KR20080054315A

KR20080054315A - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할다중 통신 시스템에서 프리앰블 신호 송수신 및 채널 추정장치 및 방법

Info

Publication number: KR20080054315A
Application number: KR1020060126675A
Authority: KR
Inventors: 황석승; 윤상보; 권영훈
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-12-12
Filing date: 2006-12-12
Publication date: 2008-06-17
Also published as: KR100946928B1; US20080137769A1; US8345786B2

Abstract

본 발명은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서, 상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하고, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 수신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하여 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정한다. 여기서, 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호이다.

보호 대역, 시간 영역 프리앰블 시퀀스, 주파수 영역 프리앰블 시퀀스, MIMO-OFDM, LMS 방식, LS 방식, 선형 보간 방식, MMSE 방식

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 프리앰블 신호 송수신 및 채널 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING PREAMBLE SIGNAL AND ESTIMATING A CHANNEL IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM USING A MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조를 도시한 도면

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조를 도시한 도면

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 프리앰블 신호의 크기를 도시한 그래프

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 LMS 방식의 채널 추정 성능을 일반적인 선형 보간 방식의 채널 추정 성능과 비교하여 도시한 그래프

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템(이하, 'MIMO-OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 프리앰블(preamble) 신호 송수신 및 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로, 차세대 통신 시스템은 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)들에게 고속의 대용량 데이터 송수신이 가능한 서비스를 제공하기 위한 형태로 발전해나가고 있다. 따라서, 차세대 통신 시스템에서는 고속의 대용량 데이터 송수신을 가능하도록 하기 위해서 MIMO-OFDM 통신 시스템 형태로 발전하고 있다.

상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 송신 장치, 일 예로 기지국(BS: Base Station)과 신호 수신 장치, 일 예로 MS는 프레임(frame) 구조에 상응하게 신호를 송수신한다. 따라서, 상기 기지국과 MS는 상기 프레임 구조에 상응하는 신호 송수신을 위해 상호간에 동기를 획득해야만 하며, 상기 동기 획득을 위해 상기 기지국 은 상기 MS가 상기 기지국에서 전송하는 프레임의 시작을 알 수 있도록 프리앰블 신호를 송신한다. 상기 MS는 상기 기지국이 송신하는 프리앰블 신호를 수신하여 상기 기지국의 프레임 타이밍(frame timing)을 검출하고, 상기 검출한 프레임 타이밍에 상응하게 수신되는 프레임을 복조하게 된다. 여기서, 상기 프리앰블 신호는 상기 기지국과 MS간의 동기 획득뿐만 아니라 상기 기지국과 MS간의 채널 추정(channel estimation)에도 사용된다.

한편, 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 프리앰블 신호를 생성하는 방식은 크게 블록 타입(block type) 방식과 컴브 타입(comb type) 방식으로 구분되며, 상기 블록 타입 방식과 컴브 타입 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다.

첫 번째로, 상기 블록 타입 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다.

상기 블록 타입 방식은 일반적으로 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식이라고도 칭해지며, 상기 블록 타입 방식은 미리 설정된 OFDM 심벌 주기, 일 예로 M개의 OFDM 심벌 주기로 해당 OFDM 심벌이 포함하는 모든 서브 캐리어(sub-carrier)들을 파일럿 톤(pilot tone), 즉 파일럿 서브 캐리어(pilot sub-carrier)로 사용하여 프리앰블 신호를 생성하는 방식을 나타낸다.

두 번째로, 상기 컴브 타입 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다.

상기 컴브 타입 방식은 일반적으로 파일럿 서브 캐리어 방식이라고도 칭해지며, 각 OFDM 심벌이 포함하는 서브 캐리어들중 미리 설정한 개수의 서브 캐리어들을 파일럿 톤으로 사용하여 프리앰블 신호를 생성하는 방식을 나타낸다.

그러면 여기서 상기 프리앰블 신호 생성 방식으로 상기 블록 타입 방식을 사 용할 경우, 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방식에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, 상기 프리앰블 신호 생성 방식으로 상기 블록 타입 방식을 사용할 경우, 일반적으로 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서는 LS(Least Square) 방식 혹은 MMSE(Minimum Mean-Square Error) 방식과 같은 채널 추정 방식을 사용한다. 상기 프리앰블 신호 생성 방식으로 상기 블록 타입 방식을 사용할 경우, 채널 추정 방식으로 상기 MMSE 방식을 사용하게 되면 그 채널 추정 성능이 잡음(noise)에 민감하고, 자기 공분산(auto-covariance) 행렬과 상호 공분산(cross covariance) 행렬 연산 등으로 인해 그 연산 복잡도가 높아진다. 또한, 상기 LS 방식을 사용할 경우, 기지국에서 사용하는 송신 안테나들과 MS에서 사용하는 수신 안테나들 사이의 모든 채널들을 고려해야만 하기 때문에 선형 보간(linear interpolation) 방식을 함께 사용해야만 한다. 이 경우, 상기 선형 보간 방식 사용으로 인해 채널 추정 성능이 저하될 수 있으며, 특히 상기 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수가 증가할수록 그 채널 추정 성능이 심각하게 저하될 수 있다.

또한, 상기 프리앰블 신호 생성 방식으로 상기 블록 타입 방식을 사용할 경우, 채널 추정 방식으로 MMSE 방식을 사용한다고 하더라도 그 연산 복잡도가 굉장히 높으며, 이런 높은 연산 복잡도는 채널 추정의 오버로드(overload)로 작용할 수 있다.

따라서, 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 블록 타입 방식으로 프리앰블 신호를 생성할 경우, 그 성능 저하가 없으면서도 복잡도를 감소시키는 채널 추정 방안 에 대한 필요성이 대두되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 프리앰블 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치에 있어서, 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_T개의 송신 유닛들을 포함하며, 상기 N_T개의 송신 유닛들 각각은 제1 시구간내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간동안 시간 영역의 프리앰블 신호를 송신함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치에 있어서, 상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_R개의 수 신 유닛들을 포함하며, 상기 N_R개의 수신 유닛들 각각은 해당 수신 안테나를 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하며, 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 장치는; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치에 있어서, 상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_R개의 수신 유닛들을 포함하며, 상기 N_R개의 수신 유닛들 각각은 해당 수신 안테나를 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하며, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 수신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하여 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정하는 채널 추정 유닛을 포함하며, 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법에 있어서, 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 시간 영역의 프리앰블 신호를 송신하는 과정을 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법에 있어서, 상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하는 과정을 포함하며, 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 방법은; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법에 있어서, 상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하는 과정과, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 수신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하여 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정하는 과정을 포함하며, 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명이 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통 신 시스템(이하, 'MIMO-OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 프리앰블(preamble) 신호를 송수신하고 채널을 추정하는 장치 및 방법을 제안한다. 특히, 본 발명은 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 채널 추정 방식으로 적응 알고리즘, 일 예로 LMS(Least Mean Square) 방식을 사용할 경우에 적합한 프리앰블 신호 송수신 방법 및 장치를 제안하며, 또한 제안하는 프리앰블 신호 송수신 방법 및 장치에 상응하는 채널 추정 장치 및 방법을 제안한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 신호 송신 장치는 코딩 유닛(coding unit)(111)과, 다수개, 일 예로 N_T개의 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다) 유닛들, 즉 IFFT 유닛 #1(113-1) 내지 IFFT 유닛 #N_T(113-N_T)과, N_T개의 송신 유닛들, 즉 송신 유닛 #1(115-1) 내지 송신 유닛 #N_T(115-N_T)과, N_T개의 송신 안테나(Tx.ANT)들, 즉 송신 안테나 #1(117-1) 내지 송신 안테나 #N_T(117-N_T)를 포함한다.

먼저, 상기 코딩 유닛(111)은 신호가 입력되면, 그 입력 신호를 미리 설정되어 있는 코딩 방식, 일 예로 시공간 블록 부호화(STBC: Space time block coding, 이하 'STBC'라 칭하기로 한다) 방식으로 코딩하여 해당 신호를 해당 IFFT 유닛으로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 유닛(111)은 상기 IFFT 유닛 #1(113-1)으로 을 출력 하고, 상기 IFFT 유닛 #N_T(113-N_T)으로 를 출력하였다고 가정하기로 한다. 여기서, 은 송신 안테나 #n에 매핑되는 주파수 영역(frequency domain)의 프리앰블 신호를 나타낸다. 즉, 상기 은 상기 송신 안테나 #1(117-1)에 매핑되는 주파수 영역 프리앰블 신호를 나타내며, 상기 은 상기 송신 안테나 #N_T(117-N_T)에 매핑되는 주파수 영역 프리앰블 신호를 나타낸다. 그리고, 상기 은 프리앰블 신호 생성 방식으로 블록 타입(block type) 방식을 사용한다고 가정할 경우의 주파수 영역 프리앰블 신호라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 블록 타입 방식은 일반적으로 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식이라고도 칭해지며, 상기 블록 타입 방식은 미리 설정된 OFDM 심벌 주기, 일 예로 M개의 OFDM 심벌 주기로 해당 OFDM 심벌이 포함하는 모든 서브 캐리어(sub-carrier)들을 파일럿 톤(pilot tone), 즉 파일럿 서브 캐리어(pilot sub-carrier)로 사용하는 방식을 나타낸다.

상기 IFFT 유닛 #1(113-1) 내지 상기 IFFT 유닛 #N_T(113-N_T) 각각은 상기 코딩 유닛(111)에서 출력한 신호를 입력하여 IFFT 연산을 수행한 후 해당 송신 유닛으로 출력한다. 즉, 상기 IFFT 유닛 #1(113-1)은 를 상기 송신 유닛 #1(115-1)로 출력하고, 상기 IFFT 유닛 #N_T(113-N_T)은 를 상기 송신 유닛 #N_T(115-N_T)으로 출력하였다고 가정하기로 한다. 여기서, 은 송신 안테나 #n에 매핑되는 시간 영역(time domain)의 프리앰블 신호를 나타낸다. 즉, 상기 은 상기 송신 안테나 #1(117-1)에 매핑되는 시간 영역 프리앰블 신호를 나타내며, 상기 은 상기 송신 안테나 #N_T(117-N_T)에 매핑되는 시간 영역 프리앰블 신호를 나타낸다. 상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치에 대응하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방식으로 LMS 방식을 사용하는 것이 가능하도록 하는 형태를 가지며, 이에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

또한, 상기 송신 유닛 #1(115-1) 내지 송신 유닛 #N_T(115-N_T) 각각은 해당 IFFT 유닛에서 출력한 신호를 입력하여 송신 처리한 후, 그 송신 처리한 신호를 해당 송신 안테나를 통해 신호 수신 장치로 송신한다. 즉, 상기 송신 유닛 #1(115-1)은 상기 IFFT 유닛 #1(113-1)에서 출력한 신호를 입력하여 송신 처리한 후 상기 송신 안테나 #1(117-1)를 통해 송신하고, 상기 송신 유닛 #N_T(115-N_T)은 상기 IFFT 유닛 #N_T(113-N_T)에서 출력한 신호를 입력하여 송신 처리한 후 상기 송신 안테나 #N_T(117-N_T)를 통해 송신한다. 또한, 송신 처리 동작은 보호 구간(guard interval) 신호 삽입 동작과, 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리 동작 등을 포함하며, 이는 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다음으로 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 다수개, 일 예로 N_R개의 수신 안테나들, 즉 수신 안테나 #1(211-1) 내지 수신 안테나 #N_R(211-N_R)과, N_R개의 수신 유닛들, 즉 수신 유닛 #1(213-1) 내지 수신 유닛 #N_R(213-N_R)과, 채널 추정 유닛(215)과, N_R개의 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다) 유닛들, 즉 FFT 유닛 #1(217-1) 내지 IFFT 유닛 #N_R(217-N_R)과, FFT 유닛(219)과, 디코딩(decoding) 유닛(221)을 포함한다.

먼저, 상기 수신 안테나 #1(211-1) 내지 수신 안테나 #N_R(211-N_R) 각각을 통해 수신된 신호는 해당 유닛 수신으로 전달된다. 즉, 상기 수신 안테나 #1(211-1)를 통해 수신된 신호는 상기 수신 유닛 #1(213-1)로 전달되고, 상기 수신 안테나 #N_R(211-N_R)를 통해 수신된 신호는 상기 수신 유닛 #N_R(213-N_R)로 전달된다. 상기 수신 유닛 #1(213-1) 내지 수신 유닛 #N_R(213-N_R) 각각은 해당 수신 안테나로부터 전달받은 신호를 수신 처리하여 상기 채널 추정 유닛(215)과 해당 FFT 유닛으로 출력한다. 즉, 상기 수신 유닛 #1(213-1)은 상기 수신 안테나 #1(211-1)로부터 전달받은 신호를 입력하여 수신 처리하여 상기 채널 추정 유닛(215)과 상기 FFT 유닛#1(217-1)로 출력하고, 상기 수신 유닛 #N_R(213-N_R)은 상기 수신 안테나 #N_R(211-N_R)로부터 전달받은 신호를 입력하여 수신 처리하여 상기 채널 추정 유닛(215)과 상기 IFFT 유닛 #N_R(217-N_R)로 출력한다.

여기서, 상기 수신 유닛 #1(213-1)은 상기 채널 추정 유닛(215)과 상기 FFT 유닛#1(217-1)로 을 출력하고, 상기 수신 유닛 #N_R(213-N_R)은 상기 채널 추정 유닛(215)과 상기 IFFT 유닛 #N_R(217-N_R)로를 출력하였다고 가정하기로 한다. 상기 은 수신 안테나 #j를 통해 수신된 시간 영역의 신호를 나타낸다. 즉, 상기 은 상기 수신 안테나 #1(211-1)를 통해 수신된 시간 영역의 신호를 나타내며, 상기 은 상기 수신 안테나 #N_R(211-N_R)를 통해 수신된 시간 영역의 신호를 나타낸다. 또한, 상기 수신 처리 동작은 무선 주파수 처리 동작과, 보호 구간 신호 제거 동작 등을 포함하며, 이는 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

한편, 상기 채널 추정 유닛(215)은 상기 수신 유닛 #1(213-1) 내지 수신 유닛 #N_R(213-N_R) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 신호 송신 장치와 신호 수신 장치간의 시간 영역에서의 채널을 추정한 후, 그 시간 영역 추정 채널 행렬 을 상기 FFT 유닛 (219)으로 출력한다. 상기 채널 추정 유닛(215)은 LMS 방식을 사용하여 채널을 추정하며, 이에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 FFT 유닛#1(217-1) 내지 IFFT 유닛 #N_R(217-N_R) 각각은 해당 수신 유닛에서 출력한 신호를 입력하여 FFT 연산을 수행한 후 상기 디코딩 유닛(221)으로 출 력한다. 즉, 상기 FFT 유닛#1(217-1)은 상기 수신 유닛#1(213-1)에서 출력한 신호를 입력하여 FFT 연산을 수행한 후 상기 디코딩 유닛(221)으로 출력하고, 상기 FFT 유닛#N_R(217-N_R)은 상기 수신 유닛#N_R(213-N_R)에서 출력한 신호를 입력하여 FFT 연산을 수행한 후 상기 디코딩 유닛(221)으로 출력한다. 여기서, 상기 FFT 유닛#1(217-1)에서 출력한 신호를 이라 가정하기로 하고, 상기 FFT 유닛#N_R(217-N_R)에서 출력한 신호를 라고 가정하기로 한다.

또한, 상기 FFT 유닛(219)는 상기 채널 추정 유닛(215)에서 출력한 시간 영역 추정 채널 행렬 을 입력하여 FFT 연산을 수행한 후 상기 디코딩 유닛(221)으로 출력한다. 여기서, 상기 FFT 유닛(219)에서 출력하는 신호는 주파수 영역 추정 채널 행렬 이다. 상기 디코딩 유닛(221)은 상기 주파수 영역 추정 채널 행렬 를 사용하여 상기 FFT 유닛#1(217-1) 내지 FFT 유닛#N_R(217-N_R) 각각에서 출력한 신호를 입력하여 상기 신호 송신 장치에서 송신한 프리앰블 신호로 복원한다.

그러면 여기서, 상기 채널 추정 유닛(215)이 LMS 방식을 사용하여 채널을 추정하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

먼저, 상기 채널 추정 유닛(215)에서 출력하는 신호, 즉 시간 영역의 채널 추정 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서,

은 (n,j)번째로 추정되는 탭(tap) 벡터(vector)를 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며, L은 탭 수를 나타내며, k는 시간 인덱스(index)를 나타낸다. 여기서, 채널을 통한 후의 신호는 송신 신호와 채널의 컨벌루션(convolution) 형태를 가지므로, 탭 벡터의 순서를 L부터 1의 순서로, 즉 역순으로 표현했음에 유의하여야만 한다. 한편, 상기 을 적응시키기 위한 수학식은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서 μ는 상기

을 적응시키기 위한 수학식, 즉 수학식 2의 수렴 속도를 제어하는 스텝 사이즈(step-size) 매개 변수를 나타내며, *은 복소수 컨쥬게이션 (complex conjugation)을 나타낸다. 상기 수학식 2에서 시간 영역의 추정 에러 신호

는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 상기 탭수 L을 모를 경우에는 탭수 추정 방식을 사용하거나, 혹은 상기 탭수 L보다 충분히 클 것으로 예상되는 개수의 탭 벡터들을 사용한다. 여기서, 상기 탭수 L보다 충분히 큰 개수의 탭 벡터들을 사용할 경우, 채널 추정을 수행한 후 다른 값들에 비해 현저히 작은 절대 값을 가지는 탭들을 무시하면 된다.

한편, 상기 수학식 3에서 사용되는 j번째 수신 안테나에 대한 출력값, 즉 j번째 수신 유닛에서의 출력값

은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 4에서, 는 (n,j)번째 채널 탭들을 포함하는 벡터를 나타내며, 본 발명에서는 1개의 OFDM 심볼 내에서는 채널은 변하지 않는다고 가정하기로 한다. 상기 수학식 4에서

는 (n,j)번째 채널에 대한 잡음을 나타낸다.

또한, 상기 수학식 4에 나타낸 바와 같이

는 (n,j)번째 채널

을 추정할 때 간섭 신호로 작용하게 된다. 따라서, 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 사용하고 있는 일반적인 구조의 프리앰블 신호를 사용할 경우에는 상기 LMS 방식을 사용하여 채널을 추정하는 것이 난이하다. 따라서, 본 발명에서는 상기 LMS 방식을 사용하여 채널을 추정하는 것이 가능하도록 하기 위해 새로운 프리앰블 구조를 제안하며, 이를 도 3 및 도 4를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명하기에 앞서, 본 발명에서는 프리앰블 신호 생성 방식으로 블록 타입 방식을 사용하기로 가정한 바 있다. 상기 도 3에 도시되어 있는 시간 영역의 프리앰블 신호는 IFFT 연산이 수행된 후의 프리앰블 신호인 것이며, M은 LMS 방식을 사용할 경우 채널 임펄스(impulse) 응답을 검출할 때 사용하는 시간 영역의 데이터 개수, 즉 데이터 샘플(sample) 개수를 나타내고, L은 채널 임펄스 응답의 길이, 즉 탭수를 나타낸다. 즉, 각 송신 안테나에 대해 LMS 방식을 사용하여 채널 추정을 수행하기 위해 500개의 시간 영역의 데이터, 즉 파일럿 데이터를 사용하였다면, M은 500이 된다(M = 500). 또한, 각 송신 안테나를 통해 송신되는 프리앰블 신호의 길이는 IFFT/FFT 포인트(point) 수와 동일하다. 즉, 상기 IFFT/FFT 포인트 수를 N이라고 가정할 경우,

의 관계를 가진다.

상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 (n,j)번째 채널 탭들을 추정할 경우 (n,j)번째 채널의 입력값들만 0이 아닌 값을 가지고, 다른 채널에 대한 입력값들은 0의 값을 가지므로 (n,j)번째 채널 추정시 다른 채널에 의한 영향을 전혀 받지 않는다. 또한, 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 블록 타입 방식으로 프리앰블 신호를 생성하여 송신한다고 하더라도, 상기 도 3에 도시한 바와 같은 구조의 시간 영역 프리앰블 신호를 사용할 경우에는 다른 채널로부터의 영향을 제거하기 위해 상기 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 일반적으로 사용하고 있는 선형 보간(linear interpolation) 방식을 사용하지 않아도 된다. 따라서, 상기 선형 보간 방식 사용으로 인해 발생하던 에러 역시 발생하지 않으므로 그 채널 추정 성능이 더욱 향상된다.

다음으로 도 4를 참조하여, n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조에 대해서 설명하면 다음과 같다.

상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호를 FFT 연산하면 n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호가 된다. 또한, n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호를 IFFT 연산하면 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타낸다. 상기 도 4에 도시되어 있는 바와 같이 주파수 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식에 상응하게 생성된 프리앰블 신호임을 알 수 있다.

특히, 상기 도 4에 도시되어 있는 바와 같이 n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역(GB: Guard Band)까지 고려되어 생성되었 다. 즉, 상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함한다. 여기서, n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 5에서, G는 보호 대역의 길이를 나타내며, P는 N-G이다(P = N-G). 또한, 상기 수학식 5에서

은 G/2의 크기를 가지는 0 벡터를 나타내며,

는

파일럿 서브 캐리어 벡터를 나타낸다. 즉, 상기 도 4에 나타낸 바와 같이 n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호는 총 N개의 서브 캐리어들중 G개의 서브 캐리어들을 통해서는 0이 송신되도록 생성된다.

그리고, 상기 수학식 5에 나타낸 바와 같은 주파수 영역의 프리앰블 신호에 대해 FFT를 수행하면, 하기 수학식 6과 같은 시간 영역의 프리앰블 신호로 생성된다.

상기 수학식 6에서,

는

IFFT 행렬을 나타내고,

,

이다. 여기서, ":" 기재는 임의의 행렬 내의 전체 열(column) 혹은 행(row)을 나타내고, l:r은 l번째 열 또는 행부터 r번째 열 또는 행을 나타낸다.

또한, 상기 수학식 6에서 파일럿 서브 캐리어 벡터는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

또한, IFFT 행렬이 포함하는 엘리먼트(element)들은 하기 수학식 8과 같은 특성을 가진다.

상기 수학식 8에 나타낸 바와 같은 IFFT 행렬의 특성에 따라 상기 수학식 7에서

의 관계가 성립하며, 따라서 상기 수학식 7은 하기 수학식 9와 같이 간략화시킬 수 있다. 여기서,

는

크기의 항등 행렬(identity matrix)를 나타낸다.

결국, 보호 대역을 포함하는 주파수 영역의 프리앰블 신호는 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 10에서,

는

영 행렬을 나타낸다.

한편, 실제 상기 채널 추정 유닛(215)의 입력값으로 사용되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

다음으로 도 5a 및 도 5b를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 프리앰블 신호의 크기에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 5a 및 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 프리앰블 신호의 크기를 도시한 그래프이다.

상기 도 5a에 도시되어 있는 그래프는 시간 영역 프리앰블 신호의 크기를 절대값 형태로 도시한 그래프이며, 상기 도 5b에 도시되어 있는 그래프는 시간 영역 프리앰블 신호의 크기를 [dB] 단위의 절대값 형태로 도시한 그래프이다. 상기 도 5a 및 도 5b에 도시한 바와 같이 주파수 영역의 프리앰블 신호가 보호 대역을 포함할 경우 상기 보호 대역으로 인해 발생하는 에러는 평균적으로 -30[dB] 이하로 일반적으로 잡음의 전력보다 작은 값을 가지게 된다. 따라서, 상기 보호 대역으로 인해 발생하는 프리앰블 신호의 성능 저하는 거의 존재하지 않는다고 가정할 수 있다.

다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 LMS 방식의 채널 추정 성능을 일반적인 선형 보간 방식의 채널 추정 성능과 비교하여 설명하기로 한다.

상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 LMS 방식의 채널 추정 성능을 일반적인 선형 보간 방식의 채널 추정 성능과 비교하여 도시한 그래프이다.

상기 도 6을 참조하면, 세로축은 각 채널 엘리먼트(channel element)의 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error, 이하 'MSE'라 칭하기로 한다)를 나타내며, 가로축은 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)를 나타낸다. 상기 도 6에 도시되어 있는 그래프에서 'LMS'로 기재된 그래프가 본 발명에서 제안하는 LMS 방식을 사용할 경우의 채널 추정 성능 그래프를 나타내며, 'Interpolation'으로 기재된 그래프가 선형 보간 방식을 사용할 경우의 채널 추정 성능 그래프를 나타낸다.

또한, 상기 도 6에 도시되어 있는 채널 추정 성능 그래프는 다음과 같은 환경을 가정할 경우에 획득된 것이다.

(1) 송신 안테나/수신 안테나 개수

신호 송신 장치가 2개의 송신 안테나들을 사용하고, 신호 수신 장치가 2개의 수신 안테나들을 사용한다.

(2) 채널 환경

i.i.d 12-tap Exponential Decaying FIR(Finite Impulse Response) 채널 환경을 가정한다.

(3) FFT/IFFT 포인트(point) 수

1024 FFT/IFFT 포인트를 가정한다.

(4) 프리앰블 구조

채널 추정 방식으로 LMS 방식을 사용할 경우에는 도 3에서 설명한 바와 같은 구조를 가지는 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하며, 채널 추정 방식으로 선형 보간 방식을 사용할 경우에는 MIMO-OFDM 통신 시스템에서 일반적으로 사용하고 있는 블록 타입 방식으로 생성된 구조의 프리앰블 신호를 사용한다고 가정한다.

상기 도 6에 도시되어 있는 바와 같이 본 발명에서 제안하는 LMS 방식의 채널 추정 성능이 선형 보간 방식에 비해서 우수함을 알 수 있다. 즉, LMS 방식을 사용할 경우와 선형 보간 방식을 사용할 경우의 채널 추정 성능은 10[dB] 이상의 MSE 성능 차를 나타낸다.

다음으로 도 7을 참조하여, n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조에 대해서 설명하면 다음과 같다.

상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호 구조와 주파수 영역의 프리앰블 신호 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호를 FFT 연산하면 n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호가 된다. 또한, n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호를 IFFT 연산하면 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타낸다. 상기 도 7에 도시되어 있는 바와 같이 주파수 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식에 상응하게 생성된 프리앰블 신호임을 알 수 있다.

상기 도 7에 도시되어 있는 바와 같이 n번째 송신 안테나에 매핑되는 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역(GB: Guard Band)을 고려하지 않은 신호임에 유 의하야여만 한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, LMS 방식을 사용하여 채널 추정을 수행하도록 함으로써 MMSE 방식과 거의 유사한 성능을 나타내면서도 연산 복잡도를 감소시키는 채널 추정을 가능하도록 한다는 이점을 가진다. 또한, LMS 방식을 위한 채널 추정을 가능하도록 하기 위한 시간 영역의 프리앰블 신호 구조를 제안함으로써 선형 보간 방식 사용이 불필요하게 되어 채널 추정 성능이 증가하게 된다는 이점을 가진다.

Claims

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법에 있어서,

상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 시간 영역의 프리앰블 신호를 송신하는 과정을 포함하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법.
제1항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호 는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법.
제3항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법.
제3항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 12와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 방법.

상기 수학식 12에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길 이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치에 있어서,

상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_T개의 송신 유닛들을 포함하며,

상기 N_T개의 송신 유닛들 각각은 제1 시구간내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간동안 시간 영역의 프리앰블 신호를 송신함을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치.
제6항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안 테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치.
제6항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치.
제8항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치.
제8항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하 며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 13과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 프리앰블 신호 송신 장치.

상기 수학식 13에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법에 있어서,

상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하는 과정을 포함하며,

상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법.
제11항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법.
제11항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법.
제13항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법.
제13항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 14와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 방법.

상기 수학식 14에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치에 있어서,

상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_R개의 수신 유닛들을 포함하며,

상기 N_R개의 수신 유닛들 각각은 해당 수신 안테나를 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하며,

상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치.
제18항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치.
제18항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 15와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 프리앰블 신호 수신 장치.

상기 수학식 15에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법에 있어서,

상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하는 과정과,

상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 수신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하여 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정하는 과정을 포함하며,

상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.
제21항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.
제21항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.
제23항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.
제23항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 16과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.

상기 수학식 16에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
제21항에 있어서,

상기 채널을 추정하는 과정은;

하기 수학식 17과 같이 정의되는 상기 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정하는 과정을 포함하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 방법.

상기 수학식 17에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, j는 수신 안테나 인덱스를 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며, L은 탭 수를 나타내며, k는 시간 인덱스를 나타내며,
은 시간 k에서 n번째 송신 안테나를 통해 송신된 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타내며,
은 (n,j)번째로 추정되는 탭 벡터를 나타내며, 상기
을 적응시키기 위한 수학식은 하기 수학식 18과 같이 표현됨.

상기 수학식 18에서 μ는 상기 수학식 18의 수렴 속도를 제어하는 스텝 사이즈 매개 변수를 나타내며, *은 복소수 컨쥬게이션(complex conjugation)을 나타내며, 시간 영역의 추정 에러 신호
는 하기 수학식 19와 같이 표현됨.

상기 수학식 19에서,
는 시간 k에서 j번째 수신 안테나를 통해 수신된 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타냄.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치에 있어서,

상기 신호 수신 장치가 N_R개의 수신 안테나들을 사용할 경우, 상기 N_R개의 수신 안테나들 각각에 일대일로 연결되어 있는 N_R개의 수신 유닛들을 포함하며,

상기 N_R개의 수신 유닛들 각각은 해당 수신 안테나를 통해서 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치에서 송신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 수신하며,

상기 N_R개의 수신 안테나들 각각을 통해서 수신한 시간 영역의 프리앰블 신호를 사용하여 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정하는 채널 추정 유닛을 포함하며,

상기 시간 영역의 프리앰블 신호는 상기 신호 송신 장치가 N_T개의 송신 안테 나들을 사용할 경우, 상기 신호 송신 장치가 상기 N_T개의 송신 안테나들 각각을 통해서, 제1시구간 내에서 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간 동안 송신한 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.
제27항에 있어서,

상기 제1시구간은 직교 주파수 분할 다중 심벌 구간이며, 상기 해당 송신 안테나에 상응하게 설정되어 있는 제2시구간은 채널 임펄스 응답을 검출하기 위해 사용되는 시간 영역의 데이터 개수와 동일한 개수의 샘플들을 포함하는 시구간임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.
제27항에 있어서,

상기 해당 송신 안테나 각각을 통해서 송신되는 시간 영역의 프리앰블 신호는 블록 타입 방식을 사용하여 생성된 주파수 영역의 프리앰블 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 생성된 신호임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.
제29항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 보호 대역 서브 캐리어 신호는 0의 값만을 가짐을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.
제29항에 있어서,

상기 주파수 영역의 프리앰블 신호는 보호 대역 서브 캐리어 신호를 포함하며, 상기 주파수 영역 프리앰블 신호는 하기 수학식 20과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.

상기 수학식 20에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, G는 보호 대역 길이를 나타내며, P는 상기 역 고속 푸리에 변환시 사용되는 포인트 N에서 상기 G를 감산한 값을 나타내며,
는 역고속 푸리에 변환 행렬을 나타내며, H는 허미시 안(Hermitian) 연산을 나타내며,
은 n번째 송신 안테나에 매핑되는 시간 영역의 프리앰블 시퀀스를 나타내며,
는
영 행렬을 나타냄.
제27항에 있어서,

상기 채널 추정 유닛은 하기 수학식 21과 같이 정의되는 상기 채널 추정 방식에 상응하게 채널을 추정함을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 채널 추정 장치.

상기 수학식 21에서, n은 송신 안테나 인덱스를 나타내며, j는 수신 안테나 인덱스를 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 연산을 나타내며, L은 탭 수를 나타내며, k는 시간 인덱스를 나타내며,
은 시간 k에서 n번째 송신 안테나를 통해 송신된 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타내며, 은 (n,j)번째로 추정되는 탭 벡터를 나타내며, 상기
적응시키기 위한 수학식은 하기 수학식 22와 같이 표현됨.

상기 수학식 22에서 μ는 상기 수학식 22의 수렴 속도를 제어하는 스텝 사이즈 매개 변수를 나타내며, *은 복소수 컨쥬게이션(complex conjugation)을 나타내며, 시간 영역의 추정 에러 신호
는 하기 수학식 23과 같이 표현됨.

상기 수학식 23에서,
는 시간 k에서 j번째 수신 안테나를 통해 수신된 시간 영역의 프리앰블 신호를 나타냄.