KR20070081645A - 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치 - Google Patents

이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20070081645A
KR20070081645A KR1020060013757A KR20060013757A KR20070081645A KR 20070081645 A KR20070081645 A KR 20070081645A KR 1020060013757 A KR1020060013757 A KR 1020060013757A KR 20060013757 A KR20060013757 A KR 20060013757A KR 20070081645 A KR20070081645 A KR 20070081645A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
synchronization
estimating
length
channel length
Prior art date
Application number
KR1020060013757A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101128802B1 (ko
Inventor
육영수
박용배
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020060013757A priority Critical patent/KR101128802B1/ko
Publication of KR20070081645A publication Critical patent/KR20070081645A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101128802B1 publication Critical patent/KR101128802B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2656—Frame synchronisation, e.g. packet synchronisation, time division duplex [TDD] switching point detection or subframe synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/10—Arrangements for initial synchronisation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 3GPP TDD 시스템의 수신측에서의 동기 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따른 TDD CDMA 이동통신 시스템에서의 동기 추정 방법은, TDD(Time Division Duplex) CDMA 이동통신 시스템의 수신측에서의 동기 추정 방법에 있어서, 기준 하향링크 동기 코드와 수신신호와의 상관값을 산출하는 단계와, 채널 추정을 통해 획득된 채널 행렬을 이용하여 채널의 길이를 추정하는 단계와, 상기 상관값 산출 단계에서 산출된 상관값을 상기 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 설정되는 윈도우 구간 동안 누적하여 합한 값을 이용하여 심볼 동기를 추정하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
TDD, CDMA, 칩 동기, 심볼 동기, 동기 추정

Description

이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치{Method and apparatus for estimating synchronization in mobile communications system}
도 1은 3GPP TDD LCR 시스템의 하향링크 서브 프레임의 포맷을 도시한 것이고,
도 2는 본 발명에 따른 동기 추정 장치의 바람직한 일 실시예의 블록 구성도이고,
도 3은 ITU-R 차량 A 채널 환경에서 수학식 1에 따라 계산된 자기 상관값들을 도시한 그래프이고,
도 4는 동기 오류가 발생한 경우 추정된 채널 벡터의 쏠림 현상을 설명하기 위한 도면이고,
도 5a 내지 도 6b는 동기 오류 발생시 윈도우 구간 및 채널 길이의 다양한 형태들을 도시한 것이며,
도 7은 3GPP TDD LCR 시스템에서 종래기술 및 본 발명에 대하여 공통 검출(Joint Detection) 수신기를 사용했을 때의 BLER 성능 곡선을 도시한 것이다.
본 발명은 TD-CDMA(3GPP 3.84Mcps TDD mode) 또는 TD-SCDMA(3GPP 1.28Mcps TDD 모드)와 같은 3GPP TDD 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 3GPP TDD 시스템의 수신측에서의 동기 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
TD-SCDMA 시스템은 중국에서 제안되어 ITU 및 3GPP에 의해 승인된 3세대(3G) 무선 통신 표준으로서 3GPP TDD LCR 시스템으로도 호칭된다. TD-SCDMA 시스템은 TDD(Time Division Duplex) 방식이기 때문에 기존의 FDD(Frequency Division Duplex) 방식의 이동통신 시스템과는 많은 면에서 다른 특징을 갖는다. 기존의 FDD 방식은 CPICH(Common Pilot Channel)라는 연속적인 공통 파일럿 채널을 사용하므로, 각 다중 경로 별로 칩 동기를 추적할 수 있으며 실제로 이 경우 오버샘플링(over-sampling) 된 칩 단위로 동기를 추적할 수 있다. 반면, TDD 방식에서는 연속적인 파일럿 채널이 존재하지 않으며 파일럿 신호가 전송되는 구간이 데이터가 전송되는 구간과 다르므로 이를 이용하여 다중 경로를 개별적으로 추적할 수 없다. 또한, 모든 수신 과정이 타임 슬롯(time slot) 단위로 이루어지므로 각 다중 경로의 칩 동기를 추적하는 것이 아니라, 타임 슬롯의 시작점을 추적하는 것이 동기의 목적이 된다.
도 1은 3GPP TDD LCR 시스템의 하향링크 서브 프레임의 포맷을 도시한 것이다. TDD LCR 시스템에서는 5ms마다 주기적으로 발생되는 DwPCH(Downlink Pilot Channel)와 매 타임 슬롯마다 포함된 미드앰블을 파일럿으로 사용한다. DwPCH는 32 칩의 가드 영역(guard period)과 64 칩의 SYNC-DL 코드로 이루어져 있으며, SYNC-DL 코드는 각 셀마다 32 가지 중 하나가 선택되어 사용된다. 3TDD LCR 시스템에서 하향링크 동기 코드의 기준 신호 SYNC-DL은 32 가지이고, 하나의 코드당 길이가 64 칩(chip) 길이의 랜덤 코드로 구성된다. 하향 링크의 동기코드(SYNC-DL)는 서브 프레임의 첫 번째 다운링크 타임 슬롯(Ts0) 다음에 위치한다.
미드앰블은 128 칩 길이의 랜덤 코드로 구성되어 있고, 하나의 기본 코드가 있으며 있으며 상기 기본 코드를 순환 천이(cyclic shift)하여 여러 개의 코드를 생성할 수 있다. 다수의 코드를 동시에 전송하는 것도 가능하다. 동시 전송이 가능한 코드 수를 K라고 정의하면, K는 채널의 응답 길이와 동시 사용자 수와 관계가 있는 값이며, 기본적으로 사용자 간 채널을 구별하기 위해 사용된다. DwPCH는 공통 파일럿 채널이고, 미드앰블은 전용 파일럿 채널이다. SYNC-DL은 전 셀 내에 방송되어 기지국의 전송 타이밍 정보 등을 전송하고, 단말은 이 정보를 이용하여 시간 동기를 획득하게 된다.
종래기술에 있어서는 시간에 따라 가변될 수 있는 채널의 길이에 대한 고려 없이 동기를 추정함으로써 불필요한 계산량이 증가될 뿐만 아니라, 채널의 길이가 매우 작은 경우 동기 지점이 잡음의 크기에 쉽게 영향을 받아 타임 슬롯마다 크게 흔들릴 수 있고, 상대적으로 동기를 빨리 잡게 되는 문제점이 있었다.
한편, 수신측에서 동기를 획득하는 목적은 경우에 따라 다를 수 있다. 예를 들어, 복조부에서의 동기의 목적은 역확산(despreading) 이후의 심볼 관점에서 최대의 SINR을 갖도록 하는 것이며, 나머지 AFC(Automatic Frequency Control), 초기 동기 등 역확산을 수행하지 않는 수신부에서의 동기의 목적은 최대 전력을 갖는 다중 경로를 찾는 것이다. 종래기술에 있어서는 수신측의 각 기능 모듈에 따라 동기 목적이 상이함에도 불구하고 하나의 동기 획득 방식을 사용하여 동기를 획득함으로써 서로 다른 동기의 목적을 모두 충족시키기 어려운 문제점이 있었다.
본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 채널의 길이를 예측하여 동기를 추정함으로써 불필요한 계산량을 줄일 수 있고, 불필요한 간섭에 대한 고려로 인해 발생하는 성능 저하를 방지할 수 있는 동기 추정 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 수신측에서 동기의 목적에 따라 그 목적에 부합되는 동기 추정 방식을 적응적으로 선택하여 동기를 추정할 수 있는 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 특징은 채널의 길이를 추정하여 추정된 채널의 길이를 심볼 동기와 복조에 반영하는 것이다. 채널의 길이는 채널 추정 과정에서 획득된 채널 행렬을 이용하여 구할 수 있다. 채널의 길이는 매 타임 슬롯마다 추정될 수 있으며, 이전 값과 현재 값을 이용하여 갱신된다.
본 발명은 다른 특징은 이동통신 시스템의 수신측에서 동기의 목적에 따라 그 목적에 부합되는 동기 추정 방식을 적응적으로 선택하여 동기를 추정하는 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 상기 수신측의 복조부 및 상기 복조부를 제외한 나머지 부분에서 서로 다른 동기 추정 알고리즘을 적용하는 것을 특징으로 한다.
수신측의 복조부에서의 동기의 목적은 역확산(despreading) 이후에 심볼 관 점에서 최대의 SINR을 갖도록 하는 것이며, AFC, 초기 동기 등 역확산이 필요 없는 다른 부분에서 동기의 목적은 최대 전력을 갖는 n 개의 다중 경로의 위치를 찾는 것이다. 서로 다른 목적으로 동기를 추정하기 때문에 하나의 동기 추정 알고리즘이 아닌 각각의 목적에 맞는 알고리즘을 효율적으로 결합하여 성능 개선 효과를 얻을 수가 있다.
본 발명의 일 양상으로서, 본 발명에 따른 TDD CDMA 이동통신 시스템에서의 동기 추정 방법은, TDD(Time Division Duplex) CDMA 이동통신 시스템의 수신측에서의 동기 추정 방법에 있어서, 기준 하향링크 동기 코드와 수신신호와의 상관값을 산출하는 단계와, 채널 추정을 통해 획득된 채널 행렬을 이용하여 채널의 길이를 추정하는 단계와, 상기 상관값 산출 단계에서 산출된 상관값을 상기 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 설정되는 윈도우 구간 동안 누적하여 합한 값을 이용하여 심볼 동기를 추정하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 TDD CDMA 이동통신 시스템에서의 동기 추정 장치는, 기준 하향링크 동기 코드와 수신신호와의 상관값을 산출하는 상관기와, 채널 추정을 통해 획득된 채널 행렬을 이용하여 채널의 길이를 추정하는 채널 길이 추정부와, 상기 상관기에 의해 산출된 상관값을 상기 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 설정되는 윈도우 구간 동안 누적하여 합한 값을 이용하여 심볼 동기를 추정하는 심볼 동기부를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이 하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징이 3GPP TDD LCR 시스템(TD-SCDMA 시스템)에 적용된 예들이다. 이하의 실시예들은 예시적인 것들에 불과한 것으로서 본 발명의 기술적 특징이 다른 종류의 CDMA 이동통신 시스템에 적용될 수 있음은 자명하다.
도 2는 본 발명에 따른 동기 추정 장치의 바람직한 일 실시예의 블록 구성도이다. 도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 동기 추정 장치(30)는 기준 하향링크 동기(SYNC-DL) 코드와 수신신호와의 자기 상관값을 산출하는 상관기(31)와, 상기 상관기(31)에 의해 산출된 자기 상관값들을 이용하여 칩 동기를 추정하는 칩 동기부(33)와, 상기 상관기(31)에 의해 산출된 자기 상관값들 및 추정된 채널의 길이를 이용하여 심볼 동기를 추정하는 심벌 동기부(36)와, 채널의 길이를 추정하는 채널 길이 추정부(38)를 포함하여 구성된다. 도 2에서 후처리부(34), AFC 및 프레임 동기부(35), 복조부(37)는 상기 동기 추정 장치(30)가 구현되는 수신기를 구성하는 구성요소들로서 상기 동기 추정 장치(30)에 의해 획득된 칩 동기 또는 심볼 동기를 이용하는 것들이다.
상기 상관기(31)는 기준 하향링크 동기(SYNC-DL) 코드와 수신신호와의 자기 상관값을 산출한다. Rs의 오버샘블링(oversampling) 단위로 수신된 i 번째 수신신호를 ri, 상기 기준 SYNC-DL 코드를
Figure 112006010474310-PAT00001
라고 하면, k 번째 칩부터 시작되는 수신신호에 대한 자기 상관은 다음의 수학식 1과 같다.
Figure 112006010474310-PAT00002
상기 칩 동기부(33)는 상기 상관기(31)에 의해 산출된 자기 상관값들을 이용하여 칩 동기를 추정한다. 칩 동기를 추정하는 방법의 일 예로, 상기 상관기(31)에 의해 산출된 기준 SYNC-DL 코드의 상관 값이 최대가 되는 지점을 칩 동기 지점으로 추정하는 방법을 들 수 있다. 즉, 수학식 1에 의해 산출된 ck가 최대가 되는 k 값을 칩 동기 지점으로 추정하는 것으로서, 이를 식으로 표현하면 다음의 수학식 2와 같다.
Figure 112006010474310-PAT00003
상기한 방법에 따르면, 상기 상관기(31)에 의해 산출된 상관값들 중에서 가장 큰 값으로부터 내림차순으로 n 개를 선택하고 선택된 각각의 값에 대응하는 k를 각 경로별 칩 동기 지점으로 추정함으로써 최대의 전력을 갖는 n 개의 경로를 찾을 수 있다. 즉, CDMA 시스템의 레이크(rake) 수신기의 서쳐(searcher)와 동일한 역할을 수행할 수 있다.
상기 칩 동기부(33)에 의해 추정된 칩 동기는 수신기에서 칩 동기가 요구되는 부분에서 다양한 용도로 이용될 수 있다. 예를 들어, 상기 칩 동기부(33)에 의해 하나의 지점이 칩 동기 지점으로 선택된 경우 루프 필터(loop filter)와 같은 후처리부(34)에서 상기 칩 동기 지점에 대해 시간적 평균을 취하여 기준 동기 지점으로 사용할 수 있다. 또한, 주파수 옵셋 보상을 위한 AFC(Auto Frequency Control) 또는 프레임 동기부(35) 등에 의해 이용될 수 있다.
상기 상관기(31)에서 상관값을 산출하는 검색구간은 상기 칩 동기부(33)에서 추정된 칩 동기 또는 상기 후처리부(34)에 의해 선택된 기준 동기 지점에 따라 가변될 수 있다. 즉, 상기 칩 동기 지점 또는 기준 동기 지점을 기준으로 검색구간을 설정하고 이에 따라 상관값을 산출할 수 있다.
상기 심볼 동기부(36)는 상기 상관기(31)에 의해 산출된 자기 상관값들 및 상기 채널 길이 추정부(38)에 의해 추정된 채널의 길이를 이용하여 심볼 동기를 추정한다. 여기서, 심볼이란 코드에 의해 확산(spreading)되기 전의 전송 심볼을 의미하며, 심볼 동기란 확산 코드를 찾는 것과 같다. 또한, 심볼 동기는 타임 슬롯 단위로 이루어지기 때문에, 심볼 동기는 타임 슬롯 동기와 동일한 의미를 가진다.
상기 심볼 동기부(36)는 상기 채널 길이 추정부(38)에 의해 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 윈도우 구간을 설정하고, 설정된 윈도우 구간 동안 상기 상관기(31)에 의해 산출된 자기 상관의 합을 누적시킨 값이 최대가 되는 지점을 동기가 되는 지점으로 파악한다. Rs의 오버샘블링(oversampling) 단위로 수신된 i 번째 수신신호를 ri, 상기 기준 SYNC-DL 코드를
Figure 112006010474310-PAT00004
라고 하면, 윈도우 구간(W) 동안 누적된 자기 상관은 다음의 수학식 3과 같다.
Figure 112006010474310-PAT00005
도 3은 ITU-R 차량 A 채널 환경에서 수학식 1에 따라 계산된 자기 상관값들을 도시한 그래프이다. 상기 수학식 3에 의해 구해진 상기 윈도우 구간 동안 누적된 자기 상관값들 중에서 최대의 자기 상관을 갖는 시간 t0를 타임 슬롯의 시작 위치로 결정하면 그 값이 심볼 동기 지점이 된다. 이를 수학식으로 표현하면 다음의 수학식 4와 같다.
Figure 112006010474310-PAT00006
이때, 상관 관계의 정확성을 높이기 위해 실제로 1차 루프 필터를 이용하여 다수의 프레임 동안 추정 결과를 누적하는 방식을 사용할 수 있다.
상기 윈도우 구간을 채널의 길이에 대한 고려 없이 일정한 값으로 고정하는 경우 실제로 채널의 길이가 윈도우 구간보다 매우 작으면 불필요한 계산에 의한 계산량이 늘어난다. 또한, 동기 지점이 잡음의 크기에 쉽게 영향을 받아 타임 슬롯마다 크게 흔들릴 수 있고, 상대적으로 동기를 빨리 잡게 되는 문제가 있다. 따라서, 채널의 길이를 추정하여 추정된 채널의 길이에 따라 상기 윈도우 구간(W)을 가변적으로 설정하는 것이 바람직하다. 여기서, 채널의 길이(channel length)라 함은 다중 경로들 중에서 첫 번째 경로의 시작점으로부터 마지막 경로의 시작점까지의 거 리를 의미하며 단위는 칩(chip)이다.
상기 채널 길이 추정부(38)는 채널의 길이를 추정한다. 상기 채널 길이 추정부(38)가 채널의 길이를 추정함에 있어서는 채널 추정 과정에서 획득된 채널 행렬을 이용할 수 있다. 채널의 길이를 추정하는 과정을 이하에서 설명하도록 한다.
3GPP TDD LCR 시스템에서는 기본적으로 FFT(Fast Fourier Transform)에 기반한 채널 추정 알고리즘을 많이 사용하며, 이 경우 128 개의 추정된 채널이 존재한다.
128 개의 추정된 채널 값들은 W라는 시스템 변수에 의해 분할된다. 이때,
Figure 112006010474310-PAT00007
이고, K는 타임 슬롯마다 정의되는 값으로 K=2,4,6,8,10,12,14,16의 짝수 값을 갖는다. K는 구분 가능한 사용자 채널의 수라고 볼 수 있으며, 결국 W는 허용 가능한 채널의 최대 길이라고 볼 수 있다. 즉, W는 K 값에 매칭되어 W=64, 32, 21, 16, 12, 10, 9, 8의 값을 갖는다. 반면, 현재 TDD 시스템의 타임 슬롯 사이의 보호구간의 길이가 16이므로 16 이상인 값은 매우 특수한 경우로 채널의 길이의 의미보다는 동시 사용자 수와 관련되어 있다. 따라서, 채널의 길이는 16 이하라고 가정할 수 있다. 일반적으로 K=8이라고 가정하면, 128 개의 값은 길이 16인 8 개의 채널 값으로 볼 수 있다.
TDD-LCR 시스템에서는 미드앰블(midamble)을 이용하여 채널 추정을 수행한다. 미드앰블의 순환 천이(cyclic shift) 구조를 이용할 경우, FFT와 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 이용하여 용이하게 채널 추정을 수행할 수 있다.
수신신호 중에서 미드앰블 부분의 신호를
Figure 112006010474310-PAT00008
라고 하면, 추정된 채널 행렬
Figure 112006010474310-PAT00009
은 다음의 다음과 같이 표현된다.
Figure 112006010474310-PAT00010
여기서,
Figure 112006010474310-PAT00011
이고,
Figure 112006010474310-PAT00012
인 미드앰블 코드이다.
상기한 방식에 의해 획득된 채널 행렬
Figure 112006010474310-PAT00013
는 다음과 같이 W 개씩 나누어 각 K개의 채널에 할당된다.
Figure 112006010474310-PAT00014
상기의 과정에 의해 획득된 채널로부터 채널의 길이를 추정하는 과정을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
우선, 다음의 수학식 5에 따라 W 개의 채널에 대한 전력을 구한다.
Figure 112006010474310-PAT00015
수학식 6에 따라 w를 1부터 W까지 순차적으로 증가시켜 가면서 w 개의 채널에 대한 전력을 구한다.
Figure 112006010474310-PAT00016
, w=1, ..., W
수학식 5 및 수학식 6에 따라 구해진 Pk ,w와 Pk의 비를 의미하는 M(w)를 다음의 수학식 7과 같이 구한다.
Figure 112006010474310-PAT00017
수학식 7에 의해 구해진 M(w)를 이용하여 다음의 수학식 8에 따라 채널의 유효 길이
Figure 112006010474310-PAT00018
를 구할 수 있다.
Figure 112006010474310-PAT00019
Figure 112006010474310-PAT00020
Figure 112006010474310-PAT00021
, 여기서, 는 인 임계값으로서 SNR(Signal to Noise Ratio)에 따라서 다르게 설정될 수 있으나, 0.95 이상인 것이 바람직하다.
수학식 8의 의미는 Pk ,w와 Pk의 비를 의미하는 M(w)가 상기 임계값
Figure 112006010474310-PAT00022
보다 큰 범위 내에서의 가장 작은 w를 채널의 길이
Figure 112006010474310-PAT00023
로 한다는 것이다. 예를 들어,
Figure 112006010474310-PAT00024
를 0.95라 하면, Pk ,w가 Pk의 95 % 를 초과하는 한도에서 가장 작은 w 값을 채널의 길이
Figure 112006010474310-PAT00025
로 한다.
상기 수학식 8에 따라 결정된
Figure 112006010474310-PAT00026
를 최종적인 채널의 길이로 추정하는 것도 가능하지만, 동기 추정 과정에서 발생된 오류를 보정해 주는 것이 바람직하다. 오류 보정 과정의 일례를 설명하면 다음과 같다.
도 4는 동기 오류가 발생한 경우 추정된 채널 벡터의 쏠림 현상을 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어, 동기 지연이 발생하면, 채널 벡터 전체가 1 칩 왼쪽으로 순환 천이하며, 반대로 1 칩 먼저 잡게 되는 경우 채널 벡터 전체가 1 칩 오른쪽으로 순환 천이하게 된다. 도 4에서 실제 채널 시작 시점과 채널 추정기에서 시작 시점이라고 생각하는 지점이 동기 오류만큼 차이가 생겨서 MAI(Multiple Access Interference)와 ISI(Inter Symbol Interference)가 발생하게 된다.
1) 우선, 동기를 빠르게 잡아 발생하는 채널의 길이의 증가를 상쇄하기 위해서, 유효 채널 전력
Figure 112006010474310-PAT00027
을 정의하고, 다음의 수학식 9를 만족하는
Figure 112006010474310-PAT00028
를 계산한다.
Figure 112006010474310-PAT00029
값은 SNR에 따라 결정될 수 있으나, 0.05를 사용하는 것이 바람직하다.
Figure 112006010474310-PAT00030
2)
Figure 112006010474310-PAT00031
>0인 경우, 동기를 빠르게 잡은 경우이다. 이 경우는 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이 두 가지 경우가 있을 수 있다.
a)
Figure 112006010474310-PAT00032
인 경우
Figure 112006010474310-PAT00033
로 재설정하고 종료한다. (도 5a)
b)
Figure 112006010474310-PAT00034
인 경우 다른 채널 쪽으로 채널값이 유입될 가능성이 있으므로
Figure 112006010474310-PAT00035
로 재설정하고 수학식 5 내지 수학식 8의 과정을 다시 수행하여 얻어진 유효 길이를 최종 채널 길이
Figure 112006010474310-PAT00036
로 결정한다. (도 5b)
3)
Figure 112006010474310-PAT00037
,
Figure 112006010474310-PAT00038
=0 인 경우는 도 6a 및 도 6b와 같이 두 가지 경우가 있다.
a) 이 경우는 동기를 빠르게 잡았으나 다른 채널의 값이 유입된 경우이다. 타임 슬롯 동기 기능이 비교적 정상적으로 동작하고 있다고 가정하면, 이 경우 타 채널의 값이 유입되는 길이는 N 칩 이내로 볼 수 있으며,
Figure 112006010474310-PAT00039
으로 n을 변화시키면서 수학식 5 내지 수학식 8의 과정의 과정을 반복한 후 얻은 가장 작은
Figure 112006010474310-PAT00040
를 채널의 길이로 결정한다. (도 6a)
b) 이 경우는 동기를 늦게 잡아 동기 오류가 발생하는 경우로
Figure 112006010474310-PAT00041
으로 n을 변화시키면서 수학식 5 내지 수학식 8의 과정의 과정을 반복한 후 얻은 가장 작은
Figure 112006010474310-PAT00042
를 채널의 길이로 결정한다. (도 6b)
4) 상기 과정을 통해 동기 오류의 보정이 가능하며, 동기 오류는
Figure 112006010474310-PAT00043
으로 계산 가능하다. (단,
Figure 112006010474310-PAT00044
>0인 경우 n은 0으로 고정)
채널의 변화를 고려하기 위해서는 추정된 채널의 길이를 보정하는 것이 바람직하다. 추정된 채널의 길이가 실제보다 짧으면 신호의 전력이 줄어드는 문제가 있 는 반면, 추정된 채널의 길이가 긴 경우는 동기 오류가 발생하지 않는 한 큰 문제가 없으므로 추정된 채널의 길이를 줄이는 것은 매우 신중해야 한다. 채널의 변화를 고려하기 위해
Figure 112006010474310-PAT00045
로 보정한다.
상기한 바와 같은 방법에 의해 추정된 채널의 길이는 채널의 변화를 고려하여 다음과 같은 방법에 의해 업데이트(update)할 수 있다. 즉, 채널은 채널의 길이 추정시마다 변할 수 있으므로 이를 고려하여 다음과 같은 방법에 의해 추정된 채널의 길이를 보완해 주는 것이다.
1)
Figure 112006010474310-PAT00046
(단, n은 추정 순서로 n-1은 이전 값)인 경우는
Figure 112006010474310-PAT00047
로 셋팅함.
2)
Figure 112006010474310-PAT00048
인 경우는 내부적으로 count라는 변수를 설정하고, count =count+1로 count를 증가시킨다.
만일, count= T 를 만족하면
Figure 112006010474310-PAT00049
로 하고 count=0 Reset 한다.
T 값이 크면 클수록 채널의 길이를 줄이는 것에 보다 높은 신뢰도를 요구하는 것이다.
상기한 바와 같은 방법에 의해 추정된 채널의 길이
Figure 112006010474310-PAT00050
에 따라 가변적으로 윈도우 구간을 설정하여 심볼 동기를 추정할 수 있다. 예를 들어, 수학식 3에서 단순히 W를
Figure 112006010474310-PAT00051
로 대체하면 다음의 수학식 10과 같다.
Figure 112006010474310-PAT00052
이때, 최대치를 이용한 심볼 동기(t0)를 다음의 수학식 11에 따라 결정한다.
Figure 112006010474310-PAT00053
도 3에서, 상기 복조부(37)는 정합 필터와 등화기로 구성되어 블록 복조를 수행하는데, 이를 구성하는 경우 채널의 길이를 W로 고정하고 수행한다. 다음의 수학식 12 및 수학식 13은 각각 정합 필터(b)와 시스템 채널 행렬(A)을 나타낸다.
Figure 112006010474310-PAT00054
Figure 112006010474310-PAT00055
수학식 13에서 W를 추정된 채널의 길이
Figure 112006010474310-PAT00056
로 대체하여 계산하면, 복잡도가 감소하고 실제 존재하지 않는 채널에 대한 고려에 의해 발생하는 성능 저하를 방지할 수 있다. 또한, 필요한 경우 추정된 동기 오류만큼 동기 지점을 이동하여 수신 신호의 동기를 보정하여 사용할 수 있다.
도 7은 3GPP TDD LCR 시스템에서 종래기술 및 본 발명에 대하여 공통 검출(Joint Detection) 수신기를 사용했을 때의 BLER(Block Error Rate) 성능 곡선을 도시한 것이다. 즉, 도 8은 ITU 도보(Pedestrian) B 채널 (3km/h) 환경 하에서 종래기술에 따라서 고정된 윈도우 구간을 사용하여 동기를 추정하는 경우와 본 발명에 따라서 채널의 길이를 추정하여 추정된 채널의 길이에 따라 윈도우 구간을 설정 하여 동기를 추정한 경우에 16 QAM 에서의 BLER 성능을 비교한 것이다. 동일한
Figure 112006010474310-PAT00057
조건에서 본 발명의 BLER 성능이 종래기술에 비해 개선되었음을 확인할 수 있다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명에 따르면 수신측에서 서로 다른 동기 목적에 부합하는 다양한 동기 추정값을 제공할 수 있고, 채널의 길이를 예측하여 동기를 추정함으로써 불필요한 계산량을 줄일 수 있고, 불필요한 간섭에 대한 고려로 인해 발생하는 성능 저하를 방지할 수 있는 효과가 있다.

Claims (11)

  1. TDD(Time Division Duplex) CDMA 이동통신 시스템의 수신측에서의 동기 추정 방법에 있어서,
    기준 하향링크 동기 코드와 수신신호와의 상관값을 산출하는 단계;
    채널 추정을 통해 획득된 채널 행렬을 이용하여 채널의 길이를 추정하는 단계; 및
    상기 상관값 산출 단계에서 산출된 상관값을 상기 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 설정되는 윈도우 구간 동안 누적하여 합한 값을 이용하여 심볼 동기를 추정하는 단계를 포함하는 동기 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 추정된 채널의 길이 및 심볼 동기를 이용하여 수신신호를 복조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 상관값 산출 단계에서 산출된 상관값을 이용하여 칩 동기를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 심볼 동기 추정 단계에서, 상기 윈도우 구간 동안 상관값의 누적합이 최대가 되는 지점을 심볼 동기 지점으로 추정하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 채널 길이 추정 단계는,
    수신신호의 미드앰블 부분의 신호로부터 채널 행렬을 산출하는 단계와;
    시스템에서 허용 가능한 최대 허용 채널 길이(W)만큼의 채널에 대한 전력(Pk)을 산출하는 단계와;
    w를 1부터 W까지 순차적으로 증가시키면서 w 개의 채널에 대한 전력(Pk ,w)을 산출하는 단계와;
    상기 Pk와 Pk ,w의 비가 특정 임계값보다 큰 범위 내에서 가장 작은 w를 채널의 길이로 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    동기 추정 과정에서 발생된 오류를 보정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 방법.
  7. 기준 하향링크 동기 코드와 수신신호와의 상관값을 산출하는 상관기;
    채널 추정을 통해 획득된 채널 행렬을 이용하여 채널의 길이를 추정하는 채 널 길이 추정부; 및
    상기 상관기에 의해 산출된 상관값을 상기 추정된 채널의 길이에 따라 가변적으로 설정되는 윈도우 구간 동안 누적하여 합한 값을 이용하여 심볼 동기를 추정하는 심볼 동기부를 포함하는 동기 추정 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 추정된 채널의 길이 및 심볼 동기를 이용하여 수신신호를 복조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 상관값 산출 단계에서 산출된 상관값을 이용하여 칩 동기를 추정하는 칩 동기부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 장치.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 심볼 동기 추정부는 상기 윈도우 구간 동안 상관값의 누적합이 최대가 되는 지점을 심볼 동기 지점으로 추정하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 장치.
  11. 제7항에 있어서, 상기 채널 길이 추정부는,
    수신신호의 미드앰블 부분의 신호로부터 채널 행렬을 산출하는 수단과;
    시스템에서 허용 가능한 최대 허용 채널 길이(W)만큼의 채널에 대한 전력 (Pk)을 산출하는 수단과;
    w를 1부터 W까지 순차적으로 증가시키면서 w 개의 채널에 대한 전력(Pk ,w)을 산출하는 수단과;
    상기 Pk와 Pk ,w의 비가 특정 임계값보다 큰 범위 내에서 가장 작은 w를 채널의 길이로 추정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 추정 장치.
KR1020060013757A 2006-02-13 2006-02-13 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치 KR101128802B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060013757A KR101128802B1 (ko) 2006-02-13 2006-02-13 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060013757A KR101128802B1 (ko) 2006-02-13 2006-02-13 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070081645A true KR20070081645A (ko) 2007-08-17
KR101128802B1 KR101128802B1 (ko) 2012-03-23

Family

ID=38611513

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060013757A KR101128802B1 (ko) 2006-02-13 2006-02-13 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101128802B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20140111464A (ko) * 2013-03-11 2014-09-19 삼성전자주식회사 코드 분할 다중 접속 시스템에서의 동기획득 방법 및 장치

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09307951A (ja) * 1996-03-15 1997-11-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd スペクトル拡散通信装置
JP3519291B2 (ja) * 1998-11-06 2004-04-12 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ通信装置及び方法
JP2002208879A (ja) * 2001-01-05 2002-07-26 Nec Microsystems Ltd 同期タイミング補正回路および方法
JP2005102121A (ja) 2003-09-05 2005-04-14 Seiko Epson Corp 受信装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20140111464A (ko) * 2013-03-11 2014-09-19 삼성전자주식회사 코드 분할 다중 접속 시스템에서의 동기획득 방법 및 장치

Also Published As

Publication number Publication date
KR101128802B1 (ko) 2012-03-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
AU759560B2 (en) Fine estimation of multipath delays in spread-spectrum signals
KR100982929B1 (ko) 무선 통신 시스템용 적응형 파일럿 필터의 선택
KR100467543B1 (ko) 채널추정 방법 및 통신장치
US7603133B2 (en) Efficient frame tracking in mobile receivers
EP1089451A1 (en) Channel estimating device and method, demodulating device and method, and fading frequency determining device and method
US6272167B1 (en) Spread spectrum communication system
EP1886413A1 (en) A method and apparatus for scaling parameter estimation in parametric generalized rake receivers
US20040032849A1 (en) Method for generation of training sequence in channel estimation
KR100355327B1 (ko) 통신 단말 장치 및 그와 통신하는 기지국 장치와 무선 통신 방법
CA2411457C (en) Transmission system, transmission method, transmission apparatus, and electronic recording medium having recorded therein transmission program
EP0964529A2 (en) Channel estimation apparatus and communication terminal apparatus
EP1454421B1 (en) Interference suppression in a cdma radio receiver
US7489732B2 (en) Decreasing computational complexity of TD-SCDMA measurement process
KR20050075553A (ko) 다중반송파 코드분할다중접속 시스템에서의 역방향 파일럿설계 방법
US9184785B2 (en) Cellular communications system
KR101128802B1 (ko) 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치
KR100347512B1 (ko) 이동국의 이웃 기지국 탐색장치 및 방법
KR100605890B1 (ko) 협대역 시분할 듀플렉싱 부호분할 다중 접속통신시스템에서 채널 추정 향상 장치 및 방법
KR20060102442A (ko) 이동통신 시스템의 타임슬롯 동기 검출방법
CN101331688A (zh) 具有码片级均衡的接收机
EP1895693B1 (en) Efficient frame tracking in mobile receivers
Potman et al. Opportunities for Adaptivity in the UMTS Terminal Receiver: The Path-Search Function

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150224

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160224

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee