KR20070060808A - 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법 - Google Patents

와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20070060808A
KR20070060808A KR1020050120844A KR20050120844A KR20070060808A KR 20070060808 A KR20070060808 A KR 20070060808A KR 1020050120844 A KR1020050120844 A KR 1020050120844A KR 20050120844 A KR20050120844 A KR 20050120844A KR 20070060808 A KR20070060808 A KR 20070060808A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
ici
signal
data
lms
initial
Prior art date
Application number
KR1020050120844A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101001730B1 (ko
Inventor
마장
김영일
Original Assignee
한국전자통신연구원
하나로텔레콤 주식회사
삼성전자주식회사
에스케이 텔레콤주식회사
주식회사 케이티
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원, 하나로텔레콤 주식회사, 삼성전자주식회사, 에스케이 텔레콤주식회사, 주식회사 케이티 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to KR1020050120844A priority Critical patent/KR101001730B1/ko
Priority to US11/636,872 priority patent/US7936832B2/en
Publication of KR20070060808A publication Critical patent/KR20070060808A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101001730B1 publication Critical patent/KR101001730B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/025—Channel estimation channel estimation algorithms using least-mean-square [LMS] method
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 처리하기 위해, HPI 시스템 기반의 적응 적인 ICI 제거 방식이 사용된다. 변화된 프리앰블을 정정하기 위해, LMS 적응 필터가 ICI를 제거하기 위해 적용된다. 프레임에서 다음의 데이터 심볼에서, 적응터보 복호기와 채널 추정의 결합이 제안된다. 제안된 결합 알고리즘의 복잡도는 분석 가능하고, 이로 인해 제안된 결합 알고리즘의 복잡도는 분석가능하고, 그 알고리즘은 HPI 시스템에서 실제로 구현될 수 있다. 시뮬레이션 결과는 성능이 극적으로 개선될 수 있다는 것을 나타내고 있다.
ICI, 수신기, 적응 제어, 터보 부호, 터보 복호기, 반복 복호

Description

와이브로 시스템에서 ＩＣＩ 제거에 적합한 반복 수신기 장치 및 그 방법 {THE METHOD AND APPRATUS OF THE ADAPTIVE ICI CANCELLATION ITERATIVE RECEIVER IN WIBRO SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 파일롯 심볼을 갖는 OFDM 프레임의 예를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 송신기의 개략적인 기능 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 등화기이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 비이진 터보코드를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=7dB)의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=10dB)의 성능을 나타낸 그래프이다.
본 발명은 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexed Access) 무선 통신 시스템에 기초한 와이브로(Wireless broadband:WiBro)용 ICI(Inter-Carrier-Interference) 제거에 적합한 반복 수신기 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로 수신기에서 푸리에(Fourier) 변환 기법을 결합 사용하는 채널 추정 및 등화에 관한 것이다.
무선 기반의 광대역 접속망은 무선과 이동 통신, 멀티미디어 응용, 고속 인터넷 접속 요구, 및 원격통신 산업 분야로의 확장 등에 중점을 두고 성장하고 있다. 이러한 이유로, 예를 들어 채널 다중 경로에서의 문제를 효율적으로 제거한다는 점에서, OFDM은 주파수 선택적 채널 분야의 장래 무선 멀티미디어 통신용 전송 기술들 중에 가장 관심을 받고 있는 기술 중의 하나이다. 이러한 기술은 유럽식 디지털 오디오 방송(DAB)과 디지털 지상파 비디오 방송(DVB)의 표준으로 채택되었으며, (802.16a, HIPERLAN과 같은) 새로운 무선 LAN 세대에서도 표준화되고 있다. 그러나, 실생활에서 멀티캐리어 전송은 위상 잡음, 캐리어의 위상과 국부 발진기의 위상간의 차이 등에 영향을 받기가 쉽기 때문에, 시스템이나 RF 설계자들은 규격에서의 여유를 갖기 위해서는 위상 잡음에 영향을 받지 않는 정확한 예측을 수행해야한다.
이러한 OFDM 시스템은 발진기 위상 잡음, 반송파 및 샘플링 주파수 옵셋과 도플러 확산과 같은 OFDM에서의 시간 변형 왜곡에 민감하다. 반송파 주파수 옵셋에 의해 발생되는 ICI와 비교하면, 도플러에 의해 발생되는 ICI가 더 쉽다고 볼 수 있다. 또한, 발진기의 신호에 기생하는 위상 변조로써 알려진 위상 잡음은 반송파의 위상과 국부 발진기의 위상 사이의 차이다. 이러한 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI로 인해 BER 성능이 떨어진다. 이전의 연구에 의해 시스템 성능에 대한 ICI의 영향이 감소되어 왔다[3][4]. [3]에서, 센터럴 리밋 법칙의 변수는 가우시안 랜덤 프로세스에서와 같이 ICI를 모델화하고, BER에 대한 그 영향을 정량화하는데 사용된다. 여기서 [4]는 다수의 상이한 도플러 스펙트럼들에대한 결과를 나타낸다.
본 발명의 목적은 시스템의 성능을 떨어뜨리는 ICI를 제거하기 위한 HPI 시스템에서의 ICI 제거 방법 및 그 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 과정은 다음과 같다.
전송 신호
Figure 112005072195081-PAT00001
는 N개의 부반송파를 사용하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 취함으로써 기저대역에서 생성된다. 시스템에서 직교성을 유지하고 채널 등화를 단순하게 하기 위해 OFDM 심볼을 전송하기 전에 주기적 전치부호(Cyclic Prefix, 이하 "CP"라고 함)가 삽입된다. IFFT의 출력은 다음의 [수학식 1]과 같다.
Figure 112005072195081-PAT00002
여기서,
Figure 112005072195081-PAT00003
이고, N은 부반송파의 전체 개수이다. CP는 수신기에서 제거되기 때문에 설명의 편의를 위해서, 여기에서는 고려하지 않기로 한다. 그러나, 상이한 OFDM 심볼들이 서로 중첩되지 않는다는 것을 가정한다.
HPI 시스템에서 주기적 전치부호의 길이는 다중경로 채널의 최대 지연보다 더 길기 때문에 도플러 천이에 의한 ICI는 생략된다. 본 실시예에서 대상이 되는 ICI는 위상 잡음에 의한 것이다. 이 신호는 수신기에서 위상 잡음
Figure 112005072195081-PAT00004
에 의해서만 영향을 받으며, 다음의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00005
여기서,
Figure 112005072195081-PAT00006
은 다중 경로의 채널 파라미터이고, L은 다중 경로 채널에 의해 지연된 샘플의 최대 개수이다. 주지하는 바와 같이, CP의 길이는 L보다 더 길고, 도플러 천이에 의한 ISI는 제거된 상태이다.
DFT를 수행한 후에는 다음의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00007
여기서 신호와 잡음 항목을 분리하기 위해서, (OFDM 심볼의 생성 초기와 비교하여)
Figure 112005072195081-PAT00008
이 작기 때문에
Figure 112005072195081-PAT00009
로 근사화될 수 있다.
이 경우 상기 [수학식 3]은 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00010
따라서, 모든 반송파의 일부 조합에 기인하여 유용한 신호에 삽입되는 각 부반송파에 대한 오류 항목인
Figure 112005072195081-PAT00011
가 존재한다.
만약
Figure 112005072195081-PAT00012
이면 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00013
이러한 결과는 각 부반송파의 유용한 신호에 삽입되면서 백색잡음(white noise)이 존재하는 복소수이다. 이것이 일반적으로 알려져 있는 ICI 또는 직교 손실(loss of orthogonality)이다.
와이브로 시스템에서, 각 프레임은 BS에서 SS로의 전송인 하향링크로 시작된다. 이러한 하향링크 전송은 2개의 프리앰블로 시작된다. 하향링크와 상향링크 둘다에는 두 종류의 부채널, 다이버시티 채널 및 AMC 채널이 존재한다. 각 데이터 심볼에 대해 파일롯 부반송파는 위상을 추적하기 위해 삽입된다. 프리앰블 채널과 데이터 심볼에서의 파일롯 부반송파들은 초기 채널 파라미터들을 추정하는데 사용 될 수 있다.
처리 절차는 다음과 같이 설명될 수 있다.
HPI 시스템의 경우를 참조하면, LMS가 적응 필터에 적용될 수 있다. 필터링 과정에서, 요구 응답
Figure 112005072195081-PAT00014
는 이미 알고 있는 프리앰블 심볼이고, 여기서 k는 부반송파 위치이다. 입력이 주어지면, 필터는 ICI가 없는 경우의 요구 응답
Figure 112005072195081-PAT00015
의 프리앰블 심볼로써 사용된 출력
Figure 112005072195081-PAT00016
을 산출한다. 한편,
Figure 112005072195081-PAT00017
는 요구 응답과 실제 필터 출력 사이의 차이이다.
Figure 112005072195081-PAT00018
와
Figure 112005072195081-PAT00019
는 제어 메커니즘에 적용된다.
필터 출력은 다음의 [수학식 6]과 같다.
Figure 112005072195081-PAT00020
여기서,
Figure 112005072195081-PAT00021
,
Figure 112005072195081-PAT00022
이다.
추정 오류 신호는 다음의 [수학식 7]과 같다.
Figure 112005072195081-PAT00023
탭-웨이트(tap-weight)가 다음의 [수학식 8]과 같이 채택되어야 한다.
Figure 112005072195081-PAT00024
여기서,
Figure 112005072195081-PAT00025
는 스텝-사이즈(step-size) 파라미터이다.
Figure 112005072195081-PAT00026
의 초기값은
Figure 112005072195081-PAT00027
이어야 한다.
따라서, 초기 채널 파라미터가 [수학식 9]와 같이 ICI가 없는 프리앰블 심볼에 의해 얻어질 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00028
프레임 내에서의 다음과 같은 데이터 부반송파에 대해, [수학식 10]에 의해 채널의 영향이 제거될 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00029
채널 추정의 정확도를 개선시키기 위해, 터보 코드 기반의 적응 수신기가 사용될 수 있다. 컨볼루셔널 터보 코드는 하이브리드 ARQ(HARQ) 사용이 가능하도록 설계된다. 이 코드는 이중 이진 환형 리커시브 시스템형 컨볼루셔널 코드(double binary Circular Recursive Systematic Convolutional code)를 사용한다. 종래의 터보 코드와 비교하여, 비이진 터보 코드의 이점은 1) 향상된 컨버전스 (convergence), 2) 더 커진 최소 거리, 3) 펑쳐링 패터(puncturing patter)에 대한 민감성 강화, 4) 레이턴시(latency)의 감소, 5) 강건해진 복호기 등이 있다. MAX-LOG-MAP 알고리즘에 기초한 각 복호기에서, 각 반복 동작의 출력 정보는 [수학식11]과 같다.
Figure 112005072195081-PAT00030
여기서,
Figure 112005072195081-PAT00031
는 수신 신호이고,
Figure 112005072195081-PAT00032
는 k 번째 입력 심볼의 이진 디지트이며,
Figure 112005072195081-PAT00033
는 터보 부호화기의 출력 관찰에 의한 다차원 로그-우도 비율(Multidimensional Log-likelihood Ratio:MLLR)이다. 특히, 세 번째 것은 구성요소인 복호기의 출력이고, 이것은 다음의 복호기에 대한 입력으로 전달된다.
주지의 사항으로, 데이터 심볼에서, 파일롯 부반송파는 위상 변이를 추적하기 위해 삽입된다. 터보 코드와 파일롯 부반송파에 의한 연판정(soft-information data decide)은 LMS 적응 필터에 대한 신호를 예측하는데 사용될 수 있다. n 번째 반복 후에, 두 번째 복호기의 출력
Figure 112005072195081-PAT00034
에 따라, 복호 데이터의 확률
Figure 112005072195081-PAT00035
은
Figure 112005072195081-PAT00036
로부터 추정될 수 있다. 따라서, 결정된 데이터 부반송파는 [수학식 12]와 같이 주어질 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00037
알려져 있는 파일롯은파일롯 부반송파의 위치에 대해 예상되는 신호이다. 복호 회수는 시뮬레이션에 의해 결정될 수 있다.
프레임 내에 남아 있는 데이터 심볼은 도 5에 도시된 바와 같이, 위상 잡음과 도플러 천이 효과에 기인한 ICI를 제거하기 위한 LMS 적응 필터에 의해 얻어질 수 있다.
Figure 112005072195081-PAT00038
의 초기값은 제1 LMS 적응 필터로부터 얻어져야 한다.
도면에 대한 상세한 설명은 다음과 같다.
도 1은 파일롯 심볼과 부채널을 갖는 OFDM 프레임의 구조를 도시한 도면이다. 각 프레임에서 첫 번째에 있는 심볼이 프리앰블 심볼이다. 그 다음에 있는 심볼들은 사용자 정보를 전송하는 데이터 심볼들이다. 한편, 위상 변이를 추적하기 위해 파일롯 부반송파들이 데이터 심볼 내에 삽입된다. 데이터 심볼들은 MAC 레이어에서의 처리를 위해 부채널로 분할된다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 송신기의 개략적인 기능 블록도이다.
도 2를 참조하면, 전송기(200)는 부보화기(encoder, 201), 프리앰블 및 파일롯 삽입기(preamble and pilot insertion, 202), 변조기(modulation, 203), 직렬/병렬 변환기(S/P, 204), IFFT(205), CP 삽입기(CP Add, 206), 병렬/직렬 변환기(P/S, 207) 및 D/A 변환기(208)를 포함한다.
전송 비트는 컨볼루션 부보화기(convolution coder), 터보 부호화기(Turbo coder) 및 LDPC(Low Density Parity Coder) 등을 포함하는 부보화기(201)에 의해 부호화된다. 각 프레임에 대해, 제1 심볼은 수신기가 알고 있는 프리앰블이다. 다음의 심볼들에 대해 프리앰블 및 파일롯 삽입기(202)에 의해 수신기가 알고 있는 파일롯 비트가 소정의 원칙에 따라 삽입된다. 그 후, 전송 비트는 64QAM, 16QAM 및 QPSK를 포함하는 변조기(203)에 의해 심볼로 변조된다. 변조된 데이터는 IFFT 연산을 위해 직렬/병렬 변환기(204)에 의해 병렬 데이터로 변환된다. IFFT(205) 후에, ISI를 제거하기 위하여 CP 삽입기(206)에 의해 OFDM 심볼 내에 CP가 삽입된다. 그 후, 병렬/직렬 변환기(207)가 병렬 심볼을 직렬 심볼로 변환한다. 전송 신호가 무선 채널로 전송되기 전에 D/A 변환기(208)에 의해 아날로그 신호로 변환된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터를 구비한 OFDM 반복 수신기의 개략적인 기능 블록도이다. 수신기(300)는 듀플렉스(Duplex, 301), 프리앰블 심볼(Preamble, 302), 데이터 심볼(Data symbol, 303), 제1 LMS 적응 필터(LMS adaptive filter1, 304), 초기 채널 추정기(initial channel estimator, 305), 채널 등화기(Channel equalizer, 306), 터보 맵 복호기(Turbo Map decoder, 307),초기 판정 신호(Initial decided signal, 308), 변조 신호용 컨버터(Converter for modulation signal, 309), 제2 LMS 적응 필터(LMS adaptive firlter2, 310) 및 터보 복호기(Turbo decoder, 311)를 포함한다.
수신된 신호는 듀플렉스(301)에서 프리앰블 심볼(302)과 데이터 심볼(303)로 분리된다. 위상 잡음에 기인한 프리앰블의 ICIfmf 제거하기 위해, 프리앰블 심볼 이 LMS 적응필터(304)에서 처리된 후 프리앰블 심볼 내에 있던 대부분의 ICI가 제거된다.프리앰블 심볼에 대한 최소자승(Least Square:LS) 알고리즘에 따라, 초기 채널 파라미터가 초기 채널 추정기(305)에 의해 얻어질 수 있다. 따라서, 수신된 데이터가 채널 등화기(306)에 의해 보상될 수 있다. 채널 등화후에는 위상 잡음에 기인한 ICI는 제거될 수 없다. 터보 코드의 연판정 값은 다른 LMS 적응 필터에 의해 제거될 수 있는 ICI 정보를 공급할 수 있다. 초기 등화된 데이터는 터보 맵 복호기(307)로 전달되어 수신기 내에 더 복잡한구성요소를 추가하지 않도록 하기위해 반복 회수가 적어질 수 있다. 신호가 초기 판정된 신호에 의해 결정된 후에 변조된 신호는 변조 신호용 컨버터(309)에 의해 재구성되어야 한다. 연판정 값이 제2 LMS 적응 필터(310)로 전달될 수 있으므로, ICI가 부분적으로 또는 모두 제거될 수 있다. 결정된 데이터는데이터의 정확도를 개선시키기 위해 반복되어야 한다. 결국, ICI가 없는 신호는 데이터를 얻기 위해 터보 복호기(311)로 전달된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 등화기이다.
도 4를 참조하면, 등화기는 지연부(401, 402, 403), 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408) 및 덧셈부(409, 410, 411, 412)를 포함한다.
수신된 데이터 신호는 [수학식 10]에 나타낸 바와 같이, 지연부(401, 402, 403)로 순차적으로 입력되고, 지연된 데이터 신호는 대응되는 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408)에서 다중화되고, 덧셈부(409, 410, 411, 412)에서 더해진다. [수학식 10]에서의 초기 판정 데이터 신호 및 출력에 의해 오류 신호는 [수학식 11]에 나타낸 바와 같이 덧셈부(413)에서 얻어진다. 초기 웨이트는 프리앰블 심볼 에 따라 선택된다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 비이진 터보코드를 도시한 도면이다. 이 코드는 이중 이진 환형 리커시브 시스템형 컨볼루셔널 코드(double binary Circular Recursive Systematic Convolutional code)를 사용한다. 부호화될 데이터의 비트는 첫 번째 바이트의 MSB가 A로 입력된 후, A와 B로 교대로 입력된다. 부호화기에는 k비트 또는 N개의 쌍(k=2*N 비트)의 블록이 입력된다. 연결 관계를 나타내는 다항식은 8진법과 심볼 표시를 통해 다음과 같이 표시된다.
- 피드백 분기의 경우 : 0xB, 다른 표현으로는 1+D+D3 (심볼 표시의 경우)
- Y 패리티 비트의 경우 : 0xD, 다른 표현으로는1+D2+D3
- W 패리티 비트의 경우 : 0x9, 다른 표현으로는 1+D3
도 6 및 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=7dB, SNR=10dB)의 성능을 각각 비교한 그래프이다.
하향링크는 HPI 시스템의 물리계층에 따라 형성된다. 기본 파라미터들은 다음의 [표 1]에 도시된다. 시뮬레이션 채널은 AWGN, 세 종류의 무선 채널을 포함한다.
Figure 112005072195081-PAT00039
터보 복호기에서의 반복 회수가 증가되지 않도록 하기 위해, 예상 값을 얻기 위한 반복의 회수는 2로 한다.
다음과 같은 최종 결정에서, 반복 회수는 4이다. 따라서, 전체 반복 회수는 종래의 수신기와 마찬가지로 6이다. LMS 적응 필터의 탭 수는 8이다.
이러한 결과를 통해, 제안된 방식에서의 BER이 나머지 다른 어떠한 방식의 수신기에서 보다 더 향상된다. 그 이유는 2가지로 설명될 수 있다. 첫째, 추정된 채널 파라미터가 프리앰블 심볼에 적용된 LMS 적응 필터에 의한 종래의 수신기에서 보다 정확도가 더 향상된다. 또한, 결합 채널 추정과 LMS 적응 필터에서 ICI영향이 감소될 수 있다. LMS 적응 필터의 복잡도가 높지 않기 때문에, 전체 수신기의 복잡도도 크게 증가하지 않으므로, 복잡도와 성능 사이의 적합한 선택이 요구된다. DSP 또는 FPGA를 통한 구현시의 복잡도 증가는 크게 문제가 되지 않는다.
본 발명에 따르면, 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 제거하여 시스템의 성능이 개선된다.

Claims (2)

  1. 반복 수신 방법에 있어서,
    제1 LMS 적응 필터에서, 프리앰블 심볼의 ICI가 제거될 수 있고, 복잡도를 감소시키기 위해 반복 회수가 적어진 터보 맵 복호기에서 연판정 값이 얻어질 수 있고, 초기 연판정 값 후에, ICI에 의해 변질된 데이터가 제2 LMS 필터에서 처리되어, ICI가 부분적으로 또는 완전히 감소될 수 있다.
  2. 등화 방법에 있어서,
    등화기의 구성이 중요하며, 수신된 신호가 입력 신호이고, 채널 추정기로부터 결정된 데이터가 참조 신호로 사용되어야 하며, 오류 신호가 얻어지고, 초기 가중치가 프리앰블 심볼로부터 추출되어야 하며, 초기 팩터
    Figure 112005072195081-PAT00040
    가 시뮬레이션 결과로부터 선택된다. 예를 들어 0.001
KR1020050120844A 2005-12-09 2005-12-09 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법 KR101001730B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050120844A KR101001730B1 (ko) 2005-12-09 2005-12-09 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법
US11/636,872 US7936832B2 (en) 2005-12-09 2006-12-11 Receiver apparatus of the adaptive ICI cancellation iterative receiver in wireless communication system and ICI cancellation method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050120844A KR101001730B1 (ko) 2005-12-09 2005-12-09 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070060808A true KR20070060808A (ko) 2007-06-13
KR101001730B1 KR101001730B1 (ko) 2010-12-15

Family

ID=38224400

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050120844A KR101001730B1 (ko) 2005-12-09 2005-12-09 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7936832B2 (ko)
KR (1) KR101001730B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108603928A (zh) * 2016-01-04 2018-09-28 西梅奥有限公司 用于降低由雷达系统中的相位噪声引起的干扰的方法和系统

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8369252B2 (en) * 2008-06-11 2013-02-05 Broadcom Corporation Method and system for time division duplex hum noise cancellation
US8897412B2 (en) * 2012-12-14 2014-11-25 Intel Corporation Method and apparatus for phase noise mitigation
CN104168241B (zh) 2013-05-16 2017-10-17 华为技术有限公司 多输入输出正交频分复用通信系统及信号补偿方法
EP3043487B1 (en) 2013-10-14 2018-08-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus and system for signal processing
US9538537B1 (en) 2015-08-11 2017-01-03 Phasorlab, Inc. Blind carrier synchronization method for OFDM wireless communication systems
US10243682B2 (en) * 2016-08-22 2019-03-26 Phasorlab, Inc. Time-domain and frequency-domain approach to frequency offset correction method for LTE SC-FDMA uplink
US20180213547A1 (en) 2017-01-26 2018-07-26 Electronics And Telecommunications Research Instit Ute Communication node for scheduling and interference control in wireless communication network, and operation method therefor
CN108443022B (zh) * 2018-03-01 2019-08-09 南京航空航天大学 变旋翼转速飞行器发动机扭振抑制方法及装置
KR102463220B1 (ko) 2021-02-02 2022-11-04 한국전자통신연구원 Sc-fde 방식의 위상 잡음 보상을 위한 송수신 방법 및 이를 위한 장치

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5539773A (en) * 1992-02-17 1996-07-23 Thomson Consumer Electronics S.A. Method and apparatus for ghost cancelling and/or equalizing
US20040005010A1 (en) * 2002-07-05 2004-01-08 National University Of Singapore Channel estimator and equalizer for OFDM systems
US7274744B2 (en) * 2002-08-30 2007-09-25 Fujitsu Limited Multicarrier communication system and reception device for same
KR100473609B1 (ko) 2002-12-13 2005-03-10 한국전자통신연구원 상호작용 적응형 필터 및 필터링 방법
CN1290280C (zh) * 2002-12-31 2006-12-13 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 自适应载波间干扰自消除的方法与收发信机
KR101002873B1 (ko) * 2003-11-20 2010-12-21 학교법인 포항공과대학교 Ｏｆｄｍ 통신 시스템에서의 신호 수신 장치 및 방법
KR100621432B1 (ko) * 2004-04-21 2006-09-08 삼성전자주식회사 복수의 송신 안테나들을 사용하는 다중셀 직교 주파수분할 다중 방식 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
TWI249309B (en) * 2004-08-09 2006-02-11 Benq Corp Soft adaptive Viterbi equalizing method and related apparatus thereof
US7044641B2 (en) * 2004-10-05 2006-05-16 Hiwin Technologies Corp. Roller type linear guideway
KR100659937B1 (ko) * 2004-10-12 2006-12-21 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 셀 인식 및 하향링크 동기를 획득하기위한 장치 및 방법

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108603928A (zh) * 2016-01-04 2018-09-28 西梅奥有限公司 用于降低由雷达系统中的相位噪声引起的干扰的方法和系统
CN108603928B (zh) * 2016-01-04 2022-08-26 西梅奥有限公司 用于降低由雷达系统中的相位噪声引起的干扰的方法和系统

Also Published As

Publication number Publication date
US7936832B2 (en) 2011-05-03
KR101001730B1 (ko) 2010-12-15
US20070153927A1 (en) 2007-07-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101001730B1 (ko) 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법
JP4121407B2 (ja) Ｏｆｄｍシンボルを復調する受信機
US9191246B2 (en) Combined turbo decoding and turbo equalization techniques
EP2063592A2 (en) Receiver for differentially modulated multicarrier signals
El Tabach et al. Spatial data multiplexing over OFDM/OQAM modulations
JP2001060936A (ja) 直交周波数分割多重信号の送受信方法及びその装置
AU2009202588A1 (en) Channel estimation for communication systems
Hwang et al. Low complexity iterative ICI cancellation and equalization for OFDM systems over doubly selective channels
JP2006067070A (ja) Ｍｉｍｏシステム受信方法及びその装置
Arbi et al. Low-complexity blind PAPR reduction for OFDM systems with rotated constellations
KR100617757B1 (ko) 어레이 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중시스템에서의 송/수신장치 및 방법
JP6097609B2 (ja) 受信機および受信方法
Tikka et al. Error Correction Using Hybrid Coding Algorithm for BER Reduction in MIMO-OFDM
Park et al. Iterative receiver with joint detection and channel estimation for OFDM system with multiple receiver antennas in mobile radio channels
KR20180081629A (ko) 고차의 qam 신호를 복조하기 위한 방법 및 시스템
US7324608B1 (en) Efficient subcarrier weighting to enhance receiver performance
Aoude et al. Interference cancellation in coded OFDM/OQAM
Guo et al. Single‐and multi‐carrier IDMA schemes with cyclic prefixing and zero padding techniques
Rao et al. TURBO coded OFDM performance analysis for digital video broadcasting
Dinis et al. Joint detection and channel estimation for OFDM signals with implicit pilots
Déjardin et al. Comparison of iterative receivers mitigating the clipping noise of OFDM based systems
Sabir et al. Performance enhancement of wireless mobile adhoc networks through improved error correction and ICI cancellation
Linsalata et al. On the Performance of Soft LLR-based Decoding in Time-Frequency Interleaved Coded GFDM Systems
Bouvet et al. Low complexity iterative receiver for Linear Precoded OFDM
Ren et al. FPGA implementation of an OFDM modem

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131118

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141118

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151119

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee