KR20070085237A

KR20070085237A - 고 주파수 무선 수신기 회로 및 방법

Info

Publication number: KR20070085237A
Application number: KR1020077006878A
Authority: KR
Inventors: 라힘 바그헤리; 마수드 드자파리; 마나즈 아트리
Original assignee: 위링스 인코퍼레이티드; 라힘 바그헤리; 마수드 드자파리; 마나즈 아트리
Priority date: 2004-08-30
Filing date: 2005-08-29
Publication date: 2007-08-27
Also published as: US20060046681A1; CN101019330A; EP1794891A1; JP2008512058A; US7263342B2; KR100932871B1; EP1794891A4; WO2006026497A1; CN101019330B

Abstract

본 발명의 실시 형태는 향상된 게인 및 잡음 성능과 함께 광대역 매칭을 제공하는 무선 수신기에서 사용하는 회로를 포함한다. 일 실시 형태에서, 본 발명은 안테나, 안테나에 접속된 소스를 갖는 제 1 트랜지스터, 안테나에 접속된 게이트를 갖는 제 2 트랜지스터, 및 안테나에 접속된 제 1 터미널, 제 1 트랜지스터의 소스에 접속된 제 2 터미널, 및 제 2 트랜지스터의 게이트에 접속된 제 3 터미널을 구비하는 네트워크를 구비하는 무선 수신기를 구비하며, 네트워크는 제 2 터미널 및 제 3 터미널 사이에 트랜스임피던스를 가져서, 제 1 트랜지스터에 의해 생성된 잡음은 소정 범위의 주파수에 걸쳐 시스템에 의해 차동적으로 제거된다.

잡음 제거 네트워크, 트랜스임피던스

Description

고 주파수 무선 수신기 회로 및 방법{HIGH FREQUENCY WIRELESS RECEIVER CIRCUITS AND METHODS}

배경

본 발명은 전자회로에 관한 것이며, 특히 고 주파수 입력 신호를 수신하는데 사용될 수 있는 회로 및 방법에 관한 것이다.

전통적으로, 대다수의 전자 시스템은 다양한 타입의 배선 또는 케이블을 사용하여 함께 접속되었다. 예를 들어, 일반적으로 컴퓨터 시스템은 이더넷 (Ethernet) 케이블, 동축 케이블, 텔레폰 라인 또는 광섬유 링크에 의해 링크된다. 유사하게, 컴퓨터 프린터, 스캐너, 및 디지털 카메라, 휴대용 개인 단말기 (personal digital assistant; PDA) 또는 전자 음악 장치와 같은 다른 주변 장치는 다양한 타입의 배선 또는 케이블에 의해 링크된다. 유사하게, 다양한 타입의 전자 장치는 특정 형태의 배선 또는 케이블을 사용하여 함께 접속된다. 그러나, 전자 시스템이 더 일반적으로 행해지면서, 관련된 배선의 클러터 (clutter) 및 혼잡을 제거하자는 요구가 더욱 커지고 있다.

무선 기술은 이러한 문제에 대해 해결책을 제시한다. 무선 시스템에서, 전자 장치 및 시스템은 공기를 통해 전파하는 전자기 신호를 사용하여 서로 간에 통신한다. 일반적으로, 무선 통신은 전자 신호에 정보를 인코딩하고, 그 후 안테나를 사용하여 신호를 공기 중으로 송신함으로써 달성된다. 도 1a 는 간략화 된 무선 채널을 도시한다. 우선, 음성 신호 또는 데이터 신호와 같은 관심 신호가 송신기 (110) 의 인코더 (101) 를 사용하여 인코딩된다. 그 후, 인코딩된 신호는 변조기 (102) 를 사용하여 더 높은 주파수까지 변조될 수도 있다. 변조 후, 인코딩된 음성 또는 데이터 신호는 도 1b 에서 도시된 바와 같이 변조기의 주파수에 중심이 맞춰진 주파수 범위 내에 포함된다. 변조기의 주파수는 "캐리어 주파수" 또는 "채널 주파수" 로 지칭되는 경우가 있고, 전자기 전송에 적합한 매우 높은 주파수일 수도 있다. 이러한 고 주파수 신호는 라디오 전송 시스템에서의 역사적인 사용 때문에 라디오 주파수 (radio frequency; "RF") 라고 지칭된다. 파워 증폭기 (103) 는 변조된 신호를 수신하고 안테나를 구동시킨다. 파워 증폭기 (103) 는 신호를 캐리어 주파수 근처의 주파수에서 증폭하도록 충분히 빨라야 한다. 이것은 파워 증폭기 (103) 가 신호를 처리하기 위해 필요한 "대역폭" (즉, 관심있는 모든 주파수 범위에 걸쳐 신호를 효과적으로 증폭하는 능력) 을 가져야 함을 의미한다. 증폭된 신호는 안테나를 구동시키고, 안테나는 인코딩된 변조 신호를 공기를 통해 전파하는 전자기 에너지로 변형시킨다.

수신기 (120) 의 제 2 안테나 (121) 는 전자기 신호를 검출 (즉, 감지) 하기 위해 사용될 수도 있다. 수신기 (120) 는 안테나 (121) 에서 수신된 신호의 진폭을 증가시키는데 사용될 수도 있는 증폭기 (122) 를 구비한다. 송신기 (110) 와 수신기 (120) 사이의 거리가 증가함에 따라, 일반적으로 전자기 송신의 강도가 급속히 감소하기 때문에, 증폭기 (122) 는 송신기 (110) 와 수신기 (120) 사이의 거리가 변화함에 따라 넓은 진폭 범위에 걸쳐 변화할 수도 있는 신호를 검출할 수 있어야 한다. 또한, 수신기 (120) 가 송신기 (110) 로부터 멀리 있는 경우, 전자기 신호는 아주 작을 수 있다 (예를 들어, 마이크로와트). 따라서, 수신기 (120) 는 잡음을 유도하지 않고 아주 작은 신호를 증폭할 수 있어야 한다. 게다가, 파워 증폭기 (103) 와 유사하게, 증폭기 (122) 는 캐리어 주파수 근처의 주파수에서 신호를 증폭하도록 충분히 빨라야 한다. 인코딩된 변조 신호가 증폭된 후에, 신호의 주파수를 다운-변환 (down-converting) 하기 위해 복조기 (123) 가 사용될 수도 있고, 원래 음성 또는 데이터 신호를 추출하기 위해 디코더 (124) 가 사용될 수도 있다. 일반적으로 통신은 쌍방향 프로세스이기 때문에, 대부분의 무선 시스템은 안테나에 접속된 송신기 (110) 및 수신기 (120) 를 모두 구비할 것이다.

무선 기술은 라디오, 아날로그 텔레비젼 및 셀룰러 텔레폰 시스템과 같은 시스템을 구현하는데 성공적으로 사용되고 있지만, 데이터 레이트 (data rate) 라는 하나의 주된 문제를 가진다. 지난 10 년에 걸쳐 전자 장치의 수는 급격하게 증가하였다. 또한, 각 장치의 정보 수용량도 유사하게 증가하였다. 따라서, 현대 전자 장치 사이에서 통신되어야 하는 데이터량은 막대해졌다. 장치들 사이의 통신 채널이 그들을 접속하는 배선에 국한되기 때문에, 배선된 시스템이 유리하다. 이러한 독립된 배선들은 모두 독립된 통신 매체를 나타낸다. 반면에, 무선 장치는 모두 동일한 통신 매체-방송 전파 (airwave) 를 공유한다. 결과적으로, 무선 장치는 일반적으로 소정의 주파수 범위 (즉, 채널) 에 걸쳐 서로 통신한다.

무선 장치가 현존하는 배선 접속을 대체하기 위해, 다양한 타입의 전자 시스템 사이에 송신되고 수신되는 많은 정보량을 처리하도록 보다 효과적인 주파수 할당이 요구된다. 일반적으로, 이것은 과거에 사용된 것보다 훨씬 더 높은 주파수로 이동시킴으로써 획득된다. 특히, 과거에는 메가헤르쯔 (MHz) 범위가 흔히 사용되었으나, 더 큰 데이터 레이트를 위해 기가헤르쯔 (예를 들어, 2 GHz 초과) 범위가 사용될 수도 있다. 예를 들어, 10 GHz 범위가 복수의 개별적인 500 MHz 폭 서브범위 (즉, 서브밴드) 로 분할될 수도 있고, 각각은 정보를 운반하는 채널로서 사용될 수도 있다. 따라서, 무선 시스템이 데이터 레이트를 극대화하기 위해서는, 광범위의 주파수 (예를 들어, 3GHz~10GHz) 에 걸쳐 효과적으로 동작할 수 있어야 한다. 결과적으로, 단일 시스템이 기가헤르쯔 범위에 걸쳐 다중의 주파수 채널을 수신할 수 있도록 광범위에 걸쳐 동작할 수 있는 수신기가 필요하다.

현대의 수신기는 다양한 결점을 갖고 있다. 도 2a 는 간략화된 종래 기술의 수신기 증폭기 (200) 를 도시한다. 증폭기 (200) 는 RF 입력 신호 ("Vin") 를 수신하도록 인덕터 ("Lg" (204)) 를 통해 접속된 게이트, 인덕터 (205 ("Ls")) 를 통해 접지에 접속된 소스, 및 캐패시터 (202 ("C")) 및 인덕터 (203 ("L")) 에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (201) 를 구비한다. 캐패시터 (202) 는 접지에 접속되고, 인덕터 (203) 는 공급부 ("Vcc") 에 접속된다. LC 조합이 관심 주파수 (즉, 회로의 중심 주파수) 에서 공진하도록 캐패시터 (202) 및 인덕터 (203 내지 205) 에 대한 값이 선택될 수도 있기 때문에, 증폭기 (200) 는 매우 높은 주파수에서 효과적이다. 예를 들어, 출력 LC 조합이 신호의 적절한 증폭을 위해 높은 주파수에서 필요한 출력 임피던스를 제공하도록 L 및 C 가 선택될 수도 있다.

높은 주파수에서 증폭을 획득하는 외에, 적절한 입력 매칭을 획득할 필요도 있다. 예를 들어, RF 신호를 수신하기 위해 안테나가 증폭기의 입력에 접속되는 경우, 증폭기의 입력 임피던스는 안테나에 매칭되어야 한다. 이것은 때때로 증폭기 입력에 저항을 배열함으로써 이루어지기도 한다. 그러나, 저항은 잡음을 발생시키고, 잡음 레벨이 유입하는 RF 신호와 같은 정도의 크기에 있을 수도 있기 때문에 수신기 증폭기의 입력에서의 잡음은 큰 문제이다. 따라서, 증폭기의 입력에서의 저항을 이용하면 잡음으로부터 신호를 구별해내는 것이 어려워질 수 있다.

도 2b 는 이 구조의 유리한 잡음 성질을 도시하는 증폭기 (200) 에 대한 등가 입력 회로이다. 증폭기의 입력 임피던스 회로는 직렬 접속된 인덕터 (204 ("Lg")), MOS 게이트 캐패시턴스 ("Cg"(206)), 인덕터 ("Ls"(205)), 및 등가 저항 ("R1"(207)) 을 구비한다. 증폭기 (200) 에 있어서 하나의 이점은 입력 회로의 인덕턴스와 캐패시턴스가 관심 주파수에서 공진 (즉, Lg,Cg 및 Ls 가 소정 주파수에서 단락 회로임) 하도록 인덕터 ("Lg" (204)) 및 "Ls" (205)) 의 값을 조정할 수도 있다는 점이다. 따라서, 증폭기의 입력 임피던스는 R1 값에 의해 공진 주파수 근처로 세팅된다. R1 은 물리적인 저항이 아니라, MOS 트랜지스터의 등가 저항 (예를 들어, R1=(g_mLs)/Cgs) 이기 때문에, 증폭기의 입력 임피던스는 일반적으 로 물리적인 저항과 관련된 잡음을 발생시키지 않고 안테나에 매칭될 수도 있다.

그러나, 그러한 회로들이 특정 주파수에 대해 양호한 잡음 성능 및 게인을 갖는 반면, 신호 주파수가 공진 주파수 위 또는 아래로 이동함에 따라 캐패시턴스 또는 인덕턴스가 빠르게 지배적이기 시작하므로, 넓은 주파수 범위에 걸쳐서는 효과적이지 않다. 결과적으로, 증폭기 (200) 는 넓은 주파수 범위에 걸쳐서는 입력 신호에 대해 증폭 또는 입력 매칭을 제공할 수 없을 것이다.

도 3 은 넓은 주파수 범위에 걸쳐 동작하는 고 주파수 증폭기를 설계하는 것에 접근한 종래 기술의 간략화된 다이어그램을 도시한다. 증폭기 (300) 는 특정 중심 주파수에 중심이 맞춰진 다른 좁은 주파수 범위에서 동작하도록 각각 최적화된 복수의 협대역 증폭기 (301 내지 304) 를 구비한다. 각 증폭기의 입력은 해당하는 스위치 (S1 내지 Sn) 를 통해 안테나 (310) 에 접속된다. 특정 주파수 범위가 요구되는 경우, 시스템은 요구되는 주파수 범위에 걸쳐 동작하도록 최적화된 특정 증폭기에 안테나를 접속하는 스위치를 닫는다. 이러한 접근에서 문제점 한 가지는 스위치가 재구성되지 않는다면 다른 주파수 범위에서는 정보가 수신될 수 없다는 것이다. 또한, 각 스위치는 문제의 기생 용량을 유도한다. 또한, 이러한 접근은 다중 채널을 구현하는 데에 요구되는 부가적인 구성 성분 및 집적 회로 다이 영역 때문에 매우 비싸다.

도 4 는 종래의 다른 증폭기 회로 기술의 간략화된 다이어그램을 도시한다. 증폭기 (400) 의 주파수 범위를 확장하는 한 가지 방법은 저항 피드백을 제공하는 것이다. 증폭기 (400) 는 RF 입력 신호 ("Vin") 를 수신하도록 접속된 게이 트, 접지에 접속된 소스, 및 출력 ("Vout") 에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (401) 를 구비한다. 피드백 저항 ("R" (402)) 은 드레인 출력과 소스 입력 사이에 접속된다. 저항 (402) 은 광대역 입력 매칭 및 게인 성능을 제공하도록 셋팅될 수도 있다. 그러나, 입력 매칭 및 증폭의 주파수 범위가 증폭기 (200) 에 비하여 확장될 수도 있지만, 그러한 기술은 다양한 문제들을 겪고 있다. 첫째로, 저항은 잡음을 발생시키고, 입력에서의 잡음은 증폭될 것이다. 또한, 출력에서의 잡음의 일부는 피드백되어 증폭도 된다. 따라서, 저항 피드백을 사용하는 증폭기는 일반적으로 매우 불량한 잡음 지수 (noise figure; "NF") 를 갖는다. 또한, 피드백 구조는 일반적으로 매우 높은 전력 소모를 갖고, 이는 또한, 바람직하지 않다.

도 5 는 종래의 또 다른 증폭기 회로의 간략화된 다이어그램을 도시한다. 증폭기 (500) 는 공통 게이트 접근을 도시한다. MOS 트랜지스터 (501) 의 소스 임피던스가 임피던스 매칭을 위해 사용되어, 입력 매칭 동안 물리적인 저항기에 대한 요구를 제거하는 데에 사용될 수도 있기 때문에 증폭기 (500) 가 유리하다. 예를 들어, M1 의 입력 임피던스는 M1 의 장치 특성을 셋팅함으로써 안테나에 매칭될 수도 있다. 결과적으로, 어떠한 물리적인 저항기도 필요하지 않고, 수신기의 잡음 지수가 향상된다. 그러나, 증폭기 (500) 의 주된 문제 한 가지는 공통 게이트 증폭기가 다른 구조에 비하여 아주 낮은 게인을 갖는다는 점이다.

따라서, 초광대역에 걸쳐 향상된 게인 및 입력 매칭도 제공하면서 향상된 잡음 성능을 갖는 고주파수 수신기 증폭기가 요구된다. 본 발명은 후술하는 바와 같이 고 주파수 무선 회로 및 방법을 제공함으로써 이러한 문제 및 다른 문제를 해결한다.

요약

본 발명의 실시 형태는 향상된 게인 및 잡음 성능을 갖는 광대역 매칭을 제공하는 무선 수신기에서 사용하는 회로를 포함한다. 일 실시 형태에서, 본 발명은 안테나, 안테나에 접속된 소스를 갖는 제 1 트랜지스터, 안테나에 접속된 게이트를 갖는 제 2 트랜지스터, 및 안테나에 접속된 제 1 터미널, 제 1 트랜지스터의 소스에 접속된 제 2 터미널, 및 제 2 트랜지스터의 게이트에 접속된 제 3 터미널을 구비하는 네트워크를 구비하는 무선 수신기를 포함하는데, 제 1 트랜지스터에 의해 생성된 잡음이 소정의 주파수 범위에 걸쳐 시스템에 의해 차동적으로 제거되도록 네트워크가 제 2 터미널 및 제 3 터미널 사이에 트랜스임피던스를 갖는다.

다른 실시 형태에서, 본 발명은 등가 저항을 갖는 안테나, 안테나에 접속된 소스, 제 1 바이어스 전압에 접속된 게이트 및 드레인을 갖는 제 1 트랜지스터로서, 제 1 트랜지스터의 소스 입력 임피던스는 안테나의 등가 저항에 매칭하는 제 1 트랜지스터, 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속된 제 1 저항기, 소스, 게이트, 및 드레인을 갖는 제 2 트래지스터로서, 정상 동작 동안에 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 2 트랜지스터, 제 2 트랜지스터의 드레인에 접속된 제 2 저항기, 및 제 1 트랜지스터의 소스와 제 2 트랜지스터의 게이트 사이에 접속되고 제 1 트랜지스터의 소스와 제 2 트랜지스터의 게이트 사이에 트랜스임피던스를 갖는 잡음 제거 네트워크로서, 제 2 저항에 대한 제 1 저항의 비는 제 2 트랜지스터의 트랜스컨덕턴스와 잡음 제 거 네트워크의 트랜스임피던스의 곱과 대략 동일한 잡음 제거 네트워크를 구비하고, 주파수 범위에 걸쳐 고 주파수 신호를 수신하는, 회로를 포함할 수도 있다.

또 다른 실시 형태에서, 본 발명은 소스 입력 및 드레인 출력을 갖는 공통 게이트 스테이지, 공통 게이트 스테이지의 드레인 출력에 접속된 제 1 저항, 공통 게이트 스테이지의 소스 입력에 접속된 게이트 입력 및 드레인 출력을 갖는 공통 소스 스테이지, 트랜스컨덕턴스를 갖는 공통 소스 스테이지, 공통 소스 스테이지의 드레인 출력에 접속된 제 2 저항, 및 공통 게이트 스테이지의 소스 입력과 공통 소스 스테이지의 게이트 입력 사이에 접속된 트랜스임피던스를 갖는 네트워크로서, 네트워크의 트랜스임피던스와 공통 소스 스테이지의 트랜스컨덕턴스의 곱은 2 GHz 를 넘는 주파수 범위에 걸쳐 제 2 저항에 대한 제 1 저항의 비와 대략 동일한 네트워크를 구비하는 전자 회로를 포함할 수도 있다.

일 실시 형태에서, 본 발명은 안테나에 입력 임피던스를 매칭하는 수단, 고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단, 및 입력 임피던스를 매칭하는 수단과 고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단 사이에 접속되고, 공통 모드 잡음을 제거하기 위해 전압을 제공함에 따라 전류를 수신하는, 트랜스임피던스 네트워크를 구비하는 집적 회로를 포함한다.

다음의 상세한 설명 및 첨부 도면은 본 발명의 사상과 이점을 좀 더 잘 이해하도록 한다.

도면의 간단한 설명

도 1a 는 간략화된 무선 채널을 도시한다.

도 1b 는 인코딩된 변조 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한다.

도 2a 내지 2b 는 종래 기술의 수신기 증폭기를 도시한다.

도 3 은 넓은 주파수 범위에 걸쳐 동작하는 고 주파수 증폭기를 설계하는데에 접근한 종래 기술을 도시한다.

도 4 는 종래의 다른 증폭기 회로 기술의 간략화된 다이어그램을 도시한다.

도 5 는 종래의 또 다른 증폭기 회로의 간략화된 다이어그램을 도시한다.

도 6 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 광대역 증폭기 회로를 도시한다.

도 7a 내지 7c 는 본 발명의 실시 형태에 따른 광대역 아키텍처를 도시한다.

도 8 은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따른 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크의 일례이다.

도 9 는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따른 증폭기의 일례이다.

도 10 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 래더 (ladder) 네트워크의 일례이다.

도 11 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 회로의 또 다른 예이다.

도 12 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 증폭기의 일례이다.

도 13a 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 증폭기의 일례이다.

도 13b 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 대역폭 성능을 더 향상시키는 데에 사용될 수도 있는 출력 회로를 도시한다.

도 13c 는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따라 사용될 수도 있는 또 다른 출력 회로를 도시한다.

도 14 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 조정가능한 게인을 갖는 증폭기 회로의 일례이다.

도 15 는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따른 조정가능한 게인을 갖는 증폭기 회로의 일례이다.

도 16 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 DC 접속된 출력 스테이지를 갖는 증폭기의 일례이다.

도 17 은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따른 회로의 일례이다.

도 18 은 본 발명의 다른 실시 형태를 포함할 수도 있는 무선 시스템의 일례이다.

상세한 설명

여기서 설명된 것은 수신기 증폭기의 주파수 성능, 잡음 성능 및 게인을 향상시키는 기술이다. 다음의 설명에서, 설명의 목적으로, 본 발명의 다른 양상에 대한 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 예 및 특정 세부 항목이 설명된다. 그러나, 당업자에게는, 청구범위에 의해 정의된 것과 같이 본 발명이 이 예들의 특징의 일부 또는 전부를 단독으로 포함하거나, 또는 이하에서 설명되는 다른 특성과의 조합을 포함할 수도 있고, 여기서 설명된 특성 및 컨셉의 명백한 변형 및 균등물을 더 포함할 수도 있음이 명백하다.

본 발명의 실시 형태는 고 주파수 무선 회로 및 방법을 포함한다. 도 6 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 고 주파수 증폭기 회로를 도시한다. 고 주파수 증폭기 (600) 는 MOS 트랜지스터 (즉,"M1" 및 "M2" (601 및 602)), 임피던스 (즉, Z1 및 Z2 (603 및 604)), 및 캐패시터 ("C1" (605)) 를 구비한다. 트랜지스터 (601) 는 바이어스 전압 (예를 들어, "V1bias") 에 접속된 게이트, 안테나 (610) 에 접속된 소스 및 임피던스 (603) 의 한쪽 터미널에 접속된 드레인을 갖는다. 트랜지스터 (601) 의 드레인과 임피던스 (603) 사이의 노드는 (예를 들어, "Vout2" 라고 라벨이 붙은) 증폭기의 일 출력일 수도 있다. 안테나 (610) 는 캐패시터 (605) 를 통해서 트랜지스터 (602) 의 게이트에도 접속된다. 트랜지스터 (602) 의 소스는 접지에 접속되고, 그 드레인은 저항기 (604) 의 한쪽 터미널에 접속된다. 바이어스 전압 ("V2bias") 은 저항기 ("R3" (607)) 를 통해 트랜지스터 (604) 의 게이트에 접속된다. 일 실시 형태에서, R3 는 안테나의 등가 임피던스 (예를 들어, 50Ω) 의 10 내지 20 배이므로 R3 로부터의 잡음은 무시할 수 있는 영향을 갖는다. 트랜지스터 (602) 의 드레인과 임피던스 (604) 사이의 노드는 (예를 들어, "Vout1" 이라고 라벨이 붙은) 증폭기의 또 다른 출력일 수도 있다. 캐패시터 (605) 는 AC 접속 캐패시터이고, 트랜지스터 (601) 의 소스에서의 DC 전압보다 트랜지스터 (602) 의 게이트에서의 DC 전압을 다른 값 (예를 들어, "V1bias") 으로 셋팅하도록 한다.

고 주파수 애플리케이션에서 도 6 에 도시된 증폭기 아키텍처를 사용하는 하나의 이점은 안테나로부터의 "언밸런스" 신호 (즉, 단일 엔디드 신호 (single ended signal)) 가 출력 (즉, Vout1-Vout2) 에서 "밸런스" 신호 (즉, 차동 신호) 로 변환된다는 점이다. 결합된 신호의 크기가 각 차동 신호 성분 사이의 크기 차이에 의해 결정되기 때문에, 차동 신호는 향상된 잡음 및 왜곡 면역을 갖는다. 증폭기 (600) 의 경우, 안테나 (610) 로부터의 증폭된 고 주파수는 2 개의 출력 (Vout1 및 Vout2) 사이의 차 (즉,│Vout1-Vout2│=Av*│Vin│) 이다. 따라서, 양쪽 신호 패스 (즉, Vout1 및 Vout2) 로 유도된 잡음은 아무런 영향을 갖지 않을 것이다.

도 6 에 도시된 증폭기 아키텍처의 또 다른 이점은, 트랜지스터 (602) 는 고 트랜스컨덕턴스 게인을 위해 사용될 수도 있고, 트랜지스터 (601) 는 입력 임피던스 매칭을 위해 사용될 수도 있다는 것이다. 예를 들어, 공통 게이트 MOS 트랜지스터의 입력 임피던스 ("Z_in") 는 다음의 식에 의해 대략적으로 주어지며:

여기서, g_m 은 MOS 트랜지스터의 트랜스컨덕턴스이고, g_mbulk 는 벌크 (bulk) 의 트랜스컨덕턴스이고, g_mT 는 결합된 (즉, "전체") 트랜스컨덕턴스이다. 그러나, MOS 트랜지스터의 트랜스컨덕턴스는 희망하는 입력 임피던스를 생산하도록 맞추어질 수도 있다. 예를 들어, 트랜스컨덕턴스는 다음의 식에 의해 대략적으로 주어지며:

g_mbulk≒1/3g_m 이다. 따라서, 상기 식은 안테나와 함께 입력 매칭이 획득되도록 M1 의 트랜스컨덕턴스를 셋팅하는 데에 사용될 수도 있다 (예를 들어, g_mT=1/Zin=1/50Ω). 예를 들어, 트랜지스터의 디멘션 (예를 들어, 너비 "W" 또는 길이 "L") 및 바이어스 전압 ("V1bias") 은 획득된 입력 임피던스 매칭에 조정될 수도 있다.

도 7a 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 고 주파수 아키텍처를 도시한다. 아키텍처 (700) 에서, MOS 트랜지스터 (701) 의 소스는 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크 (730) 의 한쪽 터미널에 접속된다. 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크 (730) 는 광대역 입력 매칭, 광대역 잡음 제거 매칭을 제공할 수도 있고, 일부 실시 형태에서, M2 로부터의 잡음을 더 감소시키기 위해 M1 의 소스와 M2 의 게이트 사이에 게인을 제공할 수도 있다. 예를 들어, 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크 (730) 는 안테나로부터의 신호를 트랜지스터 (701 및 702) 의 입력에 접속시키기 위해 매칭 네트워크를 구비할 수도 있다. 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크 (730) 는 관심있는 희망 광대역 주파수 범위에 걸쳐 충분한 잡음 제거를 유지하는, 트랜지스터 (701) 의 소스로부터 트랜지스터 (702) 의 게이트를 바라본, 트랜스임피던스 회로, Z_N(ω)를 더 구비할 수도 있다. Z_N(ω) 의 응답을 제어하기 위해 인덕턴스 및 캐패시턴스와 같은 리액티브 수동 성분을 유도함으로써 광대역 잡음 제거 매칭이 획득된다. 결과적으로, 잡음 전류가 차동적으로 제거되고 시스템의 잡음 성능이 향상된다. 안테나 (710) 에 의해 보여지는 바와 같이 Z_in(ω) 의 응답을 제어하기 위해 인덕턴스 및 캐패시턴스와 같은 리액티브 수동 성분을 유도함 으로써 광대역 입력 매칭이 유사하게 유지된다.

도 7b 는 잡음 제거를 더욱 상세하게 도시한다. 도 7b 는 트랜지스터 (701) 에 의해 유도된 열 잡음 전류를 나타내는 잡음 소스 ("i_n1" (705)) 를 구비한다. 노드 (750) 에서, i_n1 은 i_n12 및 i_n11 로 분리된다. 전류 i_n11 은 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크 (730) 로의 입력이다. 전류 i_n11 은 트랜스임피던스 (Z_N _(ω)) 로 인해 노드 (751) 에서 전압 (V_n11) 을 생성한다 (즉, V_n11=i_n11Z_N _(ω)). 트랜스임피던스 (Z_N _(ω)) 는 노드 (750) 로부터 접지까지의 다른 전류 경로 상에 M1 의 기생 소스 캐패시턴스, M2 의 기생 게이트 캐패시턴스, 안테나의 등가 소스 저항, 및 다른 비기생의 임피던스를 구비할 수도 있다. 따라서, i_n11의 영향은 다음과 같이 트랜지스터 (702) 에서 전류 (i_n11m2) 를 생성하는 것이다:

i_n1 에 의해 야기된 출력 노드 (752) 상의 출력 전압의 변화는 다음과 같다:

또한, 전류 (i_n11) 는 접지를 통해 흐르고 공급 터미널 (Vcc) 을 통해 되돌아간다. 따라서, 출력 노드 (753) 상의 i_n11 의 영향은 다음과 같다:

V_out1 _, _n2 는 공급부를 통해 되돌아가고 R1 을 통해 흐르는 i_n11 의 결과이다. 따라서, V_out1 _, _n1 로의 영향이 V_out1 _, _n2로의 영향과 같도록 장치가 맞춰지는 경우, 트랜지스터 (701) 로부터의 잡음은 제로 차동 영향을 갖는다 (즉, 잡음은 공통 모드 신호와 같이 나타나고 시스템에 의해 차동적으로 제거된다.). 차동 잡음 제거는 다음과 같이 나타난다:

예를 들어, 유리한 실시형태 한가지는 R1=R2 일 때이다. 이 경우에, 출력이 대칭이다. R1=R2 인 경우, g_m2=1/Z_N(ω) (Z_N(ω) 은 약 50 Ω 의 오더 상에 있음) 로 셋팅함으로서 차동 잡음 제거가 획득될 수도 있다.

그러나, 회로에서 잡음의 또 다른 주된 소스는 트랜지스터 ("M2" (702)) 이다. 다른 실시 형태에서, M2 의 잡음 기여를 최소화함으로써 회로의 잡음 지수 (Noise Figure) 를 더 최소화하는 것이 바람직할 수도 있다. 트랜지스터 (702) 의 트랜스컨덕턴스 (g_m2) 를 증가시키고 R1 을 R2 보다 더 크게 만듬으로써 (즉, R1＞R2), 잡음 특성이 감소되고, 그로 인해 시스템의 잡음 성능이 향상될 수도 있다. 예를 들어, 트랜스컨덕턴스 (g_m2) 가 증가하여 잡음 성능이 향상되는 경우, 상응 하는 잡음 전류 (i_n11m2) 도 증가한다. 본 발명의 일 실시 형태에서, X 는 약 2 내지 4 (즉, 더 크거나 더 작을 수도 있지만 2→4) 의 범위에 있는 바람직한 어떤 수인데, X 의 요소에 의해 g_m2 를 증가시킴으로써, 트랜지스터 (702) 의 잡음 기여가 감소될 수도 있다. g_m2의 증가에 의해 야기된 전류 (i_n11m2 ) 의 증가를 보상하기 위해, 잡음 제거가 유지되도록 R2 가 X 의 요소에 의해 감소된다. 즉, 제거를 유지하기 위해서는, g_m2 Z_N(ω) 의 요소에 의해 R1 이 R2 보다 크거나, 거기에 최대한 가까워야 하기 때문에, 예를 들어, g_m2 가 2 만큼 증가하는 경우, 잡음 제거 관계를 유지하려면 R2 는 2 의 요소만큼 감소되어야 한다.

도 7c 는 본 발명의 또 다른 실시 형태를 도시한다. 일 실시 형태에서, 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크는 입력에서 수동 게인을 포함한다. 예를 들어, 시스템은 안테나와 노드 (750) 사이, 또는 선택적으로 노드 (750) 와 노드 (751) 사이, 또는 양쪽 모두에 수동 게인을 포함할 수도 있다. 입력에서 수동 게인을 가하여, 트랜지스터 (M1 또는 M2, 또는 양 쪽 모두) 의 잡음 기여가 덜 전달된다. 예를 들어, 시스템이 수동 게인 ("α" (799)) 만을 포함하는 경우, 잡음 제거는 다음과 같이 나타날 것이며:

Z_N(ω)=α/Rs 이고, Rs 는 안테나의 등가 저항 (Rs) 이다. M2 로부터의 잡음 기 여는 α²의 요소에 의해 덜 전달되어, 저 전력 소모를 가능하게 하는 더 작은 g_m2를 선택할 수 있다.

유사하게, 시스템이 수동 게인 ("β" (798)) 만을 포함하는 경우, M1 의 입력 임피던스는 β² 의 요소에 의해 증가될 수 있고, 이는 g_m1 이 감소될 수도 있고 M1 이 전력을 덜 소모하는 것을 의미한다. 또한, M1, R1, M2, R2 의 잡음 기여가 β² 의 요소에 의해 덜 전달되어, g_m2 이 더욱 감소하는 것도 허용하며, 그 결과로 전력 소모를 허용한다. 잡음 제거는 다음과 같이 유지되며:

Z_N(ω)=β²Rs 이며, Rs 는 안테나의 등가 저항 ("Rs") 이다.

예를 들어, α=1 및 β=1 인 경우 (즉, 수동 게인이 없는 경우), g_m1=1/50Ω, g_m2=3(g_m1) 및 R2=(1/3)R1 이다. 그러나, α=2 및 β=1 인 경우 (즉, 수동 게인 799), g_m1=1/50Ω, g_m2=3/4(g_m1) 및 R2=(2/3)R1 이다. 선택적으로, α=1 및 β=2 인 경우 (즉, 수동 게인 (798)), g_m1=1/200Ω, g_m2=1/4(g_m1) 및 R2=(1/3)R1 이다. 광대역 구현에서, 트랜스임피던스 회로는 예를 들어, 광대역 변압기를 사용하여 수동 게인을 구현할 수도 있다. 협대역 구현에서, 트랜스임피던스 회로는 LC 네트워크를 포함할 수도 있다.

상술한 관계로부터, 고 주파수 회로 성능을 위한 하나의 중요한 요소는 g_m2 와 Z_N(ω) 사이의 관계임을 알 수 있다. 2 GHz 를 넘는 주파수와 같은, 관심있는 고 주파수에 대해, Z_N _(ω) 의 주파수 응답은 적절한 회로 행동을 획득하도록 주의깊게 맞춰진다. 예를 들어, 3 GHz 내지 10 GHz 와 같은 넓은 주파수 범위에 걸쳐 적절한 동작을 위해서는 Z_N _(ω) 의 행동이 특히 중요하다.

도 8 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크의 일례이다. 잡음 제거 및 입력 매칭 네트워크는 안테나 (810) 와 노드 (851) 사이에 접속된 제 1 네트워크 (830) 를 구비할 수도 있다. 네트워크 (830) 는 예를 들어, 기생 인덕턴스, 기생 캐패시턴스 및 희망하는 고 주파수 범위에 걸쳐 적당한 Z_N _(ω) 를 획득하도록 맞춰진 유도 인덕턴스 또는 캐패시턴스를 구비할 수도 있다. 네트워크 (832) 는 노드 (851) 와 MOS 트랜지스터 (801) 의 소스 입력 사이에 접속되고, 희망하는 고 주파수 범위에 걸쳐 적당한 Z_N _(ω) 를 획득하도록 맞춰진 유도 인덕턴스 또는 캐패시턴스를 구비할 수도 있다. 네트워크 (831) 는 노드 (851) 와 MOS 트랜지스터 (802) 의 게이트 입력 사이에 접속되고, 희망하는 고 주파수 범위에 걸쳐 적당한 Z_N _(ω) 를 달성하도록 맞춰진 유도 인덕턴스 또는 캐패시턴스를 포함할 수도 있다.

도 9 는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 증폭기의 일례이다. 증폭기 (900) 는 고 주파수에서의 회로의 구성 요소를 도시한다. 안테나 (910) 는 AC 접속 캐패시터 (911) 및 바이어스 인덕터 (912) 에 직렬로 접속된다. 안테나 (910) 가 고 주파수에서 등가 저항 ("Rs") 를 접지로 유도함을 알 수 있다. 바이어스 인덕터 (912) 는 관련 기생 캐패시턴스 ("C_p3" (913)) 를 갖는다. 일 실시 형태에서, 증폭기 (900) 는 집적 회로의 일부가 될 수도 있다. 따라서, 집적 회로 ("IC") 패키지로부터의 인덕턴스 ("L_package" (914)) 및 연결 배선이 회로에 포함되어 있다. 집적 회로 패키지로부터의 연결 배선은 일반적으로 집적 회로 다이 상의 "패드 (915)" 에 접속되어 있고, 패드는 설명된 상응하는 기생 캐패시턴스 ("Cpad" (916)) 를 갖는다. 접속 캐패시터 ("C1" (920)) 는 관련 기생 캐패시턴스 ("C_p1 (921)" 및 "C_p2 (922)") 를 갖고, MOS 트랜지스터 (901) 의 소스 및 MOS 트랜지스터 (902) 의 게이트는 각각, 기생 캐패시턴스 "C_p4 (919)" 및 "C_p5 (923)" 을 갖는다. 일 실시 형태에서, 증폭기 (900) 는 IC 패드 (915) 와 노드 (951) 사이에 접속된 인덕터 ("L1" (917)) 를 더 구비한다. 증폭기 (900) 는 트랜지스터 (901) 의 소스와 노드 (951) 사이에 접속된 제 2 인덕터 ("L2" (918)) 도 구비할 수도 있다. 인덕터 (L1 및 L2) 는 희망하는 잡음 제거 레벨을 획득하도록 치수가 재어질 수도 있다.

도 10 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 래더 네트워크의 일례이다. 결과 회로가 LC 래더 네트워크이기 때문에 인덕터 (L1 및 L2) 의 배치가 특히 유리하다. 안테나 소스 저항 ("Rs" (1010)) 의 제 1 터미널은 접지에 접속되고, 제 2 터미널은 직렬 인덕턴스 (즉, "L_package", L1 및 L2 (1014, 1017, 및 1018)) 에 접속된다. "Cc" 및 "L_bias" 는 관심있는 고 주파수 범위에 걸쳐서 무시할 수 있는 영향을 가짐을 알 수 있다. 각 인덕턴스는 접지된 캐패시턴스에 접속된다. 예를 들어, 인덕턴스 (1014) 의 노드 (1053) 는 캐패시턴스 (1013) 를 통해 접지에 접속되고, 인덕턴스 (1014) 와 인덕턴스 (1017) 사이의 단속 (intermittent) 노드 (1052) 는 캐패시턴스 (1013) 를 통해 접지에 접속되고, 인덕턴스 (1017) 와 인덕턴스 (1018) 사이의 단속 노드 (1051) 는 캐패시턴스 (1021) 를 통해 접지에 접속되고, 노드 (1050) 는 캐패시턴스 (1019) 를 통해 접지에 접속된다. 최종적으로, MOS 트랜지스터 (1001) 의 소스 저항은 노드 (1050) 와 접지 사이에 접속된다. 따라서, 회로는 입력 매칭 및 잡음 제거 매칭을 제공하기 위해 대칭일 수도 있다.

희망하는 결과를 획득하기 위해, 회로의 주파수 성능은 인덕터 (L1 및 L2) 를 맞춤으로써 제어될 수도 있고, 선택적으로, 기생 캐패시턴스를 맞춤으로써도 제어될 수도 있다. 예를 들어, M1 의 소스의 관점으로부터 광대역 잡음 제거를 획득하는 동시에, 안테나의 관점으로부터 광대역 입력 매칭이 획득되도록 래더 회로 값이 셋팅될 수도 있다. 이 결과가 소정의 주파수 범위 (예를 들어, 3GHz 내지 10 GHz) 에 걸쳐 희망하는 잡음 제거 레벨이다.

도 11 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 회로의 또 다른 예이다. 예를 들어, 일 실시 형태에서, 인덕터 ("L1" (1117)) 및 인덕터 ("L2" (1118)) 는 시스 템의 주파수 특성을 더 향상하기 위해 상호 인덕티브 ("M") 일 수도 있다. 또한, L1 이거나 L2, 또는 L1 및 L2 모두를 갖는 상호 인덕티브일 수도 있는 인덕터 (1124) 를 구비함으로써 회로에 자유도 (degree of freedom) 가 부가될 수도 있다. 여분의 자유도는 예를 들어, 잡음 제거와 같은 성능 기준을 더 향상시키기 위해, 디자이너가 회로의 주파수 특성을 더 맞추도록 한다.

도 12 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 증폭기의 일례이다. 고 주파수에서, 증폭기의 입력 및 출력 모두에서 기생 캐패시턴스가 문제될 수 있다. 증폭기 (1200) 는 고 주파수 입력 신호 (Vin) 에 접속된 게이트, 접지에 접속된 소스, 및 트랜지스터 (1206) 의 소스에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (1202) 를 구비한다. 트랜지스터 (1206) 의 게이트는 바이어스 전압 (V4bias) 에 접속되고, 드레인은 저항기 (1204 ("R2")) 의 한쪽 터미널에 접속된다. 증폭기 (1200) 는 고 주파수 입력 신호 (Vin) 에 접속된 소스, 바이어스 전압 ("V1bias") 에 접속된 게이트, 및 트랜지스터 (1203) 의 소스에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (1201) 도 구비한다. 트랜지스터 (1203) 의 게이트는 바이어스 전압 (V3bias) 에 접속되고, 드레인은 저항기 (1203 ("R1")) 의 한쪽 터미널에 접속된다. 증폭기의 출력은 트랜지스터들 (1206 및 1206) 의 드레인에서의 전압차일 수도 있다. 일 실시 형태에서, MOS 트랜지스터 (1205 및 1206) 는 MOS 트랜지스터 (1201 및 1202) 보다 크기가 작다. 예를 들어, MOS 트랜지스터 (1205 및 1206) 는 트랜지스터 (1201 및 1202) 크기의 1/3 일 수도 있다. 따라서, 트랜지스터 (1205 및 1206) 의 출력 캐패시턴스 (즉, 증폭기의 출력 캐패시턴스) 는 크 게 감소할 수도 있다. 따라서, 증폭기의 대역폭이 개선된다.

도 12 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 증폭기의 또 다른 양상을 도시한다. 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따라, 일부 잡음 제거를 희생함으로써 추가 게인이 생성될 수도 있다. 예를 들어, 잡음 제거에 대하여 R2 값은 R1 의 어떤 일부라고 생각한다.(즉, R1 ＞ R2) 따라서, Vout2 는 시스템의 대역폭을 제약할 것이다. 따라서, R1 은 주어진 대역폭 요구에 대해 최대값으로 셋팅될 수도 있고, 트랜지스터 (1201 및 1205) 및 Vout2 는 최대 속도로 동작할 수도 있을 것이다. 그러나, R2 가 R1 보다 작기 때문에, Vout1 은 일부 대역폭 마진을 갖는다. R2 를 증가시키고, 그로 인해 일부 잡음 제거를 희생함으로써 증폭기의 게인이 증가될 수도 있다. 그러나, 일부 잡음 제거가 희생되는 동안, 증가된 게인은 증폭기의 잡음 지수를 향상시킬 수도 있다.

도 13a 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 증폭기의 일례이다. 도 13a 에서, 노드 (1353 및 1352) 에서 출력 증폭기 (1300) 는 AC 접속 캐패시터 (1330 및 1340) 를 통해 트랜지스터 (1331 및 1341) 의 게이트로 각각, 다음 스테이지로 차동적으로 접속된다. 트랜지스터 (1305 및 1306) 가 증폭기 (1300) 의 출력 캐패시턴스를 감소시키기는 하지만, 대역폭은 기생 캐패시턴스 (1307,1308,1333 내지 1335, 및 1343 내지 1345) 에 의해 여전히 제한될 수도 있다. 이 기생 캐패시턴스는 출력을 낮추고 대역폭을 감소시키기 때문에, 예를 들어, 2 GHz 를 넘는 초고주파수에서 특히 문제될 수도 있다.

도 13b 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 대역폭 성능을 더 향상시키는 데 에 사용될 수도 있는 출력 회로의 일례이다. 도 13b 에서, 증폭기 (1300) 의 출력 스테이지의 한쪽 절반만이 도시되어 있다. 그러나, 도 13b 에서의 출력 회로가 양쪽 출력에 대해 동일하다는 것을 이해할 것이다. 증폭기 (1300) 는 출력 노드 (예를 들어, 노드 (1354)) 와 저항기 (1304) 의 한쪽 터미널 사이에 접속된 제 1 인덕터 ("L4" (1360)) 를 구비할 수도 있다. 제 2 인덕터 (1361 ("L5")) 는 트랜지스터 (1306) 의 드레인 (즉, 노드 (1352)) 과 출력 노드 (1354) 사이에 접속될 수도 있다. 캐패시터 ("C12" (1362 )) 는 노드 (1352) 로부터 저항기 (1304) 의 터미널까지 두 개의 인덕터에 걸쳐 접속된다. 그 결과, 노드 (1352) 에서의 기생 드레인 캐패시턴스 (1308) 는 AC 접속 캐패시터 (1340) 의 기생 캐패시턴스 (1343 내지 1345) 및 트랜지스터 (1341) 로부터 분리된다. 일 실시 형태에서, 인덕터 (1360) 만이 사용되고, 회로의 대역폭은 150% 향상된다. 다른 실시 형태에서, 두 개의 상호 인덕터 (1360 및 1361) 가 사용되고, 대역폭은 2 내지 2.5 배 증가된다. 도 13c 는 상호 인덕터 (1360 및 1361) 대신에 사용될 수도 있는 다른 출력 회로를 도시한다.

도 14 는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 조정 가능한 게인을 갖는 증폭기 회로의 일례이다. 증폭기 (1400) 는 캐스코드 트랜지스터 (1406) 를 통해 제 1 출력 (Vout1) 에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (1402) 에 접속된 공통 소스를 구비한다. 증폭기 (1400) 는 캐스코드 트랜지스터 (1405) 를 통해 제 2 출력 (Vout2) 에 접속된 드레인을 갖는 MOS 트랜지스터 (1401) 에 접속된 공통 게이트도 구비한다. 출력으로 전달되는 전류를 감소시키고, 그 결과 게인을 감소 시키기 위해 병렬 MOS 트랜지스터 ("M32" (1407) 및 "M42" (1408)) 가 제공된다. MOS 트랜지스터 (1407) 는 트랜지스터 (1401) 의 드레인에 접속된 소스, 공급 전압 ("Vcc") 에 접속된 드레인, 및 스위치 ("S1" (1470)) 의 한쪽 터미널에 접속된 게이트를 구비한다. MOS 트랜지스터 (1408) 는 트랜지스터 (1402) 의 드레인에 접속된 소스, 공급 전압 ("Vcc") 에 접속된 드레인, 및 스위치 ("S2" (1471)) 의 한쪽 터미널에 접속된 게이트를 구비한다. 트랜지스터 (1407 및 1408) 는 바이어스 전압 (V_b32 및 V_b42) 을 각 트랜지스터의 게이트에 각각 접속하는, 스위치 (1470 및 1471) 를 닫음으로써 활성화될 수도 있다. 따라서, 스위치가 닫히는 경우, 트랜지스터 (1407 및 1408) 는 트랜지스터 (1401 및 1402) 의 드레인으로 전류를 공급하고, 그 결과 주어진 입력 신호에 대해 출력 노드에서의 신호의 크기를 감소시킨다. 또한, 스위치가 개방되는 경우, 트랜지스터 (1401 및 1402) 로부터의 전류 전부가 출력으로 전달되고, 시스템은 풀 게인 (full gain) 에서 동작할 수도 있다. 일 실시 형태에서, 스위치는 인에이블 신호에 의해 제어되고, 인에이블 신호가 활성화된 경우에는 대응하는 트랜지스터가 온되고, 인에이블 신호가 비활성화된 경우에는 대응하는 트랜지스터가 오프된다. 게인 차는 트랜지스터 (1407) 에 대한 트랜지스터 (1405) 의 상대적인 사이즈 (즉, 크기) 및 트랜지스터 (1408) 에 대한 트랜지스터 (1406) 의 상대적인 사이즈에 따라 셋팅될 수도 있다. 따라서, 스위치 (1470 및 1471) 를 개방하거나 닫음으로써, 설계하는 동안 미리 정의될 수 있는 양에 의해 증폭기의 게인이 증가되거나 감소될 수도 있다.

도 15 는 본 발명의 다른 실시 형태에 따른 조정 가능한 게인을 갖는 증폭기 회로의 일례이다. 증폭기 (1500) 에서, 트랜지스터 (1502 및 1506) 는 다중 장치로 분리된다. 예를 들어, 트랜지스터 ("M2" (1502)) 는 트랜지스터 ("M2A" (1502A)) 와 트랜지스터 ("M2B" (1502B)) 로 분리될 수도 있다. 유사하게, 트랜지스터 ("M41" (1506)) 는 트랜지스터 ("M41A" (1506A)) 와 ("M41B" (1506B)) 로 분리될 수도 있다. Vin 은 트랜지스터 (1502A 및 1502B) 의 게이트에서 수신된다. 이러한 트랜지스터 각각은 바이어스 전압 (Vb2) 에 접속된 소스를 갖는다. 트랜지스터 (1502A) 의 드레인은 캐스코드 트랜지스터 (1506A) 의 소스 및 게인 제어 트랜지스터 (1508) 의 소스에 접속된다. 트랜지스터 (1502B) 의 드레인은 캐스코드 트랜지스터 (1506B) 의 소스에 접속되고, 트랜지스터 (1506A 및 1506B) 의 드레인은 노드 ("Vout1" (1552)) 에 접속된다. 트랜지스터 (1502B 및 1506B) 를 턴오프함으로써 증폭기 (1500) 의 전력 소모가 감소될 수도 있다 (예를 들어, 강한 신호가 수신되고 적은 게인이 요구되는 경우). 예를 들어, 트랜지스터 (1506B) 의 게이트는 스위치 ("S3" (1572) 및 "S4" (1573)) 와 같은 스위치 네트워크에 접속될 수도 있다. (예를 들어, 인에이블 신호에 의해) 스위치 (1573) 가 닫히고 스위치 (1572) 가 개방되는 경우, 바이어스 전압이 저항기 ("R3" (1574)) 를 통해 양 캐스코드 트랜지스터 (1506A 및 1506B) 에 공급된다. 게인 및 전력 소모를 감소시키기 위해, 스위치 (1573) 는 개방되고, 스위치 (1572) 는 닫힐 수도 있고, 따라서 트랜지스터 (1506B) 의 게이트가 접지되고, 트랜지스터 (1502B) 로 흐르는 전류가 차단된다.

도 16 은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 DC 접속된 출력 스테이지에서 증폭기 (1600) 의 일례이다. 노드 (1652 및 1653) 에서의 증폭기 (1600) 의 출력은 다음 스테이지 (예를 들어, 다른 증폭기 스테이지 또는 믹서 스테이지) 의 트랜지스터 (1631 및 1641) 의 게이트 입력에 DC 접속된다. 전압 제어 회로 (1680) 는 출력 노드 (예를 들어, 노드 (1653)) 에 접속되어, 다음 스테이지가 적절히 바이어스되도록 노드 (1657) 에서 전압을 생성한다. 또한, 전압 제어 회로 (1680) 는 공급 전압 (Vcc) 에 접속되고, 내부 기준 전압을 구비할 수도 있다. 전압 제어 회로 (1680) 의 정확한 설계는 희망하는 전압 바이어싱이 획득되는 것에 의존하여 달라질 수도 있다. 그러나, 이것은 다음 스테이지가 적절히 바이어스되도록 회로가 노드 (1657 및 1658 (하나 또는 둘 모두)) 전압을 변화하는 것을 허용하고, 증폭기 (1600) 의 DC 출력 전압을 제어하기 때문에, 이 기술은 초고주파수 증폭기 설계에서 특히 유리하다. 결과적으로, AC 접속 캐패시터 및 그 관련된 기생 캐패시턴스에 대한 요구가 제거되고, 시스템의 대역폭이 증가한다.

전압 제어 회로 (1680) 의 일례가 구성요소 (1681 내지 1685) 로서 도시되어 있다. 전압 제어 회로 (1680) 는 트랜지스터 (1641) 의 게이트에 접속된 제 1 터미널 및 증폭기 (1681) 에 접속된 제 2 터미널을 갖는 피드백 저항기 (1683) 를 구비할 수도 있다. 증폭기 (1681) 의 입력에 캐패시터 (1684) 가 구비될 수도 있다. 증폭기 (1681) 로의 제 2 입력은 바이어스 생성기 (1682) 에 접속되고, 바이어스 생성기는 예를 들어, 프로세스 및 온도를 트래킹하는 일정 기준 전압을 생성하는 전류 소스에 접속된 다이오드 결합 트랜지스터 (diode connected transistor) 를 구비할 수도 있다. 증폭기 (1681) 의 출력은 노드 (1658) 에서의 전압을 셋팅하기 위해 가변 저항기 (1685) 와 같은 전압 조정 장치를 제어하는 데에 사용될 수도 있다. 가변 저항기 (1685) 는 예를 들어, MOS 트랜지스터와 같은 제어된 임피던스일 수도 있다.

도 17 은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 따른 회로의 일례이다. 도 17 은 본 발명의 다른 양태들이 단일 구현으로 임의로 조합되는 방식을 도시한다. 일 예시 실시 형태에 따른 장치 파라미터 및 성분 값이 아래의 표 1 및 표 2 에 나타나 있다.

[표 1]

[표 2]

도 18 은 본 발명의 다른 실시 형태를 포함할 수도 있는 무선 시스템의 일례이다. 도 18 은 본 발명의 실시 형태를 사용할 수도 있는 직접 변환 아키텍처의 일례이다. 무선 시스템 (1800) 은 스위치 (1801) 를 통해 수신 채널 및 송신 채널 모두에 접속되는 안테나 (1810) 를 구비한다. 수신 채널은 저 잡음 증폭기 ("LNA" (1811)), 믹서 (1812), 필터 (1813), 자동 게인 제어 ("AGC" (1814)), 및 아날로그-디지털 변환기 ("A/D" (1815)) 를 구비한다. LNA (1811) 는 안테나 (1810) 로부터 고 주파수 신호를 증폭하는 데에 사용되고, 시스템 요구를 만족시키는 충분한 대역폭, 게인, 및 잡음 성능을 가져야만 한다. 수신 채널은 두 개의 믹서 및 이후의 동위상 및 직각 위상 경로 (하나의 경로만 도시됨) 를 위한 병렬 경로를 구비할 수도 있다. 믹서 (1812) 는 캐리어 주파수에서 로컬 오실레이터 신호 ("LO-I/Q") 를 수신하고, 입력 신호를 복조한다. 직접 변환 시스템에서, 입력 신호가 베이스밴드로 복조되고, 중간 주파수는 사용되지 않는다. 본 발명의 실시 형태는 직접 변환 시스템이나 중간 주파수를 사용하는 시스템 어디에서도 사용될 수도 있음을 이해할 것이다. 필터 (1814) 는 복조된 신호로부터 관심있는 신호를 추출하는 데에 사용되고, A/D (1815) 로의 입력이 A/D 의 풀 범위에 있도록 AGC (1814) 는 적당한 게인을 제공한다. 수신 채널의 출력은, 예를 들어, 디코딩하고 더 프로세싱하기 위해, N 비트 디지털 신호 라인 위 베이스밴드 프로세서 (1820) 에 접속된다.

송신하는 동안, 베이스밴드 프로세서 (1820) 는 음성 또는 데이터 신호를 인코딩한다. 예를 들어, 인코딩된 신호는 N 비트 디지털 신호로서 디지털-아날로그 변환기 ("D/A" (1821)) 에 의해 수신되고, 아날로그 신호로 변환된다. D/A (1821) 의 출력은 필터 (1822) 및 믹서 (1823) 를 통해 통과되고, 이는 로컬 오실레이터 ("LO-IQ") 로부터의 입력을 사용하여 신호를 변조한다. 시스템은 동위상 및 직각 위상 신호 (미도시) 모두에 대해 믹서까지 2 개의 송신 경로를 포함할 수도 있다. 변조된 신호는 전력 증폭기 (1824) 에 의해 수신되고, 전력 증폭기는 안테나 (1810) 를 구동하기 위해 신호에서 전력을 증폭한다.

상술한 설명은 본 발명의 양상이 어떻게 구현될 수 있는지의 예와 함께 본 발명의 다양한 실시 형태를 설명한다. 상기 예 및 실시 형태는 유일한 실시 형 태로 간주되어서는 안되며, 후술하는 청구범위에 의해 정의되는 바와 같이 본 발명의 융통성과 이점을 설명하기 위해 존재한다. 상기 개시 내용 및 후술하는 청구범위에 기초하여, 다른 배치, 실시 형태, 구현 및 균등물이 당업자에게는 명백할 것이며, 이들은 청구범위에 의해 정의된 바와 같이 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 채용될 수도 있다.

Claims

안테나;

소스를 갖는 제 1 트랜지스터;

게이트를 갖는 제 2 트랜지스터; 및

상기 안테나에 접속된 제 1 터미널, 상기 제 1 트랜지스터의 상기 소스에 접속된 제 2 터미널, 및 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트에 접속된 제 3 터미널을 구비하는 네트워크를 구비하고,

상기 네트워크는, 상기 제 1 트랜지스터에 의해 생성된 잡음이 소정 범위의 주파수에 걸쳐 시스템에 의해 차동적으로 제거되도록, 상기 제 2 터미널과 상기 제 3 터미널 사이에 트랜스임피던스를 갖는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터의 입력 임피던스는 상기 안테나의 등가 저항과 대략 동일한, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 트랜스임피던스는 상기 안테나의 등가 저항을 구비하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 네트워크는 LC 래더 (ladder) 를 구비하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 네트워크는 상기 제 1 트랜지스터의 상기 소스에 접속된 제 1 터미널, 및 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 1 인덕터를 구비하는, 무선 수신기.
제 5 항에 있어서,

상기 네트워크는,

상기 제 1 인덕터의 상기 제 2 터미널에 접속된 제 1 터미널, 및 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트에 접속된 제 2 터미널을 갖는 캐패시터; 및

상기 캐패시터의 상기 제 1 터미널에 접속된 제 1 터미널 및 집적 회로 패드에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 2 인덕터를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 6 항에 있어서,

상기 네트워크는 상기 제 1 인덕터의 상기 제 2 터미널과 상기 캐패시터의 상기 제 1 터미널 사이에 접속된 제 3 인덕터를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속된 소스, 제 1 바이어스 전압에 접속 된 게이트, 및 제 1 저항기의 제 1 터미널에 접속된 드레인을 갖는 제 3 트랜지스터; 및

상기 제 2 트랜지스터의 드레인에 접속된 소스, 제 2 바이어스 전압에 접속된 게이트, 및 제 2 저항기의 제 1 터미널에 접속된 드레인을 갖는 제 4 트랜지스터를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 제 3 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 제 1 터미널 및 상기 제 1 저항기에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 1 인덕터; 및

상기 제 4 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 제 1 터미널 및 상기 제 2 저항기에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 2 인덕터를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 9 항에 있어서,

상기 제 1 인덕터와 상기 제 1 저항기 사이에 접속된 제 3 인덕터;

상기 제 1 인덕터와 제 3 인덕터에 걸쳐 접속된 제 1 캐패시터;

상기 제 2 인덕터와 상기 제 2 저항기 사이에 접속된 제 4 인덕터; 및

상기 제 2 인덕터와 제 4 인덕터에 걸쳐 접속된 제 2 캐패시터를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터 또는 상기 제 2 트랜지스터에 접속된 가변 게인 회로를 더 구비하는, 무선 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 소스 및 인에이블 신호에 의해 제어되는 게이트를 갖는 제 5 트랜지스터를 더 구비하고,

상기 인에이블 신호가 활성화되는 경우에는 상기 제 5 트랜지스터가 온되고, 상기 인에이블 신호가 비활성화되는 경우에는 상기 제 5 트랜지스터가 오프되는, 무선 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 제 2 트랜지스터의 소스에 접속된 소스, 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트에 접속된 게이트, 및 드레인을 갖는 제 5 트랜지스터;

상기 제 5 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 소스, 상기 제 4 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 드레인, 및 인에이블 신호에 의해 제어되는 게이트를 갖는 제 6 트랜지스터를 더 구비하고,

상기 인에이블 신호가 활성화되는 경우에는 상기 제 5 트랜지스터 및 상기 제 6 트랜지스터가 턴온되고, 상기 인에이블 신호가 비활성화되는 경우에는 상기 제 5 트랜지스터 및 상기 제 6 트랜지스터가 오프되는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터는 믹서 또는 증폭기 스테이지에 DC 접속되는, 무선 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 제 1 저항기의 상기 제 1 터미널에 접속된 제 1 입력 및 상기 제 1 저항기의 제 2 터미널에 접속된 출력을 갖는 전압 제어 회로를 더 구비하고,

상기 전압 제어 회로는 다음 스테이지가 적절히 바이어스되도록 전압을 생성하는, 무선 수신기.
제 8 항에 있어서,

상기 제 1 저항기의 상기 제 1 터미널은 제 5 트랜지스터의 게이트에 DC 접속되고,

상기 제 5 트랜지스터의 상기 게이트는 증폭기, 바이어스 생성기, 및 제어된 임피던스를 구비하는 전압 제어 회로의 입력에 접속되는, 무선 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 트랜지스터는 트랜스컨덕턴스를 갖고,

상기 네트워크의 상기 트랜스임피던스와 상기 제 2 트랜지스터의 상기 트랜스컨덕턴스의 곱은, 3 GHz 내지 10 GHz 의 주파수 범위에 걸쳐 상기 제 2 트랜지스 터의 드레인에 접속된 제 2 저항기에 대한 상기 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속된 제 1 저항기의 비와 대략 동일한, 무선 수신기.
주파수 범위에 걸쳐 고 주파수 신호를 수신하는 회로로서,

등가 저항을 갖는 안테나;

상기 안테나에 접속된 소스, 제 1 바이어스 전압에 접속된 게이트, 및 드레인을 갖는 제 1 트랜지스터로서, 상기 제 1 트랜지스터의 상기 소스 입력 임피던스는 상기 안테나의 상기 등가 저항에 매칭하는, 상기 제 1 트랜지스터;

상기 제 1 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 제 1 임피던스;

소스, 게이트, 및 드레인을 갖는 제 2 트랜지스터로서, 상기 제 2 트랜지스터는 정상 동작 동안에 트랜스컨덕턴스를 갖는, 상기 제 2 트랜지스터;

상기 제 2 트랜지스터의 상기 드레인에 접속된 제 2 임피던스; 및

상기 제 1 트랜지스터의 상기 소스와 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트 사이에 접속되고, 상기 제 1 트랜지스터의 상기 소스와 상기 제 2 트랜지스터의 상기 게이트 사이에 트랜스임피던스를 갖는 잡음 제거 네트워크를 구비하고,

상기 제 2 임피던스에 대한 상기 제 1 임피던스의 비는, 상기 제 2 트랜지스터의 상기 트랜스컨덕턴스와 상기 잡음 제거 네트워크의 상기 트랜스임피던스의 곱과 대략 동일한, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 임피던스는 상기 제 2 임피던스와 대략 동일한, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 임피던스는 상기 제 2 임피던스보다 큰, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 잡음 제거 네트워크는 상기 안테나의 상기 등가 저항을 구비하고,

상기 잡음 제거 네트워크의 상기 트랜스임피던스는 상기 안테나의 상기 등가 저항과 대략 동일한, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 잡음 제거 네트워크는 상기 안테나의 상기 등가 저항 및 적어도 하나의 인덕터를 구비하는, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 잡음 제거 네트워크는 LC 래더를 구비하는, 고 주파수 신호 수신 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 잡음 제거 네트워크의 상기 트랜스임피던스는 수동 게인 (passive gain) 을 제공하는, 고 주파수 신호 수신 회로.
소스 입력 및 드레인 출력을 갖는 공통 게이트 스테이지;

상기 공통 게이트 스테이지의 상기 드레인 출력에 접속된 제 1 저항;

상기 공통 게이트 스테이지의 상기 소스 입력에 접속된 게이트 입력 및 드레인 출력을 갖고, 트랜스컨덕턴스를 갖는, 공통 소스 스테이지;

상기 공통 소스 스테이지의 상기 드레인 출력에 접속된 제 2 저항; 및

상기 공통 게이트 스테이지의 상기 소스 입력과 상기 공통 소스 스테이지의 게이트 입력 사이에 접속된 트랜스임피던스를 갖는 네트워크를 구비하고,

상기 네트워크의 상기 트랜스임피던스와 상기 공통 소스 스테이지의 상기 트랜스컨덕턴스의 곱은, 2 GHz 를 넘는 주파수 범위에 걸쳐 상기 제 2 저항에 대한 상기 제 1 저항의 비와 대략 동일한, 전자 회로.
제 25 항에 있어서,

상기 네트워크는,

상기 공통 게이트 스테이지의 상기 소스에 접속된 제 1 터미널 및 제 2 터미널을 갖는 제 1 인덕터;

상기 제 1 인덕터의 상기 제 2 터미널에 접속된 제 1 터미널 및 상기 공통 소스 스테이지의 상기 게이트 입력에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 1 캐패시터; 및

상기 제 1 인덕터의 상기 제 2 터미널에 접속된 제 1 터미널 및 안테나에 접속된 제 2 터미널을 갖는 제 2 인덕터를 구비하는, 전자 회로.
제 26 항에 있어서,

상기 공통 게이트 스테이지의 상기 드레인 출력과 상기 제 1 저항기 사이에 직렬로 접속된 제 3 인덕터 및 제 4 인덕터;

상기 제 3 인덕터 및 상기 제 4 인덕터에 걸쳐 접속된 제 2 캐패시터;

상기 공통 소스 스테이지의 상기 드레인 출력과 상기 제 2 저항기 사이에 직렬로 접속된 제 5 인덕터 및 제 6 인덕터; 및

상기 제 5 인덕터 및 상기 제 6 인덕터에 걸쳐 접속된 제 3 캐패시터를 더 구비하는, 전자 회로.
제 25 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터 또는 제 2 트랜지스터에 접속된 가변 게인 회로를 더 구비하는, 전자 회로.
제 25 항에 있어서,

상기 제 1 트랜지스터 및 제 2 트랜지스터는 믹서 또는 증폭기 스테이지로 DC 접속된, 전자 회로.
안테나에 입력 임피던스를 매칭하는 수단;

고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단; 및

상기 입력 임피던스를 매칭하는 수단과 상기 고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단 사이에 접속되고, 공통 모드 잡음을 제거하기 위해 전압을 제공함에 따라 전류를 수신하는, 트랜스임피던스 네트워크를 구비하는, 집적 회로.
제 30 항에 있어서,

상기 입력 임피던스를 매칭하는 수단, 상기 고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단, 및 상기 트랜스임피던스 네트워크는 약 3 GHz 내지 10 GHz 의 주파수로부터 동작하는, 집적 회로.
제 30 항에 있어서,

상기 입력 임피던스를 매칭하는 수단 또는 상기 고 트랜스컨덕턴스 게인을 제공하는 수단의 게인을 조정하는 수단을 더 구비하는, 집적 회로.
제 30 항에 있어서,

상기 매칭하는 수단 및 다음 스테이지로 고 트랜스컨덕턴스를 제공하는 수단의 출력을 DC 접속하는 수단을 더 구비하는, 집적 회로.