KR20080088244A - Ｏｆｄｍ 시스템 및 그 송신 다이버시티 방법 - Google Patents

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KR20080088244A
KR20080088244A KR1020070030943A KR20070030943A KR20080088244A KR 20080088244 A KR20080088244 A KR 20080088244A KR 1020070030943 A KR1020070030943 A KR 1020070030943A KR 20070030943 A KR20070030943 A KR 20070030943A KR 20080088244 A KR20080088244 A KR 20080088244A
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장남석
길계태
강준혁
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주식회사 케이티
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Abstract

본 발명은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing;직교주파수 분할 다중화) 시스템 및 그 송신 다이버시티 방법에 관한 것으로서, 수신 신호로부터 채널을 추정하여 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이(Doppler shift)값과 평균 제곱근 지연확산(delay spread)값을 구한 후, 상기 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연확산 값을 정규화한 후, 상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC(Space Time Block Coding)?OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템과 SFBC(Space Frequency Block Coding)?OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하도록 함으로써, OFDM 시스템의 수신 성능을 향상시키는 기술을 개시한다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템 및 그 송신 다이버시티 방법{SYSTEM FOR OFDM AND METHOD FOR TRANSMIITING DIVERSITY THEREROF}
도 1은 종래의 STBC-OFDM의 블록도.
도 2는 종래의 STBC-OFDM의 부호화 구조도.
도 3은 종래의 SFBC-OFDM의 블록도.
도 4는 종래의 SFBC-OFDM의 부호화 구조도.
도 5는 종래의 도플러 이동(Doppler shift) 변화에 따른 STBC-OFDM 및 SFBC-OFDM의 비트당 신호 대 잡음비 대비 비트오율을 나타낸 그래프.
도 6은 종래의 지연 확산(delay spread) 변화에 따른 STBC-OFDM 및 SFBC-OFDM의 비트당 신호 대 잡음비 대비 비트오율을 나타낸 그래프.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 채널 특성에 따라 스위칭되는 OFDM 시스템의 블록도.
도 8은 도 7의 선택모드부(250)의 스위칭 기준에 관한 그래프.
도 9는 본 발명에 따른 STBC-OFDM과 SFBC-OFDM의 BER(bit error rate) 차이를 바탕으로 얻은 등고선.
도 10은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 제이크(Jake) 시뮬레이터를 통해 생성된 채널의 스펙트럼.
도 11은 본 발명에 따른 채널 추정부(240)의 채널 샘플을 얻는 과정에 대한 설명도
도 12는 본 발명에 따른 채널 스펙트럼에서 도플러를 추정하기 위해 필요한 구간의 길이를 결정하는 방법에 대한 설명을 위한 도면.
도 13은 본 발명에 따른 채널 정보를 추정하기 위해 진행되는 과정의 설명도
도 14는 본 발명에 따른 도플러 편이의 추정 결과를 나타내는 도면.
도 15은 본 발명에 따른 스위칭 테크닉(Switching Technique)의 BER 성능 비교를 나타내는 도면.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >
100 : 송신기 200 : 수신기
110 : 병렬처리부 120 : 스위칭부
130, 140 : 가드 인터벌 삽입부 및 역고속푸리에변환부
210 : 가드 인터벌 및 고속푸리에변환부
220 : 결합부 230 : 직렬처리부
240 : 채널 추정부 250 : 선택모드부
본 발명은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing;직교주파수 분할 다중화) 시스템 및 그 송신 다이버시티 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 OFDM을 사용하는 시스템에서 도플러 편이값과 지연 확산값을 이용하여 채널의 특성에 따라 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중에 하나를 선택적으로 적용하여 OFDM 시스템의 수신 성능을 향상시키는 기술이다.
본 발명은 OFDM 시스템에서 송신 다이버시티를 구현하는 데 있어서 스위칭 기술을 적용한 것이다.
OFDM은 디지털 신호 전송에 있어서 다중 캐리어 변조 방식의 일종으로서, 단일 캐리어 데이터 송신에서 사용하는 주파수 대역을 사용하면서 긴 심볼주기 기간에 병렬로 데이터를 다수의 부반송파에 실어서 전송하는 방식으로, 많은 부반송파(subcarrier)를 사용하여 한꺼번에 많은 데이터를 보냄으로써 차세대의 선호하는 시스템으로 자리매김 하고 있다.
송신 다이버시티가 적용된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템은 STBC(Space Time Block Coding)-OFDM 시스템과 SFBC(Space Frequency Block Coding)-OFDM 시스템으로 나누어진다. STBC-OFDM 시스템은 시간 및 공간에 대해서 심볼을 부호화하고 SFBC-OFDM 시스템은 주파수 및 공간에 대해서 심볼을 부호화한다.
도 1은 STBC-OFDM 시스템의 블록도를 나타낸다. 변조된 심볼이 들어오면 직렬-병렬 변환을 거친 후 시간 및 공간적으로 부호화한다. 부호화된 심볼은 역푸리에 변환을 거친 후 주기적 전치 부호(cyclic prefix)가 더해진다. 그리고 송신기에서 전송되면 채널을 지나 수신기에 도달하는데 수신된 심볼은 송신기에서 이루어진 것과 반대의 과정을 거친다. 즉, 주기적 전치 부호가 제거되고 푸리에 변환이 이루 어진다. 그 후에 수신기에서 추정된 채널 정보를 바탕으로 선형 합성법을 적용하여 병렬-직렬 변환을 한 후 송신기에서 전송된 신호를 추정한다.
상기 STBC-OFDM 시스템의 부호화는 도 2와 같은 방법으로 이루어진다. 송신 안테나를 두 개 사용하는 경우, 연속된 두 개의 단입력 단출력 OFDM 시스템에서 같은 부반송파에 위치하는 심볼들을 두 개의 안테나에서 송신한 후 다음 타임 슬롯의 같은 부반송파 위치에서 켤레 복소수의 형태인 심볼을 전송한다. STBC-OFDM 시스템의 부호화를 표현하는 식은 다음과 같다.
Figure 112007024682597-PAT00001
위 식의 열은 안테나에 따른 심볼을 의미하고, 행은 타임 슬롯에 따른 심볼을 뜻한다.
한편, SFBC-OFDM 시스템은 도 3과 같은 블록도의 과정을 거친다. 기본적인 구성이 도 1의 STBC-OFDM 시스템과 유사하지만 부호화가 주파수 및 공간에 대해 이루어진다는 차이점이 있다. 또한, SFBC-OFDM은 인접한 부반송파에 대해 부호화되므로 STBC-OFDM 시스템과 달리 하나의 OFDM 심볼을 필요로 한다. 이 때, OFDM 심볼의 푸리에 변환 길이가 안테나 개수의 정수배이어야 한다. SFBC-OFDM 시스템의 부호화는 도 4와 같은 방식으로 이루어진다. 송신 안테나를 두 개 사용하는 경우 SFBC-OFDM 시스템의 부호화를 표현하는 식은 아래와 같다.
Figure 112007024682597-PAT00002
위 식에서 열은 안테나에 따른 심볼을 의미하고, 행은 부반송파(주파수)에 따른 심볼을 의미한다.
STBC-OFDM 시스템은 시간 선택적 채널(time-selective channel)에서 도플러 주파수의 값이 증가할수록 비트오율이 높아져 성능이 감소한다. 이러한 현상은 도 5의 비트당 신호 대 잡음비(SNR per bit)에 따른 비트오율(BER; bit error rate) 을 나타내는 그래프에서 확인할 수 있다.
반면에 도 6에 도시된 SFBC-OFDM 시스템은 주파수 선택적 채널(frequency-selective channel)에서 지연 확산(delay spread)의 값이 증가할수록 비트오율이 높아지며 성능이 떨어진다. 즉, 시간 선택적 채널에서 SFBC-OFDM 시스템이 STBC-OFDM 시스템보다 좋은 성능을 보이며, STBC-OFDM는 주파수 선택적 채널에서 성능이 더 우수하다.
따라서, 종래에는 주파수 선택적 채널영역에서는 SFBC-OFDM 시스템의 성능이 열화되고, 시간 선택적 채널영역에서는 STBC-OFDM 시스템의 성능이 열화되는 문제점이 있었다.
따라서, 상술된 문제를 해결하기 위한 본 발명은 주어진 수신신호로부터 채널을 추정하고 추정된 채널 스펙트럼으로부터 도플러 편이값과 지연 확산값을 구하고 정규화시켜 이를 이용하여 채널의 특성에 따라 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중에 하나를 선택하여 적용하도록 함으로써 OFDM 시스템의 수신 성능을 향상시키는데 그 목적이 있다.
위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing;직교주파수 분할 다중화) 시스템의 송신 다이버시티 방법은, 수신 신호로부터 채널을 추정하여 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이(Doppler shift)값과 평균 제곱근 지연확산(delay spread)값을 구한 후, 상기 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연확산 값을 정규화하는 제 1 과정과, 상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC(Space Time Block Coding)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템과 SFBC(Space Frequency Block Coding)-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 제 2과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 OFDM 시스템은, 채널을 추정하고, 추정된 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연 확산값을 구하여 정규화시키고, 상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC-OFDM 모드와 SFBC-OFDM 모드 중 하나를 선택하기 위한 제어신호를 출력하는 수신기와, 상기 제어신호에 따라 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방법 중 하나를 선택하여 선택모드에 따라 송신신호를 부호화하여 송신하는 송신기를 포함하여 구성함을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하 게 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 기술이 적용된 송신 안테나가 두 개인 OFDM 시스템의 블록도이다.
본 발명의 스위칭 기술이 적용된 다입력 단출력 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing;직교주파수 분할 다중화) 시스템은, 디지털 신호를 송신하는 송신기(100)와 디지털신호를 수신하는 수신기(200)를 구비한다.
송신기(100)는 병렬처리부(110), 스위칭부(120), 가드인터벌 삽입부 및 역고속푸리에 변환부(130)를 구비한다.
병렬처리부(110)는 송신할 직렬형태의 신호를 병렬형태의 신호로 변환한다.
스위칭부(120)는 선택모드부(250)의 출력신호에 의해 제어되어 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방법 중 하나를 선택한다.
가드 인터벌 삽입부 및 역고속푸리에변환부(IFFT; inverse fast Fourier transform;130, 140)는 스위칭부(120)의 출력신호를 역고속푸리에 변환시키고, 심볼간 간섭 효과의 제거를 위해 역고속푸리에 변환된 송신신호에 가드 인터벌(GI; guard interval)인 CP(cyclic prefix)를 삽입한다.
한편, 수신기(200)는 프리앰블(preamble) 및 파일롯(pilot) 신호를 사용하여 수신신호의 채널정보를 추정하고, OFDM 시스템은 추정된 채널을 바탕으로 해서 선형 합성법을 통하여 전송된 신호를 판단한다.
이를 위해, 수신기(200)는 가드 인터벌 제거부 및 고속푸리에변환부(210), 결합부(220), 직렬처리부(230), 채널 추정부(240), 및 선택모드부(250)를 구비한 다.
가드 인터벌 제거부 및 고속푸리에변환부(210)는 삽입되어 있는 가드 인터벌을 제거한 후, 고속푸리에 변환시킨다.
결합부(combine;220)는 채널 추정부(240)에서 추정된 채널 정보를 바탕으로 행렬 연산을 수행하여 송신기에서 보내고자 하는 데이터를 복원한다.
직렬처리부(230)는 결합부(220)로부터 출력된 병렬신호를 직렬신호로 변환한다.
채널 추정부(240)는 도플러 편이(Doppler shift)와 지연 확산(delay spread)의 값을 구하고, 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연확산값을 선택모드부(250)로 전달한다.
선택모드부(250)는 채널 추정부(240)로부터 수신한 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연 확산값을 이용하여 시간 선택적 채널의 특성과 주파수 선택적 채널의 특성 중에서 상대적으로 어느 것이 강한지를 판단하여 그 결과에 따라 송신기(100)에서의 부호화 방식을 결정하는 제어신호를 송신기(100)에 인가한다.
이하, 수학식 3 내지 수학식 11을 참조하여 본 발명의 채널 추정부(240)가 채널 환경에 따라 STBC-OFDM 모드와 SFBC-OFDM 모드를 선택하는 방법을 구체적으로 설명하기로 한다.
먼저, 본 발명이 제안하는 스위칭 기술을 적용하기 위해, 채널 추정부(240)는 도플러 편이(Doppler shift)와 지연 확산(delay spread)의 값을 구해야 한다. 이에, 이동 통신 시스템에서 최대 도플러 편이는 아래 수학식 3을 통해 얻을 수 있 다.
Figure 112007024682597-PAT00003
상기 수학식 3에서
Figure 112007024682597-PAT00004
는 반송파의 주파수를 의미하고,
Figure 112007024682597-PAT00005
는 단말기의 속도이며,
Figure 112007024682597-PAT00006
는 빛의 속도이다. 이 값이 클수록 시간 선택적 채널의 특성이 강하다. 반송파의 주파수와 빛의 속도는 주어진 값이므로 단말기의 속도를 추정함으로써 최대 도플러 편이를 구할 수 있다.
한편, 지연 확산 값은 다음과 같은 방법으로 계산된다. 먼저, 여러 프레임의 프리앰블(preamble)을 사용하여 그 평균을 계산함으로써 전력 지연 프로파일(power delay profile)을 구하고, 전력 지연 프로파일로부터 아래 수학식 4와 같은 평균 지연 확산값(mean delay spread)을 계산한다.
Figure 112007024682597-PAT00007
여기서,
Figure 112007024682597-PAT00008
는 시간 지연을 의미하고,
Figure 112007024682597-PAT00009
는 전력 지연 프로파일이다. 평균 지연 확산값을 이용하여 아래 수학식 5와 같은 평균 제곱근 지연 확산값(root mean square delay spread)
Figure 112007024682597-PAT00010
rms을 구한다.
Figure 112007024682597-PAT00011
상기와 같은 평균 제곱근 지연 확산값이 클수록 주파수 선택적 채널의 특성이 강하다.
상기 수학식 3 및 수학식 5에 따른 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연 확산값을 바탕으로 시간 선택적 채널의 특성과 주파수 선택적 채널의 특성 중에서 상대적으로 어느 것이 강한지를 판단하여 송신기(100)에서의 부호화 방식을 결정한다.
이 때, 샘플링 주파수 및 푸리에 변환 길이 등의 시스템 특성들에 따라 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연 확산값의 해석이 달라지게 된다. 따라서, 아래 수학식 6 및 7과 같이, 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연 확산값을 정규화시키는 것이 바람직하다.
Figure 112007024682597-PAT00012
상기 수학식 6은 정규화된 도플러 편이값 구하는 것으로,
Figure 112007024682597-PAT00013
는 푸리에 변환 길이를 의미하고
Figure 112007024682597-PAT00014
는 샘플링 주기이다.
Figure 112007024682597-PAT00015
상기 수학식 7은 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값
Figure 112007024682597-PAT00016
norm을 구하는 것으로
Figure 112007024682597-PAT00017
는 샘플링 주파수이다.
이와 같이, 채널 추정부(240)에서 상기 수학식 6 및 7을 이용해 정규화된 도플러 편이값과 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 구한 후, 그 결과를 선택모드부(250)에 인가한다.
이에, 선택모드부(250)는 채널 추정부(240)로부터 수신한 정규화된 도플러 편이값과 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 이용하여 아래와 같은 방법으로 STBC-OFDM 모드와 SFBC-OFDM 모드 중에서 부호화 방식을 결정한다.
Figure 112007024682597-PAT00018
여기서,
Figure 112007024682597-PAT00019
는 OFDM 심볼의 전체 길이를 의미하며, 푸리에 변환 길이(
Figure 112007024682597-PAT00020
)에 주기적 전치 부호의 길이(
Figure 112007024682597-PAT00021
)를 더한 값이며, 기울기 성분인
Figure 112007024682597-PAT00022
와 상수 성분인
Figure 112007024682597-PAT00023
는 푸리에 변환 길이(
Figure 112007024682597-PAT00024
)에 따라 값이 변한다.
선택 모드부(240)는 상기 수학식 8에서 좌변(정규화된 평균 제곱근 지연 확산값)의 값이 크면 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방식을 사용하고, 우변의 값이 크면 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식을 사용하도록 결정한다.
도 8은 정규화된 도플러 편이를 가로축에 두고 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 세로축에 두어 수학식 8을 그림으로 나타낸 것이다. 왼쪽 위 부분이 STBC-OFDM 시스템의 부호화를 사용하는 영역이고 오른쪽 아래 부분은 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식을 사용하는 영역을 나타낸다.
이때, 수학식 8은 정규화된 도플러 편이와 지연 확산 값을 바꾸어가면서 푸리에 변환 길이가 다른 시스템들에 대해서 시뮬레이션을 통하여 구한 실험적인 식이다. 도플러 편이와 지연 확산값을 달리하여 STBC-OFDM과 SFBC-OFDM의 비트오율을 시뮬레이션 한 후, STBC-OFDM의 BER에서 SFBC-OFDM의 BER을 뺌으로써 도 9와 같은 등고선 형태로 나타낼 수 있다.
도 9에서 값이 0인 등고선을 선형 회귀하여 기울기와 세로축의 상수 값을 구하고, 도 9의 굵은 점선으로 표시된 부분이 선형 회귀를 거쳐 얻어진 직선이 된다.
한편, 수학식 8에서 사용되는 도플러 편이의 정규화값은 상기 수학식 6에서 설명한 바와 같이, 채널 샘플의 푸리에 변환값을 이용하여 계산되며, 채널의 최대 도플러 편이는 아래 수학식 9에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112007024682597-PAT00025
위 식에서
Figure 112007024682597-PAT00026
는 시간 영역에서 샘플의 개수를 의미하고
Figure 112007024682597-PAT00027
는 상수값으로 주파수 영역에서 몇 배로 오버샘플링(over-sampling)되는 지를 의미하며,
Figure 112007024682597-PAT00028
은 채널의 스펙트럼에서 다른 부분에 비해 값이 비교적 큰 부분으로 도 10에 도시한 것처럼 급격히 감소하기 전까지의 길이를 의미한다.
본 발명에서는 기본적으로 두 개의 OFDM 심볼 블록마다 도플러 편이와 지연 확산값을 추정한다. 그 이유는 STBC-OFDM의 경우 송신 안테나의 개수에 해당하는 OFDM 심볼 블록에 대해서 공간적 부호화가 이루어지기 때문이다.
본 발명의 도 7에서는 2개의 송신 안테나가 사용되므로 2 개의 OFDM 심볼 블록 단위로 스위칭을 위한 변수들을 추정하며, 그 추정방법은 도 11에 도시되어 있다. 도 11에 도시된 바와 같이, 파일럿 심볼을 사용할 경우 하나의 OFDM 심볼 블록에 대해서 하나의 주파수 응답을 얻는데 그 값에 역푸리에 변환을 적용하면 시간 영역의 임펄스(impluse) 응답을 구할 수 있다. 이렇게 구해진 임펄스 응답으로부터 하나의 지연 성분을 선택하면 하나의 OFDM 심볼 블록마다 하나의 채널 샘플을 얻게 된다.
원래는 가장 최근의 채널 정보를 포함한 2개의 OFDM 심볼 블록에서 얻는 채널 샘플만을 이용하여야 한다. 그러나 채널 샘플의 개수가 적을 경우 채널의 스펙트럼을 바탕으로 수학식 9를 이용하여 추정한 최대 도플러 편이 값이 실제 값과 큰 차이를 보인다.
따라서, 이전에 얻은 여러 개의 채널 샘플을 메모리에 저장한 후 최근의 2개의 채널 샘플을 포함하여 주파수 영역에서 오버샘플링(over-sampling)하여 추정 오차를 줄인다. 이때, 오버 샘플링 팩터(over-sampling factor)
Figure 112007024682597-PAT00029
는 수학식 10에 의해 결정된다
Figure 112007024682597-PAT00030
위 식에서
Figure 112007024682597-PAT00031
은 안의 값보다 큰 최소의 정수를 뜻하는 ceil 함수이다. 채널의 스펙트럼은 수학식 11을 이용하여 계산한다.
Figure 112007024682597-PAT00032
여기서,
Figure 112007024682597-PAT00033
은 채널의 샘플값을 의미하며
Figure 112007024682597-PAT00034
와
Figure 112007024682597-PAT00035
는 수학식 9의 변수와 동일하므로 그 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
Figure 112007024682597-PAT00036
의 값이 1인 경우는 고속푸리에변환(FFT)를 사용하여 채널의 스펙트럼을 구한 후 앞의 1/5의 개수만 고른 것을 의미하고,
Figure 112007024682597-PAT00037
가 2 이상인 경우는 채널의 샘플 뒤에 채널 샘플 개수의
Figure 112007024682597-PAT00038
배만큼 제로패딩(zero-padding)한 후, 고속푸리에변환(FFT) 하여 마찬가지의 앞쪽의 1/5의 개수를 고른 것으로 주파수 영역에서 오버샘플링(over-sampling)한 효과를 나타낸다.
도 12 및 도 13은 본 발명에 따른 채널의 스펙트럼에서 도플러 추정하기 위해 필요한 구간의 길이(
Figure 112007024682597-PAT00039
)를 구하는 방법을 나타낸다.
도 12처럼 앞의 과정에서 잘라낸 스펙트럼을 활용하여 모든 성분의 절대값의 평균을 구한 후, 인덱스가 큰 부분에서 시작해서 해당 인덱스의 스펙트럼의 절대값이 평균을 넘을 때 그 인덱스를 기준으로 그 값보다 인덱스가 큰 부분을 버린다.
그 결과, 도 12와 같은 형태로 나타나며, 남은 값들에 대해서 다시 절대값의 평균을 구한다. 마찬가지로 도 13과 같이 인덱스가 큰 부분에서 출발해서 해당 인덱스의 절대값이 평균을 넘어서는 순간 그 인덱스를 구간의 길이인
Figure 112007024682597-PAT00040
로 정한다.
도 14는 최대 도플러 편이가 50Hz인 채널에서 밴드폭(bandwidth)이 100kHz이고, FFT 길이가 64이며 CP의 길이가 16인 OFDM 시스템을 사용하여 도플러 편이를 추정한 결과를 도시한다.
이때, 100개의 OFDM 심볼 블록으로부터 100개의 채널 샘플을 얻으며 오버샘플링 팩터(over-sampling factor)는 수학식 10에 의해 16이 된다.
Figure 112007024682597-PAT00041
의 값은 66으로 이를 수학식 9에 적용하면 도플러 편이의 추정값은 51.56Hz가 된다.
한편, 채널의 시간 선택성 또는 주파수 선택성 중 하나가 무작위하게 상대적으로 더 강해지는 경우 도 15처럼 스위칭 기술을 적용한 시스템이 기존의 STBC-OFDM과 SFBC-OFDM 시스템보다 더 좋은 성능을 보인다. 도 15에서 모든 시스템이 에러플루어(error floor) 현상을 보인다.
이러한 이유는 채널의 시간적 선택성이 매우 큰 경우 STBC-OFDM에서 에러플루어(error floor) 현상이 발생하고, 채널의 주파수적 선택성이 매우 큰 경우 마찬가지로 SFBC-OFDM에서 에러플루어(error floor) 현상이 나타나기 때문이다. 스위칭 시스템의 BER 성능은 시간적 또는 주파수적 선택성이 클수록 각각의 시스템보다 더 욱 좋아지기 때문에 도 15에서는 도플러 편이의 정규화값은 0~0.1 사이에서 유니폼(uniform)하게 랜덤(random)한 값을 가지며, 지연 확산값의 정규화값은 1~6 사이의 정수값을 랜덤(random)하게 갖는다.
그러나 도 15처럼 스위칭 기술을 적용하려면 도플러 편이 및 지연 확산값이 반드시 추정되어야 한다. 채널의 스펙트럼을 얻고 수학식 9를 이용하여 도플러 편이를 추정하고 2개의 OFDM 심볼 블록마다 순간적인 전력 지연 프로파일을 얻어 지연 확산값을 추정함으로써 본 발명은 STBC-OFDM과 SFBC-OFDM이 실제적인 사용 가능성을 높여준다.
이와 같이, 본원발명은 복잡한 연산과정을 거쳐야 하는 기존의 페이즈 정보 또는 채널에 대한 오토리그레시브 모델(autoregressive model)로부터 도플러 편이를 추정하는 대신에, 채널의 스펙트럼을 이용하여 도플러 편이를 추정함으로써 도플러 편이를 위한 연산을 단순화시킬 수 있다. 즉, 본 발명에서는 채널의 스펙트럼을 얻게 되면 수학식 9를 이용하여 도플러 편이값을 쉽게 구할 수 있다. 또한, 도 10처럼 도플러 편이값이 길이의 형태로 나타나므로 도플러의 영향을 직접적으로 확인할 수 있다.
한편, 수학식 8에서 사용되는 지연 확산값의 정규화값은 도플러 편이를 구하는 과정과 유사하게 진행된다. 각각의 OFDM 심볼 블록으로부터 시간 영역의 임펄스 응답을 얻은 후 임펄스 응답에서 각각의 지연 성분마다 OFDM의 샘플링 레이트(sampling rate)에 맞게 인터폴레이션(interpolation)한 후 얻어진 값들을 제곱하여 평균을 취한다.
이러한 과정을 통해 2개의 OFDM 심볼 블록마다 순간적인 전력 지연 프로파일을 얻고 수학식 5와 수학식 7을 사용하여 정규화된 지연 확산값을 얻을 수 있다.
통상적으로 채널의 임펄스 응답을 구할 때 여러 개의 OFDM 심볼 블록을 받은 후 각각의 OFDM 심볼 블록마다 순간적인 채널 임펄스 응답을 얻고 평균을 취하게 된다. 그러나, 이 경우 이전 OFDM 심볼들을 여러 개 사용함으로써 업데이트되지 않은 채널 정보들이 많이 포함될 수 있다.
이에, 본 발명에서는 단지 2개의 OFDM 심볼 블록만을 갖고 인터폴레이션(interpolation)을 적용하여 채널 임펄스 응답을 얻음으로써 채널 정보의 업데이트 정도가 탁월하다.
또한, 본 발명은 정규화된 도플러 편이와 지연 확산값 모두 안테나마다 다른 값을 가질 수 있어, 각각의 값을 안테나에 대해서 평균을 취한 후 수학식 8에 적용하여 수신기에서 부호화 방식을 결정하고 부호화된 전송 신호를 복원하기 위해 수신기의 메모리에 저장한다.
수신기에서 결정된 부호화 방식은 또한 송신기에 피드백되어 다음 전송 신호에 선택된 부호화 방식이 사용된다. 이 때, 부호화 방식에 대한 정보는 시스템의 전체 성능에 큰 영향을 주기 때문에 BPSK(Binary Phase Shift Keying)와 같이 변조도(modulation depth)가 낮은 변조 방식을 사용하고 오류 제어(error control) 기법을 사용하여 잡음에 대한 저항력을 높여 전송한다.
따라서, 본 발명은 주어진 채널의 특성에 따라 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중에 하나를 선택하는 스위칭 기술을 적용하여, 각각 하나의 시스템을 사용하는 경우보다 더 좋은 수신 성능을 얻게 된다.
아울러 본 발명 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위한 것으로, 당업자라면 첨부된 특허 청구범위의 기술적 사상과 범위를 통해 다양한 수정, 변경, 대체 및 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정 변경 등은 이하의 특허 청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

Claims (18)

  1. 수신 신호로부터 채널을 추정하여 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이(Doppler shift)값과 평균 제곱근 지연확산(delay spread)값을 구한 후, 상기 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연확산 값을 정규화하는 제 1 과정; 및
    상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC(Space Time Block Coding)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템과 SFBC(Space Frequency Block Coding)-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 제 2과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 과정은,
    채널의 스펙트럼으로부터 OFDM 시스템의 속도를 추정하여 상기 최대 도플러 편이값을 구하고, 채널 푸리에 변환값을 이용하여 정규화하여 정규화된 도플러 편이값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    상기 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 심볼 블록으로부터 시간영역의 임펄스 응답을 구한 후 상기 임펄스 응답으로부터 각각의 지연성분마다 OFDM의 샘플링 레이트(sampling rate)에 맞게 인터폴레이션(interpolation)한 후, 그 결과들 을 제곱하여 평균을 취하고 적어도 2개 이상의 OFDM 심볼 블록마다 순간적인 전력지연프로파일을 구하여 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제 2과정은,
    상기 정규화된 최대 도플러 편이값과 상기 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 이용하여 시간 선택적 채널의 특성과 주파수 선택적 채널의 특성 중에서 상대적으로 어느 것이 강한지를 판단하여 상기 STBC-OFDM 시스템과 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    상기 도플러 편이값으로부터 최대 도플러 편이값을 구하고, 상기 최대 도플러 편이값을 정규화시켜 아래 수학식 1과 같은 정규화된 최대 도플러 편이값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112007024682597-PAT00042
    여기서,
    Figure 112007024682597-PAT00043
    은 정규화된 최대 도플러 편이값을 의미하고,
    Figure 112007024682597-PAT00044
    는 최대 도플러 편이값을 의미하며,
    Figure 112007024682597-PAT00045
    는 푸리에 변환 길이를 의미하고,
    Figure 112007024682597-PAT00046
    는 샘플링 주기이다.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    전력 지연 프로파일로부터 평균 지연 확산값을 계산한 후, 상기 평균 지연 확산값으로부터 평균 제곱근 지연 확산값을 구하고, 상기 평균 제곱근 지연 확산값을 아래 수학식 2와 같이 정규화시킨 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
    [수학식 2]
    Figure 112007024682597-PAT00047
    여기서,
    Figure 112007024682597-PAT00048
    은 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을,
    Figure 112007024682597-PAT00049
    는 평균 제곱근 지연 확산값을,
    Figure 112007024682597-PAT00050
    는 샘플링 주파수를 의미한다.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 제 2과정은,
    상기 정규화된 최대 도플러 편이값과 상기 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 이용한 아래 수학식 3을 통해 상기 STBC-OFDM 시스템과 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
    [수학식 3]
    Figure 112007024682597-PAT00051
    여기서,
    Figure 112007024682597-PAT00052
    는 OFDM 심볼의 전체 길이를 의미하며, 푸리에 변환 길이(
    Figure 112007024682597-PAT00053
    )에 주기적 전치 부호의 길이(
    Figure 112007024682597-PAT00054
    )를 더한 값이며, 기울기 성분인
    Figure 112007024682597-PAT00055
    와 상수 성분인
    Figure 112007024682597-PAT00056
    는 푸리에 변환 길이(
    Figure 112007024682597-PAT00057
    )에 따라 값이 변한다.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 제 2과정은,
    상기 수학식 3에서 좌변의 값이 크면 STBC-OFDM 부호화 방식을 선택하고, 우변의 값이 크면 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식을 선택하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  9. 제 1항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    상기 최대 도플러 편이값을 추정하기 위해, 적어도 2개 이상의 OFDM 심볼 블록 단위로 스위칭을 위한 변수를 추정하기 위해, 각각의 OFDM 심볼 블록에 대해서 주파수 응답을 얻어 그 값에 역푸리에 변환을 적용하여 시간 영역의 임펄스(impluse) 응답을 구한 후, 상기 임펄스 응답으로부터 지연 성분을 선택하여 각각의 OFDM 심볼 블록마다 각각의 채널 샘플을 얻어 저장한 후, 최근 저장된 채널 샘플을 오버샘플링하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  10. 제 1항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    상기 최대 도플러 편이값을 아래 수학식 4를 통해 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
    [수학식 4]
    Figure 112007024682597-PAT00058
    여기서,
    Figure 112007024682597-PAT00059
    는 OFDM 심볼의 전체 길이를 의미,
    Figure 112007024682597-PAT00060
    는 시간 영역에서 샘플의 개수를 의미하고,
    Figure 112007024682597-PAT00061
    는 상수값으로 주파수 영역에서 몇 배로 오버샘플링(over-sampling)되는 지를 의미하며,
    Figure 112007024682597-PAT00062
    은 채널의 스펙트럼에서 다른 부분에 비해 값이 비교적 큰 부분을 의미하며,
    Figure 112007024682597-PAT00063
    는 샘플링 주파수를 의미한다.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 제 1과정은,
    상기
    Figure 112007024682597-PAT00064
    은 채널의 스펙트럼의 모든 성분의 절대값의 평균을 구한 후 인덱스가 큰 부분에서 시작해서 해당 인덱스의 스펙트럼의 절대값이 평균을 넘을 때 그 인덱스를 기준으로 그 값보다 인덱스가 큰 부분을 버린 후 남은 값들에 대한 절대값의 평균값임을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 송신 다이버시티 방법.
  12. 채널을 추정하고, 추정된 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연 확산값을 구하여 정규화시키고, 상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC(Space Time Block Coding)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 모드와 SFBC(Space Frequency Block Coding)-OFDM 모드 중 하나를 선택하기 위한 제어신호를 출력하는 수신기; 및
    상기 제어신호에 따라 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 부호화 방법 중 하나를 선택하여 선택모드에 따라 송신신호를 부호화하여 송신하는 송신기를 포함하여 구성함을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 수신기는,
    채널을 추정하고, 추정된 채널 스펙트럼으로부터 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연 확산값을 구하여 정규화시키는 채널 추정부; 및
    상기 채널 추정부로부터 정규화된 최대 도플러 편이값과 평균 제곱근 지연 확산값을 수신하여, 상기 정규화된 최대 도플러 편이와 평균 제곱근 지연확산 값을 이용하여, STBC-OFDM 시스템과 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 제어신호를 상기 송신기로 출력하는 선택모드부를 포함하여 구성함을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    채널을 추정하고, 추정된 채널의 스펙트럼으로부터 OFDM 시스템의 속도를 추 정하여 상기 최대 도플러 편이값을 구하고, 채널 푸리에 변환값을 이용하여 정규화하여 정규화된 도플러 편이값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  15. 제 13항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    상기 최대 도플러 편이값을 추정하기 위해, 적어도 2개 이상의 OFDM 심볼 블록 단위로 스위칭을 위한 변수를 추정하기 위해, 각각의 OFDM 심볼 블록에 대해서 주파수 응답을 얻어 그 값에 역푸리에 변환을 적용하여 시간 영역의 임펄스(impluse) 응답을 구한 후, 상기 임펄스 응답으로부터 지연 성분을 선택하여 각각의 OFDM 심볼 블록마다 각각의 채널 샘플을 얻어 저장한 후, 최근 저장된 채널 샘플을 오버샘플링하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  16. 제 13항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    상기 SFBC-OFDM 시스템과 STBC-OFDM 시스템의 심볼블록으로부터 시간영역의 임펄스 응답을 구한 후 상기 임펄스 응답으로부터 각각의 지연성분마다 OFDM의 샘플링 레이트에 맞게 인터폴레이션(interpolation)한 후, 그 결과들을 제곱하여 평균을 취하여, 적어도 2개 이상의 OFDM 심볼 블록마다 순간적인 전력지연프로파일을 구하여 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  17. 제 13항에 있어서, 상기 선택모드부는,
    상기 정규화된 최대 도플러 편이값과 상기 정규화된 평균 제곱근 지연 확산값을 이용하여 시간 선택적 채널의 특성과 주파수 선택적 채널의 특성 중에서 상대적으로 어느 것이 강한지를 판단하여 상기 STBC-OFDM 시스템과 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
  18. 제 13항에 있어서, 상기 송신기는,
    송신할 직렬형태의 신호를 병렬형태의 신호로 변환하는 병렬 처리부;
    상기 선택모드부로부터 출력되는 제어신호에 의해 제어되어 상기 STBC-OFDM 시스템과 SFBC-OFDM 시스템의 부호화 방식 중 하나를 선택하는 스위칭부;
    상기 스위칭부의 출력신호에 가드 인터벌을 삽입하는 가드인터벌 삽입부; 및
    상기 가드인터벌 삽입부의 출력신호를 역고속 푸리에변환하는 역고속푸리에변환부를 포함하여 구성함을 특징으로 하는 OFDM 시스템.
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