CN102007745B - 用于发射分集编码的方法 - Google Patents

Abstract

本发明与发射分集编码符号相关。本发明的示例实施例包括为四个发射天线提供符号块，符号块由转换输入块确定，并通过在块中元素组之前和之后添加由零组成的组来扩展块。

Description

用于发射分集编码的方法

技术领域

本发明与要通过发射机在无线通信系统中部署四个发射天线来发射分集符号编码相关。因此包含了方法、设备和计算机程序产品。

背景技术

在3GPP长期演进技术(LTE)(GPP TS36.211v8.2.0，“Evolved UniversalTerrestrial Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；物理信道和调制，第八版”)中，采用了单载波频分多址(SC-FDMA)作为上行链路多址方案，形式为Discrete FourierTransform-Spread Orthogonal Frequency Domain Multiplexing(DFT-S-OFDM)。

与OFDMA相比，SC-FDMA的主要优势在于所述接入方案具有低峰均功率比(PAPR)。PAPR低可以减少功率放大器(PA)所需的动态范围，因此提高了PA的效率，例如，小区覆盖范围可以使用相同的发射功率进行扩展。

图1显示了由M个复调制符号x_n，n＝0，1，...，M-1组成的DFT-S-OFDM块的发射机结构，由Discrete Fourier Transform(DFT，离散傅里叶变换)转换并产生M个频谱系数X_k，其中，

$X_k={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{M-1}{x}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nk}}{M}},k=\mathrm{0,1},...,M-1.---\left(1\right)$

DFT的输出与等距子载波l_k＝l₀+kL一一对应，其中，k为频率偏移，L为大于等于1的整数(在LTE上行链路中，L＝1)。快速傅里叶逆变换(Inverse Fast FourierTransform，IFFT)的所有其它输入都设置为零。IFFT的输出y_n由以下公式给出：

$y_n=\frac{1}{M}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{M-1}{X}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\mathrm{nl}}_k}{N}},n=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(2\right)$

最终，插入了循环前缀，其中，插入的循环前缀不会更改信号的PAPR。

在LTE上行链路中，在某些时隙中只有一个工作的发射天线。为了进一步优化和/或提高上行链路的性能(例如：峰值数据比率、平均谱效率以及小区边缘用户吞吐量)，曾有建议提出，在上行链路中将发射天线的数量增加至四个(该事实已在LTE-Advanced(3GPP TR36.913v1.0.0)“Requirements for Further Advancements for E-UTRA(LTE-Advanced)(E-UTRA(LTE-Advanced的更高级功能的要求，第八版”)中定义)，因此，上行链路中的四个发射天线将可用。

对于在发射机端具有多个天线的无线通信系统，发射分集方案是一个可用于提高系统性能的有价值的备选项。此外，发射分集方案通常在开环模式中工作，因此在这样的方案中不需要反馈信息。例如，对于低级几何场景中的高速用户设备(UE)，开环空间复用会由于几何性较低而不会正常行驶功能。并且，闭环波束形成也不适用于这些类型的场景，因为Precoding Matrix Indictor(PMI)反馈无法准确跟踪信道变化；因此，开环发射分集可能为能够以有效方式提高通信可靠性的唯一备选项。

由于开环发射分集方案的这些好处，这样的方案已广泛应用于多个当前标准中，如WCDMA、WiMax、LTE等等。在LTE-Advanced中，在上行链路中可以使用四个发射天线，并且同样地，应该考虑开环使用四个天线发射分集方案以提高上行链路中的系统性能。

在LTE下行链路中，为四个发射天线开环发射分集方案定义了空频块编码(SpaceFrequency Block Coding，SFBC)和频率切换发射分集(FSTD)组合，通常称为SFBC+FSTD。用于LTE下行链路中的SFBC+FSTD的已编码矩阵为：

其中，四行编码矩阵表示四个发射天线，并且四个列表示四个子载波，它们在频率域中应尽可能连续以保持正交结构。

上面的结构表示，x₀、x₁分别在天线1的频率f₁和f₂(以子载波标识的方式)处发射，-x₁ ^*、x₀ ^*在天线3处以频率f₁和f₂发射，x₂、x₃在天线2处以频率f₃和f₄发射，-x₃ ^*、x₂ ^*在天线4处以频率f₃和f₄处发射。

操作 $\left(\begin{array}{cc}{X}_0& X_1\\ -X_1^{*}& X_0^{*}\end{array}\right)$ 称为SFBC，表示X₀、X₁从天线1的子载波k₁和k₂处发射，并且-X₁ ^*、X₀ ^*同时从天线2的子载波k₁和k₂发射。因此，可以观察到，(3)中所示的编码矩阵实际上包含了两个SFBC，即

$\left(\begin{array}{cc}{x}_0& x_1\\ -x_1^{*}& x_0^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{x}_2& x_3\\ -x_3^{*}& x_2^{*}\end{array}\right).---\left(4\right).$

第一个SFBC分别从天线1和3处的子载波k₁和k₂处发射，第二个SFBC切换至天线2和4的另两个载波k₃和k₄。在LTE下行链路中，用于信道估计的参考信号的密度与四个发射天线不同。第一个和第二个天线具有相同的参考信号密度，这些天线的密度大于第三个和第四个天线。为了平衡两个SFBC的性能，建议第一个SFBC从天线1和3发射，第二个SFBC从天线2和4发射。但是，为了能够清楚地说明并且不失于一般性，在本文档剩余的部分中，第一个SFBC分别从天线1和天线2发射，第二个SFBC分别从天线3和天线4发射。

在LTE下行链路中，一些下行链路控制信道(例如物理下行链路控制信道和物理广播信道)使用SFBC+FSTD以提高检测性能；此外，SFBC+FSTD还用于在低SNR中或高速场景中的下行共享信道中。当在上行链路中设计了四个天线发射分集方案时，必须解决发射分集方案的PAPR问题。

如果当前下行链路SFBC+FSTD直接用于上行链路发射作为四个天线和DFT-S-OFDM的发射分集方案，则帧结构将如图2中所示。M个DFT采样X_k，k＝1，2，...，M的块将使用下列项进行编码：

$\mathrm{SFBC}+\mathrm{FSTD},$

$\left(\begin{array}{cccccccccccccc}{X}_0& X_1& 0& 0& X_4& X_5& 0& 0& \·\·\·& \·\·\·& X_{M-4}& X_{M-3}& 0& 0\\ -X_1^{*}& X_0^{*}& 0& 0& -X_5^{*}& X_4^{*}& 0& 0& \·\·\·& \·\·\·& {-X}_{M-3}^{*}& X_{M-4}^{*}& 0& 0\\ 0& 0& X_2& X_3& 0& 0& X_6& X_7& \·\·\·& \·\·\·& 0& 0& X_{M-2}& X_{M-1}\\ 0& 0& -X_3^{*}& X_2^{*}& 0& 0& -X_7^{*}& X_6^{*}& \·\·\·& \·\·\·& 0& 0& -X_{M-1}^{*}& X_{M-2}^{*}\end{array}\right)---\left(5\right),$

其中，四个行分别映射至四个天线的M个连续的子载波。M个DFT采样X_k，k＝0，1，…，M-1的块为单载波信号x_k，k＝0，1，…，M-1的频谱系数。当映射之后，可以看出，映射至每个天线的信号仅为原始单信号载波信号xk，k＝0，1，…，M-1(例如X₀，X₁，X₄，X₅，X₈，X₉，…，X_M-4，X_M-3已映射至第一个天线)的频谱系数的一部分，这意味着每个天线上已发射的信号不是单载波信号。由于失去了单载波属性，使得信号的PAPR增加。与单载波信号相比，部署不同天线的当前SFBC+FSTD与DFT-S-OFDM在PAPR方面增加的数字估计如图4中所示。

在另一个先有技术解决方案中，空频编码方案推荐给SC-FDMA以观察两个发射天线中的单载波属性。在此方案中，对于时间域单载波信号的M个DFT采样X_k，k＝0，1，…，M-1的块；首先形成对(k1，k2)，其中k1、k2为DFT采样的指示并且k1＝0，1，2，…，M-1，k2＝(M/2-k1)mod M；然后执行k1-th采样Xkl和k2-th采样Xk2之间的SFBC；SFBC作为 $\left(\begin{array}{cc}{X}_{k1}& X_{k2}\\ -X_{k2}^{*}& X_{k1}^{*}\end{array}\right)$ 操作(当k1为奇数时)，并作为 $\left(\begin{array}{cc}{X}_{k1}& X_{k2}\\ X_{k2}^{*}& -X_{k1}^{*}\end{array}\right)$ (当k1为偶数时)。M个DFT采样的块上的编码矩阵在矩阵(6)中显示，

$\left(\begin{array}{cccccccccccc}{X}_0& X_1& \·\·\·& \·\·\·& X_{M/2-2}& X_{M/2-1}& X_{M/2}& X_{M/2+1}& \·\·\·& \·\·\·& X_{M-2}& X_{M-1}\\ -X_{M/2-1}^{*}& X_{M/2-2}^{*}& \·\·\·& \·\·\·& -X_1^{*}& X_0^{*}& -X_{M-1}^{*}& X_{M-2}^{*}& \·\·\·& \·\·\·& -X_{M/2-1}^{*}& X_{M/2}^{*}\end{array}\right)---\left(6\right).$

两个行分别映射至两个发射天线上。推荐的方案使得从两个发射天线发射的信号能够具有与单载波信号相同的PAPR，但是所述方案对于两个发射天线有用。

在另一个先有技术解决方案中，推荐了四个天线SC-FDMA的空频发射分集方案。该方案根据下面的内容，基于准正交码(quasi-orthogonal)空频块代码构建：

$\left(\begin{array}{cccc}{X}_0& X_1& X_2& X_3\\ -X_1^{*}& X_0^{*}& -X_3^{*}& X_2^{*}\\ X_2& X_3& X_0& X_1\\ -X_3^{*}& X_2^{*}& -X_1^{*}& X_0^{*}\end{array}\right)---\left(9\right).$

如果一个矩阵的列可以分为多个组，其中，每个组中的列没有彼此正交，但是不同组的列彼此正交，则该矩阵称为准正交(quasi-orthogonal)。对于(9)中所示的编码矩阵，四个列可以分为两个组，其中，第一个组包含第一个列和第三个列，第二个组包含其余两个列。可以看出，每个组中的两个列为非正交的，但是两个不同组中的列彼此正交，因此编码矩阵(9)为准正交矩阵。在(9)中定义的准正交矩阵中的四个行，表示四个不同的发射天线，这些列表示四个子载波，因此所述方案称为准正交空频块代码。

通常，上述编码矩阵在每四个子载波上重复，以获取结构：

$\left(\begin{array}{cccc}{X}_0& X_1& X_2& X_3\\ -X_1^{*}& X_0^{*}& -X_3^{*}& X_2^{*}\\ X_2& X_3& X_0& X_1\\ -X_3^{*}& X_2^{*}& -X_1^{*}& X_0^{*}\end{array}\right)---\left(9\right).$

其中，X X＝{X₀，X₁，…，X_M-1}为时间域单载波信号的M个DFT采样的块。至于从(10)中四个天线发射的信号，只有从第一个天线发射的信号为单载波信号。在此先有技术中已采取的操作是，使得从其余三个天线发射的信号为单载波信号，同时保留准正交结构以实现发射分集。所述先有技术解决方案的工作原理如下：

一个由M个DFT采样X＝{X₀，X₁，…，X_M-1}，组成的块，它构建了第一个分支，使用循环位移大小M/2进行循环移位，以获取DFT采样Y＝{Y_k|Y_k＝X_(k-M/2)modM，k＝0，1，…，M-1}的块(该块表示准正交空频编码的第三个分支)。

M个DFT采样X的块经过反转、循环移位和取共轭，然后每隔一个DFT采样都添加一个负号以获取M个DFT采样的块A，它表示准正交空频编码的第二个分支。类似地，对Y执行相同的操作以获取M个DFT采样的块B，它表示准正交空频编码的第四个分支。

最终，DFT采样的四个块X、A、Y、B组成为一个编码矩阵，

$\left(\begin{array}{cccccc}{X}_0& X_1& \·\·\·& X_k& \·\·\·& X_{M-1}\\ A_0& A_1& \·\·\·& A_k& \·\·\·& A_{M-1}\\ Y_0& Y_1& \·\·\·& Y_k& \·\·\·& Y_{M-1}\\ B_0& B_1& \·\·\·& B_k& \·\·\·& B_{M-1}\end{array}\right)$

其中：

$A_k={(-1)}^{k+1}{X}_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}^{*},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1---\left(11\right),$

Y_k＝X_(k-M/2)modM，k＝0，1，…，M-1

$B_k={(-1)}^{k+1}{Y}_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}^{*},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1$

其中，四个列的相应的采样为

k，(p-1-k)modM，(k-M/2)modM，(p-M/2-1-k)modM，可以由下面的公式(12a)和(12b)表示，其中分别对应公式(12a)(当k为偶数时)和公式(12b)(当k为奇数时)。

其中：

$\left(\begin{array}{cccc}{X}_k& X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}& X_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}\\ -X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& X_k^{*}& -X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& X_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}^{*}\\ X_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}& X_k& X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}\\ -X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& X_{(p-M/2-3)\mathrm{mod}M}^{*}& -X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& X_{(p-M/2-1)\mathrm{mod}M}^{*}\end{array}\right)---\left(12a\right)$

$\left(\begin{array}{cccc}{X}_k& X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}& X_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}\\ X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& -X_k^{*}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& {-X}_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}^{*}\\ X_{(k-M/2)\mathrm{mod}M}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}& X_k& X_{(p-1-k)\mathrm{mod}M}\\ X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& {-X}_{(p-M/2-3)\mathrm{mod}M}^{*}& X_{(p-M/2-1-k)\mathrm{mod}M}^{*}& {-X}_{(p-M/2-1)\mathrm{mod}M}^{*}\end{array}\right)---\left(12b\right)$

可以证明，编码矩阵(12a)和(12b)满足准正交矩阵的条件。等式(10)和(11)之间的不同在于，用于创建任何准正交空频编码矩阵的四个采样的标识不是连续的，但是保持了准正交空频编码结构。

在上面先有技术解决方案中推荐的结构使得从每个天线发射的信号具有单载波信号的属性，而同时利用准正交空频编码结构以实现发射分集。

但是，准正交空频编码的不利方面为大大增加了解码方面的复杂性，因为需要执行大型尺寸矩阵的反转。此先有技术解决方案的另一个主要缺点为，与SFBC+FSTD相比，降低了块错误率(BLER)方面的性能。

发明内容

按照本发明的一个方面，先有技术中的一些缺点得到了克服，方法是由发射机在无线通信系统中发射符号的分集编码，其中所述发射机部署了四个发射天线。本方法包含：

对于第一个符号块和第二个符号块，其中，所述第一个符号块和所述符号的第二个块，每个符号块均由多个(数量等于L)元素表示，

确定符号的第三个块(由L元素表示)，通过反转、循环移位和取共轭表示所述第一个符号块的所有元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭表示第一个符号块的元素而获取的元素添加一个负号，

确定第四个符号块(由L元素表示)，通过反转、循环移位和取共轭表示所述第二个符号块的所有元素获取，并每隔一个从反转、循环移位和共轭表示第二符号块的元素而得到的元素添加一个负号，

在每D个连续元素的组合之后(这些元素分别表示所述第一个和第三个符号块)插入多个零(数量等于D)，以便获取用于发射的已修改的第一个符号块和用于发射的已修改的第三个符号块，并且

在每D个连续元素的组合之前(这些元素分别表示所述第二个和第四个符号块)插入多个零(数量等于D)，以便获取用于发射的已修改的第二个符号块和用于发射的已修改的第四个符号块，其中，所述用于发射的已修改的第一、二、三、四个符号块从所述四个发射天线提供。

提供了用于发射机在无线通信系统中发射分集符号编码的示例设备，其中，所述发射机部署了四个发射天线，并包含处理电路(配置为在第一个符号块X和第二个符号块Y上进行操作)，其中，所述第一个符号块X和所述第二个符号块Y均由多个元素表示(数量等于L)，同时包含

一个用于确定第三个符号块A的转换实体，相应地，反转、循环移位和取共轭表示所述第一个符号块X的所有元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭表示第一个元素块X的元素中而获取的元素添加一个负号，同时用于确定第四个符号块B，对应于反转、循环移位和取共轭表示所述第二个符号块的所有元素Y，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭表示第二个符号块的元素Y得到的元素添加一个负号；以及

一个扩展实体，配置为插入多个(数量等于D)零，相应地，对于所述第一个符号块X以及所述第三个符号块A，每隔一个由D个连续元素组成的组合后插入D个连续的零，以便获取已修改的第一个符号块X′和已修改的第三个符号块A′以用于发射，并且，配置为插入多个(数量等于D)零，相应地，对于第二个所述符号块Y以及第四个所述符号块A，每隔一个由D个连续元素组成的组合前插入D个连续的零，以便获取已修改的第二个符号块Y′和已修改的第四个符号块B′以用于发射；

设备安排为提供所述已修改的第一、二、三、四个符号块X′、Y′、A′、B′以用于从所述四个发射天线进行发射。

本发明的优选实施例提供了一个方法和设备，用于将由部署了四个发射天线的发射机来发射符号分集编码，该发射机具有与单载波信号相同的峰均比PAPR，并在BLER方面显示了卓越的性能。此外，与先有技术解决方案相比，编码方面的复杂性相对变小，因为按照优选实施例的编码方法，用于编码的反向矩阵的尺寸可减小一半。

公开了按照本发明的方法而采用的不同实施例。根据本发明，配置了一个符合本发明方法的不同实施例的示例设备。

下面结合附图对本发明的示例实施例和优势进行详细描述。

附图说明

附图用于对本发明进行说明，其中：

图1显示了先有技术中可用的基础DFT-spread OFDM发射结构；

图2显示了先有技术中配合DFT-S-OFDM应用于上行链路中的SFBC+FSTD的帧结构；

图3显示了按本发明的示例实施例配合DFT-S-OFDM一起应用于上行链路中的帧结构；

图4显示了先有技术方案的PAPR；

图5显示了本发明的一个示例实施例D＝L的PAPR；

图6显示了本发明的一个示例实施例D＝1的PAPR；

图7显示了本发明在Pedestrian A信道(2RB)中的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图8显示了本发明在Pedestrian A信道(4RB)中的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图9显示了本发明在Pedestrian A信道(6RB)中的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图10显示了本发明在TU信道(2RB)中的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图11显示了本发明在TU信道(4RB)中的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图12显示了本发明在U信道(6RB)的示例实施例(D＝1和D＝L)的性能；

图13采用结构化方式说明了按照本发明的示例实施例所述的设备。

具体实施方式

如上所述，SFBC+FSTD实际上包含两个SFBC分支(如(5)中所示)，其中，第一个分支在前两个发射天线上发射，第二个分支在最后两个发射天线上发射。如果SFBC+FSTD的两个分支按照等式5所述的推荐的先有技术解决方案直接替换，则每个天线的单载波属性将丢失，因为在每个天线上发射的原始信号不是单载波信号，从而将导致PAPR的增加。

例如，给定DFT尺寸为M＝16，按照(5)，SFBC+FSTD编码矩阵应为：

$\left(\begin{array}{cccccccccccccccc}{X}_0& X_1& 0& 0& X_4& X_5& 0& 0& X_8& X_9& 0& 0& X_{12}& X_{13}& 0& 0\\ -X_1^{*}& X_0^{*}& 0& 0& -X_5^{*}& X_4^{*}& 0& 0& -X_9^{*}& X_8^{*}& 0& 0& -X_{13}^{*}& X_{12}^{*}& 0& 0\\ 0& 0& X_2& X_3& 0& 0& X_6& X_7& 0& 0& X_{10}& X_{11}& 0& 0& X_{14}& X_{15}\\ 0& 0& -X_3^{*}& X_2^{*}& 0& 0& -X_6^{*}& X_6^{*}& 0& 0& -X_{11}^{*}& X_{10}^{*}& 0& 0& -X_{15}^{*}& X_{14}^{*}\end{array}\right)---\left(7\right).$

如果将推荐的先有技术解决方案(如(6)中所示)用于SFBC+FSTD中，则上述编码矩阵应改为：

$\left(\begin{array}{cccccccccccccccc}{X}_0& X_1& 0& 0& X_4& X_5& 0& 0& X_8& X_9& 0& 0& X_{12}& X_{13}& 0& 0\\ -X_5^{*}& X_4^{*}& 0& 0& -X_1^{*}& X_0^{*}& 0& 0& -X_{13}^{*}& X_{12}^{*}& 0& 0& -X_9^{*}& X_8^{*}& 0& 0\\ 0& 0& X_2& X_3& 0& 0& X_6& X_7& 0& 0& X_{10}& X_{11}& 0& 0& X_{14}& X_{15}\\ 0& 0& -X_7^{*}& X_6^{*}& 0& 0& -X_3^{*}& X_2^{*}& 0& 0& -X_{15}^{*}& X_{14}^{*}& 0& 0& -X_{11}^{*}& X_{10}^{*}\end{array}\right)---\left(8\right).$

从矩阵(8)可以得出，在单载波信号的频谱系数中xk，k＝0，1---，15中，仅有一部分在每个天线上发射；显然，它不是每个天线的单载波信号，因此在这种情况下的PAPR会比单载波的PAPR增加。

一个按照本发明的优选编码方案，结合使用DFT-S-OFDM应用于上行链路中的帧结构如图3中所示。但是，应该看到，按照本发明所述的方法也适用于无线通信系统的下行链路中，因此，图3中的帧结构是一个没有限制的示例。

输入符号被分为两个时间域调制符号的块

X＝{x₀，x₁，…，x_L-1}和y＝{y₀，y₁，…，y_L-1}，其中所述两个时间域调制符号每个都包含L个元素，每个元素对应于时间域调制符号，它们可能来自相同的码字或两个不同的码字。每个元素x_i或y_i，i＝0，1，2，…，L-1为来自调制星座图(例如BPSK(二相移相键控)、QPSK(正交相移键控)、16QAM(正交幅度调制)、64QAM等等；L为DFT尺寸，M＝2L(为已分配的子载波的数量))的具有复数值的符号。两个L点DFT操作分别在两个时间域符号的块x、y上执行以获取第一个和第二个符号块

X＝{X₀，X₁，…，X_L-1}和Y＝{Y₀，Y₁，…，Y_L-1}，其中，所述第一个和第二个符号块X和Y各包含L个元素，其中每个元素均与一个DFT采样对应，其中：

$X_k=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\πnk}}{L}\right),k=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,L-1$      (13).

$Y_k=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_n\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\πnk}}{L}\right),k=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,L-1$

如本发明所述的编码方法按照如下所示执行：

1.第一个符号块X中的元素经过反转、循环移位(具有循环位移大小p)并取共轭，然后每隔一个元素添加一个负号以获取第三个符号块A作为SFBC的第二个分支。同样地，第四个符号块B通过在第二个符号块Y上执行相同的操作来获取。

2.在第一个和第二个符号块X和A中，由D个零组成的块在每D个元素之后插入，以获取第一个和第三个已修改的符号块分别用于发射X′和A′，同时在第二个和第四个符号块Y和B中每隔D个元素之前插入由D个零组成的块，以获取第二个和第四个已修改的符号块分别用于发射符号块Y′和B′。

在反转、循环移位和取共轭第一个符号块X中的元素，并每隔一个通过反转、循环移位和取共轭第一个符号块X而获取的元素添加一个负号以获取第三个符号块A之后，元素X和A之间的关系按照本发明所述的一个实施例为

k＝0，1，…，L-1，按同样方法，所述实施例中的Y和B中的元素之间的关系为

k＝0，1，…，L-1其中，节点为模(modulo)L运算符，p为循环移位大小，X^* _{(L-1-k-p)modL}和Y^* _{(L-1-k-p)modL}分别为所述第一个和第二个符号块X、Y的((L-1-k-p)mod L)的复共轭。

$A_k={(-1)}^k{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},$ k＝0，1，…，L-1和 $B_k={(-1)}^k{Y}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},$ k＝0，1，…，L-1，

根据本发明的另一个实施例，元素X和A之间的关系以及Y和B之间的关系还可以分别表示为 $A_k={(-1)}^k{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},$ k＝0，1，…，L-1，并且

k＝0，1，…，L-1，其中，mod为模L运算符，p为循环移位大小，X*(L-1-k-p)modL和Y*(L-1-k-p)modL分别为所述第一个和第二个符号块X、Y的((L-1-k-p)modL)的复共轭。这是由于实际上用于针对每隔一个元素添加负号的元素总数可以为偶数或奇数元素，例如，在第k个或(k-1)个元素上添加的元素。

已获取的用于发射的已修改符号块X′、Y′、A′、B′可以位于本发明的一个实施例中，安排在用于发射T的编码矩阵中，将具有的一般形式为

X＝{X₀，X₁，……，X_L-1}

$A=\left\{A_k\right|A_k={(-1)}^{k+1}{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1,2}\·\·\·,L-1\}$

Y＝{Y₀，Y₁，……，Y_M-1}   (14b)，

$B=\left\{B_k\right|B_k={(-1)}^{k+1}{Y}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,L-1\}$

其中，用于发射的所述编码矩阵T中的每一行均对应于所述四个发射天线中的一个，所述用于发射的编码矩阵中的每个列均对应一个子载波，并且其中，第一、二、三、四个符号块中的第k个元素分别表示为X_k、Y_k、A_k、B_k，其中k＝0，1，...，L-1。

在本发明的实施例中，D等于L，编码矩阵T将具有的型式为

根据IFFT的属性，在一个频率域中的信号以前/之后附加多个零，等效于在时间域中进行内插，因此要在单载波信号的频谱系数之后/之前附加多个零，不会改变单载波信号在PAPR方面的属性。由于第一个符号块X的元素为单载波信号x的频谱系数，所以按(15)中所示附加零将不会更改信号x的单载波属性。同样地，在第二个符号块Y上附加零将不会更改信号y的单载波属性。因此，可以得出结论，在第一个或第三个天线上发射的信号具有与单载波相同的PAPR。

现在，可以得出，第三个符号块A上的元素也是单载波信号的频谱系数。自(14b)，后面为

$a_n=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k{e}^{\frac{j2\mathrm{\πkn}}{L}}$

$=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{k+1}{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*}{e}^{\frac{j2\mathrm{\πkn}}{L}}$

$=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{L-p-m}{X}_m^{{*e}^{\frac{-j2\mathrm{\πn}(1+p+m)}{L}}}$     (16).

$={(-1)}^{L-p}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\πn}(1+p)}{L}}{\left(\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_m{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}(n-L/2)m}{L}}\right)}^{*}$

$={(-1)}^{L-p}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\πn}(1+p)}{L}}{x}_{(n-L/2)\mathrm{mod}L}^{*},n=\mathrm{0,1},\·\·\·,L-1$

可以观察到，在(16)中对应的时间域信号A为通过循环移位、取共轭和相移x中的元素获取，并且还具有与x相同的振幅属性，因为循环位移、取共轭和相移不会更改元素的振幅。因此，时间域信号a_n，n＝0，1，...L-1为单载波信号。同样地，可以得出，相应的时间域信号B也是单载波信号。将相同的原因用于第一个和第二个符号块X和Y，可以得出，在第二个和第四个天线上发射的信号也具有和单载波相同的PAPR。

在本发明的实施例中，D等于L，因此编码矩阵T将具有的格式为

$T=\left(\begin{array}{cccccccccccc}{X}_0& 0& X_1& 0& X_2& 0& \·\·\·& 0& X_{L-2}& 0& X_{L-1}& 0\\ A_0& 0& A_1& 0& A_2& 0& \·\·\·& 0& A_{L-2}& 0& A_{L-1}& 0\\ 0& Y_0& 0& Y_1& 0& Y_2& \·\·\·& Y_{L-3}& 0& Y_{L-2}& 0& Y_{L-1}\\ 0& B_0& 0& B_1& 0& B_2& \·\·\·& B_{L-3}& 0& B_{L-2}& 0& B_{L-1}\end{array}\right).---\left(17\right)$

根据IFFT的属性，每隔一个信号的频谱系数插入多个零，等效于在时间域中重复信号，因此，所述的插入零将不会更改信号的PAPR。因为符号块X、A、Y、B的相应的时间域信号都是单载波信号，所以可以得出，在第四个天线上发射的信号具有与单载波相同的PAPR。

还可以看出，根据本发明推荐的空频编码方案(在(14a)中定义)具有如(4)中定义的SFBC+FSTD属性以获取发射分集。从(14b)可以得出

$A_k={(-1)}^{k+1}{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*}$

$A_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}={(-1)}^{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L+1}{X}_k^{*}$     (18).

则四个元素X_k，X_{(L-1-k-p)modL}，A_k，A_{(L-1-k-p)modL}可以表示为

$\left(\begin{array}{cc}{X}_k& X_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}\\ A_k& A_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{X}_k& X_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}\\ {(-1)}^{k+1}{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*}& {(-1)}^{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L+1}{X}_k^{*}\end{array}\right)---\left(19\right).$

为了要以SFBC形式启动(19)，第二行的两个元素应具有相反的符号，因此，循环位移的大小必须为偶数(本文中L全部都是偶数)。已获取的SFBC形式将为

从以上可以看出，X、A的第k个元素和第((L-1-k-p)modL)个元素被分组至一个SFBC中，它们从天线1和天线2发射；同样地，Y、B的第L个元素和第(L-1-k-p)modL)个元素也如(21)中所示被分组至一个SFBC中并从天线3和天线4发射。

参考SFBC+FSTD，两个SFBC(在(4)中)被分别从第一组的两个天线以及第二组的两个天线发射以获取发射分集；因此，根据本发明推荐的方案具有与如上所述相同的结构以实现发射分集。

SFBC的BLER性能与用于创建SFBC的两个元素相关，该距离在频率域中应尽可能小。距离通过两个元素的标识之间的差值的绝对值来测量。在推荐的方案中用于创建SFBC的两个元素的距离如下所示：

从中可以得出，用于创建SFBC的两个元素之间的最大距离为max(L-p-1，p-1)，所以我们应该选择循环位移大小p

满足p＝min max(Z-p-1，p-1)，以减小最大距离。典型值属于

循环位移大小p为

最后，可以在(14a)中的已编码符号上执行子载波映射(如图3所示)，通过分别将每个用于发射的符号块X′、Y′、A′、B′映射至四个用于发射的天线的M个子载波来完成，其中，M个子载波可以进行限制或为根据应该用于执行编码的应用程序而发布的等效距离。

不受限制的示例：

已给定DFT大小L＝8并且，循环移位大小p＝8/2＝4，两个时间域调制符号的块定义为x＝{x₀，x₁，x₂，，x₃，x₄，x₅，x₆，x₇}和y＝{y₀，y₁，y₂，y₃，y₄，y₅，y₆，y₇}。在两个单独的DFT操作之后，相对应的第一个和第二个符号块因此为X＝{X₀，X₁，X₂，X₃，X₄，X₅，X₆，X₇}并且Y＝{Y₀，Y₁，Y₂，Y₃，Y₄，Y₅，Y₆，Y₇}，其中所述第一个和第二个符号块中每个都由8个元素组成，每个元素对应于一个DFT采样，其中

$X_k=\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{x}_n\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\πnk}}{8}\right),k=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,7$

$Y_k=\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{y}_n\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\πnk}}{8}\right),k=\mathrm{0,1,2},\·\·\·,7$     (23).

第一个符号块X＝{X₀，X₁，X₂，X₃，X₄，X₅，X₆，X₇}中的元素经过反转、循环移位一半的大小并共轭，然后每隔一个元素添加一个负号以获取第三个符号块A，其中

$A=\{-X_3^{*},X_2^{*},{-X}_1^{*},X_0^{*},{-X}_7^{*},X_6^{*},{-X}_5^{*},X_4^{*}\}$ 在第二个符号块Y＝{Y₀，Y₁，Y₂，Y₃，Y₄，Y₅，Y₆，Y₇}上

执行相同的操作以获取第四个符号块

在第一个和第三个符号块X和A中，分别在每D个元素之后插入由D个零组成的块，以获取第一个和第三个已修改的用于发射的符号块X′和A′，同时在第二个和第四个符号块Y和B中，分别在每D个元素之前插入由D个零组成的块，以分别获取第二个和第四个已修改的用于发射的符号块Y′和B′。当D＝L＝8(在此非限制示例中)时，己编码的矩阵T等于

$T=\left(\begin{array}{cccccccccccccccc}{X}_0& X_1& X_2& X_3& X_4& X_5& X_6& X_7& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ {-X}_3^{*}& X_2^{*}& {-X}_1^{*}& X_0^{*}& {-X}_7^{*}& X_6^{*}& {-X}_5^{*}& X_4^{*}& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& Y_0& Y_1& Y_2& Y_3& Y_4& Y_5& Y_6& Y_7\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& {-Y}_3^{*}& Y_2^{*}& {-Y}_1^{*}& Y_0^{*}& {-Y}_7^{*}& Y_6^{*}& {-Y}_5^{*}& Y_4^{*}\end{array}\right)---\left(24\right),$

并且，当为D＝1(在此非限制示例中)时，编码矩阵T等于

$T=\left(\begin{array}{cccccccccccccccc}{X}_0& 0& X_1& 0& X_2& 0& X_3& 0& X_4& 0& X_5& 0& X_6& 0& X_7& 0\\ {-X}_3^{*}& 0& X_2^{*}& 0& {-X}_1^{*}& 0& X_0^{*}& 0& {-X}_7^{*}& 0& X_6^{*}& 0& {-X}_5^{*}& 0& X_4^{*}& 0\\ 0& Y_0& 0& Y_1& 0& Y_2& 0& Y_3& 0& Y_4& 0& Y_5& 0& Y_6& 0& Y_7\\ 0& {-Y}_3^{*}& 0& Y_2^{*}& 0& {-Y}_1^{*}& 0& Y_0^{*}& 0& {-Y}_7^{*}& 0& Y_6^{*}& 0& {-Y}_5^{*}& 0& Y_4^{*}\end{array}\right)---\left(25\right).$

最终，编码矩阵的四个行分别映射至四个发射天线的16个子载波以用于发射。

使用按照下表1中的模拟假设，PAPR的数字评价如图4-6中所示。先有技术SFBC+FSTD中的PAPR如图4中所示，按本发明推荐的方案的两个实施例(D＝L，图5和D＝1，图6)的PAPR评价分别在图5-6中显示。从这些图中可以得出，先有技术解决方案具有1.3dB的PAPR，比单载波大约增加了10-4，原因是破坏了SFBC+FSTD的单载波属性，而按本发明推荐的方案，则具有与单载波信号相同的PAPR。

模拟假设-PAPR

系统带宽	5MHz
		IFFT大小	512
有效子载波的数量	300
		已占用的数据子载波的数量	128
调制方案	QPSK
		资源分配类型	受限型

表1

使用下面的表2中的模拟假设，先有技术SFBC+FSTD和根据本发明推荐的方案在BLER的方面的性能，已经在两个典型信道模型(例如在具有低低频率选择性的Pedestrian A信道，以及在具有高频率选择性的Typical Urban(TU)信道)中进行了模拟和比较。模拟结果如图7-12中所示。从这些图中可以看出，推荐的方案在PedestrianA信道中在SFBC+FSTD方面具有较小的增益；但是当为数据发射分配2、4和6个资源块(RB)时，在TU信道中的目标BLER10^-2处损失了大约0.3～0.7dB的性能。需要注意的是，已将发射分集方案用于控制信道或低几何性方案中以便提高这种情况下的性能，用于数据发射的已分配RB的数量在这两个场景中都相当小，因此，由于频率选择而损失的性能将小于0.7dB。在低频率选择性信道中，推荐的方案具有比SFBC+FSTD更佳的BLER性能；在高频率选择性信道中，与SFBC+FSTD相比，具有0.7dB的BLER方面的性能损失，但是与由于部署SFBC+FSTD而增加的1.3dB的PAPR相比，BLER方面少于0.7dB的性能损失是可以接受的。两个不同的实施例显示了在Pedestrian A信道中几乎具有相同的性能；对于TU信道，当D＝1，且在BLER10″2′处具有2和4RB的资源分配时，与D＝L的情况相比，性能有了轻微的提高(约0.2dB的增益)，而对于6RB的分配，当D＝\时，与D＝L的情况相比，具有0.1dB的增益。

模拟假设-BLER性能

带宽	5MHz
		采样频率	7.68MHz
IFFT大小	512
		信道模型	Pedestrian A和TU
模块	QPSK
		信道编码	Turbo代码，编码率＝1/2
接收天线	2
		信道估计	理想情况

表2

图13采用结构化方式说明了按本发明的所述的示例实施例的设备。设备(130)包含了处理电路(131)和四个天线(132)-(135)。处理电路(131)包含了一个用于转换的转换实体和一个用于符号块扩展的扩展实体。转换实体的配置用于

反转表示块的连续元素，根据块循环移位元素并进行元素的共轭。扩展实体配置为，根据特定元素块以及表示符号块的元素之间的零，通过添加来扩展块长度。零是以组的方式添加在连续元素组之前和之后。由零组成的组的大小等于由连续的元素组成的组的大小。在组大小等于一的示例实施例中，在每个元素之前和之后添加单个零以表示符号块。由执行转换和扩展而实现的元素最好以发射矩阵的形式进行安排，并且这些元素提供给四个发射天线(132)-(135)。

本领域中的技术人员应该理解，所述设备可以按照与上述方法相关的不同实施例来进行配置。此外，本领域的技术人员还会理解，按照本发明所述的发射分集编码方法可以通过计算机编程代码方法来完成，当程序在计算机中运行时可以执行该方法。计算机程序最好包含在计算机程序产品的计算机可以读取的媒体中。计算机可以读取的媒体可能包含实体和内存，例如：ROM(只读存储器)、PROM(可编程只读存储器)、EPROM(可擦除PROM)、闪存、EEPROM(电可擦除PROM)或者硬盘驱动器。

尽管使用特定实施例对本发明进行了描述，应该理解，我们可以对其进行进一步修改。本应用程序的目的是为了覆盖本发明的所有变更方案、使用、适应或实施，不排除启用软件的装置和设备，并且涵盖在下面一系列权利要求的范围内，通常，本发明相关领域内的技术人员应该清楚本发明的原则。

Claims (19)

1.一种用于发射机在无线通信系统中发射分集符号编码的方法，其中，所述发射机部署了四个发射天线，所述方法的特征在于，第一个符号块和第二个符号块，其中，所述第一个符号块和所述第二个符号块中的每个符号块均由L个元素表示，所述方法包括以下步骤：

通过反转、循环移位和取共轭表示所述第一个符号块的所有元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭而得到的元素添加一个负号，来确定符号的第三个符号块，该第三个符号块由L个元素表示，并且，

通过反转、循环移位和取共轭表示所述第二个符号块的所有元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭而得到的元素添加一个负号，来确定第四个符号块，该第四个符号块由L个元素表示，并且，

在所述第一个和第三个符号块的每D个连续元素的组合之后插入D个零，以便获取用于发射的已修改的第一个符号块和用于发射的已修改的第三个符号块，并且，

在所述第二个和第四个符号块的每D个连续元素的组合之前插入D个零，以便获取用于发射的已修改的第二个符号块和用于发射的已修改的第四个符号块，其中，所述用于发射的已修改的第一、二、三、四个符号块从所述四个发射天线提供；

其中，所述第一个和第二个符号块由第一个时间域符号块x和第二个时间域符号块y确定，每个所述第一个和第二个时间域符号块x、y均包含L个符号，其中L为整数，

分别在所述第一个时间域符号块x和第二个时间域符号块y上执行离散的Fourier转换，以用于获取所述第一个和第二个符号块，每个所述第一个和第二个符号块包含L个DFT采样。

2.如权利要求1所述的方法，包含：

提供了用于发射的已编码矩阵，该已编码矩阵表示为T，并包含了四个行，每一行分别包含表示所述用于发射的已修改的第一、二、三和四个符号块的元素，其中，元素X₀，X₁，…，X_L-1表示所述第一个符号块，元素Y₀，Y₁，…，Y_L-1表示所述第二个符号块，元素A₀，A₁…，A_L-1表示所述第三个符号块，元素B₀，B₁，…，B_L-1表示所述第四个符号块。

3.如权利要求2所述的方法，其中，用于发射的已编码矩阵T具有形式

其中，所述用于发射的已编码矩阵T中的每一行均对应于所述四个发射天线中的一个，所述用于发射的已编码矩阵中的每一列对应一个子载波，并且所述第一、二、三、四个符号块中的第k个元素分别由X_k、Y_k、A_k、B_k表示，其中k＝0，1，...，L-1。

4.如权利要求2所述的方法，其中，用于发射的已编码矩阵T具有形式

$T=\left(\begin{array}{cccccccccccc}{X}_0& 0& X_1& 0& X_2& 0& ...& 0& X_{L-2}& 0& X_{L-1}& 0\\ A_0& 0& A_1& 0& A_2& 0& ...& 0& A_{L-2}& 0& A_{L-1}& 0\\ 0& Y_0& 0& Y_1& 0& Y_2& ...& Y_{L-3}& 0& Y_{L-2}& 0& Y_{L-1}\\ 0& B_0& 0& B_1& 0& B_2& ...& B_{L-3}& 0& B_{L-2}& 0& B_{L-1}\end{array}\right).$

5.如权利要求2所述的方法，其中，用于发射的已编码矩阵T具有形式L个零

6.如权利要求1所述的方法，其中D＝1或D＝L。

7.如权利要求1所述的方法，其中，所述四个发射天线中的每一个均被分配了2L个用于发射的子载波。

8.如权利要求7所述的方法，其中，所述子载波在频率域中是连续的。

9.如权利要求7所述的方法，其中，所述子载波为等间隔分布。

10.如权利要求2所述的方法，其中，表示所述第三个符号块的元素中的第k个元素为

$A_k={(-1)}^{k+1}{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1},...,L-1,$

并且，表示所述第四个符号块B的第k个元素为

$B_k={(-1)}^{k+1}{Y}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1},...,L-1,$

其中，mod L为模L运算符，p为循环位移大小，X*_{(L-1-k-p)modL}和

Y*_{(L-1-k-p)modL}为分别表示所述第一个和第二个符号块的第(L-1-k-p)mod L个元素的复共轭。

11.如权利要求2所述的方法，其中，表示所述第三个符号块的元素中的第k个元素为

$A_k={(-1)}^k{X}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1},...,L-1$

并且，表示所述第四个符号块B的第k个元素为

$B_k={(-1)}^k{Y}_{(L-1-k-p)\mathrm{mod}L}^{*},k=\mathrm{0,1},...,L-1,$

其中，mod L为模L运算符，p为循环位移大小，X*_{(L-1-k-p)modL}和Y*_{(L-1-k-p)modL}分别为所述第一个和第二个符号块X、Y的第(L-1-k-p)mod L个元素的复共轭。

12.如权利要求1所述的方法，其中，表示所述第一和第二符号块的元素循环移位一个位移p，其中，p是一个偶数。

13.如权利要求12所述的方法，其中，当L/2为偶数时，所述位移大小p等于L/2。

14.如权利要求12所述的方法，其中，当L/2为奇数时，所述位移大小p等于L/2+1或L/2-1。

15.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一个和第二个时间域符号块x、y中的符号属于BP SK、QPSK、16QAM或64QAM的调制星座图。

16.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一个和第二个时间域符号块x、y来自于相同的码字，该码字是在信道编码和调制之后实现的。

17.如权利要求1所述的方法，其中，每个所述第一个和第二个时间域符号块x、y均来自于码字，该码字是在信道编码和调制之后实现的。

18.提供了用于发射机在无线通信系统中要发射的发射分集符号编码的设备，其中所述发射机部署了四个发射天线，其特征在于，该设备包含处理电路，该处理电路配置为在第一个符号块X和第二个符号块Y上进行操作，其中，所述第一个符号块X和所述第二个符号块Y两者均由L个元素表示，该设备同时包含

一个用于确定第三个符号块A的转换实体，相应地，反转、循环移位和取共轭表示所述第一个符号块X的所有元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭表示所述第一个符号块X的元素而获取的元素添加一个负号，并且，为了确定第四个符号块B，相应地，反转、循环移位和取共轭表示所述第二个符号块Y的元素，并每隔一个从反转、循环移位和取共轭表示第二个符号块Y的元素而得到的元素添加一个负号；并且

一个扩展实体，配置为插入D个零，相应地，为所述第一个符号块X和所述第三个符号块A每隔由D个连续元素组成的组后插入D个连续的零，以便获取用于发射的已修改的第一个符号块X′和用于发射的已修改的第三个符号块A′，并且，配置为插入D个零，相应地，为所述第二个符号块Y和第四个所述符号块B在每个由D个连续元素组成的组前插入D个连续的零，以获取用于发射的已修改的第二个符号块Y′和用于发射的已修改的第四个符号块B′，该设备还安排为提供所述用于发射的已修改的第一、二、三和四个符号块X′、Y′、A′、B′，以从所述四个发射天线发射；

其中，所述第一个和第二个符号块由第一个时间域符号块x和第二个时间域符号块y确定，每个所述第一个和第二个时间域符号块x、y均包含L个符号，其中L为整数，

分别在所述第一个时间域符号块x和第二个时间域符号块y上执行离散的

Fourier转换，以用于获取所述第一个和第二个符号块，每个所述第一个和第二个符号块包含L个DFT采样。

19.如权利要求18所述的设备，其中，该处理电路安排为能够执行如权利要求2-17的其中任何一个权利要求所述的方法。

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