KR20080032033A

KR20080032033A - 무선 네트워크에서 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 위한방법 및 장치

Info

Publication number: KR20080032033A
Application number: KR1020077029601A
Authority: KR
Inventors: 강 우; 유에헹 리
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2005-06-24
Filing date: 2006-06-21
Publication date: 2008-04-14
Also published as: EP1897260A1; WO2006137024A1; US20100220814A1; JP2008547303A

Abstract

본 발명은 채널 인코더를 제안하는데, 이 채널 인코더에 의해 수행되는 채널 인코딩 방법은: (a) 인코딩될 직렬 신호를 복수의 병렬 신호로 변환시키는 단계와; (b) 상기 복수의 병렬 신호를 인터리브(interleave)시키는 단계와; (c) 인코딩된 복수의 병렬 신호를 획득하기 위해 상기 복수의 병렬 신호와 상기 인터리브된 복수의 병렬 신호를 미리 정의된 코딩 규칙에 의해 각각 인코딩하는 단계와; (d) 복수의 전송 안테나를 통해 상기 인코딩된 복수의 병렬 신호와 상기 복수의 병렬 신호를 순환적으로 그리고 교대로 전송하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따른 상기 채널 인코딩은 수신기에서 터보 인코딩 설계로 인해 더 나은 디코딩 성능을 획득할 수 있다.

Description

무선 네트워크에서 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SPATIAL TEMPORAL TURBO CHANNEL CODING/DECODING IN WIRELESS NETWORK}

본 발명은 일반적으로, 무선 네트워크에서 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치에 관한 것이며, 더 자세하게는, 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

이동 통신의 증가하는 대중화로 인해, 오직 음성 서비스를 갖는 이동 통신 서비스는 더 이상 정보 수집에 대한 요구를 만족시킬 수 없으며, 이 이동 데이터 통신 서비스는 더 편리하고 더 풍부한 정보 콘텐츠 예컨대, 비즈니스 및 엔터테인먼트를 통해 거대하고 유망한 전망을 보여 왔다. 그러므로 고속 데이터 전송 특히, 기지국에서 사용자 단말기까지 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA)를 지원하는 고속 패킷 액세스 서비스는 미래의 무선 통신 시스템의 주요 목표 중 하나가 되어왔다.

그러나 무선 통신의 증대하는 발전으로 인해, 이용 가능한 주파수 대역의 제한된 리소스, 시간 슬롯 및 확산 코드는 거의 소비되고, 데이터 전송 속도가 추가 적인 향상을 필요로 한다면, 하나의 해결책은 공간 필드의 리소스를 적절하게 이용하는 것이다. 최근에 제안되었던 MIMO(Multiple Input Multiple Output:다중 안테나 시스템)은 바로, 데이터 전송 스피드를 향상시킬 공간 리소스를 완전히 소진(exploit)시키기 위해 복수의 송신 및 수신 안테나를 이용하여 공간 필드에서 복수의 병렬 무선 채널을 구축하는 기술이다. 기존의 MIMO 기술 중에서, BLAST(Bell Lab Layered Space Time) 기술은 데이터 전송 스피드를 눈부시게 향상시킬 수 있는 능력을 지닌 전형적인 하나의 기술이다.

BLAST 기술은 복수의 방식(architecture)을 갖되, 임의의 채널 코딩이 없는 상기 BLAST 방식은 전송된 신호에 중복(redundancy) 정보가 전혀 없기 때문에 데이터를 전송할 공간 채널의 최대 이용도를 달성할 수 있다. 그러나 안타깝게도 이러한 BLAST 방식에 기초한 전송된 신호의 품질은 만족스럽지가 않다. QoS(신호의 품질)를 향상시키기 위해, 채널 코딩 및 BLAST 기술은 복수의 병렬 전송을 실현시키고, 상기 QoS를 어느 정도까지는 보장하도록 결합될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 상기 BLAST 방식은 복수의 데이터를 복조하기 위해 공간 채널 사이의 비-상관성 이용도(utilization of non-correlation)에 의존하므로, 수신기에서의 수신 안테나의 개수는 송신 안테나의 개수 이상이어야 하되, 오직 상기 송신 안테나에 의해서만 MIMO 채널의 공간 특성에 기초한 서브스트림 데이터가 분리될 수 있다. 그러나 수신측에서의 사용자 단말기에 있어서, 수신 안테나의 개수는 단말기에서 무게, 크기 및 배터리 소모 요건에 의해 제한되므로, 정상적으로 BLAST 기술의 요건을 충족시킬 수 없다. 여러 경우에 있어서, 제공되는 오직 하나의 수신기 안테나가 존재한 다. 그러므로 상기 BLAST 기술이 데이터 전송 스피드를 상당히 향상시킬 수 있을지라도, 이 기술은 상기 수신기에서 복수의 안테나 및 복수의 RF(무선 주파수) 유닛에 대한 과도한 요건으로 인하여 HSDPA를 제공하도록 사용되는데 적합하지 않다.

BLAST 기술 외에, 예컨대, PARC(Per Antenna Rate Control), RCMPD(Rate Control Multipath Diversity) 및 DSTTD-SGRC(Double Space Time Transmit Diversity Sub-Group Rate Control) 등과 같은, 3GPP 시스템을 위한 다른 MIMO 기술이 최근에 또한 제안된다. 그러나 비슷하게도, 상기 모든 MIMO 기술도 또한 단말기 프로세싱 동안 복수의 수신 안테나를 요구한다. 단말기 구현 및 제조비용 측면에 있어서, 이들은 다운링크 고속 전송에 또한 적합하지 않다.

위의 분석에 기초하여, 상기 MIMO 기술이 고속 데이터 전송을 실현할 수 있더라도, 이들의 적용 분야는 사용자 단말기에서 수신 안테나 개수의 요건에 의해 제한된다.

상기 문제를 해결하기 위해, 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 에 의해 2004년 8월 9일에 출원된, 출원번호 200410056552.0의 "병렬 전송에서 공간 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치"에 관한 중국 특허 출원서에 하나의 해결책이 개시되어 있으며, 본 명세서에서는 참고문헌으로 병합된다. 상기 특허 출원서에서 제안되는 공간 채널 코드(SCC)에 따르면, 채널 코딩 및 다중경로 병렬 방식이 결합되어 다중경로 병렬 신호 간에 일부 중복 정보를 삽입함으로써 수신 측의 사용자 단말기에서 다중경로 병렬 신호를 상관시키고 나서 이 다중경로 병렬 신호를 복조시키는데, 이는, 오직 하나의 수신기 안테나 또는 수신기 안테나의 제한된 개수 의 요건 하에서 고속 데이터 전송을 실현시키기 위한 것이다.

주로 음성 전송에 적용되는 경우에, SCC는 다른 MIMO 기술과 비교되는, 더 나은 성능을 획득할 수 있다. 그러나 SCC가 컨벌루션의 코딩(convolutional coding)의 사용에 여전히 제한되기 때문에, 비록 이의 구조가 비교적 간단하더라도, SCC의 비트 에러 속도(BER:Bit Error Rate)은 거대한 양의 고속 데이터 트래픽을 이동시킬 때 비교적 높아서 QoS가 상당히 영향을 받는다.

그러므로 오직 하나의 수신 안테나 또는 제한된 개수의 수신 안테나의 요건 하에서 높은 전송 데이터 속도와 만족스런 QoS를 보장하기 위해 더 나은 MIMO 해결책에 대한 제안이 시급하다.

본 발명의 목적은 무선 네트워크에서 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이며, 이는 상기 방법 및 장치를 채용하는 사용자 단말기가 오직 하나의 수신 안테나 또는 제한된 개수의 수신 안테나의 요건 하에서 고속 전송과 만족스런 QoS 둘 다를 동시적으로 실현시킬 수 있도록 한다.

본 발명의 채널 코더에 따르면, 이 채널 코더에 의해 실행되는 상기 채널 코딩 방법은:

- a) 인코딩될 직렬 신호를 복수의 병렬 신호로 변환시키는 단계와;

- b) 상기 복수의 병렬 신호를 인터리브(interleave)시키는 단계와;

- c) 인코딩된 복수의 병렬 신호를 획득하기 위해 상기 복수의 병렬 신호와 상기 인터리브된 복수의 병렬 신호를 미리 정의된 코딩 규칙에 의해 각각 인코딩하는 단계와;

- d) 복수의 전송 안테나를 통해 상기 인코딩된 복수의 병렬 신호와 상기 복수의 병렬 신호를 순환적으로 그리고 교대로 전송하는 단계

를 포함한다.

본 발명의 채널 디코더에 따르면, 채널 디코더에 의해 실행되는 상기 채널 디코딩 방법은:

- a) 적어도 하나의 수신 안테나를 통해 수신된 인코딩된 복수의 병렬 신호를 디멀티플렉싱하는 단계와;

- b) 상기 인코딩된 복수의 병렬 신호가 송신되는 복수의 무선 채널에 대한 채널 평가를 실시하는 단계와;

- c) 상기 채널 평가 결과를 이용하고 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라서 상기 디멀티플렉싱된 인코딩된 복수의 병렬 신호에 대한 순환적인(recursive) 디코딩을 실시하는 단계

를 포함한다.

본 발명에서 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치는 터보 인코딩 설계(scheme)의 결합으로 인한 더 나은 디코딩 성능을 달성할 수 있다.

다음의 설명과, 첨부하는 도면에 연관되어 청구되는 청구범위를 참조함으로써 본 발명의 더 완전한 이해와 더불어 그 밖의 목적과 학식(attainment)이 분명해지며, 이해될 것이다.

특정 실시예 및 첨부 도면과 연계해서 본 발명에 대해, 구체적인 설명이 아래에 주어질 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 채택하는 송신기와 수신기의 구조를 예시하는 개략도로서, 상기 송신기는 상기 수신기가 오직 하나의 수신 안테나를 갖는 동안 복수의 송신 안테나를 갖는, 개략도.

도 2는 본 발명에 따라 STTCC 인코더를 예시하는 기능적인 블록도를 도시한 도면.

도 3은 도 2에서 도시된 기능적인 블록도에 따라 설계된 STTCC 인코더의 세부적인 구조를 예시하는 블록도.

도 4는 도 2에서 도시된 STTCC 인코더에 대응하는 STTCC 디코더를 예시하는 기능적인 블록도를 도시한 도면.

도 5는 도 2에서 도시된 STTCC 인코더에 대응하는 또 다른 STTCC 디코더를 예시하는 기능적인 블록도를 도시한 도면.

도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 채택하는 송신기와 수신기의 구조를 예시하는 개략도로서, 상기 송신기 및 수신기 둘 다는 복수의 안테나를 갖는, 개략도.

도 7은 본 발명에 따라 완전한-안테나 그룹 속도 제어 설계를 채택하는 복수의 안테나 송신기의 구조를 예시하는 개략도.

도 8은 본 발명과 기존의 PARC 시스템에 따라 STTCC를 채택한 시스템을 위해 시뮬레이션 결과를 예시하는 그래프.

상기 도면을 통틀어, 유사 참조번호는 유사 부품 및 구성요소에 관한 것으로 이해될 것이다.

3GPP HSPDA 시스템에서, 터보 인코딩 기술은 채널 인코딩 설계로 널리 여겨진다. 터보 인코딩과, 가령, PARC 또는 MPD와 같은 MIMO의 결합은 HSPDA 시스템에서 광범위한 응용을 보여 왔다.

본 발명은 3GPP HSPDA 시스템을 위해 시공간 터보 채널 코딩(STTCC) 방법을 제안하는데, 이 방법은 효과적으로 터보 인코딩과 MIMO를 같이 결합할 수 있다.

본 발명에 의해 제안된 상기 STTCC 방법과 시스템에서의 어플리케이션을 상세히 설명하기 위해 수신 측에서의 수신기가 3GPP FDD 시스템에서 오로지 하나의 수신 안테나를 갖는 경우가 예로서 아래에 거론될 것이다.

도 1은 본 발명에 의해 제안된 STTCC 방법을 채택한 송신기(예컨대, 기지국)와 수신기(예컨대, 사용자 단말기)의 구조를 예시하는 개략도이다. 상기 송신기(500)에서, 전송될 고속 데이터 스트림은 시공간 터보 채널 인코딩을 위해 STTCC 인코더(510)에 전송될 것인데, 이 STTCC 인코더(510)의 세부적인 구조는 도 2 내지 도 4에서 도시될 것이다. 전송될 상기 고속 데이터 스트림은 STTCC 코더(510)에서 처리되어 복수의 병렬로 인코딩된 서브스트림으로 변환되고 나서, 각각의 병렬 서 브스트림의 상기 인코딩된 신호는 인터리브를 위한 인터리버(102), 확산(예컨대, 직교 가변 확산 요소{OVSF} 코드에 의한 확산)을 위한 확산 유닛(103), 복수의 채널을 결합하기 위한 멀티플렉서(105), 상기 결합된 신호를 스크램블하기 위한 스크램블 유닛(106), 상기 스크램블된 신호를 펄스 형상화시키기 위한 펄스 형상화기(107) 및 복수의 병렬 RF 신호를 형성하도록 변조시키는 RF 유닛(108)을 순차적으로 통과하여, 마지막으로 복수의 안테나에 의해 전송될 것이다.

상기 복수의 병렬 RF 신호는 무선 채널을 통해 사용자 단말기에 있는 수신기(600)에 이른다. 이 실시예에서, 상기 수신기(600)는 오로지 하나의 수신 안테나를 가진다. 상기 수신기(600)에 의해 수신된 신호는 복수의 병렬 공간 채널을 통해 전송된 모든 복수 신호의 중첩(superposition)이다. 안테나에 의해 수신된 RF 신호는 RF 유닛(208)에서 기저대역 신호로 변환되어 RRC(root raised cosine) 필터와, 아날로그 신호를 이산 신호로 변환하기 위한 오버 샘플링 유닛(206)에 보내진다. 그 다음, 상기 획득된 이산 신호는 STTCC 디코더(610)로 전송되기 이전에 디-확산 및 디-스크램블링을 위한 디-확산 및 디-스크램블링 유닛(204)과 디-인터리빙을 위한 디-인터리버(202)를 순차적으로 통과할 것이다. 채널 평가 유닛(220)은 수신된 파일럿(pilot) 신호에 따라 복수의 병렬 공간 채널의 채널 특성에 대한 평가를 실행한다. 계속해서, 상기 STTCC 인코더(610)는 디-인터리빙된 합계된 신호에 대한 대응하는 디코딩을 실행하기 위해 상기 채널 평가 유닛(220)에 의해 평가된 복수 채널의 채널 특성을 이용함으로써, 상기 합계된 복수의 병렬 신호는 각각 디코딩되고, 동시적으로 상기 상기 복수의 병렬 신호는 직렬 데이터 스트림 즉, 사용자에 의해 요구되는 데이터로 변환된다. 상기 STTCC 디코더(610)의 세부적인 구조와 프로세싱은 도 5 및 도 6과 함께 아래에 설명될 것이다.

도 2는 상기 STTCC 디코더(510)를 예시하는 기능적인 블록도이다. 여기서, 상기 요구되는 데이터 속도가 L 비트/심볼이라는 것이 가정된다. 도 2에 도시되는 바와 같이, 전송될 고속 데이터 스트림이 직/병렬(S/P) 변환을 겪고 난 뒤에 출력되는 정보 비트 벡터 B=[b₁, ..., b_L]는 3개의 경로를 각각 통과한다.

제1 경로에서, 정보 비트 벡터 B는 변조 매핑 유닛(41)으로 바로 전달된다. 변조 매핑을 통해, Φ[B]=[s₁,...,s_U]는 대응하는 체계적인 비트를 획득하기 위해 사용될 수 있는데, 상기 Φ[]는 2진 정수 값을 상기 전송된 심볼로 매핑하는 함수이다. 예컨대, QPSK(quadrature phase shift keying) 변조가 사용될 때, U=L/2가 된다. 체계적인 비트는 디코더가 더 나은 성능을 달성할 수 있도록 사용될 수 있다.

제2 경로에서, 상기 정보 비트 벡터 B는 순환적인 인코더(21)에 의해 처음에 코딩되고 난 뒤, D=[d₁,...,d_M]가 출력된다. 연속적으로 속도 매칭이 요구될 경우, D는 속도 매칭 유닛(31)에 의해 C=[c₁,...,c_P]로 변환될 것이다. 여기서, 상기 속도 매칭은 더 빠른 데이터 속도로 펑쳐링 프로세싱되거나 또는 더 느린 데이터 속도로 패딩 프로세싱이 될 수 있다. 데이터 전송 속도에 대한 시스템 요건에 따라, 상기 속도 매칭 유닛(31,32)에 의해 실행된 순환적인 인코더(21,22)의 출력에 대한 펑쳐링/패딩 프로세싱은 속도 매칭 목적으로 일부 특정 위치에서 삭제/첨부 비트 심볼 을 포함한다. 물론 데이터 전송 속도에 대한 요건이 비교적 느리고/빠르다면, 상기 순환적인 인코더(21,22)의 출력은 상기 펑쳐링/패딩 프로세스의 실행 없이 프로세싱을 위해 이후의 유닛으로 바로 전송된다. 마지막으로, 변조 매핑 이후에, Φ[C]=[s_u+1,...,s_N]은 인코딩된 패리티 비트 심볼을 획득하기 위해 사용되는데, 상기 N은 송신 안테나의 개수를 나타낸다.

제 3경로에서, 정보 비트 벡터 B는, 상기 인코딩된 패리티 비트 심볼 [s'_u+1,...,s'_N]이 최후에 획득되기 전, 인터리빙 유닛(10)에 의해 제1 인터리빙되고 난 뒤, 상기 제2 경로의 프로세싱과 유사하게, 순환적인 인코더(22), 속도 매칭 유닛(32) 및 변조 매핑 유닛(43)을 순차적으로 통과한다.

상기 제2 및 제3 경로로부터 출력된 인코딩된 심볼은 상이한 시간에 따라 멀티플렉서(50)에 의해 선택적으로 출력된다. 예컨대, 시간 t1에서, [s_u+1,...,s_N]는 멀티플렉서(50)에 의해 출력되는 반면에, 다음 시간 t2에서 [s'_u+1,...,s'_N]은 상기 멀티플렉서(50)에 의해 출력된다.

마지막으로, [s₁,...,s_N]은 사이클 스위치(60)를 통해 교대로, 다른 송신 안테나를 거쳐 전송된다.

상기 순환적인 인코더(21,22)는 동일한 생성 매트릭스를 갖는다. 상기 인터리빙 유닛(10)은 홀수/짝수 심볼 인터리빙 프로세스를 실행하며, 상기 프로세스는 짝수 심볼 위치에 짝수 심볼을 매핑하고, 상기 홀수 심볼 위치에 홀수 심볼을 매핑 한다. 여기서, 하나의 심볼이 의미하는 것은 벡터 B에서 L 개의 비트이다.

디코더의 다른 구조를 획득하기 위해, 디-인터리빙 유닛은 송신기에서 STTCC 인코더에 추가될 수 있다. 도 2에서 도시된 바와 같이, 상기 제3 경로에서, 상기 변조 매핑 유닛(43)으로부터 출력된 인코딩된 심볼 S=Φ[C']=[s'_u+1,...,s'_N]는 디-인터리빙 유닛(70)에 의해 디-인터링빙되고 나서, 상기 멀티플렉서(50)에 전송될 수 있다.

도 3은 도 2에 도시된 STTCC 인코더의 일반적인 구조에 기초하여 설계된 STTCC 인코더의 구체적인 구조이다. 상기 설계 개념을 더 분명히 반영하도록 예시를 간단히 하기 위해, 송신 안테나의 개수는 두개이고, 상기 변조 모드는 QPSK이며, 상기 코드 속도는 1/2이라고 가정하며, 상기 STTCC 인코더의 구조는 이후 도 3에서 도시된다. 여기서, 경로 1은 체계적인 비트 심볼을 획득하기 위해 b1 및 b2를 프로세싱하기 위해 사용되며, 상기 경로에서 어떤 인코더도 사용되지 않는다. 경로 2는 b1 및 b2에 대한 순환적인 인코딩을 각각 실행한다. 상기 코드 속도가 1/2이기 때문에, 상기 경로에서 펑쳐링/패딩 유닛(31')의 프로세싱은 상기 실시예에서 요구되지 않을 수 있다. 경로 2와 유사하게, 경로 3은 상기 인터리빙 유닛(10)에 의해 처리된 b1 및 b2에 대한 순환적인 인코딩을 각각 실행하고, 상기 경로에서 퍼쳐링/패딩 유닛(32')의 프로세싱은 요구되지 않을 수 있다. 경로 2 및 경로 3으로부터 출력된 패리티 비트로부터 멀티플렉서(50)에 의해 선택적으로 출력된 심볼(s2)과 경로 1로부터 출력된 심볼 s1은 상기 사이클 스위치(60)로 주어져서, 교대로 2개의 송신 안테나를 통해 결국 전송되는데, 즉, 한번에 상기 심볼 s1은 제1 송신 안테나를 통해 전송되고, 상기 심볼 s2는 제2 송신 안테나를 통해 전송되며; 다음번에, 상기 심볼 s1은 상기 제2 송신 안테나를 통해 전송되고, 상기 심볼 s2는 상기 제1 송신 안테나를 통해 전송된다. 마지막으로, 각 경로에서 상기 심볼은 각각의 송신 안테나를 거쳐서 전송된다.

도 4 및 도 5는 디-인터리빙 유닛(70)을 갖는 STTCC 인코더와, 디-인터리빙 유닛(70)이 없는 STTCC 인코더에 대응하는 STTCC 디코더의 구조를 각각 도시한다. 여기서, 상기 STTCC 디코더에서 디코딩 유닛은 심볼 MAP(Maximum A Posteriori) 디코더(91,92)이며, 이 두개의 디코더는 관련 코드 시퀀스에 대한 디코딩을 실행하기 위해 반복되는 알고리즘(iterative algorithm)을 채용한다.

구체적으로, 도 4에 도시된 바와 같이, 디-멀티플렉서(DEMUX)(80)에 의해 분리된 이후, 상기 수신된 신호는 심볼 MAP 디코더(91), 인터리빙 유닛(121), 심볼 MAP 디코더(92)를 순차적으로 통과하고 나서, 순환적으로 그리고 반복적으로 디코딩될 디-인터리빙 유닛(111)을 통해 상기 심볼 MAP 디코더(91)로 복귀한다. 여러 번 반복적으로 디코딩된 이후에, 더 양호한 성능이 달성될 수 있다. 여기서, 상기 심볼 MAP 디코더(92)에 의해 출력된 디코딩된 신호는 상기 디-인터리빙 유닛(111)에 의해 디-인터리빙된 이후의 피드백 정보로서 상기 심볼 MAP 디코더(91)로 전송되고, 이 심볼 MAP 디코더(91)는 상기 피드백 정보에 기초하여 상기 분리된 수신 신호를 디코딩한다; 상기 심볼 MAP 디코더(91)에 의해 출력된 디코딩된 신호는 상기 인터리빙 유닛(121)에 의해 인터리빙된 이후의 피드백 정보로서 상기 심볼 MAP 디코더(92)로 전송되고, 이 심볼 MAP 디코더(92)는 상기 피드백 정보에 기초하여 상기 인터리빙 유닛(122)으로부터 분리된 신호를 디코딩하는데, 이는 상기 심볼 MAP 디코더(91 및 92) 사이의 반복적인 디코딩을 실현하기 위해서 이다. 마지막으로, 상기 심볼 MAP 디코더(92)의 출력은 상기 디코딩된 신호를 획득하기 위해 상기 디-인터리빙 유닛(112)을 통과한다. 여기서, 상기 심볼 MAP 디코더(91 및 92)는 채널 평가 유닛(220)에 의해 획득된 채널 특성으로 대응하는 디코딩을 실행한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 상기 대응하는 STTCC 인코더에 디-인터리빙 유닛(50)이 존재하지 않을 경우, STTCC 디코더를 위해, 심볼 레벨 코드 시퀀스가 상기 심볼 MAP 디코더(91 및 92)에 의해 프로세싱되어 출력되기 때문에, 상기 대응하는 Sym/Bit 변환 유닛과 Bit/Sym 변환 유닛이 심볼 MAP 디코더(91,92)와 상기 디-인터리빙 유닛(113)/인터리빙 유닛(123) 사이에 필요하기에, 상기 디-인터리빙 유닛(113)과 인터리빙 유닛(123)은 비트 레벨 인터리빙을 실행할 수 있다.

수신기(600)가 오로지 하나의 수신 안테나를 가지는 동안, 상기 송신기(500)가 복수의 송신 안테나를 갖는 경우를 도 1 내지 도 5와 관련하여 위에서 설명한다. 분명하게도, 본 발명에 의해 제안된 방법은 이 경우로 제한되지 않으며, 상기 수신기가 복수의 안테나를 갖는 경우에 적용될 수 있다.

도 6은 복수의 송신 안테나를 갖는 송신기와 복수의 수신 안테나를 갖는 수신기의 구조를 본 발명에 따라 도시한다. 도 1과 비교해 보면, 도 6에서의 수신기(700)는 복수의 수신 안테나를 가지므로, 복수의 수신 프로세싱 경로를 포함한다. 각 수신 프로세싱 경로의 구조는 RF 유닛(208), RRC 필터 및 오버샘플링 유 닛(206), 디-확산 및 디-스크램블링 유닛(204), 디-인터리버(202) 및 채널 평가 유닛(220)을 포함하는, 도 1에서 도시된 신호 수신 안테나의 그것과 동일하다. 각각의 수신 프로세싱 경로에 의해 프로세싱된 수신된 신호와 각각의 상기 수신 프로세싱 경로에서 채널 평가 유닛(220)에 의해 평가된 채널 특성 둘 다는 디코딩을 위한 STTCC 디코더(710)에 전송된다. 상기 단일 수신 안테나와는 달리, 상기 공간 채널 디코딩 구조(710)가 디코딩을 실행할 때, 이는 최적의 디코딩 신호를 얻기 위해 상기 심볼 MAP 디코딩 유닛에서 복수의 경로 수신 신호를 가중화 및 합산할 수 있다. 분명한 것은 상기 수신 다이버서티(diversity) 이득이 수신기에서 복수의 안테나를 이용함으로써 향상될 수 있고 상기 신호의 BER이 감소될 수 있다는 것이다. 그러므로 상기 수신기가 복수의 수신 안테나를 가질 때, STTCC의 코드 속도는 상기 전송 데이터 속도를 더 향상시키기 위해 증가될 수 있다.

상기 전송 데이터 속도가 수신 측에서 피드백 정보에 의한 동적 채널 환경에 유연하게 적응할 있도록 하기위해, 더 높은 데이터 전송 처리량을 획득하기 위해, 상기 속도 제어가 3GPP HSDPA 시스템에서 MIMO 해결책에 광범위하게 적용된다. 본 발명에서, STTCC을 채택하는 시스템의 속도 제어는 다음의 설계에 의해 구현될 수 있다.

제1 설계에 있어서, 상기 데이터 전송 속도는 상기 STTCC 인코더의 속도 매칭을 이용함으로써 제어된다. 실제 적용에 있어서, STTCC의 구조는 데이터 전송 속도의 요건 및 실제 송신(Tx) 안테나 및 수신(R_x) 안테나의 개수에 기초하여 설계될 수 있다. 표 1은 다른 안테나 구성 및 변조 모드에 따라 STTCC의 최대 코드 속도와 스펙트럼 효율성을 나열한다. 이 표로부터, 실제 시스템에서의 Tx 안테나의 요건에 기초한 STTCC 구조의 적절한 선택, 데이터 전송 속도 및 변조 모드는 사용자 단말기의 제한된 조건 아래서 더 높은 데이터 전송 속도를 획득할 수 있다.

표 1: 다른 Tx 및 Rx 안테나 구성에 따른 STTCC 변조 모드, 코드 속도 및 스펙트럼 효율성

제2 설계에 있어서, Per Antenna Group Rate Control 기술이 채택된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 송신기에서의 복수의 송신 안테나 및 대응하는 송신 프로세싱 경로는 두개의 그룹 즉, 송신 안테나 그룹(500a 및 500b)으로 나눠지고, 이들 각각은 STTCC 인코더를 포함한다. 디-멀티플렉서(DEMUX)(301)에 의해 디-멀티플렉싱된 이후에, 전송될 고속 데이터 스트림은 상기 송신 안테나 그룹(500a 및 500b)에서 STTCC 인코더(Ⅰ 및 Ⅱ)에 각각 전송된다. 상기 송신기는 변조 및 코딩 설계(MCS) 선택 유닛(302)을 또한 포함하되, 이 MCS 선택 유닛은 예컨대, UE로부터 피드백된 데이터 속도의 조건(즉, UE가 상주하는 무선 환경의 조건)에 기초하여 데 이터를 전송하는 선택 QPSK(즉, 8PSK 또는 16PSK)를, 사용자 장비(UE)로부터의 CQI(Channel Quality Indication:채널 품질 표시)에 기초하여 상기 STTCC 인코더(Ⅰ 및 Ⅱ)의 변조 및 인코딩 설계를 선택하기 위해 이용된다.

도 7은 상기 Per Antenna Group Rate Control 설계에서 오직 두개의 송신 안테나 그룹의 경우를 도시하지만, 실제 적용에서는, 송신 안테나 그룹의 상이한 개수가 다른 시스템 요건에 따라 선택되어 채택될 수 있다. 본 발명에 따라 상기 Per Antenna Group Rate Control에서 송신 안테나 그룹의 그룹화 방법은 검토를 위해 두개의 경우로 더 나눠볼 수 있다.

제1 경우에, 상기 수신기가 오직 하나의 수신 안테나를 가질 때에, 각 송신 안테나 그룹은 다른 송신 안테나 그룹을 구분하기 위해 다른 확산 코드를 사용한다. 이러한 조건 아래서, 상기 송신 안테나는 실제 요건에 따라 자유롭게 배치될 수 있다.

제2의 경우에 있어서, 상기 수신기가 복수의 수신 안테나를 가질 때, 각 송신 안테나 그룹은 동일한 확산 코드 및 디-스크램블링 코드를 사용하고, 상기 복수의 수신기 안테나는 MIMO의 공간 채널 특성에 기초하여 서로 다른 송신 안테나 그룹을 구별한다. 이러한 조건 아래서, 송신 안테나 그룹의 개수는 수신 안테나의 개수 이하가 되어야 한다. 게다가, 이론적으로 말하자면, 복수의 수신 안테나가 존재하는 경우에, 상기 다른 송신 안테나 그룹은 또한 다른 확산 코드 또는 디-스크램블링 코드의 결합에 의해 구별될 수 있는데, 이와 같은 조건 아래서 송신 안테나 그룹의 개수로 수신 안테나의 개수에 제한되지 않는다.

상기 도면들과 함께 본 발명의 실시예의 상기 상세한 설명에 따르면, 상기 SCC 기술과 비교해 볼 때, 본 발명에 의해 제안되는 STTCC 기술은 터보 인코딩 구조의 결합으로 인해 수신기 측에서 더 양호한 디코딩 성능을 획득할 수 있다는 결론이 나온다.

3GPP HSPDA 시스템을 위한 PARC와 같은 기존의 기술에 있어서, PARC에서 각각의 송신 안테나의 송신 경로는 독립적인 터보 인코더를 사용하기 때문에, 상기 시스템에서 전송 다이버서티를 이용하는 것은 불가능하다. 그러나 본 발명에 의해 제안된 STTCC 기술에서, 각각의 정보 비트는 각 송신 안테나의 송신 경로를 통해 전송될 수 있으므로, 상기 더 양호한 성능을 상기와 동일한 주파수 효율 아래서 달성할 수 있다.

본 발명에 의해 제안된 STTCC 기술이 PARC보다 유리하다는 것을 검증하기 위해, STTCC를 채택한 설계 및 PARC를 채택한 설계는 표 2에서 도시된 파라미터에 의해 시뮬레이션되고, 이 시뮬레이션 결과는 도 8에 도시된다. BLER이 10^-2 아래에서는, STTCC를 채택하는 설계의 Ior/Ioc(즉, 현재 셀과 이웃하는 셀에서 모든 전송 신호의 평균 전력 대 모든 노이즈 및 간섭의 평균 전력의 속도)이 PARC를 채택하는 설계의 것보다 약 2dB 더 낮다는 것을 알 수 있다.

[표 2]

더욱이, 상기 속도 제어는 본 발명에 의해 제안된 STTCC 방법 및 시스템에 따라 실제 어플리케이션을 유연하게 이용하도록 실현될 수 있다.

본 발명에서 개시된 시공간 채널 코딩 방법 및 장치가 첨부된 청구범위에 의 해 한정된 바와 같이 본 발명의 정신 및 범위에서 벗어나지 않고 다양하게 변경될 수 있음을 당업자는 이해해야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 일반적으로, 무선 네트워크에서 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치에 이용가능 하며, 더 자세하게는, 시공간 터보 채널 코딩/디코딩을 위한 방법 및 장치에 이용가능 하다.

Claims

채널 코딩 방법으로서,

(a) 인코딩될 직렬 신호를 복수의 병렬 신호로 변환시키는 단계와;

(b) 상기 다수의 병렬 신호를 인터리브(interleave)시키는 단계와;

(c) 인코딩된 다수의 병렬 신호를 획득하기 위해 상기 다수의 병렬 신호와 상기 인터리브된 다수의 병렬 신호를 미리 정의된 코딩 규칙에 따라 각각 인코딩하는 단계와;

(d) 다수의 전송 안테나를 통해 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호와 상기 다수의 병렬 신호를 순환적으로 그리고 교대로 전송하는 단계

를 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 1항에 있어서,

상기 미리 정의된 코딩 규칙은 순환적인 인코딩인, 채널 코딩 방법.
제 1항에 있어서,

상기 단계 (c)는:

(c1) 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 속도 매칭을 수행하는 단계를 더 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 3항에 있어서,

상기 속도 매칭은 펑쳐링/패딩(puncturing/padding) 프로세스를 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 단계 (c)는:

(c2) 미리 정의된 변조 모드에 따라 단계 (a)에서 상기 다수의 병렬 신호 및 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 변조 매핑을 각각 수행하는 단계를 더 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 5항에 있어서,

상기 단계 (d)는:

변조-매핑된 인코딩된 다수의 병렬 신호를 멀티플렉싱하는 단계와;

상기 신호를 교대로 그리고 순환적으로 상기 다수의 송신 안테나에 출력시키기 위해 상기 단계 (a)에서 멀티플렉싱된 인코딩된 다수의 병렬 신호와, 다수의 병렬 신호에 대해 사이클 스위칭을 수행시키는 단계

를 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 5항에 있어서,

상기 단계 (c2)는:

상기 인터리빙된 다수의 병렬 신호를 인코딩하는 인코딩 경로에서, 변조-매핑된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 디-인터리빙을 실행하는 단계를 더 포함하는, 채널 코딩 방법.
제 1항에 있어서,

상기 변조 모드는 QPSK인, 채널 코딩 방법.
채널 디코딩 방법으로서,

(a) 적어도 하나의 수신 안테나를 통해 수신된 인코딩된 다수의 병렬 신호를 디-멀티플렉싱하는 단계와;

(b) 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호가 송신되는 다수의 무선 채널에 대한 채널 평가를 수행하는 단계와;

(c) 상기 채널 평가 결과를 이용하고 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라서 상기 디-멀티플렉싱된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대한 순환적인(recursive) 디코딩을 수행하는 단계

를 포함하는, 채널 디코딩 방법.
제 9항에 있어서,

상기 인코딩된 다수의 병렬 신호가 다수의 수신 안테나를 통해 수신될 경우, 상기 단계 (c)는:

상기 채널 평가 결과를 이용함으로써 상기 다수의 수신 안테나를 통해 수신된 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호를 가중화하는 단계와;

상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 상기 가중된 신호에 대해 순환적인 디코딩을 수행하는 단계

를 포함하는, 채널 디코딩 방법.
제 9항에 있어서,

상기 단계 (c)는:

(c1) 제1 디코딩되는 신호를 출력하기 위해, 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 디-멀티플렉싱된 인코딩된 신호에 대해 제1 디코딩을 수행하는 단계와;

(c2) 최종 디코딩된 신호를 출력하기 위해 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 제1 디코딩된 신호에 대해 제2 디코딩을 수행하는 단계

를 포함하는, 채널 디코딩 방법.
제 11항에 있어서,

상기 단계 (c)는:

- 제1 디코딩된 신호를 인터리빙하는 단계와;

- 상기 최종 디코딩된 신호를 디-인터리빙하는 단계

를 더 포함하는, 채널 디코딩 방법.
제 11항에 있어서,

상기 단계 (c1)는:

- 상기 순환적이고 반복적인 디코딩을 통해 정정 정확도(correction accuracy)를 향상시키기 위해, 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 디-멀티플렉싱된 인코딩된 신호와 상기 최종 디코딩된 신호에 대해 제1 디코딩을 수행하는 단계를 더 포함하는, 채널 디코딩 방법.
제 11항에 있어서,

상기 미리 정의된 디코딩 규칙은 심볼 MAP(Maximum A Posterior) 디코딩인, 채널 디코딩 방법.
채널 인코더로서,

인코딩될 직렬 신호를 다수의 병렬 신호로 변환하여 상기 다수의 병렬 신호를 출력하기 위한 변환 수단과;

상기 변환 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 인터리빙하여 상기 인터리빙된 다수의 병렬 신호를 출력하기 위한 인터리빙 수단과;

미리 정의된 코딩 규칙에 따라 상기 변환 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 인코딩하여 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호를 출력하기 위한 제1 인코딩 수단과;

상기 미리 정의된 코딩 규칙에 따라 상기 인터리빙 수단으로부터 출력된 인 터리빙된 다수의 병렬 신호를 인코딩하기 위한 제2-인코딩 수단과;

상기 제1 인코딩 수단과 제2 인코딩 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호와, 다수의 송신 안테나를 통해 상기 변환 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 순환적으로 그리고 교대로 전송하기 위한 전송 디바이스

를 포함하는, 채널 인코더.
제 15항에 있어서,

상기 제1 인코딩 수단과 제2 인코딩 수단은 둘 다 순환적인 인코더인, 채널 인코더.
제 15항에 있어서,

- 상기 변환 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호에 대해 변조 매핑을 수행하기 위한 제1 매핑 수단과;

- 상기 제1 인코딩 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 변조 매핑을 수행하기 위한 제2 매핑 수단과;

- 상기 제2 인코딩 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 변조 매핑을 수행하기 위한 제3 매핑 수단

을 포함하는, 채널 인코더.
제 17항에 있어서,

상기 제2 매핑 수단과 제3 매핑 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 멀티플렉싱하기 위한 멀티플렉싱 수단을 더 포함하는, 채널 인코더.
제 15항에 있어서,

- 상기 제1 인코딩 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 펑쳐링/패딩 프로세스를 수행하기 위한 제1 속도 매칭 수단과;

- 상기 제2 인코딩 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 펑쳐링/패딩(puncturing/padding) 프로세스를 수행하기 위한 제2 속도 매칭 수단

을 포함하는, 채널 인코더.
제 17항에 있어서,

상기 제3 매핑 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 인터리빙하기 위한 디-인터리빙 수단을 더 포함하는, 채널 인코더.
제 17항에 있어서,

신호를 상기 다수의 송신 안테나에 순환적으로 그리고 교대로 전송하기 위해 상기 제1 매핑 수단, 제2 매핑 수단 및 제3 매핑 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호에 대해 사이클 스위칭을 수행하기 위한 이동 수단을 더 포함하는, 채널 인코더.
채널 디코더에 있어서,

- 적어도 하나의 수신 안테나를 통해 수신된 인코딩된 다수의 병렬 신호를 디-멀티플렉싱하기 위한 디-멀티플렉싱 수단과;

- 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호가 전송되는 다수의 무선 채널에 대한 채널 평가를 수행하기 위한 평가 수단과;

- 상기 채널 평가 결과를 이용함으로써 그리고 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 디-멀티플렉싱 수단으로부터 출력된, 인코딩된 다수의 병렬 신호를 디코딩하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는, 채널 디코더.
제 22항에 있어서,

상기 인코딩된 다수의 병렬 신호는 다수의 수신 안테나로부터 수신되고, 상기 채널 디코더는:

- 상기 채널 평가 결과를 이용함으로써 다수의 수신 안테나를 통해 수신된 인코딩된 다수의 병렬 신호를 가중하기 위한 가중 수단을 더 포함하는, 채널 디코더.
제 22항에 있어서,

상기 디코딩 수단은:

- 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 디-멀티플렉싱 수단으로부터 출력된 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 제1 디코딩을 수행하여, 제1 디코딩된 신호를 출력하기 위한 제1 디코딩 수단과;

- 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 제1 디코딩된 신호에 대해 제2 디코딩을 수행하여, 최종 디코딩된 신호를 출력하기 위한 제2 디코딩 수단

을 포함하는, 채널 디코더.
제 24항에 있어서,

상기 제1 디코딩 수단은 상기 순환적이고 반복적인 디코딩을 통해 정정 정확도(correction accuracy)를 향상시키기 위해 상기 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 상기 디-멀티플렉싱 수단으로부터 출력된 인코딩된 신호와, 상기 제2 디코딩 수단으로부터 출력된 최종 디코딩된 신호에 대해 제1 디코딩을 수행하는, 채널 디코더.
제 24항에 있어서,

상기 미리 정의된 디코딩 규칙은 심볼 MAP 디코딩인, 채널 디코더.
통신 디바이스로서,

- 인코딩된 다수의 병렬 신호를 출력하고, 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호 사이에 관련된 중복 정보가 존재하도록 하기위해 전송될 직렬 신호에 대해 채널 코딩을 수행하기 위한 채널 인코더와;

- 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호를 순환적으로 그리고 교대로 전송하기 위 한 다수의 송신 안테나

를 포함하는, 통신 디바이스.
제 27항에 있어서,

상기 채널 인코더는:

- 전송될 직렬 신호를 다수의 병렬 신호로 변환하여, 상기 다수의 병렬 신호를 출력하기 위한 변환 수단과;

- 상기 변환 수단으로부터 출력된 상기 다수의 병렬 신호를 인터리빙하여 상기 인터리빙된 다수의 병렬 신호를 출력하기 위한 인터리빙 수단과;

- 미리 정의된 코딩 규칙에 따라 상기 변환 수단으로부터 출력된 다수의 병렬 신호를 인코딩하여, 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호를 출력하기위한 제1 인코딩 수단과;

- 미리 정의된 인코딩 규칙에 따라 상기 인터리빙 수단으로부터 출력된 상기 인터리빙된 다수의 병렬 신호를 인코딩하기 위한 제2 인코딩 수단과;

- 상기 제1 및 제2 인코딩 수단으로부터 출력된 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호와, 상기 변환 수단으로부터 출력된 상기 다수의 병렬 신호를 다수의 송신 안테나를 통해 순환적으로 그리고 교대로 전송하기 위한 전송 수단

을 포함하는, 통신 디바이스.
통신 단말기로서,

- 인코딩된 다수의 병렬 신호를 수신하기 위한 적어도 하나의 수신 안테나로서, 상기 다수의 병렬 인코딩된 신호는 채널 인코딩된 후 다수의 송신 안테나를 통해 전송되고, 상기 다수의 병렬 인코딩된 신호 사이에 관련된 중복 정보가 존재하는, 적어도 하나의 수신 안테나와;

- 상기 인코딩된 신호가 수신된 파일럿 신호에 따라 전송되는 다수의 무선 채널에 대해 채널 평가를 수행하기 위한 적어도 하나의 채널 평가 유닛과;

- 상기 채널 평가 결과를 사용함으로써 그리고 공간 채널 코드에 따라 상기 수신된 신호에 대해 순환적인 디코딩을 수행하기 위한 채널 디코더

를 포함하는, 통신 단말기.
제 29항에 있어서,

상기 채널 디코더는:

- 상기 적어도 하나의 수신 안테나를 통해 수신된, 인코딩된 다수의 병렬 신호를 디-멀티플렉싱하기 위한 디-멀티플렉싱 수단과;

- 상기 인코딩된 다수의 병렬 신호가 전송되는 다수의 무선 채널에서 채널 평가를 수행하기 위한 평가 수단과;

- 상기 채널 평가 결과를 이용함으로써 그리고 미리 정의된 디코딩 규칙에 따라 디-멀티플렉싱 수단으로부터 출력된, 인코딩된 다수의 병렬 신호에 대해 순환 디코딩을 수행하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는, 통신 단말기.
제 30항에 있어서,

상기 미리 정의된 디코딩 규칙은 심볼 MAP 디코딩인, 통신 단말기.