KR20070058429A - 터보디코더 위상 시프트를 보상하기 위한 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 터보코딩 변조 송신기 시스템에 의해 방출되는 신호의 터보코드 수신기 시스템에 관한 것으로서, 상기 터보코딩 변조 송신기 시스템은, 터보디코더(2)에 출력이 접속된 소프트 디맵퍼(1)와, 적응성 고정 루프를 포함하고, 상기 적응성 고정 루프에서는, 상기 터보디코더의 출력이 측정치 발생기(3)의 입력에 접속되어 있고, 상기 측정치 발생기(3)는 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 수신하고, 상기 벡터를 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균에 해당하는 신뢰도 측정치(M(I))로 변환시켜 위상 시프트 추정기(4)에 송신하며, 상기 위상 시프트 추정기(4)의 출력은 위상 보상기(5)에 접속되어 있고, 상기 위상 보상기(5)는 소프트 디맵퍼의 상류측에 위치하여 위상 값(φ)의 인입 신호를 보정하도록 적응되어 있다.

Description

터보디코더 위상 시프트를 보상하기 위한 시스템{SYSTEM FOR COMPENSATING TURBODECODER PHASE SHIFT}

본 발명은 블록 터보디코더의 위상 시프트를 보상하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.

터보코드는 현재 순방향 오류 정정에 있어서 가장 효과적인 코딩 방식인 것으로 알려져 있다.

터보코드의 원리는 제네바 ICC'93 컨퍼런스에서 C. Berrou, A. Glavieus와 Thitimajshima에 의해 처음 소개되었다. 이 문헌에서는 비균등 인터리버(non-uniform interleaver)를 통해 병렬로 연결된 2개의 컨볼루션 코드의 반복 디코딩에 대해 개시하고 있다. 상기 디코딩은 MAP(maximum a posteriori) 알고리즘에 기반한 SISO(soft input/soft output) 디코더에 의해 수행된다.

1993년에, 프랑스 텔레콤에 특허허여 되었고 본 명세서에 병합된 EP 0 654 910에는 블록 코드에 기반한 터보코드에 대해 개시하고 있다. 이 터보코드는 균등 인터리버(uniform interleaver)를 통해 직렬로 연결된 2개의 BCH(Bosc-Hacquengheim-Chaudhuri)의 반복 디코딩을 사용한다. 상기 반복 디코딩은 블록 코드에 적합한 새로운 SISO 디코더를 사용한다. 이 디코딩 알고리즘은 핀디아 알고리즘(Pyndiah algorithm)으로 알려져 있다.

터보코드는 샤논의 이론 한계(Shannon's theoretical limit)에 근접한, 뛰어난 성능을 발휘한다.

그렇지만, 터보코드는 최적의 수신 동기를 필요로 하고, 이것은 이러한 디코딩 알고리즘의 특별한 사용 분야에 있어서, 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 신호의 경우에 현실적이지 못하다.

Oh와 Cheun("Joint Decoding and Carrier Phase Recovery Algorithm for Turbo Codes", Wangrok Oh 및 Kyungwhoon Cheun, IEEE Communications Letters, Vol. 5, No. 9, 2001년 9월, p. 375)은 위상 에러가 비트 에러 레이트(BER)의 저하를 야기한다고 하였다.

Oh와 Chung 역시 본 명세서에서, 위상 시프트가 디코더에서 보상될 수 있는 적응형 서보 루프 장치를 개시하고 있다. 이러한 보상은 디코더의 고유값의 추정된 파워나, 제2 디코더의 출력에서 대수 확률비(logarithmic likelihood ratios)의 추정된 파워로부터 계산된다.

Oh와 Chung이 컨볼루션 터보코딩의 예를 제공하기는 하였으나, 블록 터보코드에 있어서, 특히 핀디아 디코더에 있어서 문제가 존재하였다.

도 1은 QAM 변조의 배열을 나타내는 도면이다.

도 2는 1024-QAM(Eb/No=19dB)에 있어서 코딩된 신호 BCH(32,26,4)²에 대한 위상 에러의 함수로서 BER의 변화를 나타내는 도면이다.

도 3은 본 발명을 구현하는 블록도이다.

도 4는 종래 기술에 따른 핀디아 터보디코더의 개략도이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 터보디코더의 개략도이다.

도 6은 각각의 곡선이 서로 다른 위상 에러에 대응하는 1024-QAM(Eb/No=21dB)에 있어서, 코딩된 신호 BCH(32,26,4)²에 대한 4회의 2/1 반복에 따른 신뢰도의 절대값의 확률 분포를 나타내는 도면이다.

도 7은 20 코드워드에 대한 M의 평균을 위상 에러의 함수로서 나타내는 도면이다.

도 8은 본 발명의 실시예에 대한 연산 블록도이다.

도 9는 인터리버가 있는 경우와 없는 경우에 따라, M의 생성을 위상 에러의 함수로서 나타내는 도면이다.

도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩/디코딩 시스템에 대한 개략도이다.

그러므로 본 발명의 목적은 위상 시프트에 내성 있는 블록 터보디코더를 얻는 것이다.

그러므로 본 발명은 송신기 시스템에 의해 송신된 신호를 위한 터보코드 수신기 시스템에 관한 것이며, 상기 송신기는 상기 신호에 대해 터보코딩 및 디지털 변조를 수행하며,

상기 터보코드 수신기 시스템은,

- 상기 변조된 신호를 수신할 수 있고 수신된 상기 변조된 신호를 일련의 워드로 변환시킬 수 있는 소프트 디맵퍼(1)로서, 각각의 워드는 n 비트로 구성되며, 각각의 비트는 그 비트의 값의 신뢰도 값과 연관된, 소프트 디맵퍼(1);

- 상기 소프트 디맵퍼(1)의 출력에 접속되며, 상기 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 워드의 리스트뿐만 아니라 각각의 워드와 연관된 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 발생시킬 수 있는 터보디코더(2)로서, 상기 터보디코더(2)는 반복 SISO 디코더를 포함하는 블록 터보디코더이고, 상기 반복 SISO 디코더의 입력(R_m)은, 상기 소프트 디맵퍼의 출력에서의 상기 신뢰도 값의 벡터(R)에, 선행하는 반복에서의 SISO 디코더의 출력(R'_m)과 상기 소프트 디맵퍼의 출력에서의 신뢰도 값의 상기 벡터(R) 사이의 차분과 계수(α)의 곱을 더한 것(R+α(R'_m-R))과 같은, 터보디코더(2)

를 포함하며,

상기 터보코드 수신기 시스템은 적응성 서보 루프를 더 포함하며,

상기 적응성 서보 루프는,

- 측정치 발생기(3)로서, 상기 터보디코더의 출력에 상기 측정치 발생기(3)의 입력이 접속되어 상기 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 수신하고, 상기 신뢰도 벡터를 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균과 같은 신뢰도 측정치(M(l))로 변환시킬 수 있는, 측정치 발생기(3);

- 상기 측정치 발생기(3)의 출력에 연결된 위상 시프트 추정기(4)로서, 상기 수신된 신뢰도 측정치(M(l))에 대응하는 위상과 상기 측정치의 최대치에 대응하는 위상 사이의 차분을 계산할 수 있는, 위상 시프트 추정기(4);

- 상기 위상 시프트 추정기(4)의 출력에 접속되고, 상기 소프트 디맵퍼의 상류측에 위치하며 상기 위상 시프트 추정기에 의해 계산된 위상값(φ)의 인입 신호를 정정할 수 있는 위상 보상기(5)

를 포함한다.

특정한 실시예에 따르면, 상기 터보코드 수신기 시스템은 다음과 같은 하나 이상의 특징을 포함한다:

- 상기 신뢰도 측정치(M(l))는 실질적으로 소정의 값 미만인 상기 신뢰도 값들의 평균과 같고,

- 상기 위상 시프트 추정기는, 상기 신뢰도 측정치(M(l))가 상기 위상 시프트의 포물선 함수인 것으로 가정하여 상기 위상 시프트를 추정하고,

- 상기 위상 시프트 추정기는, 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)와 가중 상수(Δφ)의 합으로서 상기 위상 시프트를 추정하며, 계산 구간은 상기 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)를 중심으로 하고 상기 가중 상수(Δφ)를 1/2폭으로 해서 정의되며, 상기 가중 상수의 가중은, 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂)) 사이의 차분과, 선행하는 추정에서의 신뢰도 값 M(φ₀)의 4배에서 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂))의 합의 2배를 뺀 차분 사이의 비율()이고,

- 상기 변조는 QAM 변조이고,

- 상기 소프트 디맵퍼와 상기 터보디코더 사이에 디스크램블러(descrambleer) 또는 디-인터리버(de-interleaver)가 개재되어 있으며,

- 2진 디지털 데이터 스트림을 송신하는 시스템 수신기 시스템을 포함하며,

- 스크램블러 또는 인터리버가 채널 코더와 변조기 사이에 개재되어 있다.

본 발명은 또한 터보코딩되고 변조된 디지털 신호를 수신하는 방법에 관한 것이며,

a) 상기 변조의 배열의 요소를 수신하는 단계;

b) n 비트의 워드를 얻기 위해 상기 요소를 소프트 디맵핑하는 단계로서, 상기 각각의 비트는 해당 비트 값의 신뢰도 값과 연관된, 소프트 디맵핑 단계;

c) 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 다른 워드뿐만 아니라 각각의 워드 비트의 신뢰도 값을 포함하는 해당 결과의 신뢰도 벡터를 제공하도록 상기 n 비트의 워드를 터보코딩하는 단계로서, 상기 터보디코딩 단계는 반복 SISO 디코딩을 포함하는 블록 터보디코딩이고, 상기 반복 SISO 디코딩의 입력은 상기 소프트 디맵핑의 출력에서의 상기 신뢰도 값의 벡터에, 선행하는 반복에서의 상기 SISO 디코딩의 출력과 상기 소프트 디맵핑의 출력에서의 신뢰도 값의 상기 벡터 사이의 차분과 계수의 곱을 더한 것과 같은, 터보디코딩 단계;

d) 상기 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균과 같은 신뢰도 측정치를 계산하는 단계;

e) 수신된 상기 신뢰도 측정에 대응하는 위상과 상기 측정치의 최대치에 대응하는 위상 사이의 차분을 계산하여 위상 시프트를 추정하는 단계; 및

f) 상기 변조된 신호를 수신하면, 추정된 상기 위상 시프트에 의해 보상하는 단계

를 포함한다.

- 개시할 때, 상기 위상 시프트를 추정하는 단계에서, 상기 신뢰도 측정치의 로브(lobe)의 폭의 절반에 해당하는 피치(pitch)로 상기 위상들의 공간을 스캐닝하며,

- 수신된 각각의 워드에 대해, 단계 b) 내지 단계 f)는,

- 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치, 그 다음

- 상기 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치에서 소정의 값을 뺀 추정치, 그 다음

- 상기 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치에서 소정의 값을 더한 추정치

를 위상 시프트 추정치로서 사용하여 반복되며,

- 상기 위상 시프트 추정기는, 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)와 가중 상수(Δφ)의 합으로서 상기 위상 시프트를 추정하며, 계산 구간은 상기 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)를 중심으로 하고 상기 가중 상수(Δφ)를 1/2폭으로 해서 정의되며, 상기 가중 상수의 가중은, 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂)) 사이의 차분과, 선행하는 추정에서의 신뢰도 값 M(φ₀)의 4배에서 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂))의 합의 2배를 뺀 차분 사이의 비율()이며, 단계 b) 및 단계 c)는 상기 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 상기 워드를 얻도록 수행된다.

본 발명은 이하의 상세한 설명 및 첨부된 도면으로부터 더욱 이해할 수 있을 것이며, 상세한 설명은 단지 예시에 지나지 않는다.

채널 코딩은 목적은 일반적으로 용장성 요소를 도입하여 이 용장성 요소를 수신하였을 때, 송신 노이즈가 있을지라도 송신된 데이터를 재구성할 수 있게 하는 것이다. 예시된 예에서, 채널 코딩은 BCH(32,26,4)²로 표시된 패리티 비트에 의해 연장된 해밍 BCH 코드로부터 구성된 생성 코드이다.

용장성 코딩이 수행되면, 송신 전에 데이터를 변조한다.

구적 진폭 변조(QAM)는 현재 폭넓게 사용되고 있는 신호 변조 방법이다.

이하의 설명에서는 단순히 예에 지나지 않는 이러한 유형의 변조에 기반을 두고 설명한다. 당업자는 이러한 실시예를 위상 시프트 키잉(phase shift keying)(PSK)과 같은 다른 변조나 최소 시프트 키잉(MSK) 변조로 용이하게 바꿀 수도 있다.

QAM 변조는 진폭과 위상 시프트 변조의 조합이다. 이러한 변조는 비트의 스트림 형태로 되어 있는 데이터 스트림을 n 비트의 블록들에 분배하는 것으로 이루어져 있다. 그러므로 변조 2ⁿ-QAM을 정의하는 2ⁿ개의 가능한 조합이 존재한다. 변조에 대해 정의되어 있는 모든 진폭/위상 시프트 조합에 2ⁿ 워드가 분배된다. 이러한 분배를 흔히 QAM 배열이라 칭한다. 그러므로 이러한 분배를 복소수 평면에 나타내는 것은 형식적인 것이며, 도 1에는, 각각의 워드 ak가 포인트로 표시되어 있고, 원점으로부터의 거리는 진폭을 나타내며, x축에 대한 각도는 위상 시프트를 나타낸다.

수신 시에, 샘플링 모멘트의 최적 추적이 존재하고, 반송파 위상에 단지 하나의 에러가 존재하며, 이에 따라 상기 에러는 상기 위상 시프트에 대응하는 각도에 의해 QAM 배열의 회전에 대응하는 것으로 가정한다. 이러한 회전은 최종적으로 검출된 심벌의 값에 대해 에러를 발생할 수 있다는 것을 용이하게 이해할 수 있다.

이러한 위상 에러는 2진 에러 레이트(BER)의 증가를 야기한다(도 2). 그러므로 2도의 위상 에러는 이러한 에러 레이트에 100을 곱한다는 것을 유념해야 한다.

y_k가 수신된 심벌이고 a_k가 송신된 QAM 심벌이면,

(1)

여기서 n_k는 가우시안 노이즈이고 φ_k는 반송파 위상의 에러에 의해 야기된 위상 회전이다. φ_k는 심벌 a_k의 송신 시간 동안 일정한 것으로 고려한다. 이 가설은 신호 지터(signal jitter)가 저주파 왜란인 것으로 고려되는 한 거의 항상 증명된다.

그러므로 시스템(도 3)은 배열 당 하나의 워드 및 그 결과의 신뢰도에 대응하는 값을 제공한다. 환언하면, 디맵퍼(1)는 한 쌍(진폭, 위상 시프트)을 n 비트의 워드로 변환하는 연산을 수행한다.

그렇지만, 노이즈와 위상 회전 때문에 y_k는 실제로는 가장 가까운 심벌로부터 소정의 거리에 있게 된다.

Λ(e_j)를 비트 e_j의 로그 확률, 또는 로그 확률비(log-likelihood ratio)(LLR)이라 하면,

(2)

여기서 는 수신된 코드 워드 R이 주어졌을 때, 비트 e_j는 매핑된 값 ε에 대응하는 조건 확률을 나타내고, Ln은 자연 대수(Naperian logarithm)를 나타낸다.

반면에 Λ(e_j)는 e_j가 1과 같을 확률이 e_j가 0과 같을 확률보다 크면 포지티브이고, 그 반대의 경우는 네거티브이다.

그러므로 소프트 디맵퍼(1)는 그 출력에서, 변조된 워드의 각각의 비트에 대한 LLR들의 벡터 R을 제공한다.

이 벡터 R은 터보디코더(2)의 입력에서 제공되는데, 이 터보디코더는 채널 코딩 동안 생성된 용장성을 사용하여, 그 출력에서, 디코딩된 워드 및 밝혀진 결과의 신뢰도를 추정하기 위한 LLR_out 모두를 생성한다.

위상 시프트 정정에 적응성이 있는 서보 루프를 생성하기 위해, 상기 터보디코더(2)에 의해 발생된 LLR_out는 측정치 발생기(3)의 입력 파라미터로서 도입되고, 상기 측정치 발생기는 모든 LLR_out을 디코딩된 워드 I의 신뢰도를 나타내는 측정치 M^(l)로 변환시킨다.

후술되는 바와 같이, M^(l)는 2개의 파라미터에 의존하는 함수인데, 디코딩되는 워드와 위상 시프트가 그것이다. 그러므로 그것의 완전한 표시는 M(l,φ)이다. 그렇지만, 표시를 간단하게 하고 관련 파라미터를 강조하기 위해, 고려되는 워드에 대한 M의 변화일 때는 M^(l)를 사용하고, 연구되고 있는 위상 시프트에 대한 M의 변화일 때는 M(φ)를 사용한다.

그런 다음 상기 측정치는 위상 시프트 추정기(4)에 의해 사용되어 상기 입력 신호로부터 5에서 감산된 추정된 위상 시프트 φ를 계산한다.

상기 터보디코더(2)는 핀디아형 반복 알고리즘을 사용한다.

핀디아 디코더(도 4)는 SISO(soft in/soft out) 디코딩을 사용한다.

SISO 알고리즘은 디코딩된 출력 비트에 대한 다른 확률을 생성하기 위해 비트(또는 소프트 값)에 대한 입력 확률에서 사용되는 알고리즘 분류(algorithm classes) 중 일부임을 상기하자. 이러한 알고리즘들은 수신된 데이터에 대한 하드 결정(hard decisions)을 하는 하드 입력(hard input)(HI) 디코더형 알고리즘과는 다르다. 즉 이러한 알고리즘에서는 디코딩 표준의 함수로서 0 또는 1에 값을 고정시킨다.

전술한 바와 같이, R(i)가 SISO 알고리즘의 입력이고 R'(i)가 절반-반복 l에서의 그 출력이면, R은 소프트 디맵퍼의 출력에서 LLR의 벡터이고(그러므로 R(1)=R), 다음의 SISO 루프 i+1에 대한 입력은 다음과 같이 정의된다.

(3)

시스템은 또한 이러한 알고리즘(도 5)을 수정하여

(4)

가 될 수 있다.

그러므로 SISO 디코더의 입력은 소프트 디맵퍼의 출력에서의 신뢰도 값들의 벡터 R과, 선행하는 반복에서의 SISO 디코더의 출력 R'(i)과 소프트 디맵퍼의 출력에서의 신뢰도 값들의 상기 벡터 R 사이의 차분과 계수 α의 곱을 더한 것과 같다. 이 식에서, α(i)는 실험적으로 결정된 수렴 계수이다.

이러한 실행의 이점은, 측정치 M^(l)의 변화를 평활하게 하고, 이에 따라 후술하는 바와 같이, 위상 시프트 추정을 더욱 용이하게 계산할 수 있다는 것이다. 이러한 평활화는, 선행하는 디코딩에 의해 제공되는 모든 정보에 이어지는 디코딩에 전파된다는 사실에 기인한다.

식 (1)에 의해 전형화된 바와 같이, 반송파의 위상 시프트는 송신된 워드에 대한 유클리드 거리의 증가를 야기하고 이에 따라 터보디코더의 출력에서 신뢰도 값이 감소하게 되며, 이에 따라 에러의 위험이 증가하게 된다.

본 출원인은 최저 신뢰도 값들이 이러한 현상에 가장 민감하다는 것에 주목하였다(도 6).

높은 신뢰도 값들에 있어서는, 동기(synchronization)의 존재 여부에 관계없이 크기의 정도(order of magnitude)가 실질적으로 일정하게 유지된다: 빈약한 동기에도 불구하고 일부의 비트들은 여전히 수렴한다.

다른 한편, 최저 신뢰도 값들은, 위상 시프트가 증가할 때 제로로 가는 경향이 있다. 그러므로 최저 신뢰도 값들은 이러한 위상 시프트에 더욱 민감하며 이에 따라 이러한 시프트를 정정하는데 필요한 더 많은 정보를 제공한다. 그러므로 도 6에서, 1.5가 되지 않는 신뢰도 값들의 분배는 이러한 위상 에러에 크게 의존한다는 것이 잘 나타나 있다.

그러므로 M^(l)로 표시되는 이러한 분배의 측정은 l번째 수신된 코드의 디코딩의 끝에서 최저 신뢰도 값들의 평균을 나타낸다.

(5)

n은 코드의 길이보다 더 작은 정수이며, LLRM(l)은 식에서 워드의 n개의 최적 신뢰도 값들을 포함하는 벡터이다.

수 n은, 상기 평균 및 높은 신뢰도 값들에 의해 제공되는 왜란에서 충분한 수의 항들 사이의 절충이 이루어지도록 당업자에 의해 선택된다.

동등한 선택의 방법은, 상기 평균에서 신뢰도 값이 카운트되지 않는 더 먼 곳에 최대값을 고정시키는 것이다. 이에 의해 동일한 유형의 결과를 유지하면서 신뢰도 값들을 분류할 필요가 없어진다.

전술한 바와 같이, 이러한 측정치 M^(l)는 위상 추정기에 입력 파라미터로 도입된다.

측정치 M⁽ⁱ⁾에 대한 위상 시프트 φ의 영향에 대한 연구에 의해 M^(l)은 제로 위상 시프트에 있어서 그 최대값에 있다는 것이 밝혀졌다(도 7).

추정기가 그 수렴 지역(zone) 내에 있다는 조건을 가정하면, M^(l)의 최대값은 확률 경사 알고리즘(Stochastic gradient algorithm)으로 성취될 수 있다.

이 경우, 반송파의 위상 시프트에 대한 일반적인 검색 알고리즘은 다음과 같이 표현될 수 있다.

(6)

여기서, 통상적으로 피치의 값 μ는, 평균 제로 에러(mean square error)와 수렴의 비율(rate of convergence) 사이에 절충이 이루어지도록 선택된다.

각각의 새로운 코드 워드에서의 알고리즘을 개시하도록 선택된 값은 선행하는 코드 워드에 대해 추정된 값이다.

그렇지만, 이러한 알고리즘은 M^(l)의 상대적으로 많은 수의 추정을 필요로 하다는 단점이 있다.

그 원뿔의 수렴에서 하나의 포물선에 의해 M^(l)의 변화를 전형화함으로써, 시간이 덜 걸리는 알고리즘의 변형을 얻을 수 있다.

이 경우, 를 구하는데 3가지의 평가로 충분하다.

φ₀ 및 상수 Δ_φ가 주어지고 를 정의하면, 최대치가 다음과 같이 정의된다.

(7)

선행하는 코드 워드에 대한 추정의 값을 φ₀로 고려하면, 위상 시프트 추정치는 선행하는 코드 워드에 대한 추정치 φ₀와 상수 Δ_φ의 합이며, 이 상수는, 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂)) 사이의 차분과, 선행하는 추정에서의 신뢰도 값 M(φ₀)의 4배에서 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂))의 합의 2배를 뺀 차분 사이의 비율에 의해 가중된다.

그러므로 이 방법은 표준 평가(criterion evaluation)와 관련해서 상당한 시간을 절약할 수 있다.

그렇지만, M^(l)의 변화에 대한 포물선 전형화는 단순히 근사치에 지나지 않으며 이에 따라 전체적으로 Δ_φ에 의존하지 않는다. 그러므로 이러한 파라미터의 최적 값이 존재하며, 이에 상기 추정은 가능성이 가장 높게 될 것이다.

본 출원인은 그 실험적인 조건 하에서, 곡선 M(φ)의 로브의 폭의 20%와 같은 Δ_φ에 대해서 최적의 추정이 얻어진다 것에 주목하였다.

그러므로 전술한 시스템은 다음과 같은 방식으로 연산한다(도 8).

단계 10에서 시스템은 워드를 수신하다.

개시 시에, 즉 수신된 제1 워드에서, 시스템은 단계 11에서, 상기 로브의 폭의 1/2에 해당하는 피치로 위상 시프트 공간의 구간 [-∏,+∏]을 스캐닝하며, 상기 폭은 미리 결정되어 있으며, 이에 따라 초기의 위상 시프트 추정치 φ₀가 결정된다.

그런 다음 각각의 워드에 대해 시스템은,

- 단계 12에서 φ₀의 위상 시프트 정정에 따른 제1 반복. 용어 "반복"은, 단계 12에서의 위상 시프트 정정, 단계 13에서의 소프트 디맵핑, 단계 14에서의 터보디코딩, 및 단계 15에서의 측정치의 계산에 따른 연속적인 단계를 의미한다. 그런 다음,

- 의 위상 시프트 정정에 따른 제2 반복, 및

- 에 따른 제3 반복

을 실행한다.

φ₀, φ₁, φ₂ 및 M(φ₀), M(φ₁), M(φ₂)도 공지되어 있을 때, 식 (7)을 사용하여, 시스템은 위상 시프트의 추정치 φ를 상기 식으로부터 추론하고 그런 다음 이 워드에 대한 최종적인 반복을 실행하여 뒤이어지는 워드로 루프가 되돌아가기 전에 단계 16에서 디코드된 워드를 얻는다.

이러한 검색 및 위상 시프트 계산 반복 동안, 터보디코더는 수행하는 내부 반복의 회수를 제한할 수 있다. 사용된 신뢰도 값, 그리고 그에 따른 M(l)은 (대략 4회의) 절반-반복 후에 매우 급속하게 수렴한다.

그러므로 전술한 바와 같은 장치는 위상 시프트가 디코딩 결과의 신뢰도에 단지 제한적인 영향을 주는 정도로 용이하게 제거되거나 감소된다.

그럼에도 소정 형태의 QAM 소스 코딩에 있어서, 전술한 장치는 위상 π rd 또는 rd에서 위상 모호함(phase ambiguity)을 유지한다.

이것은 사용된 레이블링(labeling)이 위상 π rd 또는 rd에서 대칭일 때 발생한다.

예를 들어, 레이블링, 즉 사용된 심벌의 표시가 VDSL 표준의 표시일 때(도 9), 이 경우에 배열의 중심에 대해 대칭적인 2개의 포인트가 2개의 보수 2진 시퀀스에 의해 레이블된다. 그러므로 ∏의 회전은 코드 워드의 모든 비트들이 반전되게 한다. 지금, 연장된 BCH 코드 워드의 상보(complement) 역시 이러한 코드에 속하고, 장치의 출력에서 얻어진 결과는, 회전 없이 수신된 원래의 워드와 관련해서, 동등한 중요성을 갖는 신뢰도 값이다.

적절한 측정이 취해지지 않는 경우에는, 이것은, 장치의 개시 동안, 장치가 초기 시프트를 찾고 있을 때, ∏ 내의 시프트 값에 시프트 팩트(shift fact)가 고정되게 한다.

제1 해결책은 예를 들어 쿼시-그레이 레이블링(quasi-Gray labeling)과 같은 대칭들을 갖지 않는 레이블링을 선택하는 것으로 이루어져 있다.

그렇지만, 이러한 해결책은, 예를 들어 레이블링의 유형이 이미 표준으로 선택되어 있기 때문에 항상 가능한 것은 아니다.

따라서, 본 출원인은 더욱 일반적이고 효과적인 이점을 갖는 제2 해결책을 제안한다.

이 제2 해결책은 송신기에서, 하나의 코드 워드를 붙잡는 스크램블러(6)를 채널 코딩(7)과 맵핑 연산(8) 사이에 설치하는 것으로 이루어져 있다.

이 제2 해결책은 또한 도 9에 도시된 바와 같이, 및 에서 존재하는 로컬 익스트림(local extremes)을 강하게 감쇄시키는 이점을 갖는다.

스크램블러/디스크램블러 쌍은 인터리버/디인터리버 쌍으로 대체되거나 임의의 다른 등가의 시스템으로 대체될 수 있으며, 그 목적은 채널 코딩의 대칭을 막기 위한 것이다.

전술한 장치의 특정한 이점의 결과는 수행된 실험 및 모의 실험에 의해 유효화되었다.

그러므로 최적의 조건 하에서 터보코딩을 가능하게 하는 위상 보상 장치가 얻어진다.

또한, 수행된 동작이 비교적 간단하므로, 연산력 또는 작업 메모리 용량 면에서 저렴하게 장치를 구성할 수 있다.

Claims (12)

1. 송신기 시스템에 의해 송신된 신호를 위한 터보코드 수신기 시스템에 있어서,

   상기 송신기는 상기 신호에 대해 터보코딩 및 디지털 변조를 수행하며,

   상기 터보코드 수신기 시스템은,

   - 상기 변조된 신호를 수신할 수 있고 수신된 상기 변조된 신호를 일련의 워드로 변환시킬 수 있는 소프트 디맵퍼(1)로서, 각각의 워드는 n 비트로 구성되며, 각각의 비트는 그 비트의 값의 신뢰도 값과 연관된, 소프트 디맵퍼(1);

   - 상기 소프트 디맵퍼(1)의 출력에 접속되며, 상기 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 워드의 리스트뿐만 아니라 각각의 워드와 연관된 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 발생시킬 수 있는 터보디코더(2)로서, 상기 터보디코더(2)는 반복 SISO 디코더를 포함하는 블록 터보디코더이고, 상기 반복 SISO 디코더의 입력(R_m)은, 상기 소프트 디맵퍼의 출력에서의 상기 신뢰도 값의 벡터(R)에, 선행하는 반복에서의 SISO 디코더의 출력(R'_m)과 상기 소프트 디맵퍼의 출력에서의 신뢰도 값의 상기 벡터(R) 사이의 차분과 계수(α)의 곱을 더한 것(R+α(R'_m-R))과 같은, 터보디코더(2)

   를 포함하며,

   상기 터보코드 수신기 시스템은 적응성 서보 루프를 더 포함하며,

   상기 적응성 서보 루프는,

   - 측정치 발생기(3)로서, 상기 터보디코더의 출력에 상기 측정치 발생기(3)의 입력이 접속되어 상기 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 수신하고, 상기 신뢰도 벡터를 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균과 같은 신뢰도 측정치(M(l))로 변환시킬 수 있는, 측정치 발생기(3);

   - 상기 측정치 발생기(3)의 출력에 연결된 위상 시프트 추정기(4)로서, 상기 수신된 신뢰도 측정치(M(l))에 대응하는 위상과 상기 측정치의 최대치에 대응하는 위상 사이의 차분을 계산할 수 있는, 위상 시프트 추정기(4);

   - 상기 위상 시프트 추정기(4)의 출력에 접속되고, 상기 소프트 디맵퍼의 상류측에 위치하며 상기 위상 시프트 추정기에 의해 계산된 위상값(φ)의 인입 신호를 정정할 수 있는 위상 보상기(5)

   를 포함하는, 터보코드 수신기 시스템.
2. 송신기 시스템에 의해 송신된 신호를 위한 터보코드 수신기 시스템에 있어서,

   상기 송신기는 상기 신호에 대해 터보코딩 및 디지털 변조를 수행하며,

   상기 터보코드 수신기 시스템은,

   - 상기 변조된 신호를 수신할 수 있고 수신된 상기 변조된 신호를 일련의 워드로 변환시킬 수 있는 소프트 디맵퍼(1)로서, 각각의 워드는 n 비트로 구성되며, 각각의 비트는 그 비트의 값의 신뢰도 값과 연관된, 소프트 디맵퍼(1);

   - 상기 소프트 디맵퍼(1)의 출력에 접속되며, 상기 디코드된 디지털 데이터에 대응하는 워드의 리스트뿐만 아니라 각각의 워드와 연관된 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 발생시킬 수 있으며, 반복 SISO 디코더를 포함하는 블록 터보디코더인, 터보디코더(2)

   를 포함하며,

   상기 터보코드 수신기 시스템은 적응성 서보 루프를 더 포함하며,

   상기 적응성 서보 루프는,

   - 측정치 발생기(3)로서, 상기 터보디코더의 출력에 상기 측정치 발생기(3)의 입력이 접속되어 상기 결과의 신뢰도 벡터(LLR_out)를 수신하고, 상기 신뢰도 벡터를 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균과 같은 신뢰도 측정치(M(l))로 변환시킬 수 있는, 측정치 발생기(3);

   - 상기 측정치 발생기(3)의 출력에 연결된 위상 시프트 추정기(4)로서, 상기 수신된 신뢰도 측정치(M(l))에 대응하는 위상과 상기 측정치의 최대치에 대응하는 위상 사이의 차분을 계산할 수 있는, 위상 시프트 추정기(4);

   - 상기 위상 시프트 추정기(4)의 출력에 접속되고, 상기 소프트 디맵퍼의 상류측에 위치하며 상기 위상 시프트 추정기에 의해 계산된 위상값(φ)의 인입 신호를 정정할 수 있는 위상 보상기(5)

   를 포함하는, 터보코드 수신기 시스템.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 신뢰도 측정치(M(l))는 실질적으로 소정의 값 미만인 상기 신뢰도 값들의 평균과 같은, 터보코드 수신기 시스템.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 위상 시프트 추정기(4)는, 상기 신뢰도 측정치(M(l))가 상기 위상 시프트의 포물선 함수인 것으로 가정하여 상기 위상 시프트를 추정하는, 터보코드 수신기 시스템.
5. 제4항에 있어서,

   상기 위상 시프트 추정기(4)는, 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)와 가중 상수(Δφ)의 합으로서 상기 위상 시프트를 추정하며, 계산 구간은 상기 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)를 중심으로 하고 상기 가중 상수(Δφ)를 1/2폭으로 해서 정의되며, 상기 가중 상수의 가중은, 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂)) 사이의 차분과, 선행하는 추정에서의 신뢰도 값 M(φ₀)의 4배에서 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂))의 합의 2배를 뺀 차분 사이의 비율()인, 터보코드 수신기 시스템.
6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 변조는 QAM 변조인, 터보코드 수신기 시스템.
7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 소프트 디맵퍼(1)와 상기 터보디코더(2) 사이에 디스크램블러(descrambleer)(9) 또는 디-인터리버(de-interleaver)를 개재시키는, 터보코드 수신기 시스템.
8. 2진 디지털 데이터 스트림을 송신하는 시스템에 있어서,

   제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 따른 터보코드 수신기 시스템을 포함하는 2진 디지털 데이터 스트림 송신 시스템.
9. 제8항에 있어서,

   스크램블러(6) 또는 인터리버가 채널 코더(7)와 변조기(8) 사이에 개재되는, 2진 디지털 데이터 스트림 송신 시스템.
10. 터보코딩되고 변조된 디지털 신호를 수신하는 방법에 있어서,

    a) 상기 변조의 배열의 요소를 수신하는 단계;

    b) n 비트의 워드를 얻기 위해 상기 요소를 소프트 디맵핑하는 단계로서, 상기 각각의 비트는 해당 비트 값의 신뢰도 값과 연관된, 소프트 디맵핑 단계;

    c) 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 다른 워드뿐만 아니라 각각의 워드 비트의 신뢰도 값을 포함하는 해당 결과의 신뢰도 벡터를 제공하도록 상기 n 비트의 워드를 터보코딩하는 단계로서, 상기 터보디코딩 단계는 반복 SISO 디코딩을 포함하는 블록 터보디코딩이고, 상기 반복 SISO 디코딩의 입력은 상기 소프트 디맵핑의 출력에서의 상기 신뢰도 값의 벡터에, 선행하는 반복에서의 상기 SISO 디코딩의 출력과 상기 소프트 디맵핑의 출력에서의 신뢰도 값의 상기 벡터 사이의 차분과 계수의 곱을 더한 것과 같은, 터보디코딩 단계;

    d) 상기 워드 비트들의 최저 신뢰도 값들의 평균과 같은 신뢰도 측정치를 계산하는 단계;

    e) 수신된 상기 신뢰도 측정에 대응하는 위상과 상기 측정치의 최대치에 대응하는 위상 사이의 차분을 계산하여 위상 시프트를 추정하는 단계; 및

    f) 상기 변조된 신호를 수신하면, 추정된 상기 위상 시프트에 의해 보상하는 단계

    를 포함하는 디지털 신호 수신 방법.
11. 제10항에 있어서,

    개시할 때, 상기 위상 시프트를 추정하는 단계에서, 상기 신뢰도 측정치의 로브(lobe)의 폭의 절반에 해당하는 피치(pitch)로 상기 위상들의 공간을 스캐닝하는, 디지털 신호 수신 방법.
12. 제10항 또는 제11항에 있어서,

    수신된 각각의 워드에 대해, 단계 b) 내지 단계 f)는,

    - 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치, 그 다음

    - 상기 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치에서 소정의 값을 뺀 추정치, 그 다음

    - 상기 선행하는 워드의 위상 시프트 추정치에서 소정의 값을 더한 추정치

    를 위상 시프트 추정치로서 사용하여 반복되며,

    상기 위상 시프트 추정기(4)는, 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)와 가중 상수(Δφ)의 합으로서 상기 위상 시프트를 추정하며, 계산 구간은 상기 선행하는 코드 워드의 추정치(φ₀)를 중심으로 하고 상기 가중 상수(Δφ)를 1/2폭으로 해서 정의되며, 상기 가중 상수의 가중은, 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂)) 사이의 차분과, 선행하는 추정에서의 신뢰도 값 M(φ₀)의 4배에서 상기 계산 구간의 양쪽 끝 부분에서의 신뢰도 값들(M(φ₁), M(φ₂))의 합의 2배를 뺀 차분 사이의 비율()이며, 단계 b) 및 단계 c)는 상기 디코딩된 디지털 데이터에 대응하는 상기 워드를 얻도록 수행되는, 디지털 신호 수신 방법.