 본 발명의 원리의 예시적 실시 예로서 구성된 송신기를 도시한 도면이다.

Claims (26)

  1. 데이터를 송신하는 방법에 있어서,
    송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와,
    상기 다수개의 변조 심볼을 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누는 단계로서, 각각의 변조 심볼 서브세트는 N개의 변조 심볼을 갖고, N은 2보다 작지 않은 정수이며, 각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 쌍에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 생성하는 송신 다이버시티 방안에 따라, 각각의 변조 심볼 서브세트를 인코딩하는 단계와,
    다수개의 N x N 행렬을 포함하는 제1 M x M 코드 행렬을 생성하는 단계로서, M = N x X이고 X는 상기 다수개의 N x N 행렬의 수이며, 제1 출력 행렬을 생성하도록 상기 제1 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와,
    상기 제1 출력 행렬의 상기 심볼들을 다수개의 안테나를 통해 제1 시간 슬롯으로 송신하는 단계와,
    상기 제 1 M x M 코드 행렬에 있는 적어도 하나의 선택된 쌍의 행들을 교환함으로써 제 2 M x M 코드 행렬을 생성하는 단계와,
    제 2 출력 행렬을 생성하도록 상기 제2 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와,
    상기 제2 출력 행렬의 상기 심볼들을 상기 다수개의 안테나를 통해 제2 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 송신 다이버시티 방안은
    알라무티(Alamouti) 다이버시티 방안이고, 상기 N x N 행렬들의 각각은 하기의 <수학식 40>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 40>
    Figure 112008030021547-PAT00040
    여기서, N = 2이고, S 1 및 S 2 는 상기 변조 심볼들로 이루어진 하나의 쌍임
  3. 제 1항에 있어서, 상기 송신 다이버시티 방안은
    알라무티 다이버시티 방안이고, 상기 N x N 행렬들의 각각은 하기의 <수학식 41>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 41>
    Figure 112008030021547-PAT00041
    여기서, N = 2이고, S 1 및 S 2 는 상기 변조 심볼들로 이루어진 하나의 쌍임.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 M x M 코드 행렬 C는 하기의 <수학식 42>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 42>
    Figure 112008030021547-PAT00042
    여기서, A1 내지 Ax는 상기 다수개의 N x N 행렬임
  5. 제 1항에 있어서, 상기 다수개의 N x N 행렬에 대한 상기 직교 확산은
    푸리에 행렬에 의해 수행되고, 상기 푸리에 행렬의 각 요소는 하기의 <수학식 43>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 43>
    Figure 112008030021547-PAT00043
    여기서, m 및 n = 0, 1, … (N-1)이고, G=NxN이며, m은 상기 행렬에 있는 행의 수이며, n은 상기 행렬에 있는 열의 수이며, g는 0과 G-1 사이의 어느 수가 되도록 선택됨
  6. 제 1항에 있어서, 상기 다수개의 N x N 행렬에 대한 상기 직교 확산은
    자도프-추 시퀀스에 따라 수행되고, k-번째 자도프-추 시퀀스의 n-번째 엔트리 ck(n)이 하기의 <수학식 44> 및 <수학식 45>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 46>
    Figure 112008030021547-PAT00044
    여기서 L은 양의 홀수 정수이며,
    <수학식 47>
    Figure 112008030021547-PAT00045
    여기서 L은 양의 짝수 정수이며, k는 L과 서로 소인 정수이며, q는 정수 임
  7. 제 1항에 있어서, 상기 다수개의 N x N 행렬에 대한 상기 직교 확산은
    아다마르(Hadamard) 행렬에 따라 수행되며, n차 아다마르 행렬은 하기의 <수학식 48>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 48>
    Figure 112008030021547-PAT00046
    여기서 In은 n x n 단위 행렬임
  8. 제 1항에 있어서, 상기 제1 출력 행렬은
    N x N 직교 확산 행렬과 모든 요소가 1인 X x X 행렬의 크로네커 곱(Kronecker product)인 M x M 확산 행렬을 생성하고, 상기 M x M 코드 행렬과 상기 M x M 확산 행렬의 요소별 곱셈에 의하여 상기 제1 M x M 코드 행렬을 직교 확산시킴으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 출력 행렬을 송신하기 이전에 상기 제1 출력 행렬 내에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환하는 단계와,
    상기 제1 출력 행렬에 있는 상기 심볼들을 송신하기 이전에 상기 제2 출력 행렬 내에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법..
  10. 제 1항에 있어서:
    상기 제1 출력 행렬에 있는 상기 심볼들을 송신하기 이전에 상기 제1 출력 행렬 내에 있는 선택된 쌍의 열들을 교환하는 단계와,
    상기 제1 출력 행렬에 있는 상기 심볼들을 송신하기 이전에 상기 제2 출력 행렬 내에 있는 선택된 쌍의 열들을 교환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  11. 제 1항에 있어서, 상기 제2 출력 행렬에 있는 상기 심볼들은
    수신기로부터 수신된 NACK 신호에 응답하여 송신되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  12. 데이터를 송신하는 방법에 있어서,
    송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와,
    상기 다수개의 변조 심볼을 각기 M 개의 변조 심볼로 이루어진 다수개의 변조 심볼 세트로 나누는 단계와,
    상기 M개의 변조 심볼을 각기 N개의 변조 심볼로 이루어진 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누되 여기서 M = N x X이고, X는 상기 변조 심볼 서브세트들의 양이며; 각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 서브세트에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 생성하는 송신 다이버시티 방안에 따라, 각기 N개의 변조 심볼로 이루어진 각각의 변조 심볼 서브세트를 인코딩하고, 상기 다수개의 N x N 행렬을 포함하는 M x M 코드 행렬을 생성하고, 그리고, 출력 행렬을 생성하도록 상기 M x M 코드 행렬을 직교 확산시킴으로써, 각기 M개의 변조 심볼로 이루어진 각각의 변조 심볼 세트에 대하여, 출력 행렬을 생성하는 단계와,
    상기 생성된 출력 행렬들 중에서 K개의 출력 행렬로 이루어진 출력 행렬 세트를 선택하는 단계와,
    상기 K개의 출력 행렬로 이루어진 출력 행렬 세트 내에 있는 상기 대응하는 출력 행렬에 근거하여 K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 각각의 행-치환 행렬은 선택된 행-치환 방안을 이용하여 생성되며, 다른 행렬들에 의해 이용된 상기 행 치환 방안들은 상이하며,
    상기 이용가능한 송신 리소스를 다수개의 주파수 부반송파로 분리시키는 단 계와,
    상기 다수개의 부반송파를 각기 M개의 연속 부반송파로 이루어진 다수개의 연속 부반송파 세트로 나누는 단계와,
    상기 선택된 K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 세트를 상기 각기 M개의 부반송파로 이루어진 다수개의 부반송파 세트로 반복적으로 맵핑하는 단계로서, 각기 M개의 부반송파로 이루어진 각각의 부반송파 세트는 행-치환 행렬과 대응하며,
    상기 선택된 행-치환된 행렬들에 있는 상기 심볼들을 다수개의 안테나를 통해 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 송신 다이버시티 방안은
    알라무티 다이버시티 방안인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  14. 제 14항에 있어서, 상기 M x M 코드 행렬 C는
    하기의 <수학식 49>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 49>
    Figure 112008030021547-PAT00047
    여기서, A1 내지 Ax는 상기 다수개의 N x N 행렬임.
  15. 제 12항에 있어서, 상기 출력 행렬은:
    N x N 직교 확산 행렬과 모든 요소가 1인 X x X 행렬의 크로네커 곱인 M x M 확산 행렬을 생성하고,
    상기 M x M 코드 행렬과 상기 M x M 확산 행렬의 요소별 곱셈에 의하여 상기 M x M 코드 행렬을 직교 확산시킴으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 선택된 K개의 행-치환된 행렬에 있는 상기 심볼들을 상기 대응하는 부반송파들을 이용하여 상기 다수개의 안테나를 통해 후속 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티 를 이용한 데이터 전송 방법.
  17. 데이터를 송신하는 방법에 있어서,
    송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와,
    상기 다수개의 변조 심볼을, 각각의 서브세트가 N개의 변조 심볼을 갖고 N은 2보다 작지 않은 정수인, 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누는 단계와,
    각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 서브세트에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 생성하는 송신 다이버시티 방안에 따라, 각각의 변조 심볼 서브세트를 인코딩하는 단계와,
    다수개의 N x N 행렬을 포함하는 M x M 코드 행렬 C를 생성하는 단계로서, M = N x X이고 X는 상기 다수개의 N x N 행렬의 수이며,
    출력 행렬을 생성하도록 상기 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와,
    상기 출력 행렬에 근거하여 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 각각의 행-치환된 행렬은 상기 출력 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환함으로써 생성되며,
    K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와,
    상기 선택된 행-치환된 행렬 서브세트의 상기 심볼들을 다른 시간 슬롯으로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이 버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 송신 다이버시티 방안은 알라무티 다이버시티 방안인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  19. 제 17에 있어서, 상기 M x M 코드 행렬 C는
    하기의 <수학식 50>에 의해 산출됨을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
    <수학식 50>
    Figure 112008030021547-PAT00048
    여기서 A1 내지Ax는 상기 다수개의 N x N 행렬임.
  20. 제 17항에 있어서, 상기 출력 행렬은
    N x N 직교 확산 행렬과 모든 요소가 1인 X x X 행렬의 크로네커 곱인 M x M 확산 행렬을 생성하고,
    상기 M x M 코드 행렬과 상기 M x M 확산 행렬의 요소별 곱셈에 의하여 상기 M x M 코드 행렬을 직교 확산시킴으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  21. 데이터를 송신하는 방법에 있어서:
    송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 단계와,
    상기 다수개의 변조 심볼을, 각각의 서브세트가 N개의 변조 심볼을 갖고 N은 2보다 작지 않은 정수인, 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누는 단계와,
    각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 서브세트에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 생성하는 송신 다이버시티 방안에 따라, 각각의 변조 심볼 서브세트를 인코딩하는 단계와,
    하기의 <수학식 51>에 의해 산출되는 M x M 코드 행렬 C를 발생하는 단계로서,
    <수학식 51>
    Figure 112008030021547-PAT00049
    여기서 A1 내지 Ax는 상기 다수개의 N x N 행렬이고, X는 상기 다수개의 N x N 행렬의 수이며, M = N x X이며,
    출력 행렬을 생성하도록 상기 M x M 코드 행렬을 직교 확산시키는 단계와,
    상기 출력 행렬에 근거하여 행-치환된 행렬 세트를 생성하는 단계로서, 각 행-치환된 행렬은 상기 출력 행렬에 있는 선택된 쌍의 행들을 교환함으로써 생성되며,
    K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와,
    이용가능한 송신 리소스를 다수개의 주파수 부반송파로 분리시키는 단계와,
    상기 다수개의 부반송파를 다수개의 연속 부반송파 세트로 나누는 단계로서, 각각의 부반송파 세트는 M개의 부반송파를 포함하며,
    상기 송신 리소스로 맵핑될, K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 서브세트를 선택하는 단계와,
    상기 선택된 K개의 행-치환된 행렬로 이루어진 행-치환된 행렬 세트를 상기 다수개의 부반송파 세트로 반복적으로 맵핑하는 단계로서, M개의 부반송파로 이루 어진 각 세트는 행-치환된 행렬에 대응하며,
    상기 선택된 행-치환된 행렬들에 있는 상기 심볼들을 상기 대응하는 부반송파들을 이용하여 다수개의 안테나를 통해 다른 시간 슬롯들로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
  22. 데이터를 송신하는 송신기에 있어서,
    송신될 데이터를 다수개의 변조 심볼로 변조하는 변조기와,
    상기 다수개의 변조 심볼을 다수개의 변조 심볼 서브세트로 나누고, 각각의 N x N 행렬이 각각의 변조 심볼 쌍에 대응하는 다수개의 N x N 행렬을 얻는 송신 다이버시티 방안에 따라, 상기 다수개의 심볼 중의 각각의 변조 심볼 서브세트로 인코딩하는 사전 코딩 유닛과,
    출력 행렬을 생성하도록 상기 다수개의 N x N 행렬을 직교 확산시키는 확산 유닛과,
    다수개의 행-치환된 행렬을 생성하도록 상기 출력 행렬에 있는 적어도 한 쌍의 행들을 치환하는 치환 유닛과,
    상기 다수개의 행-치환된 행렬에 있는 상기 심볼들을 이용가능한 송신 리소스로 맵핑하는 맵핑 유닛과,
    상기 다수개의 행-치환된 행렬에 있는 상기 심볼들을 송신하는 다수개의 안 테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 장치.
  23. 제 22항에 있어서, 상기 맵핑 유닛은
    상기 다수개의 행-치환된 행렬로 이루어진 하나의 선택된 서브세트에 있는 상기 심볼들을 이용가능한 송신 리소스로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 장치.
  24. 제 22항에 있어서, 상기 맵핑 유닛은
    상기 다수개의 행-치환된 행렬로 이루어진 하나의 선택된 서브세트에 있는 상기 심볼들을 상기 송신 리소스의 다수개의 주파수 부반송파로 반복적으로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 장치.
  25. 제 22항에 있어서, 상기 맵핑 유닛은
    상기 다수개의 행-치환된 행렬로 이루어진 하나의 선택된 서브세트에 있는 상기 심볼들을 상기 송신 리소스의 다수개의 시간 슬롯으로 반복적으로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 장치.
  26. 제 22항에 있어서, 상기 데이터 전송 장치는
    수신기로부터 수신된 부정적 수신확인 신호에 응답하여 상기 다수개의 행-치환된 행렬에 있는 상기 심볼들을 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서의 송신 다이버시티를 이용한 데이터 전송 방법.
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