CN102006086B - (n,k)方块码的软输入软输出解码装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种(n，k)方块码的软输入软输出(Soft-In-Soft-Out，SISO)解码装置。该装置包括：来源位产生器用以产生k个来源位，通道编码器依据k个来源位编码，进而产生n个位的通道码(channel code)，传输信号映射器将n个位的通道码映射为m个本地产生的码元序列(locally generated symbol sequence)，相关器根据无线传输的码元序列(symbol sequence)、通道状态信息序列(channel state information sequence)及该本地产生的码元序列，用以计算该码元序列中的一码元的相关性，对数似然比产生器连接至该来源位产生器及该相关器，用以产生该码元的对数似然比。采用本发明公开的装置能够降低软输入软输出解码装置的硬体架构的复杂度，并可在不牺牲解码效能的前提下计算对数似然比。

Description

(n,k)方块码的软输入软输出解码装置

技术领域

本发明是关于无线传输的技术领域，尤指一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置。 

背景技术

随着高信息传输速度等应用要求的增加，用于信息传输的通讯通道上每单位时间再生或传送的信息量也会增加。因此，当通讯通道状态恶化时，将更容易有更多错误产生。在无线通讯中，通常会使用在通讯通道中具有高错误修正效能的错误更正方法或错误修正码，用以检测并更正错误位。 

图1是现有无线传输系统的示意图。其中，外环编码装置(Outer encoder)110对来源位序列进行编码。内环编码装置(Inner encoder)120再对外环编码装置110的输出序列进行编码，然后经由无线通道130传输。 

内环解码装置(Inner decoder)140则对无线通道130传送来的码元进行解码。内环解码装置140可输出与该码元相对应的硬决定(hard decision)，也可输出与该码元相对应的软决定(soft decision)。外环解码装置(Outer decoder)150会接收从内环解码装置140中输出的硬决定(hard-decision)或软决定(soft-decision)，并执行对应使用在外环编码装置110中预定编码方法来进行解码，进而输出所解码的信息。 

当外环编码装置110采用涡轮码(turbo code)或是低密度同位检查码(low density parity check code，LDPC)等较常用的编码方式时，内环解码装置140则需提供给外环解码装置150相对于每位的对数似然比(Log likelihood ratio，LLR)。我们称此具有产生软决定功能的内解码器为具有软输入软输出(Soft-In-Soft-Out，SISO)的解码装置。 

当外环解码装置150是软决定解码(soft-decision decoding)时，其会参考 输入位的软值(soft value)，例如0.2或0.9，用以执行错误修正，例如涡轮码解码(turbo code decoding)与低密度同位检查码(low density parity check code，LDPC)解码，以取代以参考输入位的硬值(0或1)所执行的错误修正，例如传统里德所罗门编码(Reed-Solomon coding)。 

在软决定解码过程中，由于所考虑的概率密度函数(probability density function，pdf)常具有指数特性，因此常使用对数似然比作为输出，用以降低计算的复杂度。然而，在频率选择性衰退通道(frequency selective channels)中，软输入软输出解码装置的设计仍为一艰难的挑战。因此，有需要提供一种完整且通用的软输入软输出解码装置的设计方法。 

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置，以降低软输入软输出解码装置的硬体架构的复杂度，并可在不牺牲解码效能下计算对数似然比。 

依据本发明的一特色，本发明提出一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置，该软输入软输出解码装置运用于无线传输系统的接收端，该软输入软输出解码装置包括来源位产生器(source bit generator)、通道编码器(channel encoder)、传输信号映射器(mapper)、相关器(corrlator)及对数似然比产生器。该来源位产生器用以产生k个来源位(source bits)，其中k为正整数。该通道编码器连接至该来源位产生器，依据该k个来源位(source bits)编码产生n个位的通道码C(channel code)，其中n为正整数。该传输信号映射器连接至该通道编码器，以将该n位的通道码映射为m个本地产生的码元序列X(locally generated symbol sequence)。该相关器连接至该传输信号映射器，以接收无线传输的码元序列(symbol sequence)Z、通道状态信息序列(channel state information sequence)H及该传输信号映射器输出的该本地产生的码元序列X，并依据该码元序列Z、该通道状态信息序列H、及该本地产生的码元序列X以计算该码元序列Z的一码元的相关性。该对数似然比产生器连接至该 来源位产生器(source bit generator)及该相关器(corrlator)，以产生该码元(symbol)的对数似然比。 

依据本发明的另一特色，本发明提出一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置，该软输入软输出解码装置运用于无线传输系统的接收端，该软输入软输出解码装置包括来源位产生器(source bit generator)、通道编码器(channel encoder)、传输信号映射器(mapper)、距离计算器(distance calculator)及对数似然比产生器。该来源位产生器用以产生k个来源位，其中k为正整数。该通道编码器连接至该来源位产生器，依据该k个来源位编码产生n个位的通道码C(channel code)，其中n为正整数。该传输信号映射器连接至该通道编码器，以将该n位的通道码C映射为m个本地产生的码元序列X(locally generated symbol sequence)。该距离计算器连接至该传输信号映射器，以接收码元序列(symbol sequence)Z、通道状态信息序列(channel state information sequence)H及该传输信号映射器输出的该本地产生的码元序列X，并依据该码元序列Z、该通道状态信息序列H、及该本地产生的码元序列X以计算该码元序列Z的一码元的距离。该对数似然比产生器，连接至该来源位产生器(source bit generator)及该距离计算器，以产生该码元的对数似然比。 

可见，本发明提供一完整且通用的软输入软输出解码装置的设计方法，并降低现有软输入软输出解码装置的硬体架构的复杂度，可在不牺牲解码效能的前提下计算对数似然比。 

进一步地，本发明可运用于一般的线性或非线性方块码，同时本发明技术可运用于一般的M进制正交幅度调制(MQAM)调变，而不受限于传输码的特性。 

附图说明

图1是现有无线传输系统的示意图。 

图2是本发明(n，k)方块码的软输入软输出解码装置300的结构图。 

图3是本发明相关器的结构图。 

图4是本发明(n，k)方块码的软输入软输出解码装置300另一实施例的结构图。 

图5是本发明一模拟结果的示意图。 

图6是本发明另一模拟结果的示意图。 

图7是本发明又一模拟结果的示意图。 

图8是本发明再一模拟结果的示意图。 

【主要元件符号说明】 

外环编码装置110            内环编码装置120 

无线通道130                内环解码装置140 

外环解码装置150 

软输入软输出解码装置300    来源位产生器310 

通道编码器320              传输信号映射器330 

相关器340                  对数似然比产生器350 

子对数似然比产生器351 

解多工器3511               第一最大值找寻装置3512 

第一暂存装置3514           第二最大值找寻装置3513 

第二暂存装置3515           减法器3516 

共轭复数器341              第一乘法器343 

取实数值装置345            第二乘法器347 

加法器349 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明所述方案作进一步地详细说明。 

本发明可在不牺牲解码效能的前提下以计算对数似然比，本发明可运用于一般的线性或非线性方块码，同时本发明技术可运用于一般的MQAM调变，而无需受限于传输码的特性。本发明中将以地面数字电视广播传输标准 (DTMB)系统为例，以说明其中软输入软输出内解码器(例如NR码)的架构及设计方式。 

本发明(n，k)方块码的软输入软输出解码装置可用于一般的方块码。为方便解说本发明的技术方案，本发明以DTMB中所使用的(16，8)NR码为例子加以解说，NR编码器是将8个位编码成16个位，其中，a₀...a₇是该NR编码器的输入信号，a₀...a₇e₀...e₇是该NR编码器的输出信号，该NR编码器的输出信号为是统码(systematic code)，其中，包含信息位(a₀...a₇)及冗余位(e₀...e₇)。 

有关本发明(n，k)方块码的软输入软输出解码装置，以下先推导其所需的数学公式。对于最佳化软信息在通用多路径通道(multipath channel)且在多载波的系统运作模式下的明确数学公式将先被推导获得，例如对数似然比(LLR)。在单载波的运作模式下，码元是在时域中传输。等化运算已经被执行，用以消除码元间的干扰。 

假设第i个来源位为b_i、收到的码元序列(symbol sequence)为Z、且通道状态信息序列(channel state information sequence)为H，则对数似然比(LLR)的定义可以用公式(1)表示： 

$\mathrm{LLR}\left(b_i\right)=\ln \left\{\frac{P_r(b_i=1|Z,H)}{P_r(b_i=0|Z,H)}\right\},---\left(1\right)$

其中，B≡(b₁，b₂，b₃，...，b₈)，B为来源位序列(source bit sequence)。 

对所有通道码C予以平均，公式(1)中的两个概率可简化成如公式(2)所示： 

$P_r(b_i=b|Z,H)$

$=\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}{P}_r(b_i=b|Z,C,H)\·P_r\left(C\right|Z,H)$

$=\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}{P}_r\left(C\right|Z,H),---\left(2\right)$

其中，b＝0或b＝1， 

是一由来源位序 列B所产生的通道码，R^-1(·)是NR解码的反映射函数(de-mapping function of NR decoding)，C≡R(B)表示通道码C是由来源位序列B通过一NR编码的映射函数(mapping function of NR encoding)映射而成。 

因为P_r(b_i＝b|Z，C，H)＝1，所以公式(2)中的第二个等号成立。根据贝式法则(Bayes’rule)并假设传输码元是与通道状态相独立的，因此，公式(2)中的P_r(C|Z，H)可改写为： 

P_r(C|Z，H)＝P_r(Z|C，H)·P_r(C|H)/P_r(Z|H) 

＝P_r(Z|C，H)·P_r(C)/P_r(Z|H)。            (3) 

在通道状态H及所传送通道码C皆为已知的条件下，所收到的码元序列Z为8个独立的高斯分布的正交幅度调制(QAM)码元。此时，公式(3)中的第一个条件概率P_r(C|Z，H)可改写为： 

$P_r\left(Z\right|C,H)=\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Π}}}f\left(z_n\right|x_n^{(i,b)},H_n),---\left(4\right)$

其中， 

为z_n的条件概率密度函数(conditional probability density function)，z_n为收到的QAM码元序列Z(received QAM symbol sequence)的中的一个码元，即Z≡(z₁，z₂，z₃，...，z₈)，当中，z_n≡x_n·H_n+n_n，H_n为通道状态信息序列(channel state information sequence)H中的一个码元，x_n为传输的本地产生的码元序列X(transmitted QAM symbol sequence)中的一个码元，该本地产生的码元序列X是由该通道码C经由一4-QAM调变的映射函数映射而成，即X≡(x₁，x₂，x₃，...，x₈)，H≡(H₁，H₂，H₃，...，H₈)为与该码元序列Z中的码元相关的通道状态信息序列。n_n为彼此独立并具有零均值(zero mean)及变异数(variance)为σ²的高斯分 布的噪声。因此 

可表示成： 

$f\left(z_n\right|x_n^{(i,b)},H_n)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\mathrm{\σ}}\exp \left\{\frac{-{|z_n-x_n^{(i,b)}\·H_n|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right\}.---\left(5\right)$

将公式(3)、(4)、(5)代入公式(2)中，并假设每一码元是以相同的概率传输，故P_r(C)是与通道码C互相独立，因此可获得： 

$P_r(b_i=b|Z,H)=\frac{P_r\left(C\right)}{P_r\left(Z\right|H)}\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Π}}}f\left(z_n\right|x_n^{(i,b)},H_n)$

$=\mathrm{\κ}\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Π}}}\exp \left\{\frac{-{|z_n-x_n^{(i,b)}\·H_n|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right\}$

$=\mathrm{\κ}\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}\exp \left\{\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{|z_n-x_n^{(i,b)}\·H_n|}^2\right\}$

$=\mathrm{\κ}\underset{C\∈C_i^b}{\mathrm{\Σ}}\exp \{-{\mathrm{\ξ}}^{(i,b)}\},---\left(6\right)$

其中，乘法比例因子κ为 

ξ^(i，b)为： 

${\mathrm{\ξ}}^{(i,b)}\≡\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{|z_n-x_n^{(i,b)}\·H_n|}^2$

$=\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\{\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z_n\right|}^2+\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_n^{(i,b)}\right|}^2{\left|H_n\right|}^2$

$-2\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}(z_n^{*}\·x_n^{(i,b)}\·H_n)\}$

$=\mathrm{\β}-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}(z_n^{*}\·x_n^{(i,b)}\·H_n)$

$=\mathrm{\β}-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}(z_n^{*}\·x_n^{(i,b)}\·|H_n|\·e^{j\∠H_n})$

$=\mathrm{\β}-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\left|H_n\right|\·\mathrm{Re}({\tilde{z}}_n\·x_n^{(i,b)}).---\left(7\right)$

其中，Re(·)为取实部的运算。 

由公式(7)推导得知，当调变为等振幅调变(constant amplitude modulation)时，除了最小距离方法外，同时另一较简单的最大相关(maximum correlation)方法也可使用。但当调变为非等振幅调变(non-constant amplitude modulation)时，最大相关方法的结果具有较大的误差，此时仅可用最小距离方法。 

在公式(7)中，β是一个非负的常数且与i及b_i独立。 

定义为 

其是一所接收的相位等化后的码元(received phase-equalized symbols)。 

将公式(6)、(7)代入公式(1)中，且由于乘法比例因子κ因对数而被消除，因此公式(1)可改写为： 

$\mathrm{LLR}\left(b_i\right)=\ln \left\{\frac{P_r(b_i=1|Z,H)}{P_r(b_i=0|Z,H)}\right\}$

$=\ln \left\{\underset{C\∈C_i^1}{\mathrm{\Σ}}\exp \right[-{\mathrm{\ξ}}^{(i,1)}\left]\right\}-\ln \left\{\underset{C\∈C_i^0}{\mathrm{\Σ}}\right[-{\mathrm{\ξ}}^{(i,0)}\left]\right\}.---\left(8\right)$

因为β是一个非负的常数，因此可使用对数总和逼近(log-sum-approximation)技巧以降低复杂度。对数总和逼近可用公式(9)表示： 

当y_j≥0，则 $\ln \underset{j}{\mathrm{\Σ}}\exp (-y_j)\≈-\underset{j}{\mathrm{Min}}\left(y_j\right)---\left(9\right)$

当中，Min(·)则为取最小值的运算。 

由公式(7)、(9)并将β消去，则公式(8)可改写为： 

$\mathrm{LLR}\left(b_i\right)\≈\underset{C\∈C_i^0}{\mathrm{Min}}{\mathrm{\ξ}}^{(i,0)}-\underset{C\∈C_i^1}{\mathrm{Min}}{\mathrm{\ξ}}^{(i,1)}$

$=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\left\{\underset{C\∈C_i^1}{\mathrm{Max}}\right[\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}(z_n^{*}\·x_n^{(i,1)}\·H_n)]-\underset{C\∈C_i^0}{\mathrm{Max}}[\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}(z_n^{*}\·x_n^{(i,0)}\·H_n)\left]\right\}$

$=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\left\{\underset{C\∈C_i^1}{\mathrm{Max}}\right[\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\left|H_n\right|\·R_e({\tilde{z}}_n\·x_n^{(i,1)})]$

$-\underset{C\∈C_i^0}{\mathrm{Max}}\left[\underset{n=1}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\right|H_n|\·R_e({\tilde{z}}_n\·x_n^{(i,0)})]\}$

$=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\{D_{\mathrm{mp}}^{(i,1)}-D_{\mathrm{mp}}^{(i,0)}\}=D_{\mathrm{md}}^{(i,0)}-D_{\mathrm{md}}^{(i,1)},---\left(10\right)$

当中， 

Max(·)则为取最大的运算。 

为所接收的相位等化后的码元(received phase-equalized symbols) 

与猜测码元(the guessed symbols)X^(i，b)的最小距离。在另一方面， 

为所接收的相位等化后的码元 

在猜测码元X^(i，b)上的最大投影量。前述两种情形，均可通过搜寻256个可能的候选字码(candidate codeword)中的128个字码而获得对数似然比(LLR)。公式(10)中透露出可通过相位等化而对对数似然比(LLR)进行评估，也可不通过相位等化而对对数似然比(LLR)进行评估。权衡上述两种方法是在于是否具有相位评估及旋转装置，例如CORDIC。 

图2是本发明一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置300的结构图。其主要是依据公式(10)中的最大投影量，以计算对数似然比(LLR)。该软输入软输出解码装置300包括来源位产生器(source bit generator)310、通道编码器(channel encoder)320、传输信号映射器(mapper)330、相关器(corrlator)340及对数似然比产生器350。 

该来源位产生器310用以产生k个来源位，其中k为正整数。在一使用NR码元的实施例中，该来源位产生器310则产生8位的来源位序列(source bit sequence)B，B≡(b₁，b₂，b₃，...，b₈)。 

该通道编码器320连接至该来源位产生器310，依据该k个来源位编码，进而产生n个位的通道码C(channel code)，其中n为正整数。在一特定实施例中，该通道编码器320为NR(Nordstrom-Robinson)码编码器。当使用NR码元(NR codeword)时，该通道编码器320用以将8位的来源位进行NR编码，进而产生16位的NR码元C。 

该传输信号映射器330连接至该通道编码器320，以将该n位的通道码C映射为m个本地产生的码元序列X(locally generated symbol sequence)。该传输信号映射器330例如可为等振幅器传输信号映射器(constant amplitude mapper)。在一实施例中，该传输信号映射器330为4-QAM传输信号映射器(4-QAM mapper)，但也可采用一般的MQAM传输信号映射器(MQAM mapper)。 

当使用NR码元(NR codeword)及传输讯号信号映射器330采用4-QAM 调变(4-QAM modulation)时，该传输信号映射器330将16位的NR字码C映射为8个4-QAM本地产生的码元序列X。 

该相关器340连接至该传输信号映射器330，用以接收无线传输的码元序列Z、通道状态信息序列(channel state informations)H及该传输信号映射器输出的该本地产生的码元序列X，并依据该码元序列Z、该通道状态信息序列H、及该本地产生的码元序列X用以计算该码元序列Z中的一码元的相关性。 

该对数似然比产生器350连接至该来源位产生器310及该相关器340，用以产生该码元所对应位的对数似然比。 

图3是本发明相关器340的结构图。该相关器340包含m个共轭复数器341、m个第一乘法器343、m个取实数值装置(real number extractor)345、m个第二乘法器347及一个加法器349。 

第m’个复数共轭器341接收该码元序列Z的第m’个成分(第m’个码元)，并对其进行共轭复数运算，其中，m、m’为正整数，1≤m’≤m。 

第m’个第一乘法器343接收该第m’个复数共轭器341的输出及该本地产生的码元序列X的第m’成分(第m’个传输码)，并执行乘法运算。 

第m’个取实数值装置345连接至该第m’个第一乘法器343，并对第m’个第一乘法器343的输出进行取实数值运算。 

第m’个第二乘法器347连接至该第m’个取实数值装置345，接收该通道状态信息序列(channel state information sequence)H的第m’个成分，并执行乘法运算。 

该加法器连接至该m个第二乘法器，以对该m个第二乘法器的输出执行加法运算而产生该相关性，所述相关性对应前述公式(10)中的 

如图2所示，对数似然比产生器350包含k个子对数似然比产生器351，其中的第k’个子对数似然比产生器351包含第k’解多工器3511、第一最大值 找寻装置3512、第一暂存装置3514、第二最大值找寻装置3513、第二暂存装置3515及减法器3516。 

第k’解多工器3511连接至该来源位产生器310及该相关器340，依据第k’来源位以输出对应的相关性，其中，k、k’为正整数，1≤k’≤k。 

第一最大值找寻装置3512连接至该第k’解多工器3511的第一输出端，以找寻该相关性中的最大值。 

第一暂存装置3514连接至该第一最大值找寻装置3512，以暂存该第一最大值找寻装置3512的输出。 

第二最大值找寻装置3513连接至该第k’解多工器3511的第二输出端，以找寻该相关性中的最大值。 

第二暂存装置3515连接至该第二最大值找寻装置3513，以暂存该第二最大值找寻装置3513的输出。 

减法器3516连接至该第一暂存装置3514及该第二暂存装置3515，以将该第二暂存装置3515的输出减去该第一暂存装置3514的输出，以产生第k’个对数似然比。 

另外，需要说明的是，在某些情况下，例如当LDPC采用常用的最小量算法(Min-sum algorithm)解码时，可省略除以σ²的步骤，然而在其余情况下，不可省略除以σ²的步骤，也就是说，减法器3516将第二暂存装置3515的输出减去第一暂存装置3514的输出得到差值后，还进一步计算差值除以所估算的σ²的商’以产生第k’个对数似然比。 

由于前面推导公式时，只有使用等振幅的特性，因此，本发明技术所使用的该(n，k)方块码可为线性方块码或非线性方块码。 

图4是本发明一种(n，k)方块码的软输入软输出解码装置300另一实施例的结构图。其主要是依据公式(10)中的最小距离，以计算对数似然比(LLR)。该软输入软输出解码装置300包括来源位产生器(source bit generator)310、通道编码器(channel encoder)320、传输信号映射器(mapper)330、距离计算器(distance calculator)540及对数似然比产生器550。 

来源位产生器310、通道编码器320及传输信号映射器330与图2中相同，不再赘述。 

距离计算器540连接至该传输信号映射器330，以接收序列Z、通道状态信息序列H、及该传输信号映射器输出的本地产生的码元序列X，并依据该序列Z、该通道状态信息序列H、及本地产生的码元序列X以计算该码元序列Z中的一码元的距离，所述距离对应前述公式(10)中的ξ^(i，b)。 

对数似然比产生器550连接至该来源位产生器310及该距离计算器540，用以产生该码元所对应位的对数似然比。 

对数似然比产生器550包含k个子对数似然比产生器551，其中的第k’个子对数似然比产生器551包含第k’解多工器5511、第一最小值找寻装置5512、第一暂存装置5514、第二最小值找寻装置5513、第二暂存装置5515及减法器5516。 

第k’解多工器5511连接至该来源位产生器310及该距离计算器540，依据第k’个来源位以输出对应的该距离，其中，k、k’为正整数，1≤k’≤k。 

第一最小值找寻装置5512连接至该第k’解多工器5511的第一输出端，以找寻该距离中的最小值。 

第一暂存装置5514连接至该第一最小值找寻装置5512，以暂存该第一最小值找寻装置5512的输出。 

第二最小值找寻装置5513连接至该第k’解多工器5511的第二输出端，以找寻该距离中的最小值。 

该第二暂存装置5515连接至该第二最小值找寻装置5513，以暂存该第二最小值找寻装置5513的输出。 

减法器5516连接至该第一暂存装置5514及该第二暂存装置5515，以将该第一暂存装置5514的输出减去该第二暂存装置5515的输出，用以产生第k’个对数似然比。 

类似地，减法器3516将第二暂存装置3515的输出减去第一暂存装置 3514的输出得到差值后，还可进一步计算差值除以所估算的σ²的商’以产生第k’个对数似然比。 

图5是本发明模拟结果的示意图，其是单载波模式(single carrier mode)在可加成白高斯噪声(AWGN)通道下的模拟结果的示意图。纵轴为未编码位错误率(Uncoded Bit Error Rate，UBER)，横轴为信号噪声比(SNR)。其分别对QPSK、串接解码(cascaded decoding)、及本发明技术模拟结果的示意图。其中，现有串接解码(cascaded decoding)可参阅图1，图1是一现有串接解码的示意图。内环解码装置140则对无线通道130传送来的码元进行解码。内环解码装置140可输出与该码元相对应的硬决定(hard decision)，也可输出与该码元相对应的软决定(soft decision)。外环解码装置150会接收从内环解码装置140中输出的硬决定(hard-decision)及软决定(soft-decision)、并执行对应使用在外环编码装置110中预定编码方法的解码并且输出所解码的信息。 

图6是另一模拟结果的示意图。其是多载波模式(multi-carriers mode)在可加成白高斯噪声(AWGN)通道下的模拟结果的示意图。纵轴为未编码位错误率(UBER)，横轴为信号噪声比(SNR)。其分别对QPSK、串接解码(cascaded decoding)、及本发明技术模拟结果的示意图。 

图7是本发明又一模拟结果的示意图。其是单载波模式在SARFT-8通道下的模拟结果的示意图。纵轴为未编码位错误率(UBER)，横轴为信号噪声比(SNR)。其分别对QPSK、串接解码(cascaded decoding)、及本发明技术模拟结果的示意图。SARFT-8通道的通道特性如表1所示，表1是SARFT-8多路径通道的各种参数。 

路径数	1	2	3	4	5	6
							路径延迟	-1.8	0.0	0.15	1.8	5.7	30
路径衰减(dB)	-18	0	-20	-20	-10	0
							路径相位	0	0	0	0	0	0

表1 

图8是本发明再一模拟结果的示意图。其是多载波模式(multi-carriers  mode)在SARFT-8通道下的模拟结果的示意图。纵轴为未编码位错误率(UBER)，横轴为信号噪声比(SNR)。其分别对QPSK、串接解码(cascaded decoding)、及本发明技术模拟结果的示意图。 

由图5、图6、图7及图8所示，在相同的信号噪声比时，本发明技术有较小的位错误率(BER)。 

综上所述，本发明的技术提供一完整且通用的软输入软输出解码装置的设计方法，并降低现有软输入软输出解码装置的硬体架构的复杂度，可在不牺牲解码效能的前提下计算对数似然比。 

同时，本发明可运用于一般的线性或非线性方块码，同时本发明技术可运用于一般的MQAM调变，而不受限于传输码的特性。 

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (11)

1.一种(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，所述装置运用于无线传输系统的接收端，其特征在于，所述软输入软输出解码装置包括：

来源位产生器，用以产生k个来源位，其中k为正整数；

通道编码器，连接至所述来源位产生器，依据所述k个来源位编码，进而产生具有n个位的通道码，其中n为正整数；

传输信号映射器，连接至所述通道编码器，用以将所述具有n位的通道码映射为m个本地产生的码元序列；

相关器，连接至所述传输信号映射器，用以依据码元序列、通道状态信息序列及所述传输信号映射器输出的所述本地产生的码元序列，用以计算所述码元序列中的一码元的相关性；以及

对数似然比产生器，连接至所述来源位产生器及该相关器，用以产生所述码元相对应位的对数似然比。

2.如权利要求1所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述相关器包含：

m个共轭复数器，其中第m’个复数共轭器接收所述码元序列中的第m’个码元，用以进行共轭复数运算，其中，m、m’为正整数，1≤m’≤m；

m个第一乘法器，其中第m’个第一乘法器用以接收所述第m’个复数共轭器的输出及所述本地产生的码元序列的第m’个传输码，并执行乘法运算；

m个取实数值装置，其中第m’个取实数值装置连接至所述第m’个第一乘法器，并对所述第m’个第一乘法器的输出进行取实数值运算；

m个第二乘法器，其中第m’个第二乘法器连接至所述第m’个取实数值装置，用以接收所述通道状态信息序列的第m’个通道状态信息，并执行乘法运算；以及

一个加法器，连接至所述m个第二乘法器，以对所述m个第二乘法器的输出执行加法运算而产生所述相关性。

3.如权利要求2所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述对数似然比产生器包含k个子对数似然比产生器，其中的第k’个子对数似然比产生器包含：

第k’解多工器，连接至所述来源位产生器及所述相关器，依据第k’来源位以输出相对应的所述相关性，其中，k、k’为正整数，1≤k’≤k；

第一最大值找寻装置，连接至所述第k’解多工器的第一输出端，以找寻所述相关性中的最大值；

第一暂存装置，连接至所述第一最大值找寻装置，用以暂存所述第一最大值找寻装置的输出；

第二最大值找寻装置，连接至所述第k’解多工器的第二输出端，用以找寻所述相关性中的最大值；

第二暂存装置，连接至所述第二最大值找寻装置，用以暂存所述第二最大值找寻装置的输出；以及

减法器，连接至所述第一暂存装置及所述第二暂存装置，用以将所述第二暂存装置的输出减去所述第一暂存装置的输出，进而产生第k’个对数似然比。

4.如权利要求3所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述减法器将所述第二暂存装置的输出减去所述第一暂存装置的输出得到差值后，进一步用于计算所述差值与所估算的高斯分布噪声的变异数的商，进而产生第k’个对数似然比。

5.如权利要求3或4所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述通道编码器为NR码编码器。

6.如权利要求1所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述传输信号映射器为等振幅器传输信号映射器；

所述等振幅器传输信号映射器为4进制正交幅度调制4-QAM传输信号映射器。

7.一种(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，所述装置运用于无线传输系统的接收端，其特征在于，所述软输入软输出解码装置包括：

来源位产生器，用以产生k个来源位，其中k为正整数；

通道编码器，连接至所述来源位产生器，依据所述k个来源位编码，产生具有n个位的通道码，其中n为正整数；

传输信号映射器，连接至所述通道编码器，用以将所述具有n位的通道码映射为m个本地产生的码元序列；

距离计算器，连接至所述传输信号映射器，用以根据码元序列、通道状态信息序列及所述传输信号映射器输出的所述本地产生的码元序列，进而计算所述码元序列中的一码元的距离；以及

对数似然比产生器，连接至所述来源位产生器及该距离计算器，用以产生所述码元相对应位的对数似然比。

8.如权利要求7所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述对数似然比产生器包含k个子对数似然比产生器，其中的第k’个子对数似然比产生器包含：

第k’解多工器，连接至所述来源位产生器及所述距离计算器，依据k’来源位用以输出对应的所述距离，其中，k、k’为正整数，1≤k’≤k；

第一最小值找寻装置，连接至所述第k’解多工器的第一输出端，用以找寻所述距离中的最小值；

第一暂存装置，连接至所述第一最小值找寻装置，用以暂存所述第一最小值找寻装置的输出；

第二最小值找寻装置，连接至所述第k’解多工器的第二输出端，用以找寻所述距离中的最小值；

第二暂存装置，连接至所述第二最小值找寻装置，用以暂存所述第二最小值找寻装置的输出；以及

减法器，连接至所述第一暂存装置及所述第二暂存装置，用以将所述第一暂存装置的输出减去所述第二暂存装置的输出，以产生第k’个对数似然比。

9.如权利要求8所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述减法器将所述第二暂存装置的输出减去所述第一暂存装置的输出得到差值后，进一步用于计算所述差值与所估算的高斯分布噪声的变异数的商，进而产生第k’个对数似然比。

10.如权利要求8或9所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述通道编码器为NR码编码器。

11.如权利要求7所述的(n,k)方块码的软输入软输出解码装置，其特征在于，所述传输信号映射器为等振幅器传输信号映射器；

所述等振幅器传输信号映射器为4进制正交幅度调制4-QAM传输信号映射器。

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