CN101019330A - 高频无线接收器电路和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的实施例包括用于无线接收器中的电路，其提供宽带匹配以及改进的增益和噪声性能。在一个实施例中，本发明包括无线接收器，所述无线接收器包含：天线；第一晶体管，其具有耦合到所述天线的源极；第二晶体管，其具有耦合到所述天线的栅极；和网络，其包含耦合到所述天线的第一端子、耦合到所述第一晶体管的所述源极的第二端子和耦合到所述第二晶体管的所述栅极的第三端子，其中所述网络在所述第二与第三端子之间具有跨阻抗以便使所述第一晶体管所产生的噪声在预定频率范围上被系统差分地抑制。

Description

高频无线接收器电路和方法
技术领域
本发明涉及电子电路，且确切地说涉及可用于接收高频输入信号的电路和方法。
背景技术
按照惯例，使用各种类型的导线或电缆将绝大多数电子系统连接在一起。举例来说，计算机系统通常通过以太网电缆、同轴电缆、电话线或光纤链路来链接。类似地，计算机打印机、扫描仪和其它周边装置如数字相机、个人数字助理或电子音乐装置由各种类型的导线或电缆来链接。其它类型的电子装置使用某种形式的布线或电缆连接类似地连接在一起。然而，随着电子系统变得更加普遍，对消除相关联的布线的混杂和混淆存在日益增长的需要。
无线技术为这个日益增长的问题提供了解决方案。在无线系统中，电子装置和系统使用通过空气传播的电磁信号来相互通信。无线通信通常通过在电子信号中编码信息且接着使用天线将信号发射到空中来实现。图1A说明了简化的无线信道。首先，使用发射器110中的编码器101来编码相关信号(例如语音信号或数据信号)。可接着使用调制器102将编码的信号调制到较高的频率。在调制后，编码的语音或数据信号包含在一个如图1B中所示以调制器的频率为中心的频率范围内。调制器的频率有时被称为“载波频率”或“信道频率”，其可能是适用于电磁发射的甚高频。所述高频信号由于其以往在无线电发射系统中的使用而称为射频(即，“RF”)信号。功率放大器103接收调制的信号且驱动天线104。功率放大器103必须足够快速而可以载波频率周围的频率来放大信号。这意味着，功率放大器103必须具有处理信号所需要的“带宽”(即，在整个相关频率范围上有效地放大信号的能力)。放大的信号驱动天线，所述天线将编码的调制信号转译为通过空气传播的电磁能量。
可使用接收器120中的第二天线121来检测(即，感应)电磁信号。接收器120包括可用于增大天线121上所接收的信号的振幅的放大器122。因为电磁发射通常会随着发射器110与接收器120之间的距离增大而在强度方面快速减小，所以放大器122必须能够检测到可能会随着发射器110与接收器120之间的距离变化而在广泛的振幅范围上变化的信号。另外，当接收器120远离发射器110时，电磁信号可能非常小(例如，微瓦)。因此，接收器120必须能够放大非常小的信号而不会引入噪声。此外，类似于功率放大器103，放大器122必须足够快速而可以载波频率周围的频率来放大信号。在放大编码的调制信号之后，可使用解调器123来向下转换信号的频率，且可使用解码器124来提取原始语音或数据信号。因为通信通常是双向过程，所以大多数无线系统将包括耦合到天线的发射器110和接收器120两者。
尽管无线技术已成功地用于构建如无线电、模拟电视和蜂窝式电话系统等系统，但其具有一个主要限制——数据速率。在最近十年里，电子装置的数目已显著增大。此外，每一装置的信息容量已类似地增大。因此，应在现代电子装置之间传达的数据量变得庞大。有线系统为有利的，因为装置之间的通信信道被限制到连接其的导线。这些单独的导线都表示单独的通信媒介。另一方面，无线装置都共用同一种通信媒介——波段。因此，无线装置通常在预先定义的频率范围(即，信道)上相互通信。
无线装置如果要取代现有有线连接，就需要更有效的频率分配来处理在各种类型的电子系统之间发射和接收的大量信息。这通常通过移动到比过去使用的频率高得多的频率来实现。详细来说，尽管兆赫范围(“MHz”)内的频率在过去很普遍，但千兆赫范围(例如，高于2 GHz)内的频率可用于较大的数据速率。举例来说，10 GHz范围可划分为复数个个别的500 MHz宽的子范围(即，子频带)，每一子频带可用作信道来载运信息。因此，无线系统如果要将数据速率最大化，其应能够在广泛的频率范围(例如，3 GHz-10 GHz)上有效地操作。因此，需要这样一种接收器，其可在广泛范围上操作，以便使单个系统可以接收千兆赫范围上的多个频率信道。
当代的接收器具有多种缺点。图2A说明了简化的现有技术接收器放大器200。放大器200包括MOS晶体管201，所述晶体管具有通过电感器204(“Lg”)耦合来接收RF输入信号(“Vin”)的栅极、通过电感器205(“Ls”)耦合到接地的源极和耦合到电容器(“C”)202和电感器(“L”)203的漏极。电容器202耦合到接地且电感器203耦合到电源(“Vcc”)。因为可选择电容器202和电感器203-205的值以便使LC组合以相关频率(即，电路的中心频率)共振，所以放大器200在甚高频下是有效的。举例来说，可选择L和C以便使输出LC组合以高频提供必要的输出阻抗以对信号进行适当的放大。
除了以高频实现放大之外，实现适当输入匹配也是必要的。举例来说，当将天线耦合到放大器的输入来接收RF信号时，放大器的输入阻抗必须与天线匹配。这有时通过将电阻器放置在放大器输入处来实现。然而，电阻器产生噪声，且接收器放大器的输入处的噪声是非常成问题的，因为噪声水平可能与传入的RF信号在相同的数量级上。因此，在放大器的输入处使用电阻器可使得难以区分信号与噪声。
图2B为说明这个架构的有利噪声属性的放大器200的等效输入电路。放大器的输入阻抗电路包括串连的电感器204(“Lg”)、MOS栅极电容206(“Cg”)、电感器205(“Ls”)和等效电阻207(“R1”)。放大器200的一个优势在于可对电感器204(“Lg”)和205(“Ls”)的值定大小，以便于使输入电路的电感和电容以相关频率共振(即，Lg、Cg和Ls在预定频率下为短路)。因此，放大器的输入阻抗通过接近共振频率的R1的值来设定。因为R1是MOS晶体管的等效电阻(例如，R1＝(gmLs)/Cgs)而不是物理电阻器，所以放大器的输入阻抗可与天线匹配而不会产生通常与物理电阻器相关联的噪声。
然而，尽管所述电路对于特定的频率具有良好的噪声性能和增益，但其在广泛的频率范围上并非有效，因为随着信号频率移动为高于或低于共振频率，电容或电感开始快速地占优势。因此，放大器200将不能够在广泛的频率范围上对输入信号提供放大或输入匹配。
图3说明了设计在广泛的频率范围上操作的高频放大器的现有技术方法的简化图。放大器300包括复数个窄带放大器301-304，所述窄带放大器各被最优化来在以特定中心频率为中心的不同窄频范围中操作。每一个放大器的输入通过相应的开关S1-Sn来耦合到天线310。当需要特定频率范围时，系统关闭将天线连接到被最优化而在期望的频率范围上操作的特定放大器的开关。这种方法的一个问题在于，除非重新配置开关否则不可在不同频率范围上接收信息。另外，每一个开关均会引入有问题的寄生电容。此外，由于需要额外组件和集成电路晶粒区域来构建多个信道，因此这种方法非常昂贵。
图4说明了另一现有技术放大器电路技术的简化图。一种扩展放大器400的频率范围的方法为提供电阻反馈。放大器400包括MOS晶体管401，所述晶体管具有被耦合来接收RF输入信号(“Vin”)的栅极、耦合到接地的源极和耦合到输出(“Vout”)的漏极。反馈电阻器(“R”)402耦合在漏极输出与源极输入之间。可将电阻器402设定为提供宽带输入匹配和增益性能。然而，尽管与放大器200相比可扩展输入匹配和放大的频率范围，但所述技术具有多种问题。首先，电阻器产生噪声，且输入处的噪声将被放大。此外，输出处的一部分噪声也被反馈并放大。因此，使用电阻反馈的放大器通常具有非常差的噪声系数(“NF”)。此外，反馈架构通常具有非常高的功率消耗，这也是不期望的。
图5说明了另一现有技术放大器电路的简化图。放大器500说明了共栅极方法。因为MOS晶体管501的源极阻抗可用于阻抗匹配，从而消除对用于输入匹配的物理电阻器的需要，所以放大器500为有利的。举例来说，M1的输入阻抗可通过设定M1的装置属性来与天线匹配。结果，物理电阻器并非必要的且接收器的噪声系数被改进。然而，放大器500的一个主要问题在于，与其它架构相比，共栅极放大器具有非常低的增益。
因此，需要一种具有改进的噪声性能的高频接收器放大器，所述放大器在超宽带宽上同时提供改进的增益和输入匹配。本发明通过提供下述高频无线电路和方法来解决这些和其它问题。
发明内容
本发明的实施例包括用于无线接收器中的电路，其提供宽带匹配以及改进的增益和噪声性能。在一个实施例中，本发明包括无线接收器，所述无线接收器包含：天线；第一晶体管，其具有耦合到天线的源极；第二晶体管，其具有耦合到天线的栅极；和网络，其包含耦合到天线的第一端子，耦合到第一晶体管的源极的第二端子和耦合到第二晶体管的栅极的第三端子，其中所述网络在第二与第三端子之间具有跨阻抗以便使第一晶体管所产生的噪声在预定频率范围上被系统差分地抑制。
在另一实施例中，本发明可包括用于接收某一频率范围上的高频信号的电路，所述电路包含：天线，其具有等效电阻；第一晶体管，其具有耦合到天线的源极、耦合到第一偏压的栅极和漏极，其中第一晶体管的源极输入阻抗与天线的等效电阻匹配；第一电阻器，其耦合到第一晶体管的漏极；第二晶体管，其具有源极、栅极和漏极，其中第二晶体管在正常操作期间具有跨导；第二电阻器，其耦合到第二晶体管的漏极；和噪声抑制网络，其耦合在第一晶体管的源极与第二晶体管的栅极之间，噪声抑制网络在第一晶体管的源极与第二晶体管的栅极之间具有跨阻抗，其中第一电阻器与第二电阻器的比率近似等于第二晶体管的跨导与噪声抑制网络的跨阻抗的乘积。
在又一实施例中，本发明可包括电子电路，所述电子电路包含：共栅极级，其具有源极输入和漏极输出；第一电阻，其耦合到共栅极级的漏极输出；共源极级，其具有耦合到共栅极级的源极输入的栅极输入和漏极输出，共源极级具有跨导；第二电阻，其耦合到共源极级的漏极输出；和具有跨阻抗的网络，其耦合在共栅极级的源极输入与共源极级的栅极输入之间，其中在高于两千兆赫的频率范围上，网络的跨阻抗与共源极级的跨导的乘积近似等于第一电阻与第二电阻的比率。
在一个实施例中，本发明包括集成电路，所述集成电路包含：用于将输入阻抗与天线匹配的构件；用于提供高跨导增益的构件；和跨阻抗网络，其耦合在用于匹配输入阻抗的构件与用于提供高跨导增益的构件之间用于接收电流，且根据此提供用于抑制共态噪声的电压。
以下详细描述和随附图式提供了对本发明的本质和优势的更好的理解。
附图说明
图1A说明简化无线信道。
图1B说明编码的调制信号的频谱。
图2A-B说明现有技术接收器放大器。
图3说明设计在广泛的频率范围上操作的高频放大器的现有技术方法。
图4说明另一现有技术放大器电路技术的简化图。
图5说明另一现有技术放大器电路的简化图。
图6说明根据本发明一个实施例的宽带放大器电路。
图7A-C说明根据本发明实施例的宽带架构。
图8是根据本发明另一实施例的噪声抑制和输入匹配网络的实例。
图9是根据本发明另一实施例的放大器的实例。
图10是根据本发明一个实施例的梯形网络的实例。
图11是根据本发明一个实施例的电路的另一实例。
图12是根据本发明一个实施例的放大器的实例。
图13A是根据本发明一个实施例的放大器的实例。
图13B说明根据本发明一个实施例的可用于进一步改进带宽性能的输出电路。
图13C说明根据本发明另一实施例的可使用的另一输出电路。
图14是根据本发明一个实施例的具有可调节增益的放大器电路的实例。
图15是根据本发明另一实施例的具有可调节增益的放大器电路的实例。
图16是根据本发明一个实施例的具有DC耦合输出级的放大器的实例。
图17是根据本发明另一实施例的电路的实例。
图18是可包括本发明的不同实施例的无线系统的实例。
具体实施方式
本文描述用于改进接收器放大器的频率性能、噪声性能和增益的技术。在以下描述中，为了解释的目的，阐述了众多实例和特定细节以便提供对本发明的不同方面的彻底理解。然而，对于所属领域的技术人员将显而易见，如权利要求所定义的本发明可单独包括这些实例中的一些或所有特征或包括所述特征与以下所述的其它特征的组合，且可进一步包括本文所述的特征和概念的明显的修改和等效物。
本发明的实施例包括高频无线电路和方法。图6说明根据本发明一个实施例的高频放大器电路。高频放大器600包括MOS晶体管601和602(即，“M1”和“M2”)、阻抗603和604(即，Z1和Z2)以及电容器605(“C1”)。晶体管601具有耦合到偏压(例如，“V1bias”)的栅极、耦合到天线610的源极和耦合到阻抗603的一个端子的漏极。晶体管601的漏极与阻抗603之间的节点可为放大器的一个输出(例如，标记为“Vout2”)。天线610也通过电容器605耦合到晶体管602的栅极。晶体管602的源极耦合到接地且漏极耦合到电阻器604的一个端子。偏压(“V2bias”)通过电阻器607(“R3”)耦合到晶体管604的栅极。在一个实施例中，R3为天线的等效阻抗(例如，50Ω)的10-20倍，以便使来自R3的噪声具有可忽略的影响。晶体管602的漏极与阻抗604之间的节点可为放大器的另一输出(例如，标为“Vout1”)。电容器605为AC耦合电容器，其允许晶体管602的栅极处的DC电压被设定为与晶体管601的源极处的DC电压不同的值(例如，V1bias”)。
在高频应用中使用图6中所示的放大器架构的一个优势在于，来自天线的“不平衡”信号(即，单端信号)在输出(即，Vout1-Vout2)处转换成“平衡”信号(即，差分信号)。因为组合信号的振幅由差分信号分量中的每一者之间的振幅差判定，所以差分信号具有改进的噪声和失真免疫性。在放大器600的情况下，来自天线610的放大的高频信号为两个输出Vout1与Vout2之间的差(即，|Vout1-Vout2|＝Av*|Vin)。因此，引入两条信号路径(即，Vout1和Vout2)的噪声将没有影响。
图6中所示的放大器架构的另一优势在于，晶体管601可用于输入阻抗匹配，而晶体管602可用于高跨导增益。举例来说，共栅极MOS晶体管的输入阻抗(“Zin”)由以下等式近似给出：
Zin＝1/(gm+gmbulk)＝1/gmT，
其中gm为MOS晶体管的跨导，gmbulk为块的跨导且gmT为组合的(即，“总”的)跨导。然而，MOS晶体管的跨导可经调整来产生期望的输入阻抗。举例来说，跨导由以下等式近似给出：
gm＝μnCox(W/L)(Vgs-Vth)，
g m = 2 μ n C ox ( W / L ) I D ,
gm＝2ID/(Vgs-Vth)，
且gmbulk≈1/3gm。因此，可使用以上等式来设定M1的跨导，以便于实现与天线的输入匹配(例如，gmT＝1/Zin＝1/50Ω)。举例来说，可调节晶体管的尺寸(例如，宽度“W”或长度“L”)和偏压(“V1bias”)，获得输入阻抗匹配。
图7A说明根据本发明一个实施例的高频架构。在架构700中，MOS晶体管701的源极耦合到噪声抑制和输入匹配网络730的一个端子。噪声抑制和输入匹配网络730可提供宽带输入匹配、宽带噪声抑制匹配，且在一些实施例中提供M1的源极与M2的栅极之间的增益来进一步减少来自M2的噪声。举例来说，噪声抑制和输入匹配网络730可包括匹配网络来将来自天线的信号耦合到晶体管701和702的输入。噪声抑制和输入匹配网络730可进一步包括跨阻抗电路ZN(ω)，从晶体管701的源极向外到晶体管702的栅极，其在期望的相关宽带频率范围上维持充分的噪声抑制。通过引入电抗性被动组件(如电感和电容)来控制ZN(ω)的响应而实现宽带噪声抑制匹配。结果是，差分地抑制了噪声电流且改进了系统的噪声性能。通过引入电抗性被动组件(如电感和电容)来控制如天线710所见的Zin(ω)的响应而类似地维持宽带输入匹配。
图7B更详细地说明噪声抑制。图7B包括表示晶体管701所引入的热噪声电流的噪声源705(“in1”)。在节点750处，in1分为in12和in11。电流in11被输入噪声抑制和输入匹配网络730。由于跨阻抗ZN(ω)，电流in11在节点751处产生电压Vn11(即，Vn11＝in11ZN(ω))。跨阻抗ZN(ω)可包括M1的寄生源极电容、M2的寄生栅极电容、天线的等效源极电阻和在从节点750到接地的其它电流路径上的其它非寄生阻抗。因此，in11的影响是在晶体管702中产生如下电流in11m2：
in11m2＝gm2Vn11
in11m2＝gm2(in11ZN(ω))
in1所引起的在输出节点752上的输出电压的变化如下：
Vout1，n1＝in11m2R2
Vout1，n1＝[gm2(in11ZN(ω))]R2。
另外，电流in11流过接地且通过电源端子Vcc返回。因此，in11对输出节点753的影响如下：
Vout1，n2＝in11R1。
Vout1，n2是in11通过电源返回且流过R1的结果。因此，如果调整了装置以便于使对Vout1，n1的影响与对Vout1，n2的影响相同，那么来自晶体管701的噪声具有零差分影响(即，噪声呈现为共态信号且由系统差分地抑制)。差分噪声抑制发生如下：
Vout1，n1＝Vout1，n2
[gm2(in11ZN(ω))]R2＝in11R1
R1＝gm2ZN(ω)R2。
举例来说，一个有利实施例出现在当R1＝R2时。在此情况下，输出是对称的。当R1＝R2时，可通过设定gm2＝1/ZN(ω)来获得差分噪声抑制，其中ZN(ω)大约为约50Ω。
然而，电路中的另一主要噪声源为晶体管702(“M2”)。在另一实施例中，可能需要通过最小化M2的噪声作用来进一步最小化电路的噪声系数。可通过增大晶体管702的跨导gm2且使R1大于R2(即，R1＞R2)来减小噪声系数，从而改进系统的噪声性能。举例来说，如果增大跨导gm2来改进噪声性能，那么相应的噪声电流in11m2也增大。在本发明的一个实施例中，可通过将gm2增大X因数而减小晶体管702的噪声作用，其中X为优选在约二(2)到四(4)范围内的某个数字(即，2→4，但其可更大或更小)。为了补偿gm2增大所引起的电流in11m2的增大，将R2减小X因数以便于维持噪声抑制。换句话说，因为R1必须比R2大gm2 ZN(ω)因数或尽可能接近其的因数，所以为了维持抑制，(例如)如果gm2增大2，那么R2必须减小2因数来维持噪声抑制关系。
图7C说明本发明的另一实施例。在一个实施例中，噪声抑制和输入匹配网络包括输入处的被动增益。举例来说，系统可包括在天线与节点750之间或者在节点750与节点751之间或两者的被动增益。由于输入处的被动增益，晶体管M1或M2或两者的噪声作用较不显著。举例来说，如果系统仅包括被动增益799(“α”)，那么噪声抑制将如下发生：
R1＝gm2ZN(ω)R2
其中ZN(ω)＝α/Rs，且Rs为天线的等效电阻“Rs”。来自M2的噪声作用被削弱α2因数，所以可选择较小的gm2，其允许较低的功率消耗。
类似地，如果系统仅包括被动增益798(“β”)，那么M1的输入阻抗可增加β2因数，这意味着可减小gm1且M1将消耗较少功率。此外，M1、R1、M2、R2的噪声作用被削弱β2因数，从而允许gm2更进一步减小且因此允许功率消耗更进一步减少。维持噪声抑制如下：
R1＝gm2 ZN(ω)R2。
其中ZN(ω)＝β2Rs，且Rs为天线的等效电阻“Rs”。
举例来说，如果α＝1且β＝1(即，无被动增益)，那么gm1＝1/50Ω、gm2＝3(gm1)且R2＝(1/3)R1。然而，如果α＝2且β＝1(即，被动增益799)，那么gm1＝1/50Ω、gm2＝3/4(gm1)且R2＝(2/3)R1。或者，如果α＝1且β＝2(即，被动增益798)，那么gm1＝1/200Ω、gm2＝1/4(gm1)且 R2＝(1/3)R1。在宽带实施方案中，举例来说，跨阻抗电路可使用宽带变压器来实施被动增益。在窄带实施方案中，跨阻抗电路可包括LC网络。
从以上所述的关系可见，高频电路性能的一个重要因素是gm2与ZN(ω)之间的关系。对于相关的高频(如高于2 GHz的频率)，精细地调整ZN(ω)的频率响应来实现适当的电路行为。ZN(ω)的行为对于在广泛频率范围(例如，3 GHz与10 GHz之间)上的适当操作尤其重要。
图8为根据本发明一个实施例的噪声抑制和输入匹配网络的实例。噪声抑制和输入匹配网络可包括耦合在天线810与节点851之间的第一网络830。网络830可包括(例如)寄生电感、寄生电容和引入的电感或电容，所述引入的电感或电容经过调整以在期望的高频范围上实现适当的ZN(ω)。网络832耦合在节点851与MOS晶体管801的源极输入之间，且可包括引入的电感或电容，所述引入的电感或电容经过调整以在期望的高频范围上实现适当的ZN(ω)。网络831耦合在节点851与MOS晶体管802的栅极输入之间，且可包括引入的电感或电容，所述引入的电感或电容经过调整以在期望的高频范围上实现适当的ZN(ω)。
图9为根据本发明另一实施例的放大器的实例。放大器900说明高频下的电路的元件。天线910与AC耦合电容器911和偏压电感器912串联耦合。应了解，天线910在高频下将等效电阻“Rs”引入到接地。偏压电感器912具有相关联的寄生电容913(“Cp3”)。在一个实施例中，放大器900可为集成电路的一部分。因此，来自集成电路(“IC”)封装的电感914(“Lpackage”)和接合线包括在电路中。来自集成电路封装的接合线通常连接到集成电路晶粒上的“衬垫”915，且衬垫具有也将被说明的相应的寄生电容916(“Cpad”)。耦合电容器920(“C1”)具有相关联的寄生电容921(“Cp1”)和922(“Cp2”)，且MOS晶体管901的源极和MOS晶体管902的栅极分别具有寄生电容919(“Cp4”)和923(“Cp5”)。在一个实施例中，放大器900进一步包括耦合在IC衬垫915与节点951之间的电感器917(“L1”)。放大器900还可包括耦合在晶体管901的源极与节点951之间的第二电感器918(“L2”)。可对电感器L1和L2定大小以达成期望水平的噪声抑制。
图10为根据本发明一个实施例的梯形网络的实例。因为所得的电路是LC梯形网络，所以电感器L1和L2的放置尤其有利。天线源极电阻1010(“Rs”)的第一端子耦合到接地且第二端子耦合到串联的电感1014、1017和1018(即，“Lpackage”、L1和L2)。应了解，“Cc”和“Lbias”在相关的高频范围上将具有可忽略的影响。每一电感耦合到电容从而耦合到接地。举例来说，电感1014的节点1053通过电容1013耦合到接地，电感1014与电感1017之间的间歇节点1052通过电容1013耦合到接地，电感1017与电感1018之间的间歇节点1051通过电容1021耦合到接地，且节点1050通过电容1019耦合到接地。最终，MOS晶体管1001的源极电阻耦合在节点1050与接地之间。因此，电路可为对称的以提供输入匹配和噪声抑制匹配两者。
可通过调整电感器L1和L2且视情况通过调整寄生电容来控制电路的频率性能，以达到期望的结果。举例来说，可设定梯形电路值以便于从天线的角度看实现宽带输入匹配而同时从M1的源极的角度看实现宽带噪声抑制。结果是在预定频率范围(例如，3GHz-10 GHz)上的期望水平的噪声抑制。
图11为根据本发明一个实施例的电路的另一实例。举例来说，在一个实施例中，电感器1117(“L1”)和电感器1118(“L2”)可为互感(“M”)的以进一步改进系统的频率特性。同样，可通过包括电感器1124(“L3”)以向电路中添加某种自由度，所述电感器1124(“L3”)可与L1或L2或两者互感。额外的自由度允许设计者进一步调整电路的频率特性来进一步改进性能标准，例如噪声抑制。
图12为根据本发明一个实施例的放大器的实例。在高频下，放大器的输入和输出两者处的寄生电容均可能成为问题。放大器1200包括MOS晶体管1202，所述晶体管具有耦合到高频输入信号Vin的栅极、耦合到接地的源极和耦合到晶体管1206的源极的漏极。晶体管1206的栅极耦合到偏压V4bias且漏极耦合到电阻器1204(“R2”)的一个端子。放大器1200也包括MOS晶体管1201，所述晶体管具有耦合到高频输入信号Vin的源极、耦合到偏压(“V1bias”)的栅极和耦合到晶体管1203的源极的漏极。晶体管1203的栅极耦合到偏压V3bias且漏极耦合到电阻器1203(“R1”)的一个端子。放大器的输出可为晶体管1206与1206的漏极处的电压之间的差异。在一个实施例中，MOS晶体管1205和1206在尺寸方面小于MOS晶体管1201和1202。举例来说，MOS晶体管1205和1206可仅为晶体管1201和1202的大小的三分之一(1/3)。因此，可大大减小晶体管1205和1206的输出电容(即，放大器的输出电容)。因此，改进了放大器的带宽。
图12也说明根据本发明一个实施例的放大器的另一方面。根据本发明的另一实施例，可通过牺牲某些噪声抑制来产生额外的增益。举例来说，回想一下，对于噪声抑制，R2的值将为R1的某部分(即，R1＞R2)。因此，Vout2将限制系统的带宽。因此，对于给定的带宽要求可将R1设定为最大值，且晶体管1201和1205以及Vout2将可操作最大速度。然而，因为R2小于R1，所以Vout1具有某带宽界限。可通过增大R2来增大放大器的增益，从而牺牲某些噪声抑制。然而，尽管牺牲了某些噪声抑制，但增大的增益可改进放大器的噪声系数。
图13A为根据本发明一个实施例的放大器的实例。在图13A中，放大器1300在节点1353和1352处的输出通过AC耦合电容器1330和1340差分地耦合到后续级从而分别耦合到晶体管1331和1341的栅极。尽管晶体管1305和1306减小了放大器1300的输出电容，但带宽仍然可能会受寄生电容1307、1308、1333-1335和1343-1345限制。举例来说，因为寄生电容使输出负担过重且减小了带宽，所以这些电容在高于2 GHz的甚高频下可能会变得尤其成问题。
图13B为根据本发明一个实施例可用于进一步改进带宽性能的输出电路的实例。在图13B中，仅展示了放大器1300的输出级的一半。然而，应了解，图13B中的输出电路对于两个输出可为相同的。放大器1300可包括耦合在输出节点(例如，节点1354)与电阻器1304的一个端子之间的第一电感器1360(“L4”)。第二电感器1361(“L5”)可耦合在晶体管1306的漏极(即，节点1352)与输出节点1354之间。电容器1362(“C12”)越过所述两个电感器而从节点1352耦合到电阻器1304的端子。因此，节点1352处的寄生漏极电容1308与AC耦合电容器1340和晶体管1341的寄生电容1343-1345分离。在一个实施例中，仅使用电感器1360且电路的带宽改进了150％。在另一实施例中，使用两个互感器电容器1360和1361，且带宽增大了2-2.5倍。图13C说明可代替使用互感器1360和1361而使用的另一输出电路。
图14为根据本发明一个实施例的具有可调节增益的放大器电路的实例。放大器1400包括共源极连接MOS晶体管1402，所述晶体管具有通过串联晶体管1406耦合到第一输出Vout1的漏极。放大器1400也包括共栅极连接MOS晶体管1401，所述晶体管具有通过串联晶体管1405耦合到第二输出Vout2的漏极。提供并联MOS晶体管1407(“M32”)和1408(“M42”)以减小传递到输出的电流且从而减小增益。MOS晶体管1407包括耦合到晶体管1401的漏极的源极、耦合到电源电压(“Vcc”)的漏极和耦合到开关1470(“S1”)的一个端子的栅极。MOS晶体管1408包括耦合到晶体管1402的漏极的源极、耦合到电源电压(“Vcc”)的漏极和耦合到开关1471(“S2”)的一个端子的栅极。可通过关闭开关1470和1471来启动晶体管1407和1408，所述开关1470和1471分别将偏压Vb32和Vb42耦合到每一个晶体管的栅极。因此，当关闭开关时，晶体管1407和1408将电流提供到晶体管1401和1402的漏极中，从而针对给定输入信号减小输出节点处的信号的振幅。或者，当开关打开时，来自晶体管1401和1402的所有电流均被传递到输出，且系统可以其全部增益来操作。在一个实施例中，开关受启用信号控制，其中如果启用信号为有效的，那么相应晶体管开启，且如果启用信号为无效的，那么相应晶体管关闭。可根据晶体管1405对于晶体管1407的相对大小(即，尺寸)且通过晶体管1406对于晶体管1408的相对大小来设定增益差。因此，通过打开或关闭开关1470和1471，放大器的增益可增大或减小可在设计期间预先定义的量。
图15为根据本发明另一实施例的具有可调节增益的放大器电路的实例。在放大器1500中，晶体管1502和1506分为多个装置。举例来说，晶体管1502(“M2”)可分为晶体管1502A(“M2A”)和晶体管1502B(“M2B”)。类似地，晶体管1506(“M41”)可分为晶体管1506A(“M41A”)和晶体管1506B(“M41B”)。在晶体管1502A和1502B的栅极处接收Vin。这些晶体管中的每一者均具有耦合到偏压Vb2的源极。晶体管1502A的漏极耦合到串联晶体管1506A的源极和增益控制晶体管1508的源极。晶体管1502B的漏极耦合到串联晶体管1506B的源极，且晶体管1506A和1506B的漏极耦合到节点1552(“Vout1”)。(例如，当接收到强信号且需要较小增益时)可通过关闭晶体管1502B和1506B来减小放大器1500的功率消耗。举例来说，晶体管1506B的栅极可耦合到开关网络(如开关1572(“S3”)和1573(“S4”))。当关闭开关1573(例如，通过启用信号)且开关1572打开时，通过电阻器1574(“R3”)将偏压提供到串联晶体管1506A和1506B两者。为了减小增益和功率消耗，可打开开关1573且关闭开关1572，从而将晶体管1506B的栅极接地且关闭到晶体管1502B的电流。
图16为根据本发明一个实施例的具有DC耦合输出级的放大器1600的实例。放大器1600的在节点1652和1653处的输出DC耦合到后续级(例如，另一放大器级或混频器级)的晶体管1631和1641的栅极输入。电压控制电路1680耦合到输出节点(例如，节点1653)且在节点1657处产生电压，以便于使后续级被适当偏压。电压控制电路1680进一步耦合到电源电压Vcc且可包括内部参考电压。电压控制电路1680的确切设计可取决于待实现的期望的电压偏压而不同。然而，这种技术在甚高频的放大器设计中尤其有利，因为其允许电路在节点1657和1658(单独或一起)处改变电压，且控制放大器1600的DC输出电压，以便于使后续级被适当偏压。因此，消除了对AC耦合电容器和其相关联的寄生电容的需要，从而增大了系统的带宽。
电压控制电路1680的一个实例展示为包含元件1681-1685。电压控制电路1680可包括反馈电阻器1683，所述电阻器具有耦合到晶体管1641的栅极的第一端子和耦合到放大器1681的第二端子。电容器1684可包括在放大器1681的输入处。到放大器1681的第二输入耦合到偏压产生器1682，所述偏压产生器1682可包括耦合到电流源的二极管连接晶体管而用于产生(例如)追踪处理和温度的恒定参考电压。可使用放大器1681的输出来控制电压调整装置(如可变电阻器1685)以设定节点1658处的电压。举例来说，可变电阻器1685可为受控阻抗，例如MOS晶体管。
图17为根据本发明另一实施例的电路的实例。图17说明本发明的不同方面可如何视情况而组合到单个实施中。以下的表1和表2中展示根据一个实例实施例的装置参数和组件值。
 装置  参数  装置  参数
 M1  W＝50u；L＝130n  NM23  W＝5u；L＝130n
 M2A  W＝55u；L＝130n  NM24  W＝5u；L＝130n
 M2B  W＝88u；L＝130n  NM25  W＝10u；L＝130n
 M31  W＝20u；L＝130n  NM26  W＝2.5u；L＝130n
 NM32  W＝17.5u；L＝130n  PM1  W＝5u；L＝130n
 M4A  W＝20u；L＝130n  PM5  W＝5u；L＝130n
 M4B  W＝28u；L＝130n  NM57  W＝10u；L＝130n
 NM30  W＝5u；L＝130n  NM58  W＝5u；L＝130n
 NM38  W＝5u；L＝130n  NM59  W＝2.5u；L＝130n
 PM3  W＝15u；L＝130n  NM60  W＝5u；L＝130n
 NM36  W＝5u；L＝130n  PM11  W＝5u；L＝130n
 NM37  W＝5u；L＝130n  PM12  W＝5u；L＝130n
 PM2  W＝15u；L＝130n  I8  30uA
 PM10  W＝75u；L＝700n  I1  30uA
 PM26  W＝200u；L＝700n
表1
 组件  值  组件  值
 RF  50Ω(等效)  C0  24.9747p
 C24  50f  C1  24.9747p
 C25  10p  RCG  300Ω
 LCHOKE  15n  RCS  140Ω
 C23  150f  L0  2n
 L12(封装)  200p  L1  2n
 CPAD  150f  L5  1n
 L2  700p  L6  1n
 L18  700p  C47  25f
 CC  2.5p  C48  20f
 CP1  0.4*2.5p  C49  25f
 CP2  0.4*2.5p  C5  25f
 R7  3k  C10  20f
 RDD  4k  C11  25f
表2
图18为可包括本发明的不同实施例的无线系统的实例。图18为可使用本发明的实施例的直接转换架构的实例。无线系统1800包括通过开关1801耦合到接收信道和发射信道两者的天线1810。接收信道包括低噪声放大器1811(“LNA”)、混频器1812、滤波器1813、自动增益控制器1814(“AGC”)和模拟-数字转换器1815(“A/D”)。LNA 1811用于放大来自天线1810的高频信号且必须具有足够的带宽、增益和噪声性能来满足系统要求。接收信道可包括两个混频器和其后的用于同相和正交路径的平行路径(仅展示了一条路径)。混频器1812以载波频率接收本机振荡器信号(“LO-I/Q”)且解调输入信号。在直接转换系统中，输入信号被向下解调到基带，且不使用中频。应了解，本发明的实施例可用于直接转换系统或使用中频的系统中。滤波器1814用于从解调的信号中提取相关信号，且AGC 1814提供适当增益以便于使到A/D 1815的输入处于A/D的全部范围内。接收信道的输出通过N比特数字信号线耦合到基带处理器1820，(例如)用于解码和进一步处理。
在发射期间，基带处理器1820编码语音或数据信号。编码信号由数字-模拟转换器1821(“D/A”)接收而(例如)作为N比特数字信号且转换为模拟信号。D/A 1821的输出被传送通过滤波器1822和混频器1823，所述混频器使用来自本地振荡器的输入(“LO-I/Q”)来调制信号。系统可包括向上通向混频器的用于同相和正交信号的两条传输路径(未图示)。调制信号由功率放大器1824接收，所述放大器放大信号中的功率来驱动天线1810。
以上描述说明了本发明的各种实施例连同如何实施本发明的方面的实例。以上实例和实施例不应被认为是仅有的实施例，且被呈现来说明所附权利要求所定义的本发明的灵活性和优势。基于以上揭示内容和所附权利要求，其它配置、实施例、实施方案和等效物对于所属领域的技术人员将显而易见，且可在不脱离权利要求所定义的本发明的精神和范畴的情况下被使用。

Claims (33)

1.一种无线接收器，其包含：
天线；
第一晶体管，其具有源极；
第二晶体管，其具有栅极；和
网络，其包含耦合到所述天线的第一端子、耦合到所述第一晶体管的所述源极的第二端子和耦合到所述第二晶体管的所述栅极的第三端子，
其中所述网络在所述第二与第三端子之间具有跨阻抗，以便使所述第一晶体管所产生的噪声在预定频率范围上被系统差分地抑制。
2.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述第一晶体管的输入阻抗近似等于所述天线的等效电阻。
3.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述跨阻抗包含所述天线的等效电阻。
4.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述网络包含LC梯形。
5.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述网络包含第一电感器，所述第一电感器具有耦合到所述第一晶体管的所述源极的第一端子和耦合到所述第二晶体管的所述栅极的第二端子。
6.根据权利要求5所述的无线接收器，其中所述网络进一步包含：
电容器，其具有耦合到所述第一电感器的所述第二端子的第一端子和耦合到所述第二晶体管的所述栅极的第二端子；和
第二电感器，其具有耦合到所述电容器的所述第一端子的第一端子和耦合到集成电路衬垫的第二端子。
7.根据权利要求6所述的无线接收器，其中所述网络进一步包含耦合在所述第一电感器的所述第二端子与所述电容器的所述第一端子之间的第三电感器。
8.根据权利要求1所述的无线接收器，其进一步包含：
第三晶体管，其具有耦合到所述第一晶体管的所述漏极的源极、耦合到第一偏压的栅极和耦合到第一电阻器的第一端子的漏极；和
第四晶体管，其具有耦合到所述第二晶体管的所述漏极的源极、耦合到第二偏压的栅极和耦合到第二电阻器的第一端子的漏极。
9.根据权利要求8所述的无线接收器，其进一步包含：
第一电感器，其具有耦合到所述第三晶体管的所述漏极的第一端子和耦合到所述第一电阻器的第二端子；和
第二电感器，其具有耦合到所述第四晶体管的所述漏极的第一端子和耦合到所述第二电阻器的第二端子。
10.根据权利要求9所述的无线接收器，其进一步包含：
第三电感器，其耦合在所述第一电感器与第一电阻器之间；
第一电容器，其越过所述第一和第三电感器而耦合；
第四电感器，其耦合在所述第二电感器与所述第二电阻器之间；和
第二电容器，其越过所述第二和第四电感器而耦合。
11.  根据权利要求1所述的无线接收器，其进一步包含耦合到所述第一或第二晶体管的可变增益电路。
12.根据权利要求8所述的无线接收器，其进一步包含第五晶体管，所述第五晶体管具有耦合到所述第一晶体管的所述漏极的源极和受启用信号控制的栅极，其中如果所述启用信号为有效的，那么所述第五晶体管开启，且如果所述启用信号为无效的，那么所述第五晶体管关闭。
13.根据权利要求8所述的无线接收器，其进一步包含：
第五晶体管，其具有耦合到所述第二晶体管的所述源极的源极、耦合到所述第二晶体管的所述栅极的栅极、和漏极；
第六晶体管，其具有耦合到所述第五晶体管的所述漏极的源极、耦合到所述第四晶体管的所述漏极的漏极和受启用信号控制的栅极，
其中如果所述启用信号为有效的，那么所述第五和第六晶体管开启，且如果所述启用信号为无效的，那么所述第五和第六晶体管关闭。
14.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述第一和第二晶体管DC耦合到混频器或放大器级。
15.根据权利要求8所述的无线接收器，其进一步包含电压控制电路，所述电压控制电路具有耦合到所述第一电阻器的所述第一端子的第一输入和耦合到所述第一电阻器的第二端子的输出，其中所述电压控制电路产生电压以便于使后续级被适当偏压。
16.根据权利要求8所述的无线接收器，其中所述第一电阻器的所述第一端子DC耦合到第五晶体管的所述栅极，且其中所述第五晶体管的所述栅极耦合到电压控制电路的输入，所述电压控制电路包含：
放大器；
偏压产生器；和
受控阻抗。
17.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述第二晶体管具有跨导，且其中在三千兆赫到十千兆赫的频率范围上，所述网络的所述跨阻抗与所述第二晶体管的所述跨导的乘积近似等于耦合到所述第一晶体管的所述漏极的第一电阻器与耦合到所述第二晶体管的所述漏极的第二电阻器的比率。
18.一种接收在某一频率范围上的高频信号的电路，其包含：
天线，其具有等效电阻；
第一晶体管，其具有耦合到所述天线的源极、耦合到第一偏压的栅极、和漏极，其中所述第一晶体管的源极输入阻抗与所述天线的所述等效电阻匹配；
第一阻抗，其耦合到所述第一晶体管的所述漏极；
第二晶体管，其具有源极、栅极和漏极，其中所述第二晶体管在正常操作期间具有跨导；
第二阻抗，其耦合到所述第二晶体管的所述漏极；和
噪声抑制网络，其耦合在所述第一晶体管的所述源极与所述第二晶体管的所述栅极之间，所述噪声抑制网络在所述第一晶体管的所述源极与所述第二晶体管的所述栅极之间具有跨阻抗，
其中所述第一阻抗与所述第二阻抗的比率近似等于所述第二晶体管的所述跨导与所述噪声抑制网络的所述跨阻抗的乘积。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一阻抗近似等于所述第二阻抗。
20.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一阻抗大于所述第二阻抗。
21.根据权利要求18所述的电路，其中所述噪声抑制网络包含所述天线的所述等效电阻，且其中所述噪声抑制网络的所述跨阻抗近似等于所述天线的所述等效电阻。
22.根据权利要求18所述的电路，其中所述噪声抑制网络包含所述天线的所述等效电阻和至少一个电感器。
23.根据权利要求18所述的电路，其中所述噪声抑制网络包含LC梯形。
24.根据权利要求18所述的电路，其中所述噪声抑制网络的所述跨阻抗提供被动增益。
25.一种电子电路，其包含：
共栅极级，其具有源极输入和漏极输出；
第一电阻，其耦合到所述共栅极级的所述漏极输出；
共源极级，其具有耦合到所述共栅极级的所述源极输入的栅极输入、和漏极输出，所述共源极级具有跨导；
第二电阻，其耦合到所述共源极级的所述漏极输出；和
具有跨阻抗的网络，其耦合在所述共栅极级的所述源极输入与所述共源极级的所述栅极输入之间，
其中在高于两千兆赫的频率范围上，所述网络的所述跨阻抗与所述共源极级的所述跨导的乘积近似等于所述第一电阻与所述第二电阻的比率。
26.根据权利要求25所述的电路，其中所述网络包含：
第一电感器，其具有耦合到所述共栅极级的所述源极的第一端子、和第二端子；
第一电容器，其具有耦合到所述第一电感器的所述第二端子的第一端子和耦合到所述共源极级的所述栅极输入的第二端子；和
第二电感器，其具有耦合到所述第一电感器的所述第二端子的第一端子和耦合到天线的第二端子。
27.根据权利要求26所述的电路，其进一步包含：
第三和第四电感器，其串联耦合在所述共栅极级的所述漏极输出与所述第一电阻器之间；
第二电容器，其越过所述第三和第四电感器而耦合；
第五和第六电感器，其串联耦合在所述共源极级的所述漏极输出与所述第二电阻器之间；和
第三电容器，其越过所述第五和第六电感器而耦合。
28.根据权利要求25所述的电路，其进一步包含耦合到所述第一或第二晶体管的可变增益电路。
29.根据权利要求25所述的无线接收器，其中所述第一和第二晶体管DC耦合到混频器或放大器级。
30.一种集成电路，其包含：
用于使输入阻抗与天线匹配的构件；
用于提供高跨导增益的构件；和
跨阻抗网络，其耦合在所述用于匹配输入阻抗的构件与所述用于提供高跨导增益的构件之间用于接收电流，且根据此提供用于抑制共态噪声的电压。
31.根据权利要求30所述的电路，其中所述用于匹配输入阻抗的构件、所述用于提供高跨导增益的构件和所述跨阻抗网络以约三千兆赫到十千兆赫的频率来操作。
32.根据权利要求30所述的电路，其进一步包含用于调节所述用于匹配输入阻抗的构件或所述用于提供高跨导增益的构件的增益的构件。
33.根据权利要求30所述的电路，其进一步包含用于将所述用于匹配的构件和所述用于提供高跨导的构件的输出DC耦合到后续级的构件。
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