KR20070057616A - 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법 - Google Patents

다중입력 다중출력 시스템의 검파방법 Download PDF

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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 다중입력 다중출력 시스템의 수신단에서 모든 가능한 조합의 송신신호 중에서 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호를 K개 결정하여 K개의 최적 송신신호 예측값을 계산하고, 전체 수신신호에서 상기 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호의 간섭을 제거한 L개의 나머지 안테나 신호를 결정하여 L개의 잔여 송신신호 예측값을 계산한 후, K×L개의 예측 송신신호 후보군에 대하여 최대우도 검파기법을 적용하는, 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 다경로 무선채널을 통해 통신하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 있어서, 다수의 안테나를 통해 수신된 신호에 가중치를 부여하여 송신신호간의 간섭을 제거하고 채널이득의 추정을 통해 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호를 결정하는 제1 단계와; 상기 최적 안테나 신호를 정해진 성상도의 크기인 임의의 자연수 L에 따라 양자화하여 L개의 송신신호 예측값을 계산하는 제2 단계와; 상기 L개의 송신신호 예측값을 이용하여 수신신호에서 상기 송신신호 예측값의 간섭이 제거된 L개의 잔여 안테나 신호를 계산하는 제3 단계와; 상기 L개의 잔여 안테나 신호를 이용하여 정해진 성상도에 따라 양자화하여 L개의 잔여 송신신호 예 측값을 계산하는 제4 단계; 및 상기 K개의 최적 안테나 신호마다 상기 L개의 잔여 송신신호 예측값의 계산을 반복수행하여 K×L개의 예측 송신신호 후보군이 생성되면, 상기 예측 송신신호 후보군에서 송신신호를 검파하는 제5 단계를 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법 등에 이용됨.
다중입력 다중출력(MIMO), 최대우도 검파기법, 순차적 간섭제거 기법, 송신신호 예측값

Description

다중입력 다중출력 시스템의 검파방법{Detecting method of multiple-input multiple-output system}
도 1은 종래의 다중입력 다중출력 시스템에 대한 일실시예 구성도,
도 2는 본 발명에 따른 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 대한 일실시예 흐름도.
본 발명은 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중입력 다중출력 시스템의 수신단에서 모든 가능한 조합의 송신신호 중에서 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호를 K개 결정하여 K개의 최적 송신신호 예측값을 계산하고, 전체 수신신호에서 상기 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호의 간섭을 제거한 L개의 나머지 안테나 신호를 결정하여 L개의 잔여 송신신호 예측값을 계산한 후, K×L개의 예측 송신신호 후보군에 대하여 최대우도 검파기법을 적용하는, 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 관한 것이다.
최근들어, 무선통신 서비스는 음성서비스 위주에서 고품질 멀티미디어 서비스에 대한 요구의 증대로 인해 데이터 전송 기술에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 즉, 상기 데이터 전송 기술은 더 많은 데이터를 더 빨리, 더 낮은 오류확률로 전송하기 위한 방향으로 진행되고 있다.
하지만, 데이터 전송은 신호의 페이딩, 전파 간섭, 잡음 등의 무선통신 환경에 의해 크게 영향을 받는다. 특히, 상기 데이터 전송은 다중 경로에 의한 페이딩 현상에 의해 서로 다른 경로를 거쳐 수신되는 서로 다른 위상과 크기를 가지는 신호들의 합에 의한 심각한 신호 왜곡에 영향을 받는다.
상기와 같은 신호의 페이딩 현상은 데이터 전송에 있어서 극복되어야 하며, 이를 위해 다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple-Output; 이하, "MIMO"라 함) 시스템이 제안되었다.
도 1은 종래의 MIMO 시스템에 대한 일실시예 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, MIMO 시스템은 주파수 자원이 한정된 무선통신 시스템에서 전송속도를 높이기 위해 넓은 주파수 대역폭을 사용하는 대신에
Figure 112006037385758-PAT00001
개의 송신 안테나(1)와
Figure 112006037385758-PAT00002
개의 수신 안테나(2)를 사용하여 각 안테나를 통해 서로 다른 데이터를 전송함으로써 데이터 전송 속도 및 전송 용량을 높일 수 있는 무선통신 시스템이다.
MIMO 시스템에서 수신 안테나(2)의 수신신호는 다음 수학식 1과 같이 표현된 다.
Figure 112006037385758-PAT00003
수학식 1을 참조하면, MIMO 시스템은
Figure 112006037385758-PAT00004
개의 송신 안테나(1)에서 각각 다르게 송신된 송신신호
Figure 112006037385758-PAT00005
, 상기 송신신호
Figure 112006037385758-PAT00006
가 수신 안테나(2)에 수신되기 전 거치는 다경로 무선채널
Figure 112006037385758-PAT00007
, 상기 다경로 무선채널
Figure 112006037385758-PAT00008
를 거쳐
Figure 112006037385758-PAT00009
개의 수신 안테나(2)에서 수신된 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00010
, 수신 안테나(2)에 더해지는 잡음신호
Figure 112006037385758-PAT00011
으로 나타낸다.
이때, 송신신호
Figure 112006037385758-PAT00012
는
Figure 112006037385758-PAT00013
이고, 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00014
은
Figure 112006037385758-PAT00015
이고, 다경로 무선채널
Figure 112006037385758-PAT00016
는
Figure 112006037385758-PAT00017
이다.
또한, 잡음신호
Figure 112006037385758-PAT00018
은
Figure 112006037385758-PAT00019
이며, 각 성분은 평균이 0이고 분산이 각 차원당
Figure 112006037385758-PAT00020
인 복소 가우시안 분포를 가진다.
한편, MIMO 시스템 수신단에서 최적 검파기법으로 알려진 검파기법은 최대우도 검파기법(Maximum Likelihood; ML)이다. 상기 최대우도 검파기법은 송신신호
Figure 112006037385758-PAT00021
가 가질 수 있는 모든 조합 중에서 유클리드 거리(euclidean distance)의 제곱이 최소값을 가지는 입력을 선택하는 기법이다.
즉, 상기 최대우도 검파기법은 수학식 1과 도 1을 참조하여 최대우도 검파기법의 해
Figure 112006037385758-PAT00022
를 다음의 수학식 2를 통해 결정한다.
Figure 112006037385758-PAT00023
상기 수학식 2에서
Figure 112006037385758-PAT00024
은 주어진 성상도(signal constellation) 내에서 송신신호
Figure 112006037385758-PAT00025
가 가질 수 있는 벡터집합으로서, 상기 원소의 수는
Figure 112006037385758-PAT00026
이고
Figure 112006037385758-PAT00027
은 성상도의 크기를 나타낸다.
한편, 최대우도 검파기법은 MIMO 시스템에서 비트오류율(Bit Error Rate; BER)에 대해서 최적성능을 나타내지만, 상기 수학식 2에서 보는 바와 같이 모든 가능한 송신신호의 유클리드 거리 제곱을 구한 후 그 값들을 서로 비교해야 하므로, 총
Figure 112006037385758-PAT00028
회에 걸쳐 상기 수학식 2에 해당되는 연산을 수행해야 한다.
따라서, 최대우도 검파기법은 성상도의 크기(
Figure 112006037385758-PAT00029
)가 증가하거나 송신 안테나(1)의 개수(
Figure 112006037385758-PAT00030
)가 증가함에 따라, 처리시간 및 복잡도가 기하급수적으로 늘어나게 되어 실제 구현이 어려운 단점이 있다.
반면, 순차적 간섭제거 기법은 최대우도 검파기법의 단점인 복잡도를 줄이기 위한 기법으로 다음과 같은 단계를 거쳐 수행된다.
제1 단계는 수신신호에 적절하게 선형적으로 가중치를 부여하여 여러 송신신호간의 간섭을 제거하여 각 송신 안테나(1) 별로 송신신호를 분리한다.
제2 단계는 송신신호간의 간섭이 제거된 각 신호들을 임의로 정렬[일반적으로, 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio; SNR)가 큰 순으로 정렬]하여 각 신호들 중 가장 먼저 제거할 신호를 결정한다.
제3 단계는 상기 결정된 신호를 정해진 성상도로의 양자화(quantization)를 통해 송신신호의 예측값을 구하고, 수신신호에서 상기 송신신호의 예측값의 영향을 제거한다.
제4 단계는 모든 송신신호가 검파될 때까지 제1 단계부터 제3 단계를 계속 반복한다.
한편, 순차적 간섭제거 기법은 최대우도 검파기법에 비해 연산량 및 복잡도가 많이 줄어드는 장점이 있지만, 제1 단계에서 각 송신신호간의 간섭이 제거되면서 잡음이 증가하여 비트오류율의 성능이 떨어진다.
또한, 순차적 간섭제거 기법은 최초 검파된 신호의 신뢰도에 따라 전체성능이 크게 좌우되어 제2 단계의 정렬과정이 중요한 역할을 한다.
따라서, 종래의 검파기법인 최대우도 검파기법에서 복잡도 증가와 순차적 간섭제거 기법에서 비트오류율의 성능 저하에 대하여 복잡도를 현저히 낮추고 비트오류율 성능을 향상시켜 MIMO 시스템을 용이하게 구현할 수 있는 검파기법이 요구된다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 다중입력 다중출력 시스템의 수신단에서 모든 가능한 조합의 송신신호 중에서 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호를 K개 결정하여 K개의 최적 송신신호 예측값을 계산하고, 전체 수신신호에서 상기 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호의 간섭을 제거한 L개의 나머지 안테나 신호를 결정하여 L개의 잔여 송신신호 예측값을 계산한 후, K×L개의 예측 송신신호 후보군에 대하여 최대우도 검파기법을 적용하는, 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 다경로 무선채널을 통해 통신하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 있어서, 다수의 안테나를 통해 수신된 신호에 가중치를 부여하여 송신신호간의 간섭을 제거하고 채널이득의 추정을 통해 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호를 결정하는 제1 단계와; 상기 최적 안테나 신호를 정해진 성상도의 크기인 임의의 자연수 L에 따라 양자화하여 L개의 송신신호 예측값을 계산하는 제2 단계와; 상기 L개의 송신신호 예측값을 이용하여 수신신호에 서 상기 송신신호 예측값의 간섭이 제거된 L개의 잔여 안테나 신호를 계산하는 제3 단계와; 상기 L개의 잔여 안테나 신호를 이용하여 정해진 성상도에 따라 양자화하여 L개의 잔여 송신신호 예측값을 계산하는 제4 단계; 및 상기 K개의 최적 안테나 신호마다 상기 L개의 잔여 송신신호 예측값의 계산을 반복수행하여 K×L개의 예측 송신신호 후보군이 생성되면, 상기 예측 송신신호 후보군에서 송신신호를 검파하는 제5 단계를 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명에 따른 MIMO 시스템의 검파방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
본 발명이 적용되는 MIMO 시스템은 도 1의 MIMO 시스템이므로, 자세한 설명은 생략한다.
도 2에 도시된 바와 같이, MIMO 시스템 수신단의 수신 안테나(2)에서 신호를 수신하면(S100), 송신 안테나(1)가 가질 수 있는 모든 송신신호 중에서
Figure 112006037385758-PAT00031
Figure 112006037385758-PAT00032
개의 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호(이하, "최적 안테나 신호"라 함)를 결정한다(S101). 즉, MIMO 시스템 수신단은 수신신호에 가중치를 부여하여 송신신호간의 간섭을 제거한 후, 신호 대 잡음비(SNR)[또는 대수우도비(log likehood ratio)]를 기준으로 하거나 프리앰블(preamble)을 이용해 채널이득을 추정함으로써 가장 신뢰도가 높은 안테나 신호 즉, 최적 안테나 신호를
Figure 112006037385758-PAT00033
개 결정한다.
이하, 수학식 3 내지 수학식 5를 참조하여 S101 단계를 설명한다.
Figure 112006037385758-PAT00034
Figure 112006037385758-PAT00035
Figure 112006037385758-PAT00036
Figure 112006037385758-PAT00037
수학식 3은 송신신호간의 간섭을 제거하기 위해 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00038
에 곱하는 가중 치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00039
를 나타낸다. 이때, 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00040
는
Figure 112006037385758-PAT00041
이다.
상기 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00042
는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식 또는 ZF(Zero Forcing) 방식을 이용하여 구하며, 이에 대한 자세한 설명은 공지의 기술이므로 생략한다.
수학식 4는 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00043
에 상기 수학식 3의 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00044
를 곱해서 얻어지는 송신신호간의 간섭이 제거된 신호
Figure 112006037385758-PAT00045
를 나타낸다.
수학식 5는 상기 신호
Figure 112006037385758-PAT00046
에서 n번째 신호의 추출신호(
Figure 112006037385758-PAT00047
)를 나타낸다. 상기 n은 송신 안테나(1)가
Figure 112006037385758-PAT00048
개 있으므로 1부터
Figure 112006037385758-PAT00049
까지(1≤n≤
Figure 112006037385758-PAT00050
) 이다.
특히, MIMO 시스템 수신단은 상기 수학식 5에 의해
Figure 112006037385758-PAT00051
개의 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00052
에 신호 대 잡음비(또는 대수우도비)를 적용하여
Figure 112006037385758-PAT00053
개의 최적 안테나 신호를 결정한다. 여기서, 편의상
Figure 112006037385758-PAT00054
개의 최적 안테나 신호중 하나를 n번째 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00055
이라 가정하여 후술할 수학식에 적용하여 설명하고, 이하
Figure 112006037385758-PAT00056
개의 나머지 최적 안테나 신호의 자세한 설명은 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00057
과 동일하므로 생략한다.
한편, MIMO 시스템 수신단은 앞서 언급한 송신신호 중에서 최적 안테나 신호를
Figure 112006037385758-PAT00058
개 결정한 후(S101), 상기
Figure 112006037385758-PAT00059
개의 최적 안테나 신호마다 정해진 성상도 크기(이하, "
Figure 112006037385758-PAT00060
"개라 함)의 모든 가능한 값으로 양자화하여
Figure 112006037385758-PAT00061
개의 송신신호를 예측한 값(이하, "최적 송신신호 예측값"이라 함)을 계산한다(S102). 즉, 상기 MIMO 시 스템 수신단은 하나의 최적 안테나 신호(즉, n번째 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00062
)에
Figure 112006037385758-PAT00063
개의 최적 송신신호 예측값이 계산되고,
Figure 112006037385758-PAT00064
개의 나머지 최적 안테나 신호들도 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00065
와 같이
Figure 112006037385758-PAT00066
개의 최적 송신신호 예측값이 계산된다.
이하, 수학식 6을 참조하여 S102 단계를 설명한다.
Figure 112006037385758-PAT00067
수학식 6은 n번째 추출신호
Figure 112006037385758-PAT00068
을 정해진 성상도 크기(
Figure 112006037385758-PAT00069
)에 따라 양자화하여 최적 송신신호 예측값
Figure 112006037385758-PAT00070
의 계산을 나타낸다.
이와 같이, MIMO 시스템 수신단은
Figure 112006037385758-PAT00071
개의 최적 송신신호 예측값
Figure 112006037385758-PAT00072
을 계산하기 위해 성상도 위의 모든 값들(즉, 성상도 크기
Figure 112006037385758-PAT00073
개의 첫번째 신호부터 마지막 신호까지)을 모두 대입하여 계산한다.
한편, MIMO 시스템 수신단은
Figure 112006037385758-PAT00074
개의 최적 안테나 신호들마다
Figure 112006037385758-PAT00075
개의 최적 송신신호 예측값을 계산한 후(S102), 상기 최적 송신신호 예측값을 이용하여 전체 수신신호에서 최적 송신신호 예측값의 간섭이 제거된
Figure 112006037385758-PAT00076
개의 나머지 수신신호(이하, "잔여 수신신호"라 함)를 계산한다(S103).
이하, 수학식 7 내지 수학식 10을 참조하여 S102 단계를 설명한다.
Figure 112006037385758-PAT00077
Figure 112006037385758-PAT00078
Figure 112006037385758-PAT00079
Figure 112006037385758-PAT00080
Figure 112006037385758-PAT00081
수학식 7은 전체 수신신호에서 수학식 6에서 계산된 최적 송신신호 예측값의 간섭을 제거하는 것을 나타낸다. 이때, 상기 수학식 7은 최적 송신신호 예측값
Figure 112006037385758-PAT00082
이 성상도의 크기(
Figure 112006037385758-PAT00083
)와 같은 횟수로 계산되므로, 상기 잔여 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00084
은 성상도의 크기(
Figure 112006037385758-PAT00085
)와 동일한 개수가 생긴다.
수학식 8은 앞서 언급한 최적 송신신호 예측값의 영향을 다경로 무선채널
Figure 112006037385758-PAT00086
에서도 제거하기 위해 다경로 무선채널
Figure 112006037385758-PAT00087
를 간섭이 제거된 새로운 채널행렬
Figure 112006037385758-PAT00088
의 전환을 나타낸다. 즉, 상기 수학식 8에서
Figure 112006037385758-PAT00089
이 제거되어 있음을 확인할 수 있다.
수학식 9는 상기 수학식 8에서 구한 최적 송신신호 예측값의 영향을 제거한 다경로 무선채널 행렬
Figure 112006037385758-PAT00090
을 이용하여 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00091
을 구하는 것을 나타낸다. 상기 수학식 9는 앞서 언급한 수학식 3과 동일한 방식으로 가중치 행렬을 구함으로 자세한 설명은 생략한다. 이를 통해, 상기 수학식 9에서 최적 송신신호 예측값의 영향이 제거된 송신신호간의 간섭을 제거하기 위한 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00092
을 구할 수 있다.
수학식 10은 상기 수학식 9에서 구한 가중치 행렬
Figure 112006037385758-PAT00093
과 상기 수학식 7에서 구한 잔여 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00094
를 곱하여 최적 안테나 신호를 제외한 나머지 안테나 신호들간의 간섭이 제거된 안테나 신호(이하, "잔여 안테나 신호"라 함)를 나타낸다. 이때, 상기 수학식 10에서, 잔여 안테나 신호
Figure 112006037385758-PAT00095
은 잔여 수신신호
Figure 112006037385758-PAT00096
이
Figure 112006037385758-PAT00097
개 이므로,
Figure 112006037385758-PAT00098
개 계산된다.
한편, MIMO 시스템 수신단은 최적 송신신호 예측값의 간섭이 제거된
Figure 112006037385758-PAT00099
개의 잔여 안테나 신호를 계산한 후(S103), 상기 잔여 안테나 신호를 정해진 성상도 크 기(
Figure 112006037385758-PAT00100
)의 모든 가능한 값으로 양자화하여
Figure 112006037385758-PAT00101
개의 송신신호를 예측한 값(이하, "잔여 송신신호 예측값"이라 함)을 계산한다(S104).
이하, 수학식 11을 참조하여 S104 단계를 설명한다.
Figure 112006037385758-PAT00102
수학식 11은 잔여 안테나 신호들을 이용하여 잔여 송신신호 예측값의 계산을 나타낸다. 이때, 상기 수학식 11에서
Figure 112006037385758-PAT00103
가 제외되어 있음을 알 수 있다.
또한, 수학식 11에서, 잔여 안테나 신호 는 성상도의 개수(
Figure 112006037385758-PAT00105
개)와 동일한 개수가 생기므로
Figure 112006037385758-PAT00106
개의 잔여 송신신호 예측값으로 결정된다.
이와 같이, MIMO 시스템 수신단은 S101 단계에서 최적 안테나 신호를
Figure 112006037385758-PAT00107
개 선택하면, 상기
Figure 112006037385758-PAT00108
개의 최적 안테나 신호마다 S102 단계에서 S104 단계까지(즉,
Figure 112006037385758-PAT00109
개의 잔여 송신신호 예측값이 결정됨)를 반복하여 수행한다.
따라서, MIMO 시스템 수신단은 상기
Figure 112006037385758-PAT00110
번 반복 수행한 결과로 최적 안테나 신호(
Figure 112006037385758-PAT00111
개)마다 잔여 송신신호 예측값(
Figure 112006037385758-PAT00112
개)의 예측 송신신호 후보군이 생성된다(S105). 즉, 상기 예측 송신신호 후보군은 상기 최적 안테나 신호의 개수와 잔여 송신신호 예측값의 개수의 곱인
Figure 112006037385758-PAT00113
개가 생성된다.
한편, MIMO 시스템 수신단은 상기 예측 송신신호 후보군에 속한 신호들에 대하여 최대우도 검파기법을 수행하여 송신신호를 검출한다(S106). 여기서, 최대우도 검파기법은 공지의 기술로서 자세한 설명은 생략한다.
상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 램, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다. 이러한 과정은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있으므로 더 이상 상세히 설명하지 않기로 한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같은 본 발명은 최대우도 검파기법의 복잡성을 크게 줄이면서 비트오류율의 성능을 갖는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 한정된 주파수 자원을 해소하기 위한 다중입력 다중출력 시스템의 구현을 용이하게 하는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 다경로 무선채널을 통해 통신하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법에 있어서,
    다수의 안테나를 통해 수신된 신호에 가중치를 부여하여 송신신호간의 간섭을 제거하고 채널이득의 추정을 통해 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호를 결정하는 제1 단계;
    상기 최적 안테나 신호를 정해진 성상도의 크기인 임의의 자연수 L에 따라 양자화하여 L개의 송신신호 예측값을 계산하는 제2 단계;
    상기 L개의 송신신호 예측값을 이용하여 수신신호에서 상기 송신신호 예측값의 간섭이 제거된 L개의 잔여 안테나 신호를 계산하는 제3 단계;
    상기 L개의 잔여 안테나 신호를 이용하여 정해진 성상도에 따라 양자화하여 L개의 잔여 송신신호 예측값을 계산하는 제4 단계; 및
    상기 K개의 최적 안테나 신호마다 상기 L개의 잔여 송신신호 예측값의 계산을 반복수행하여 K×L개의 예측 송신신호 후보군이 생성되면, 상기 예측 송신신호 후보군에서 송신신호를 검파하는 제5 단계
    를 포함하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 단계에서 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호는 신호 대 잡음비를 이용한 채널이득 추정을 통해 결정하는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 단계에서 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호는 대수우도비를 이용한 채널이득 추정을 통해 결정하는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 단계에서 임의의 자연수 K개의 최적 안테나 신호는 프리앰블을 이용한 채널이득 추정을 통해 결정하는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 단계에서 가중치는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식 또는 ZF(Zero Forcing) 방식중 어느 하나의 방식에서 다경로 무선채널 행렬을 이용해 계 산되는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 제3 단계에서 상기 잔여 안테나 신호는 수신된 신호에서 상기 송신신호 예측값에 의한 간섭을 제거하고 가중치를 부여하여 계산되는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  7. 제6 항에 있어서,
    상기 가중치는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식 또는 ZF(Zero Forcing) 방식중 어느 하나의 방식에서 상기 송신신호 예측값의 간섭이 제거된 다경로 무선채널 행렬을 이용해 계산되는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
  8. 제1 항에 있어서,
    상기 제5 단계에서 상기 예측 송신신호 후보군은 최대우도 검파기법(Maximum Likehood)을 적용하여 송신신호를 검파하는 것을 특징으로 하는 다중입력 다중출력 시스템의 검파방법.
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