KR20060136305A - 헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 디스크 장치에 가해지는 외란에 의한 헤드의 위치 어긋남을 제어계로 보정하는 위치 제어 장치에 있어서, 미지의 외란 주파수에 적응 제어하는 것을 목적으로 한다.

위치 오차를 기준으로 한 신호로부터 적응측에 의해 외부 진동 주파수를 추정하는 주파수 추정 블록(24)과, 이 외부 진동 주파수를 이용하여 축차적으로, 보상기(23)의 정수를 수정하는 수정 테이블(24)을 설치한다. 이 때문에 축차적으로, 보상기(23)의 정수가 추정 각주파수에 따라서 수정되기 때문에, 넓은 범위의 외부 진동 주파수에 대하여, 정밀도가 높은 추종 제어가 가능하게 된다.

헤드 위치 제어 장치

Description

헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치{HEAD POSITION CONTROL METHOD, HEAD POSITION CONTROL DEVICE, AND DISK DEVICE}

도 1은 본 발명의 일 실시형태의 디스크 기억 장치의 구성도.

도 2는 도 1의 구성의 디스크의 위치 신호의 설명도.

도 3은 도 2의 위치 신호의 상세 설명도.

도 4는 도 2의 위치 신호의 판독 파형도.

도 5는 도 1의 헤드의 시크 동작의 설명도.

도 6은 본 발명의 제1 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 7은 도 7의 컨트롤러를 옵저버 제어로 한 변형예의 블록도.

도 8은 도 6의 구성의 외란 억압 보상기를 포함하는 적응 제어 블록의 상세 구성도.

도 9는 도 6, 도 7, 도 8의 구성에서의 테이블의 구성도.

도 10은 도 6, 도 7, 도 8의 구성에서의 다른 테이블의 구성도.

도 11은 도 9 및 도 10의 출력 이득의 특성도.

도 12는 종래 기술의 내부 정수를 고정으로 한 보상기를 사용한 시뮬레이션 결과의 그래프. 도 10에서 외란 억압용 계산을 1 샘플 지연시킨 제어계의 구성.

도 13은 본 발명의 내부 정수를 갱신한 보상기를 사용한 시뮬레이션 결과의 그래프.

도 14는 본 발명의 제2 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 15는 도 14의 컨트롤러를 옵저버 제어로 한 변형예의 블록도.

도 16은 도 14 및 도 15에서 외란 억압용 계산을 1 샘플 지연시킨 처리의 시퀀스도.

도 17은 도 6 및 도 7의 외란 억압용 계산을 1 샘플 지연시키지 않은 처리의 시퀀스도.

도 18은 도 14 및 도 15의 적응 제어 처리의 흐름도.

도 19는 본 발명의 제3 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 20은 도 20의 테이블의 저장 데이터의 설명도.

도 21은 본 발명의 제4 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 22는 도 22의 추정 각주파수의 상한, 하한 제한의 설명도.

도 23은 도 21의 적응 제어 처리의 흐름도.

도 24는 본 발명의 제5 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 25는 도 14의 컨트롤러를 옵저버 제어로 한 변형예의 블록도.

도 26은 도 24의 구성의 외란 억압 보상기를 포함하는 적응 제어 블록의 상세 구성도.

도 27은 본 발명의 제5 실시형태의 위치 결정 제어계의 다른 구성의 블록도.

도 28은 도 27의 컨트롤러를 옵저버 제어로 한 변형예의 블록도.

도 29는 도 27의 적응 제어 처리의 흐름도.

도 30은 본 발명의 제6 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 31은 도 31의 더블레이트 제어에 의한 적응 제어의 동작 설명도.

도 32는 본 발명의 제6 실시형태의 다른 위치 결정 제어계의 블록도.

도 33은 도 32의 적응 제어 처리의 흐름도.

도 34는 본 발명의 제6 실시형태의 또 다른 위치 결정 제어계의 블록도.

도 35는 도 34의 적응 제어 처리의 흐름도.

도 36은 본 발명의 제7 실시형태의 외란 억압 보상기를 부가한 위치 결정 제어계의 블록도.

도 37은 본 발명의 제7 실시형태의 다른 위치 결정 제어계의 블록도.

도 38은 본 발명의 제7 실시형태의 또 다른 위치 결정 제어계의 블록도.

도 39는 본 발명을 적용한 제어계의 컴퓨터 시뮬레이션에 의한 실시예의 응답도.

도 40은 본 발명을 적용한 제어계의 컴퓨터 시뮬레이션에 의한 다른 실시예의 응답도.

도 41은 본 발명을 적용한 자기 디스크 장치상의 프로그램으로 전류치에 정현파상 외란을 인가하였을 때의 응답도.

도 42는 본 발명을 적용한 자기 디스크 장치상의 프로그램으로 전류치에 다른 정현파상 외란을 인가하였을 때의 응답도.

도 43은 본 발명을 적용한 자기 디스크 장치를 가진기로써 진동을 가했을 때의 수속 응답 결과의 설명도.

도 44는 종래의 외란 억압용 보상기를 포함하는 제어계의 블록도.

도 45는 도 44의 종래 기술의 개방 루프 특성도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1: 액추에이터 2: 스핀들 모터의 회전축

3: 헤드 4: 디스크

5: 스핀들 모터 6: 액추에이터의 VCM 구동회로

7: 위치 검출 회로 8: 스핀들 모터의 구동 회로

9: 버스 10: 데이터의 기록 재생 회로

11: 하드 디스크 컨트롤러 12: MCU의 RAM

13: MCU의 ROM 14: 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU)

15: 하드디스크 컨트롤러의 RAM 16: 위치 신호

20: 위치 오차 계산 블록 21: 컨트롤러

22: 플랜트(헤드, 액추에이터) 23: 외란 억압 보상기

24: 각주파수 추정 블록 25: 테이블(정수 보정 블록)

26: 가산 블록

본 발명은, 외란에 의한 헤드의 위치 어긋남을 억제하기 위한 디스크 장치의 헤드 위치 제어 방법 및 디스크 장치에 관한 것이며, 특히 외부 진동에 의한 헤드의 위치 어긋남을 억제하기 위한 헤드 위치 제어 방법 및 디스크 장치에 관한 것이다.

회전하는 기억 매체(예컨대, 디스크 매체)에 헤드에서 데이터를 기록, 재생하는 디스크 장치에서는 헤드를 기억 매체의 원하는 트랙에 위치 결정하고, 그 트랙에 데이터를 리드/라이트한다. 이러한 디스크 장치, 예컨대 자기 디스크 장치나 광 디스크 장치에서, 헤드를 목표 트랙에 정확히 위치 결정하는 것이 기록 밀도 향상을 위해 매우 중요하다.

이 위치 결정을 저해하는 요인의 하나로서, 디스크상의 동심원형의 서보 신호의 중심이 모터의 회전 중심과 다르기 때문에 생기는 편심이 있다. 이 편심을 보정하는 기술로서, 옵저버를 이용한 제어 방법이 있다(예컨대, 특허 문헌 1 참조).

편심은 회전 주파수의 정수배에 동기한 정현파상의 위치 흔들림을 발생시킨다. 상기한 옵저버 제어 방법은 이러한 정현파상의 위치 흔들림을 억압하고, 목표 트랙에 정확히 위치 결정할 수 있다. 그러나, 이러한 편심 보정은 미리 보정하는 주파수를 사전에 파악해야 한다. 예컨대, 회전수의 정수배, 1 배나 2 배여야 한다.

위치 결정을 저해하는 두 번째 요인으로서, 디스크 장치의 외부로부터 가해지는 진동이 있다. 이 진동은 여러 가지의 파형이 있지만, 여기서는 정현파상의 진동에 대처하는 방법에 관해서 검토한다. 상기한 편심 보정 제어를 응용함으로써, 회전수의 정수 배 이외의 주파수에도 대처하는 것은 가능해진다.

상기한 종래의 구성은 외란의 주파수가 기지인 것을 전제로 하고 있다. 그런데, 외부 진동은 어떠한 진동이 가해지는지는 제어계의 설계 시점에서는 미지이며, 사전에 그 주파수를 파악할 수는 없다. 이 때문에, 어떤 미지의 주파수의 검출 수단이 필요해지고, 주파수만 검출할 수 있으면 전술한 특허 문헌 1에 도시한 바와 같은 제어 방법을 이용하여 외부 진동에 의한 위치 흔들림을 억압하는 것이 가능해진다.

도 44는 종래의 외란 주파수를 검출하고, 소정의 주파수의 정현파상의 외란을 억압하기 위한 제어계의 구성도이다. 목표 위치(r)와 관측 위치(y)의 위치 오차(e)를 연산기(100)로 연산하고, 피드백 제어를 행하는 컨트롤러(102)(Cn)에 입력한다. 컨트롤러(102)는 주지의 PID 제어, PI 제어+LeadLag, 옵저버 제어에 의해 제어 전류치(Un)를 출력한다.

이 컨트롤러(102)에 대하여, 외란의 주파수를 추정하는 주파수 추정기(ω추정)(106)과, 적응 제어에 의해 특정 주파수의 외란을 억압하기 위한 보상기(Cd)(104)를 부가한다. 제어 대상(103)(P)에는 컨트롤러(102)(Cn)의 출력 Un과 보 상기(104)(Cd)의 출력 Ud의 합인 U를 공급한다. 이 주파수 추정기(106)는 위치 오차(e)를 기초로, 외란의 각주파수ω(=2πf)를 추정하고, 보상기(104)의 외란 주파수 억압의 전달 함수에 도입한다. 보상기(104)는 위치 오차(e)와, 이 추정 각주파수ω로부터 정현파의 점화식(적응 제어식)을 계산하고, 보상 전류 출력(Ud)을 계산한다.

이와 같이 하여, 종래의 편심 보정 제어를 어떤 범위의 미지 주파수의 외란에도 대응시키기 위해 외란의 주파수를 검출하고, 미지 주파수를 억압한다(예컨대, 비 특허 문헌 2 참조). 이 미지의 주파수를 추정하고, 미지 주파수의 외란을 억압하는 방법으로서는 정현파의 점화식을 가정한 것(예컨대, 비 특허 문헌 1 참조), 전술한 오차 신호를 기초로, 적응측을 도입하여 제어 대상의 구동량을 보정하는 것(예컨대, 비 특허 문헌 2 참조)이 제안되어 있다. 또한, 오차 신호로부터 미지의 주파수를 추정하고, 위치 레벨에서의 외란 억압 신호를 생성하며, 그 오차 신호를 보정하고, 컨트롤러에 입력하는 것도 제안되어 있다(예컨대, 특허 문헌 2 참조).

예컨대, 도 45 체계의 개방 루프 특성의 예에 도시하는 바와 같이, 개방 루프 특성의 제로 크로스 주파수를 1000 Hz로, 대상으로 하는 외란의 주파수를 500 Hz로 설정한다. 이것은, 도 46에서 (Cn+Cd) P 식으로 표현되는 특성이다. 이와 같이, 특정 주파수(여기서는, 500 Hz)에서의 개방 루프 특성의 이득을 높게 설정함으로써, 외란의 억압을 실현할 수 있다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 제3,460,795호 공보

[특허 문헌 2] 미국 특허 제6,762,902호 공보

[비 특허 문헌 1] 전기 학회 연구회 자료 산업계측 연구회 IIC-04-70「주파수 추종형 피크 필터」(2004년 9월10일 발행)

[비 특허 문헌 2] Proceedings of the 40th IEEE Conlerence on Decision and Control, pp. 4909-4914(2001년 12월 발행)

최근, 이러한 디스크 장치, 특히 하드디스크 드라이브(HDD)가 모바일 기기, 예컨대 휴대형 퍼스널 컴퓨터, 휴대 단말, 휴대 전화, 휴대형 AV 기기에 탑재되어 있다. 이러한 환경에서 사용되는 경우에는 미지의 외란의 주파수가 불특정하며, 넓은 범위의 외란 주파수에 적응해야 한다.

이 때문에, 종래의 외부 진동을 억압하는 보상기를 기존의 컨트롤러에 부가할 때는 억압 신호 생성식에서의 외부 진동의 주파수에 따른 계수를 적절히 설정해야 한다. 예컨대, 도 44 체계에서는 외부 진동을 억압하는 보상기(104)의 전달 함수(적응측)의 이득과 위상을 조정해야 한다. 이 조정이 적절하지 않으면 제어계가 불안정해진다.

종래의 상기한 각종의 외란 억압 제어 방법은 피드백 체계의 설계 이론에 의해 경험적으로 또는 예측적으로 사전에 이득·위상 등의 계수를 정하며, 생성식이고, 고정이었다. 이러한 계수의 설정으로는 어느 정도 범위의 외란 주파수(예컨대, 서보계의 예측 주파수 범위)에 의한 외란 억압은 가능하다.

그러나, 디스크 장치가 전술과 같은 모바일 환경에서 사용되는 경우에는 미지의 외란 주파수의 범위는 사용 상황에 의해 변화하고, 예측이 곤란하다. 종래 기술에서는 외란의 적응 제어는 추종 가능한 주파수 범위가 한정되어 있기 때문에, 상기한 사용 환경에서는 조정한 이득과 위상이 적절하지 않고, 오히려 제어계가 불안정해지는 경우가 있다. 또한, 외란의 크기도 특정할 수 없고, 제어계가 불안정해지며, 오차가 증폭되고, 발산할 가능성도 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 보다 넓은 범위의 외란 주파수에 적응한 외란 억압 제어를 실현시키기 위한 헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치를 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 모바일 환경에서 사용하더라도, 외란 억압 제어를 실현하기 위한 헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치를 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 보다 넓은 범위의 외란 주파수 및 외란의 진폭에 적응한 외란 억압 제어를 실현하기 위한 헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치를 제공하는 것에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 고정밀도로, 보다 넓은 범위의 외란 주파수에 적응한 외란 억압 제어를 실현하기 위한 헤드 위치 제어 방법, 헤드 위치 제어 장치 및 디스크 장치를 제공하는 것에 있다.

본 목적의 달성을 위해, 본 발명은 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 방법이다. 그 제어 방법은 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 단계와, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하는 단계와, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하고, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하는 단계와, 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 단계와, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계를 갖는다.

또한, 본 발명은 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 장치이다. 이 장치는 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어 블록과, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하고, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하며, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하고, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는다.

또한, 본 발명의 디스크 장치는 디스크로부터 정보를 판독하는 헤드와, 상기 헤드를 상기 디스크의 트랙 횡단 방향으로 이동시키는 액추에이터와, 상기 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정하기 위해 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어부(E)를 구비하고, 상기 제어부는 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하며, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하고, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하며, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 추정 단계는 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하는 단계로 이루어지고, 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계와, 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서의 전류치로 변환하는 단계로 이루어지며, 상기 보정 단계는 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 순착적으로 보정하는 단계로 이루어진다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 보정 스텝은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응 하는 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 단계로 이루어진다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 보정 단계는 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 2 개의 상기 출력 이득을 취출하는 단계와, 상기 2 개의 출력 이득의 보간에 의해 상기 추정 각주파수의 출력 이득을 구하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 단계로 이루어진다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 외부 진동 억압 제어치를 1 샘플 지연시키는 단계를 더 가지며, 상기 생성 단계는 현 샘플에서의 상기 제어치와 상기 1 샘플 지연된 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계로 이루어진다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 추정 단계는 추가로 상기 추정한 각주파수를 상한치, 하한치로 제한하는 단계를 갖는다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계와 상기 생성 단계를 1 샘플마다 실행하고, 상기 제어치를 구하는 단계를 상기 1 샘플 사이에 복수 회 실행한다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 복수의 외부 진동 주파수마다, 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계를 실행하는 단계와, 상기 각 외부 진동 주파수에 대한 복수의 상기 외부 진동 억압치를 가산하는 단계를 더 갖는다.

또한, 본 발명에서 바람직하게는, 상기 실행 단계는 상기 추정한 외부 진동 주파수가 중복되지 않도록, 상기 한쪽의 추정한 외부 진동 주파수를 수정하는 단계를 더 갖는다.

이하, 본 발명을 디스크 장치, 위치 결정 제어계의 제1 실시형태, 위치 결정 제어계의 제2 실시형태, 위치 결정 제어계의 제3 실시형태, 위치 결정 제어계의 제4 실시형태, 위치 결정 제어계의 제5 실시형태, 위치 결정 제어계의 제6 실시형태, 위치 결정 제어계의 제7 실시형태, 실시예, 다른 실시형태의 순으로 설명한다. 또한, 본 발명에서는, 이하에 자기 디스크 장치(하드디스크 드라이브)를 예로서 설명한다. 그러나, 본 발명에서 설명하는 기술은 다른 디스크 장치, 예컨대 CD-ROM, DVD-ROM, 등의 광 디스크 장치, MO나 MD 등의 광 자기 디스크 장치에도 적용할 수 있다.

[디스크 장치]

도 1은 본 발명의 일 실시형태의 디스크 기억 장치의 구성도, 도 2는 도 1 자기 디스크의 위치 신호의 배치도, 도 3은 도 1 및 도 2의 자기 디스크의 위치 신호의 구성도, 도 4는 도 3의 위치 신호의 판독 파형도, 도 5는 도 1의 헤드 위치 제어의 설명도이다.

도 1은 디스크 기억 장치로서, 자기 디스크 장치를 도시한다. 도 1에 도시하는 바와 같이, 자기 기억 매체인 자기 디스크(4)가 스핀들 모터(5)의 회전축(2)에 설치된다. 스핀들 모터(5)는 자기 디스크(4)를 회전시킨다. 액추에이터(VCM)(1)는 선단에 자기 헤드(3)를 구비하고, 자기 헤드(3)를 자기 디스크(4)의 반 경 방향으로 이동시킨다.

액추에이터(1)는 회전축을 중심으로 회전하는 보이스 코일 모터(VCM)로 구성된다. 도면에서는 자기 디스크 장치에 2 장의 자기 디스크(4)가 탑재되고, 4 개의 자기 헤드(3)가 동일한 액추에이터(1)에서 동시에 구동된다.

자기 헤드(3)는 리드 소자와, 라이트 소자로 이루어진다. 자기 헤드(3)는 슬라이더에 자기 저항(MR) 소자를 포함하는 리드 소자를 적층하고, 그 위에 라이트 코일을 포함하는 라이트 소자를 적층하여 구성된다.

위치 검출 회로(7)는 자기 헤드(3)가 판독한 위치 신호(아날로그 신호)를 디지털 신호로 변환한다. 리드/라이트(R/W) 회로(10)는 자기 헤드(3)의 판독 및 기록을 제어한다. 스핀들 모터(SPM) 구동 회로(8)는 스핀들 모터(5)를 구동한다. 보이스 코일 모터(VCM) 구동 회로(6)는 보이스 코일 모터(VCM)(1)에 구동 전류를 공급하고, VCM(1)을 구동한다.

마이크로 컨트롤러(MCU)(14)는 위치 검출 회로(7)로부터의 디지털 위치 신호로부터 현재 위치를 검출(복조)하고, 검출한 현재 위치와 목표 위치의 오차에 따라 VCM 구동 지령치를 연산한다. 즉, 위치 복조와 서보 제어를 행한다. 리드 온리 메모리(ROM)(13)는 MCU(14)의 제어 프로그램 등을 저장한다. 랜덤 엑세스 메모리(RAM)(12)는 MCU(14)의 처리를 위한 데이터 등을 저장한다.

하드 디스크 컨트롤러(HDC)(11)는 서보 신호의 섹터 번호를 기준으로서, 1 주 내의 위치를 판단하고, 데이터를 기록·재생한다. 버퍼용 랜덤 엑세스 메모리(RAM)(15)는 리드 데이터나 라이트 데이터를 일시 저장한다. HDC(11)는 USB, ATA 나 SCSI 등의 인터페이스(IF)에서 호스트와 통신한다. 버스(9)는 이들을 접속시킨다.

도 2에 도시하는 바와 같이, 자기 디스크(4)에는 외주로부터 내주에 걸쳐 각 트랙에 서보 신호(위치 신호)(16)가 원주 방향으로 등간격으로 배치된다. 또한, 각 트랙은 복수의 섹터로 구성되고, 도 2의 실선은 서보 신호(16)의 기록 위치를 도시한다. 도 3에 도시하는 바와 같이, 위치 신호는 서보 마크(Servo Mark)와, 트랙 번호(Gray Code)와, 인덱스(Index)와, 오프셋 정보(서보 버스트) PosA, posB, posC, PosD로 이루어진다. 또한, 도 3의 점선은 트랙 센터를 도시한다.

도 4는 도 3의 위치 신호를 헤드(3)로 판독한 신호 파형도이다. 도 4에 도시하는 신호 파형의 트랙 번호(Gray Code)와 오프셋 정보 PosA, posB, posC, PosD를 사용하고, 자기 헤드의 반경 방향의 위치를 검출한다. 또한, 인덱스 신호(Index)를 바탕으로 하여 자기 헤드의 원주 방향의 위치를 파악한다.

예컨대, 인덱스 신호를 검출하였을 때의 섹터 번호를 0 번으로 설정하고, 서보 신호를 검출할 때마다, 카운트 업하여 트랙의 각 섹터의 섹터 번호를 얻는다. 이 서보 신호의 섹터 번호는 데이터를 기록 재생할 때의 기준이 된다. 또한, 인덱스 신호는 1 주에 하나이고, 또한 인덱스 신호 대신에 섹터 번호를 설치할 수도 있다.

도 5는 도 1의 MCU(14)가 행하는 액추에이터의 시크 제어예이다. 도 1의 위치 검출 회로(7)를 통해 MCU(14)가 액추에이터의 위치를 확인하여 서보 연산하고, 적절한 전류를 VCM(1)에 공급한다. 도 5에서는 임의의 트랙 위치로부터 목표 트랙 위치로 헤드(3)를 이동하는 시크 시작시부터의 제어의 천이와, 액추에이터(1)의 전류, 액추에이터(헤드)의 속도, 액추에이터(헤드)의 위치를 도시한다.

즉, 시크 제어는 코어스 제어, 정정 제어 및 폴로잉 제어와 천이함으로써, 목표 위치까지 이동시킬 수 있다. 코어스 제어는 기본적으로 속도 제어이고, 정정 제어, 폴로잉 제어는 기본적으로 위치 제어이며, 모두 헤드의 현재 위치를 검출해야 한다.

이러한, 위치를 확인하기 위해서는, 전술한 도 2와 같이, 자기 디스크상에 서보 신호를 사전에 기록해 둔다. 즉, 도 3에 도시한 바와 같이, 서보 신호의 시작 위치를 도시하는 서보 마크, 트랙 번호를 나타내는 그레이 코드, 인덱스 신호, 오프셋을 도시하는 PosA 내지 PosD라는 신호가 기록되어 있다. 이 신호를 자기 헤드로 독출하고, 이 서보 신호를 위치 검출 회로(7)가 디지털치로 변환한다.

[위치 결정 제어계의 제1 실시형태]

도 6은 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제1 실시형태의 블록도, 도 7은 도 6의 변형예의 블록도, 도 8은 도 6 및 도 7의 외란 억압 보상기의 블록도, 도 9는 도 6 내지 도 8의 외란 억압 보상용 테이블의 구성도, 도 10은 도 6 내지 도 8의 외란 억압 보상용 테이블의 다른 구성도, 도 11은 도 9 및 도 10의 테이블에 저장되는 F 값의 설명도이다.

도 6은 MCU(14)가 실행하는 서보 제어계의 연산 블록도이다. 즉, 목표 위치(r)와 현재 위치(y)의 위치 오차(e)를 연산 블록(20)으로 연산하고, 제어 블록(Cn)(21)으로 제어 연산하며, 제어량(Un)을 계산하고, 플랜트(22)인 VCM(1, 3)을 구동한다. 플랜트의 위치는 자기 헤드(3)로부터의 서보 신호를 복조하고, 현재 위치(y)를 계산하며, 연산 블록(20)으로 피드백한다.

주파수 추정기(24)는 위치 오차(e)와 외란 억압 보상기(23)(Cd)의 내부 변수를 이용하여 외부 진동의 각주파수ω를 추정한다. 보상용 테이블(25)은 각 주파수ω에 대응한 외부 진동 억압용 보상기(23)(Cd)의 정수를 저장한다. 외란 억압 보상기(23)(Cd)는 주파수 추정기(24)의 각주파수ω에 의해 보상용 테이블(25)로부터 판독된 정수에 의해 내부 정수를 수정하고, 위치 오차(e)로부터 외란 억압 제어량(Ud)을 계산한다. 가산 블록(26)은 제어량(Un)과 외란 억압 제어량(Ud)을 가산하여 플랜트(22)에 출력한다.

이와 같이, 추정한 각주파수(외란 주파수)(ω)의 값에 따라서, 보상기(Cd)의 내부 정수를 수정하기 때문에, 보상기(Cd)의 동작을 넓은 주파수 범위에 걸쳐 항상 최적의 상태를 유지할 수 있다.

우선, 제어 블록(컨트롤러)(21)에 관해서 설명한다. 자기 디스크 장치의 위치 결정 제어계의 설계에서 제어 대상인 플랜트, 즉 액추에이터는 다음 (1) 식으로 표현하는 경우가 많다.

식 (1)에서, u는 액추에이터에 부여하는 전류, y는 관측 위치, B 1은 힘의 정수, m은 등가 질량, s는 라플라스 연산자이다. 자기 디스크 장치는 일반적으로 는 회전형 액추에이터이지만, 컨트롤러의 설계에서는 식 (1)과 같이, 직진형 액추에이터로 등가 변환하고 표현하여 이용한다.

자기 디스크 장치의 제어로서 대표적인 것은 옵저버 제어가 있다. 상기한 액추에이터의 전달 함수를 다음 (2) 식에서 도시하는 상태 방정식의 형태로 표현한다.

또한, x, y는 위치, v는 속도, u는 구동 전류이다. 이 아날로그 모델을 샘플 주기(T)로써 Z 변환하고, 또한 자기 디스크 장치의 디지털 제어용으로 단위를 변환한다. 구체적으로는 위치를 트랙, 속도를 트랙/샘플, 전류를 최대 전류가 1이 되도록 정규화한 단위로 한다. 이와 같이 하면 액추에이터의 상태 방정식은 다음 식 (3)이 된다.

또한, Ka는 B 1/m을 포함하는 이득이다.

이 식을 이용하여 옵저버 제어를 실현한다. 자기 디스크 장치의 디지털 제어로 이용되는 옵저버 제어는 다음 식 (4)의 현재 옵저버로 불리는 구성이다.

식 (4)에 도시하는 바와 같이, 옵저버의 추정 위치 오차, 즉 관측 위치 y[k]와, 샘플 전에 계산한 예측 위치 x_bar[k]의 차분치에 의해 상태 변수 x_hat[k], v_hat[k]를 수정한다. 그 다음에 2 개의 상태 변수 x_hat[k], v_hat[k]에 피드백 이득 Fx, Fv를 걸어 전류 u[k]를 출력한다. 전류 출력 후에 다음 샘플의 상태 변수의 값 x_bar[k+1], v_bar[k+1]를 추정한다.

이 식 (4)를 이용하여 컨트롤러(21)(Cn)가 옵저버 제어를 실행한다.

또한, 상기에 도시한 옵저버는 아날로그 제어에서는 PD 제어에 상당한다. 자기 디스크 장치에서는 적분 보상도 필요해진다. 적분 보상 상당의 제어를 추가하는 방법으로서, 바이어스 보상이 있다. 아날로그의 플랜트 모델에 다음 식 (5)로 표현되는 정상 바이어스(b)를 추가한다.

그 다음에, 이산화하여 현재 옵저버를 구성하면 다음 식 (6)을 얻는다.

이상은 컨트롤러로서, 주지의 옵저버 제어를 설명하였지만, 다른 제어 방법으로서 하기 식 (7)에서 나타내는 특성을 갖는 PID 제어를 적용하더라도 좋다.

이 식 (7)에서, Ki는 적분 이득, Kp은 비례 이득, Kd는 미분 이득, s는 라플러스 연산자이다.

또한, PI 제어와 LeadLag 필터를 직렬 접속한 컨트롤러로도 제어할 수 있다. 전달 함수를 하기 식 (8)에 나타낸다.

이 식 (8)에서, Ki는 적분 이득, Kp는 비례 이득, al, bl은 LeadLag 필터의 특성, s는 라플라스 연산자이다.

또한, 최근의 자기 디스크 장치에서는 아날로그 제어가 아닌, 디지털 제어에 의해 액추에이터를 제어하고 있다. 상기 식 (7), (8)에서 설명한 컨트롤러(21)는 아날로그 제어의 식이지만, 이 식을 디지털 제어로 이용할 수 있도록 변환하여 장치에 실장하고 있다.

이상, 컨트롤러(21)의 구성을 PID 제어, PI 제어×LeadLag 필터, 옵저버 제어의 구성으로 설명한다. 본 발명에서는 상기한 컨트롤러(21)뿐만 아니라, 선형인 컨트롤러(21) 모두 적용할 수 있다. 예컨대, H 무한대 제어 이론으로써 설계한 필터를 컨트롤러에 이용하더라도 좋다.

또한, 자기 디스크 장치의 액추에이터는 공진 특성을 갖기 때문에, 공진에 수반하는 액추에이터의 진동이 위치 결정 정밀도에 영향을 준다. 이 때문에 다음 식 (9) 형태의 노치 필터를 복수 개 종속 접속하여 공진을 억지하는 경우가 많다. 실제로는 식 (9)를 이산화하여 실장한다.

도 6을 다시 참조하여 보상기(23), 테이블(25), ω 추정기(24)를 설명한다. 도 6에 도시하는 바와 같이, 도 46의 종래의 구성에 외부 진동의 각주파수ω의 추 정부(24)로 참조되고, 외부 진동 억압용 보상기(Cd)의 정수를 보존하는 테이블(25), 및 보상기 23(Cd)의 내부 정수를 수정하는 수단을 마련한다. 또한 도 6의 점선으로 도시하는 수단은 디지털 제어로서 실현한다.

이하에, 디지털 제어의 보상기(23)(Cd)의 구성을 설명한다. 우선, 외란 주파수가 기지일 때에, 주기성 외란에 추종하는 디지털 제어의 보상기(23)는 다음 식 (10)의 상태 방정식으로 설계한다.

식 (10)에서, (x1, x2)는 외란의 회전 벡터의 상태 변수, e는 위치 오차, L은 입력 이득, Udist는 외란 억압 출력 전류 Ud, F는 출력 이득, ω은 기지의 외란의 각주파수, T는 제어계의 샘플 주기이다. 예컨대, 이 출력 이득(F)는 상정하는 외란 주파수의 변동 범위의 중앙 주파수로 최적의 상태가 되도록 설계하고, 한번 설계한 후에 이 정수 F는 일정하다. 예컨대, 외란 억지용 보상기를 부가하기 전의 원래의 컨트롤러의 특성을 C, 플랜트의 특성을 P로 하였을 때의 다음 식 (11)의 전달 함수를 이용한다.

출력 이득(F)는 이 식 (11)의 전달 함수에서의 각주파수ω에 대한 위상 특성과, 기지의 외란에 대한 수속 응답 시간을 고려하여 조정한다.

식 (10)에서, 입력 이득(L) 요소를 「0」 또는 「1」로 하고 있지만, 다른 고정치라도 좋다. 이 이득(F)의 정수 설계는 시뮬레이션을 이용하고 결정한다. 다만, 실제로는 계산 지연, 액추에이터의 공진 및 그것을 억압하기 위한 노치 필터로 대표되는 각종 필터의의 삽입, VCM 구동용 증폭기의 주파수 특성 등이 영향을 준다. 따라서, 최종적인 F의 값은 실제 장치를 동작시키면서 확인·조정한다.

여기서는 입력으로서 위치 오차를 이용하여 이하에 설명을 행한다. 다만, 도 7에서 설명하는 옵저버의 추정 위치 오차를 이용할 수도 있다. 그 경우에는 이득(F)의 설계에 이용하는 전달 함수가 달라야 한다. 예컨대 전류 외란으로부터 옵저버의 추정 위치 오차까지의 전달 함수로 한다.

다음에, 식 (10)에서는 외란의 각주파수ω가 고정치이다. 본 발명에서는 미지의 외란 주파수에 적응하기 위해 외란의 각주파수ω를 축차적으로 수정한다. 이를 위한 적응측을 이하에 설명한다. 적응측의 도출은 식 (10)의 이산계의 주기 외란의 보상기(23)의 상태 방정식을 변형하고, 하기 식 (12)의 연속계로 생각한다.

식 (12)에서, x 1은 외란의 sin 성분, x 2는 외란의 cos 성분, L1, L2는 입력 이득, e는 위치 오차, s는 라플라스 연산자이다.

한편, 회전 벡터의 각주파수ω는 회전 벡터는 sin 성분 x1, cos 성분 x2의 tangent이고, 각주파수ω는 그 미분치이기 때문에, 이 회전 벡터의 각주파수ω는 다음 식 (13)으로 구해진다.

식 (12)의 아날로그 보상기의 상태 방정식을 전개하고, x1, x2의 미분치를 구하며, x1, x2의 미분치를 식 (13)에 대입하면 다음 식 (14)을 얻는다.

추정한 미지 외란의 각주파수가 정확하면 보상기(23)(Cd)는 적절하게 외란을 억압할 수 있다. 결과로서, 위치 오차(e) 또는 옵저버의 추정 위치 오차가 제로가 된다. 즉, 식 (14)에서, 보상기(23)(Cd)의 대상으로 하는 각주파수ω와, 추정한 외란의 각주파수ω가 일치하는 조건은 식 (13)의 우변의 위치 오차(e)의 항이 제로이면 좋다. 즉, 식 (15)가 성립할 것이다.

즉, 식 (15)를 만족하도록, 각주파수ω를 축차적으로 보정하면 좋다. 이 때문에 수 (15) 식을 각주파수의 시간 미분식으로 표현하고, 다음 식 (16)의 적응측(적분 보상측)을 얻는다.

이 식을 이용하여 ω의 값을 축차적으로 수정한다. (16) 식을 적분 형식으로 고치고, 디지털 제어의 식으로 표현하면 다음 식 (17)을 얻을 수 있다.

또한, Ka는 적응 이득이다. 상기 식 (17)은 가산 형식으로 적응측을 이용하고 있다. 이것을 다음 식 (18)과 같이 승산 형식으로 표현할 수도 있다.

식 (18)에서 적응 이득(Ka2)은 상기한 적응 이득(Ka)과는 다른 값의 이득이다.

이하에서는, 식 (17)의 가산 형식의 적응측을 이용하여 설명하지만, 식 (18)의 승산 형식의 적응측을 이용하더라도 마찬가지이다.

우선, 주기성 외란에 대한 보상기의 대상 주파수를 적응측을 이용하여 보정하면, 시간(k)과 함께 각주파수가 추이한다. 이 때문에, 전술한 식 (10)의 기지의 외란 주파수에 대한 주기성 외란에 추종하는 보상기의 구성에서, 각주파수의 추이에 따라서, 파라미터를 갱신하도록 구성한다. 즉, 입력의 위상, 크기를 조정하는 입력 이득(L), 벡터를 회전하는 행렬(G), 출력의 위상, 크기를 조정하는 출력 이득(행렬) F도 축차적으로 보정에 맞춰 갱신한다. 이에 따라, 축차적으로 보정의 정밀도가 향상한다. 즉, 식 (10)을 적응측에 맞춰 다음 식 (19)의 적응 제어기를 설계한다.

단지, L, F[k], ω[k]는 행렬(L)에 따라서, 다음 식 (20) 또는 다음 식 (21)로 나타낸다.

식 (19) 내지 식 (21)에서는 행렬(L)을 일정하게 하고, 적응측ω [k]의 갱신에 따라서, 행렬(G, F)을 G[k], F[k]로 변화시키고 있다. 즉, 시간 경과와 함께 각주파수가 추이하기 때문에, 그에 따라서, G의 cos(ω[k]T), sin(ω[k]T), 행렬(F)의 값도 갱신한다. 여기서 Mag, Phs는 전류 외란으로부터 위치 오차까지의 전달 함수[식 (10)에서 나타내었다)에서의 각주파수ω에 대한 이득(Magnitude)과 위 상(Phase)이며, ω[k]에 따른 이득 Mag(ω[k]), 위상 Phs(ω[k])로 변화함으로써, 출력 이득 F[k]에 의해 출력의 위상, 이득을 조정한다.

또한, 식 (20), (21)에 도시하는 바와 같이, 입력 이득(L)은 sin, cos의 각각에 L1, L2를 설정하지만, 상기한 적응 제어의 식 (20), (21)은 L의 2 변수 중, 한 쪽을 「1」로, 다른 쪽을「0」으로 하고 있다. 이득·위상을 조정하는 것은 입력측의 L과 출력측 F 중 어느 한 쪽으로 충분하고, 상기한 적응 제어는 단순히 외란을 억압할 뿐만 아니라, 외란의 각주파수ω도 추정해야 한다.

추정하기 위해서 내부 상태 변수(x1, x2)를 사용하고 있다. ω의 추정식을 간결하게 하기 위해 L1, L2 중 한 쪽을 「1」, 다른 쪽을「0」로 하고, 식 (17)에 대입시킴으로써, L1=0, L2=1이면 식 (20)과 같은 ω의 적응측(ω[k])으로 변형되고, L1=1, L2=0이면 식 (21)과 같은 ω의 적응측(ω[k])으로 변형된다. 이에 따라, 연산 시간을 단축 할 수 있다.

물론, 행렬(L)과 행렬(F)에서 각각 2 개씩의 변수 모두, ω[k]에 따라서, 값을 변경시킬 수도 있다. 예컨대, L=L1(ω[k]) L2(ω[k])로 할 수도 있다. 또한, 출력측 이득(F)을 고정으로 하고, 입력측 이득(L)을 전술과 같이, ω[k]에 따라서, 변경하더라도 좋다. 단지, 식 (20), (21)에 비해 ω[k]의 연산에 시간이 걸린다.

또한, x1, x2는 90 °어긋나 있기 때문에, 식 (20), (21)에 나타내는 바와 같이, 행렬(L)의 설정에 의해 F[k]의 위상의 항의 sin, cos의 행렬이 반대가 된다.

도 6을 다시 참조하여, ω 추정부(24)는 샘플마다, 식 (20) 또는 식 (21)의 ω[k]를 계산한다. 테이블(25)은 ω[k]에 대응하는 G, F[k] 값을 저장한다. ω 추정부(24)가 샘플마다, 추정한 ω[k]의 값에 따라서, G 및 F[k]의 값을 테이블(25)의 참조에 의해 구하고, 외란 억압용의 보상기(23)에 설정한다. 보상기(23)는 식 (19)를 연산하며, x1[k+1], x2[k+1] 및 외란 억압 전류치 Udist[k](Ud[k])를 계산하고, 출력한다.

가산기(26)는 컨트롤러(21)의 제어 전류치 Un[k]와, 외란 억압 전류치 Ud[k]를 가산하고, 플랜트(22)(VCMI)에 출력하며, 구동한다.

도 7은 도 6의 컨트롤러(21)에 옵저버 제어를 이용하고, 또한 외란 억압용 적응 제어(23, 24)의 입력에 옵저버(21)의 추정 위치 오차(e)[k]를 부여했을 때의 구성을 도시한다. 옵저버의 추정 위치 오차(e)[k]란, 가산기(20)의 위치 오차(r-y)와 옵저버의 추정 위치의 차분치이다.

도 8 및 도 9, 도 10에 의해 더 상세히 설명한다. 도 8는 식 (19) 내지 식 (21)을 블록화한 구성도이다. 도 8 중 1/z는 1 샘플 T만큼 지연시키는 것을 도시한다. z는 디지털 제어로 이용하는 z 변환의 연산자(z)이다. 도 8에 도시하는 바와 같이, ω 추정부(24)는 식 (20)의 ω 적응식의 제2항(Ka·x1[k]……)을 연산하는 연산부(24-1)와, 추정된 ω[k]를 1 샘플 지연시키는 지연부(24-2)와, 지연된 ω(ω[k-t])와 연산부(24-1)의 제2항의 연산 결과를 가산하는 가산부(24-3)를 갖는다. 식 (21)의 적응식의 경우도 마찬가지이다.

한편, 테이블(25)은 도 9에 도시하는 바와 같이, 각 추정(ω)의 값에 따른 G와, F의 값을 저장한다. 즉, 식 (19)의 행렬(G)로서 ω[k]=1·ωr 내지 n·ωr의 sin(1·ωr·T) 내지 sin(n·ωr·T)과, cos(1·ωr·T) 내지 cos(n·ωr·T)을 저 장한다. 이 sin(1·ωr·T) 내지 sin(n·ωr·T)의 값은 「0」에서 스타트하고, 「1」에 도달하며, 「0」에 복귀된다. 또한, cos(1·ωr·T) 내지 cos(n ωr·T)의 값은 「1」에서 스타트하고, 「0」에 도달하며, 「1」에 복귀된다.

또한, 출력 이득(F)으로서 ω[k]=1·ωr 내지 n·ωr의 F1(1·ωr) 내지 F1(n·ωr)과, F2(1·ωr) 내지 F2(n·ωr)를 저장한다. 식 (20)에서는 F1=-Mag(ω[k])·cos(Phs(ω[k])이며, F2=-Mag(ω[k])·sin(Phs(ω[k])이다. 식 (21)의 경우도 마찬가지이다.

또한, 보상기(23)는 식 (18)의 x1[k+1], x2[k+1], Udist[k]를 연산한다. 즉, 위치 오차(e)[k]에「L」을 승산하는 승산부(23-1)와, x1[k]와 x2[k]에 테이블(25)로부터의 G[k]를 승산하는 승산부(23-4)와, 양 승산부(23-1, 23-4)의 출력을 가산하고, x1[k+1], x2[k+1]를 출력하는 가산부(23-2)와, 가산부(23-2) 출력을 1 샘플 지연하여 x1[k], x2[k]를 출력하는 지연부(23-3)와, 지연부(23-3)의 출력 x1[k], x2[k]에 테이블(25)로부터의 출력 이득 F1[k], F2[k]를 승산하는 승산부(23-5)를 갖는다.

또한, 도 9에서는 회전 각주파수의 정수배에 대한 값만을 저장하고 있다. 도 10은 도 8의 다른 테이블의 구성도이다. 도 10은 도 9 중에서 SIN의 값을 삭제한 예를 도시한다. 이 테이블을 이용하는 경우에는 SIN의 값은 COS의 값으로부터 계산에 의해 구한다. 즉, 하기 식 (22)에서 테이블(25-1)의 cos으로부터 sin을 계산한다.

식 (22)에서 주의해야 하는 것은 삭제하는 것이 SIN 성분으로, COS 성분이 아닌 점이다. 이번 경우에는 나이키스트 주파수까지의 값을 표현해야 한다. 즉, 도 9에 도시한 바와 같이, COS의 값은 「1」부터 「-1」까지 변화되지만, 이 범위에서의 SlN의 값은 「0」부터 「1」까지이며, 동일한 SIN 값을 취하는 각주파수가 2 개 존재한다. 테이블(25-1)로부터 COS 성분을 삭제하고, SIN 성분을 남기면 COS의 정부를 판정해야 하고, 이를 위해서는 ω의 값을 체크해야 한다. 이러한 판정 처리는 시간을 여분으로 필요하게 된다.

따라서, 테이블 사이즈를 삭감하면 COS의 값을 남기는 쪽이 좋다. 또한, 이러한 고려를 필요로 하지 않는 경우에는 반대로, COS 성분을 삭제하고, SIN 성분을 남길 수도 있다.

도 11은 도 9 및 도 10의 출력 이득 F=[F1, F2]의 주파수 변화의 구체예의 설명도이다. 즉, 주파수(각주파수)를 횡축에 각 주파수에서의 이득 F1, F2를 종축에 취한 것이다. 또한, 도면에서는 F1의 절대치의 최대치와, F2의 절대치의 최대치 중 더 큰 쪽이 「1」이 되도록, 정규화되어 도시하고 있다. 도면의 특성은 시뮬레이션으로 설계한 것이며, 또한, 실제로는 계산 지연이나 액추에이터의 공진 및 공진을 억압하기 위한 노치 필터로 대표되는 각종 필터의 삽입, VCM 구동용 증폭기의 주파수 특성 등이 영향을 준다. 이 때문에, 최종적인 값은 실제로 장치를 동작 시키면서 확인, 조정한다.

도 11에 도시하는 바와 같이, 주파수에 따라서, F1, F2의 이득은 다른 값이 되고, 또한 부호도 다르다. 이에 따라, 테이블(25, 25-1)에 각 각주파수의 F1, F2를 설정한다. 또한, 이 예는 도 6의 위치 오차를 입력으로 취하는 보상기(23)를 위한 값이다.

도 12 및 도 13은, 도 12는 종래의 출력 이득 F=[F1, F2]를 1000 Hz로 최적화하여 고정하였을 때의 외란 추정치 및 보정 응답치의 그래프, 도 13은 본 발명의 출력 이득 F=[F1, F2]를 주파수마다 최적화하여 주파수치를 추정한 외란 주파수에 따라 변경하였을 때의 외란 추정치 및 보정 응답치의 그래프이다.

도 12 및 도 13에서 상단의 그래프는 횡축에 시간(sec)을 종축에 위치 오차 PES(트랙수)를 취하고, 하단의 그래프는 횡축에 시간(sec)을 종축에 추정 주파수(Hz)를 취한 것이다. 도 12 및 도 13도 보상기(23)의 주파수와 외란 주파수가 다른 미지의 외란 주파수를 설정한 경우이고, 외란 주파수는 200 Hz, 보상기(23)의 초기 주파수는 1000 Hz로서, 도 44, 도 6 체계로 시뮬레이션 한 결과이다.

도 12의 종래예에 도시하는 바와 같이, 보상기(23)로부터 보고, 외란 주파수가 미지(200 Hz)인 경우에는 도 12의 상단 그래프로 도시하는 바와 같이, 외란을 보정할 수 없고, 위치 오차(PES)가 수속되지 않으며, 오히려 외란 억압 제어로 위치 오차가 발산한다. 또한, 추정 주파수도 도 12의 하단 그래프와 같이, 실선으로 도시하는 200 Hz와는 다르고, 초기 값의 1000 Hz 전후로 수속되지 않는다.

한편, 도 13의 본 발명을 적용한 경우의 시뮬레이션 결과에 도시하는 바와 같이, 보상기(23)로부터 보고, 외란 주파수가 미지(200 Hz)인 경우에는 도 13의 상단의 그래프로 도시하는 바와 같이, 외란을 바르게 보정하고, 위치 오차(PES)가 수속한다. 또한, 추정 주파수도 도 13의 하단의 그래프와 같이, 실선으로 도시하는 200 Hz에 수속한다. 또한, 도 13에서는 위치 오차의 묘화 범위가 「4」 내지 「-4」인 것에 대하여, 도 12의 종래예에서는 위치 오차의 묘화 범위가 「5000」 내지 「-5000」이다.

이와 같이, 본 발명의 적용에 의해 미지의 외란 주파수가 부여되더라도, 정확하면서 고속으로 외란을 억압할 수 있다. 예컨대, 도 13의 시뮬레이션 결과에 도시하는 바와 같이, 외란이 부여되더라도, 0.04 내지 0.06 sec로 수속한다. 디스크의 회전을 4200 rpm으로 하면 1 회전이 0.014 msec이기 때문에, 단발의 외란으로는 디스크 2 내지 4 주 분으로 외란을 억압할 수 있다.

[위치 결정 제어계의 제2 실시형태]

도 14는 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제2 실시형태의 블록도, 도 15는 도 14의 변형예의 블록도, 도 16 및 도 17은 도 14 및 도 15 제어계의 계산 처리 설명도, 도 18은 도 14 및 도 15의 서보 제어계의 계산 처리 흐름도이다.

도 14는 도 1의 MCU(14)가 실행하는 서보 제어계의 연산 블록도이다. 도 14에서, 도 6에서 도시한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 즉, 목표 위치(r)와 현재 위치(y)의 위치 오차(e)를 연산 블록(20)으로 연산하고, 제어 블록(Cn)(21)으로 제어 연산하며, 제어량(Un)을 계산하고, 플랜트(22)인 VCM(1, 3)을 구동한다. 플랜트의 위치는 자기 헤드(3)로부터의 서보 신호를 복조하고, 현재 위치(y)를 계산하며, 연산 블록(20)에 피드백한다.

주파수 추정기(24)는 위치 오차(e)와 외란 억압 보상기(23)(Cd)의 내부 변수를 이용하여 외부 진동의 각주파수ω를 추정한다. 보상용 테이블(25)은 각 주파수ω에 대응한 외부 진동 억압용 보상기(23)(Cd)의 정수를 저장한다. 외란 억압 보상기(23)(Cd)는 주파수 추정기(24)의 각주파수ω에 의해 보상용 테이블(25)로부터 독출된 정수에 의해 내부 정수를 수정하고, 위치 오차(e)로부터 외란 억압 제어량(Ud)을 계산한다. 가산 블록(26)은 제어량(Un)과 외란 억압 제어량(Ud)을 가산하여 플랜트(22)에 출력한다. 지연기(27)는 보상기(23)의 출력(Ud)을 1 샘플 지연시켜 가산 블록(26)에 출력한다.

1 샘플 지연시킨 만큼, 위상 특성에 어긋남(위상 지연)이 발생한다. 이 때문에 출력 이득(F)의 설정치는 도 6, 도 8 내지 도 10의 값과 다르다. 예컨대, 도 8의 특성으로는 위상 지연이 발생하기 때문에, 도 8의 특성을 위상 지연만큼 진행시킨다.

도 14와 같이, 고의로 외란 억압 출력을 1 샘플 지연시키는 것은 계산 처리 시간의 단축을 위해서다. 이를 도 16 및 도 17에서 설명한다. 제어계의 응답 특성을 개선하기 위해서는 계산 처리 시간의 단축, 즉 관측 위치를 취득한 후 구동 전류(U)를 출력하기 까지의 시간 단축을 빠뜨릴 수 없다.

한편, 본 발명과 같은 적응 제어의 식 (17) 내지 식 (21)은 계산 처리 시간이 종래보다 여분으로 필요하게 된다. 즉, 도 17에 도시하는 바와 같이, MCU(14) 에서 도 6 체계의 계산을 행하는 경우에는 샘플마다, 우선 식 (6)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn)(21)의 출력 Un[k]를 계산한다. 다음에, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측의 계산을 행하고, 추정 각주파수ω를 갱신한다.

또한, 이 추정각 주파수ω로 테이블(25)을 참조하여 보상기(23)의 G, F를 갱신한다. 그리고, 식 (19)에 의해 보상기(Cd)(23)의 출력(Ud)(Udist)을 계산한다. 마지막으로, 플랜트(22)의 출력 U[k]를 Un[k]+ Ud[k]로 계산한다. 이 계산치가 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다. 즉, 관측 위치(y)를 취득한 후 구동 전류(U)를 출력하기까지의 시간이 길어지고, 제어계의 응답이 저하된다(특히, 위상 지연이 발생한다). 물론, 보다 고속의 MCU(14)를 탑재함으로써, 이 지연은 발생하지 않는다. 그러나, 저 비용의 디스크 장치를 제공하는 경우에는 고속의 MCU(14)를 탑재하는 것은 득책이 아니다.

이런 연유로, 외란 억압용 전류는 현재 샘플의 ω[k]의 값을 이용하지 않고, 1 샘플 전에 추정한 값 ω[k-1]을 이용하여 보정 전류 Ud를 계산한다. 즉, 도 16에 도시하는 바와 같이, MCU(14)로 샘플마다, 우선 식 (6)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn)(21)의 출력 Un[k]를 계산한다. 다음에, 전회 샘플로 계산한 Ud[k-1](지연 블록(27)에서, 1 샘플 지연한 Ud이며, 1 샘플 전에 추정한 값 ω[k-1]에 기초한다)을 이용하여 플랜트(22)의 출력 U[k]를 Un[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치가 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다.

다음에 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측 계산을 행하고, 추정 각주파수ω [k]를 갱신한다. 또한, 이 추정 각주파수ω [k]로 테이블(25)을 참조하여 보상기(23)의 G, F를 갱신한다. 그리고, 식 (19)에 의해 보상기(Cd)(23)의 출력 Ud(Udist)[k]를 계산한다. 이와 같이, 관측 위치(y)를 취득한 후 구동 전류(U)를 출력하기까지의 시간이 짧아지고, 제어계의 응답이 향상한다(위상 지연을 방지한다).

또한, 전술한 바와 같이, 전회의 샘플에서의 추정치 ω[k-1], Ud[k-1]을 사용하더라도, 그 영향보다 제어계의 응답(위상 정밀도)이 빨라지는 만큼, 외란 주파수 추정 속도가 향상한다.

도 15는 도 14의 변형예의 블록도이다. 도 14에서 도시한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 15의 구성에서는 도 14의 컨트롤러(21)에 옵저버 제어를 이용하고, 또한 외란 억압용 적응 제어의 입력[주파수 추정기(24), 보상기(23)]에 옵저버의 추정 위치 오차를 부여했을 때의 구성을 도시한다. 이러한 구성에서도 마찬가지로 실현할 수 있다.

도 18은 도 14 또는 도 15에 도시하는 제어계의 관측 위치 취득으로부터 전류 출력, 또한 적응 제어의 계산에 도달하는 일련의 처리를 설명하는 흐름도이다.

(S10) MCU(14)는 처음에 관측 위치(y)를 헤드(3)로부터 취득하고, 위치 오차(e)를 계산한다.

(S12) 다음에, MCU(14)는 식 (6)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn)(21)의 출력 Un[k]를 계산한다.

(S14) 다음에 MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U[k]를 Un[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치(U)가 플랜트(22)에 출 력되고, 출력 전류가 변화된다.

(S16) MCU(14)는 그 후, 적응 제어의 계산을 실행한다. 우선, ω의 갱신 계산을 행한다. 즉, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측 계산을 행하고, 추정 각주파수 (ω)[k]를 갱신한다.

(S18) 다음에 MCU(14)는 테이블(25)을 참조하여 G, F의 값을 갱신한다.

(S20) 그 결과, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+ 1], x2[k+1]의 갱신 계산을 행하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류 Ud[k]를 계산한다.

[위치 결정 제어계의 제3 실시형태]

도 19는 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제3 실시 형태의 블록도, 도 20은 도 19의 실시형태의 설명도. 도 19의 실시형태는 보상 테이블(25)의 데이터 용량을 저감시키기 위한 구성이다. 즉, 도 8 내지 도 10의 실시형태에서는 모든 추정 각주파수ω에 대하여, 테이블(25)이 G, F의 값을 유지하고 있다. 본 실시형태는 이 테이블(25)의 데이터(G, F)를 적게 하더라도, 같은 외란 억압 보상을 행하는 것이다.

도 19에서, 도 8과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 즉, 도 8과 마찬가지로, ω 추정부(24)는 식 (20)의 ω 적응식의 제2항(Ka·x1[k]……)을 연산하는 연산부(24-1)와, 추정된 ω[k]를 1 샘플 지연시키는 지연부(24-2)와, 지연된 ω(ω[k-1])와 연산부(24-1) 제2항의 연산 결과를 가산하는 가산부(24-3)를 갖는다. 식 (21)의 적응식의 경우도 마찬가지이다.

한편, 테이블(25)은 도 20에 도시하는 바와 같이, 각주파수ω의 소정 주파수 마다의 G와, F의 값을 저장한다. 예컨대, 도 20에서는 250 Hz 마다의 출력 이득 F=[F1, F2]를 저장한다. 또한, 위상 보상치(G)도 마찬가지이다.

보간 연산기(28)는 테이블(25)로부터 ω 추정기(24)로부터의 추정 각주파수ω [k]에 가장 가까운 2 개의 G, F를 독출하고, 선형 보간하여 추정 각주파수ω [k]에 대응하는 G[k], F[k]를 계산한다.

또한, 보상기(23)는 식 (18)의 x1[k+1], x2[k+1], Udist[k]를 연산한다. 즉, 위치 오차(e)[k]에 「L」을 승산하는 승산부(23-1)와, x1[k]와 x2[k]에 보간 연산기(28)로부터의 G[k]를 승산하는 승산부(23-4)와, 양 승산부(23-1, 23-4)의 출력을 가산하고, x1[k+1], x2[k+1]를 출력하는 가산부(23-2)와, 가산부(23-2)의 출력을 1 샘플 지연하여 x1[k], x2[k]를 출력하는 지연부(23-3)와, 지연부(23-3)의 출력 x1[k], x2[k]에 보간 연산기(25)로부터의 출력 이득 F1[k], F2[k]를 승산하는 승산부(23-5)를 갖는다.

또한, 테이블(25)의 구성은 도 9의 것이더라도, 도 10의 것이더라도 좋다. 즉, 추정한 외란의 각 주파수ω를 보간 연산 블록(28)에 삽입하고, 그 블록(28)으로부터 테이블(25)을 참조한다. 테이블(25)에 무한개의 값을 유지하는 것은 어렵기 때문에, 실용상 테이블(25)의 값은 간헐적인 주파수에 대하여 G, F의 값을 유지하는 것이 바람직하다. 예컨대 회전 각주파수의 정수 배의 각주파수에 대한 값을 유지한다.

이와 같이 구성함으로써, 제1 실시형태와 같은 외란 억압 제어를 테이블(25)의 사이즈를 저감하여 실현할 수 있고, 실장상, 유효하다.

[위치 결정 제어계의 제4 실시형태]

도 21은 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제4 실시형태의 블록도, 도 22는 도 21의 제어계의 계산 처리의 설명도, 도 23은 도 21의 서보 제어계의 계산 처리 흐름도이다. 도 21은 추정 각주파수ω [k]의 값에 상한과 하한의 제약을 마련한 예이다.

즉, ω의 값은 「0」이나 마이너스 값이 되는 경우는 없다. 또한, 디지털 제어로써 실현하기 때문에, 나이키스트 주파수, 즉 샘플 주파수의 반인 주파수에 대응한 각주파수 이상은 제어할 수 없기 때문에, 추정할 필요가 없다. 또한, 계산 지연 등의 영향에 의해 나이키스트 주파수 근방의 외란에는 대처하기 어렵다. 또한 주파수가 매우 낮은 예컨대 1 Hz 등의 외란은 컨트롤러(21)의 적분 보상으로 대응할 수 있기 때문에, 대응할 필요가 없다. 따라서, 도 22에 도시하는 바와 같이, 각주파수ω의 추정 범위에 상한(ωmax)과 하한(ωmin)을 마련한다.

도 21에서, 도 8, 도 19와 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 즉, ω 추정부(24)는 식 (20)의 ω 적응식의 제2항(Ka·x1[k]……)을 연산하는 연산부(24-1)와, 추정된 ω[k]를 1 샘플 지연시키는 지연부(24-2)와, 지연된 ω(ω[k-1])와 연산부(24-1)의 제2항의 연산 결과를 가산하는 가산부(24-3)와, 또한 가산부(24-3)의 추정 각주파수ω의 상한과 하한을 제한하는 주파수 범위 제한 블록(24-4)을 갖는다. 식 (21)의 적응식의 경우도 마찬가지이다.

한편, 테이블(25)은 도(20)에 도시한 바와 같이, 각주파수ω의 소정 주파수마다 G와, F의 값을 저장한다. 예컨대, 도 20에서는 250 Hz 마다의 출력 이득 F=[F1, F2]를 저장한다. 또한, 위상 보상치(G)도 마찬가지이다.

보간 연산기(28)는 테이블(25)로부터 ω 추정기(24)로부터의 추정 각주파수ω [k]에 가장 가까운 2 개의 G, F를 독출하고, 선형 보간하여 추정 각주파수ω [k]에 대응하는 G[k], F[k]를 계산한다.

또한, 보상기(23)는 식 (19)의 x1[k+1], x2[k+1], Udist[k]를 연산한다. 즉, 위치 오차(e) [k]에 「L」을 승산하는 승산부(23-1)와, x1[k]와 x2[k]에 보간 연산기(28)로부터의 G[k]를 승산하는 승산부(23-4)와, 양 승산부(23-1, 23-4)의 출력을 가산하고, x1[k+1], x2[k+1]를 출력하는 가산부(23-2)와, 가산부(23-2)의 출력을 1 샘플 지연하여 x1[k], x2[k]를 출력하는 지연부(23-3)와, 지연부(23-3)의 출력 x1[k], x2[k]에 보간 연산기(28)로부터의 출력 이득 F1[k], F2[k]을 승산하는 승산부(23-5)를 갖는다.

또한, 테이블(25)의 구성은 도 9의 것이더라도, 도 10의 것이더라도 좋다. 즉, 추정한 외란의 각 주파수ω를 보간 연산 블록(28)에 삽입하고, 그 블록(28)으로부터 테이블(25)을 참조한다. 테이블(25)에 무한개의 값을 유지하는 것은 곤란하기 때문에, 실용상은 테이블(25) 값은 간헐적인 주파수에 대하여 G, F의 값을 유지하는 것이 바람직하다. 예컨대, 회전 각주파수의 정수배의 각주파수에 대한 값을 유지한다.

이와 같이 구성함으로써, 추정 각주파수는 상한(ωmax)(예컨대, 샘플 주파수의 반=나이키스트 주파수)으로 제한되면서, 하한(ωmin)(예컨대, 디스크의 회전 주파수)으로 제한된다. 이 때문에, 과도한 외란 억압 제어를 방지할 수 있고, 안정 적인 외란 억압 제어가 실현된다. 또한, 상한을 액추에이터의 공진 주파수의 고체 차 및 온도 변화에 수반하는 변동 범위의 하한 주파수로 하더라도 좋다.

도 23은 도 21에 도시하는 제어계의 관측 위치 취득으로부터 전류 출력, 또한 적응 제어의 계산에 도달하는 일련의 처리를 설명하는 흐름도이다.

(S30) MCU(14)는 처음에 관측 위치(y)를 헤드(3)로부터 취득하여 위치 오차(e)를 계산한다.

(S32) 다음에, MCU(14)는 식 (6)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn)(21)의 출력 Un[k]를 계산한다.

(S34) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]을 이용하고, 플랜트(22)의 출력 U[k]를 Un[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치(U)가 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다.

(S36) MCU(14)는 그 후, 적응 제어의 계산을 실행한다. 우선, ω의 갱신 계산을 행한다. 즉, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측의 계산을 행하고, 추정 각주파수ω [k]를 갱신한다.

(S40) 다음에, MCU(14)는 추정 각주파수ω [k]가 하한치(ωmin) 이하인지를 판정한다. 추정 각주파수ω [k]가 하한치(ωmin) 이하이면 추정 각주파수ω [k]=ωmin으로 한다.

(S42) 다음에, MCU(14)는 테이블(25)을 참조하여 전술의 선형 보간을 실효하여 G, F의 값을 갱신한다.

(S44) 그 후에, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+1], x2[k+1]의 갱신 계 산을 하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류(Ud[k])를 계산한다.

[위치 결정 제어계의 제5 실시형태]

도 24는 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제5 실시형태의 블록도, 도 25는 도 24의 제5 실시형태의 변형예의 블록도, 도 26은 도 24의 상세 블록도, 도 27은 도 24의 계산 처리 흐름도이다. 도 24 이하의 실시형태는 2 개의 다른 주파수의 외란에 대응하기 위해 적응 제어의 블록을 2 개 설치한 예이다.

즉, 전술의 실시형태에서는 미지 외란의 주파수를 하나로 하여 설명하였다. 한편, 디스크 장치의 사용 형태에 의해서는 미지 외란이 2 개의 다른 주파수인 경우가 있다. 예컨대, 디스크 장치가 휴대 장치에 탑재되는 경우에 탄성 부재를 통해 부착된다. 이러한 탑재예에서는 디스크 장치는 직접 외란을 받는 동시에, 탄성 부재를 통해서도 외란을 받고, 하나의 외란이더라도 디스크 장치는 2 개의 다른 주파수 외란을 받는다. 이 때문에, 2 개의 다른 미지 주파수의 외란을 억압 제어한다.

도 24에서 도 6과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 24에서 목표 위치(r)와 현재 위치(y)의 위치 오차(e)를 연산 블록(20)에서 연산하고, 제어 블록(Cn)(21)에서 제어 연산하며, 제어량(Un)을 계산하고, 플랜트(22)인 VCM(1, 3)을 구동한다. 플랜트의 위치는 자기 헤드(3)로부터의 서보 신호를 복조하고, 현재 위치(y)를 계산하며, 연산 블록(20)에 피드백한다.

외란 억압 제어 기구는 2 개 설치된다. 즉, 제1 외란 억압 제어 기구(23A, 24A, 25)와, 제2 외란 억압 제어 기구(23B, 24B, 25)를 설치한다. 주파수 추정기 (24A, 24B)는 위치 오차(e)와 외란 억압 보상기(23A, 23B)(Cd)의 내부 변수를 이용하여 외부 진동의 각주파수ω1, ω2를 추정한다. 보상용 테이블(25)은 각 주파수ω1, ω2에 대응한 외부 진동 억압용 보상기(23A, 23B)(Cd)의 정수를 저장한다. 외란 억압 보상기(23A, 23B)(Cd)는 주파수 추정기(24A, 24B)의 각주파수ω1, ω2에 의해 보상용 테이블(25)로부터 독출된 정수에 의해 내부 정수를 수정하고, 위치 오차(e)로부터 외란 억압 제어량 Ud1, Ud2를 계산한다.

가산 블록(29)은 2 개의 외란 억압 제어량 Ud1, Ud2를 가산한다. 가산 블록(26)은 제어량(Un)과 외란 억압 제어량 Ud(=Ud1+ Ud2)을 가산하여 플랜트(22)에 출력한다.

즉, Ud1과 Ud2가 되는 2 개의 보정치를 가산하여 출력한다. 여기서, 제1 외란 억압 제어 기구(23A, 24A, 25)와, 제2 외란 억압 제어 기구(23B, 24B, 25) 사이에서 각주파수ω를 수정한다. 즉, 적응 제어하면 추정 각주파수ω1, ω2가 동일하게 되고, 하나의 외란으로밖에 대응할 수 없게 될 가능성이 있다. 이 때문에, 후술하는 바와 같이, 추정 각주파수(ω1, ω2)의 값이 중복되지 않도록 조정한다.

도 25는 도 24의 변형예이다. 도 25에서 도 24와 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있고, 도 7의 도 6의 변형예와 마찬가지로, 도 24의 컨트롤러(21)에 옵저버 제어를 이용하면서, 외란 억압용 적응 제어의 입력에 옵저버의 추정 위치 오차를 부여하였을 때의 구성을 도시한다.

도 26은 도 24의 상세 블록도이다. 도 26에서 도 21, 도 25와 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 26에서 ω 추정부(24A, 24B)는 식 (20)의 ω 적 응식의 제2항(Ka·x1[k]……)을 연산하는 연산부(24-1A, 24-1B)와, 추정된 ω1[-k], ω2[k]를 1 샘플 지연시키는 지연부(24-2A, 24-2B)와, 지연된 ω1(ω1[k-1]), ω2(ω2[k-1])와 연산부(24-1A, 24-1B)의 제2항의 연산 결과를 가산하는 가산부(24-3A, 24-3B)와, 가산부(24-3A, 24-3B)의 추정 각주파수ω1, ω2의 상한과 하한을 제한하는 주파수 범위 제한 블록(24-4A, 24-4B)을 갖는다. 식 (21)의 적응식의 경우도 마찬가지이다.

한편, 테이블(25)은 도 20에 도시한 바와 같이, 각주파수ω의 소정 주파수마다의 G와, F의 값을 저장한다. 예컨대, 도 20에서는 250 Hz 마다의 출력 이득 F=[F1, F2]를 저장한다. 또한, 위상 보상치(G)도 마찬가지이다.

보간 연산기(28A, 28B)는 테이블(25)로부터 ω 추정기(24A, 24B)로부터의 추정 각주파수ω1[k], ω2[k]에 가장 가까운 2 개의 G, F를 독출하고, 선형 보간하여 추정 각주파수ω1[k], ω2[k]에 대응하는 G1[k], G2[k], FA[k]=F1[k], F2[k], FB[k]=F1[k], F2[k]를 계산한다.

또한, 보상기(23A, 23B)는 식 (19)의 x1[k+1], x2[k+1], Udist1[k], Udist2[k]를 연산한다. 즉, 위치 오차(e) [k]에 「LA=L1, L2」, 「LB=L1, L2」를 승산하는 승산부(23-1A, 23-1B)와, x1[k]와 x2[k]에 보간 연산기(28A, 28B)로부터의 G1[k], G2[k]를 승산하는 승산부(23-4A, 23-4B)와, 양 승산부(23-1A, 23-1B, 23-4A, 23-4B)의 출력을 가산하고, x1[k+1], x2[k+1]을 출력하는 가산부(23-2A, 23-2B)와, 가산부(23-2A, 23-2B)의 출력을 1 샘플 지연시켜 x1[k], x2[k]를 출력하는 지연부(23-3A, 23-3B)와, 지연부(23-3A, 23-3B)의 출력 x1 [k], x2 [k]에 보간 연산기(28A, 28B)로부터의 출력 이득 FA[k], FB[k]를 승산하는 승산부(23-5A, 23-5B)를 갖는다.

가산 블록(29)은 2 개의 승산부(23-5A, 23-5B)의 출력 Ud1, Ud2를 가산하고, 외란 억압 제어치 Ud[k]를 출력한다. 또한, 테이블(25)의 구성은 도 9의 것이더라도, 도 10의 것이더라도 좋다.

또한, 제2 ω 추정부(24B)에 추정된 ω2를 제1 ω 추정부(24A)의 지연부(24-2A)의 출력 ω1로 수정하는 ω2 수정 블록(24-5)을 설치한다. 즉, 이러한 2 개의 미지 주파수에 대한 적응 제어의 구성을 취할 때에 주의하여야 할 점은 ω1과 ω2가 항상 동일한 값을 취하고, 2 개를 준비해 두면서 실질적으로 하나의 외란으로밖에 대처할 수 없는 경우이다.

이러한 문제를 해결하기 위해서는 ω1과 ω2에서 값이 중복되지 않도록 조정하는 수단(24-5)을 설치한다. 즉, ω2 수정 블록(24-5)은 갱신한 ω2를 ω1과 비교하여 양자가 가까우면 ω2를 수정한다. 상세한 것은 이하에 설명하는 도 29의 처리 흐름에서 설명한다.

도 27은 도 24의 실시형태에 추가된 변형예의 블록도이다. 도 27에서 도 24와 동일한 것은 기호로 도시되어 있다. 도 27에서 도 24의 구성에 도 14에서 설명한 지연 블록(27)을 설치하고, 도 16에서 설명한 바와 같이, 계산 지연 시간을 개선하기 위해 Ud의 출력을 1 샘플 지연시킨 예이다.

도 28은 도 27의 블록도의 변형예의 블록도이다. 도 28에서 도 24, 도 27과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 28은 도 15와 마찬가지로, 도 27의 컨트롤러(21)에 옵저버 제어를 이용하면서, 외란 억압용 적응 제어의 입력에 옵저버의 추정 위치 오차를 부여하였을 때의 구성을 도시한다.

도 29는 도 24, 도 27에 도시하는 제어계의 관측 위치 취득으로부터 전류 출력, 또한 적응 제어의 계산에 도달하는 일련의 처리를 설명하는 흐름도이다.

(S50) MCU(14)는 처음에 관측 위치(y)를 헤드(3)로부터 취득하여 위치 오차(e)를 계산한다.

(S52) 다음에, MCU(14)는 식 (6)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn)(21)의 출력 Un[k]를 계산한다.

(S54) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U[k]를 Un[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치(U)가 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다.

(S56) MCU(14)는 그 후, 적응 제어의 계산을 실행한다. 우선, ω1의 갱신 계산을 행한다. 즉, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24A)의 적응측의 계산을 행하고, 추정 각주파수ω 1[k]를 갱신한다.

(S58) 다음에, MCU(14)는 테이블(25)을 참조하여 전술의 선형 보간을 실행하여 G1, FA의 값을 갱신한다.

(S60) 그 다음에, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+1], x2[k+1]의 갱신 계산을 행하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류 Ud1[k] 계산한다.

(S62) 다음에, MCU(14)는 추정 각주파수ω2 [k]의 갱신 계산을 행한다. 우선, 변수ω2_OLD에 전 샘플의 ω[k-1]을 세팅한다. 다음에, 식 (17) 또는 식 (18) 의 주파수 추정기(24B)의 적응측 계산을 행하고, 추정 각주파수ω2[k]를 갱신한다.

(S64) MCU(14)는 갱신한 ω2[k]를 ω1[k]와 비교하고, 양자가 가까우면 ω2[k]를 수정한다. 즉, 제1 추정 각주파수(ω1)에 대하여, 소정의 주파수 범위를 정의하는 Δω를 설정하고, 제2 추정 각주파수ω2[k]가 (ω1+Δω)보다 작으면서, (ω1-ΔA)보다 큰지를 판정한다. 이 (ω1+Δω)부터 (ω1-Δω)까지가, ω2가 ω1에 가까운지의 범위이다. 제2 추정 각주파수ω2 [k]가 (ω1+Δω)보다 작지 않으면서, (ω1-Δω)보다 크지 않은 경우에는 ω2와 ω1이 가깝지 않기 때문에, ω2의 수정은 필요없고, 단계(S68)에 진행한다.

(S66) 한편, 제2 추정 각주파수ω2 [k]가 (ω1+Δω)보다 작으면서, (ω1-Δω)보다 크다고 판정된 경우에는 ω2가, ω1에 가깝다고 판정하고, ω2[k]를 수정한다. 즉, ω1에 대하여, ω2가 작은 방향에 있는지, 큰 방향에 있는지를 판정하기 위해 전 샘플인 ω2[k-1]는 ω1에 가깝지 않았기 때문에, ω1이 ω2[k-1]가 세팅된 ω_OLD [k] 이하인지를 판정한다. ω1이 ω2[k-1]가 세팅된 ω_OLD [k] 이상이면 ω2는 ω1보다 작았기 때문에, ω[k]를 (ω1-Δω), 즉 허용 범위의 하한으로 수정한다. 반대로, ω1이 ω2[k-1]가 세팅된 ω_OLD [k]이상이 아니면 ω2는 ω1보다 크기 때문에, ω2[k]를 (ω1+Δω), 즉 허용 범위의 상한으로 수정한다.

(S68) 다음에, MCU(14)는 ω2[k]로, 테이블(25)을 참조하여 전술의 선형 보간을 실행하여 G2, FB의 값을 갱신한다.

(S70) 그 결과, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+1], x2[k+1]의 갱신 계산을 행하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류 Ud2[k]를 계산한다. 그리고, MCU(14) 는 단계(S60)의 Ud1[k]와 상기 Ud2[k]를 가산하여 Ud[k]를 구한다.

또한, 도 24 내지 도 29에서는 2 개의 다른 주파수 외란에 적응시키는 예를 도시하였다. 그러나, 대응하는 주파수의 수는 2 개로 한정되지 않는다. 3 개, 4 개로 적응 제어의 블록을 늘림으로써, 더 많은 외란 주파수에 대응하는 것이 가능하게 된다.

이와 같이, Δω이 되는 값을 설정하고 있다. 이 값은 ω2와 ω1의 차의 최저치이다. 이 Δω보다 차가 작으면 ω2의 값을 변이하도록 한다. 다만, 변이에도 방향이 있다. 플러스 방향으로 변이되는 경우와 마이너스 방향으로 변이되는 경우를 구별한다.

[위치 결정 제어계의 제6 실시형태]

도 30은 본 발명의 위치 결정 제어계(서보 제어계)의 제6 실시형태의 블록도, 도 31은 도 30의 타임 차트이다.

일반적으로, 샘플 주파수를 높이면 위치 결정 정밀도의 개선을 기대할 수 있다. 그러나, 자기 디스크 장치에서는 서보 신호의 기록 영역을 늘리는 것에 관련하여 그 만큼, 데이터를 기록하는 면적이 감소되어 버린다. 그 개선책으로서 자기 디스크 장치에서 멀티레이트 제어가 이용되는 경우가 있다. 멀티레이트 제어는 필터를 이용하여 실현할 수도 있다. 자기 디스크 장치에서는 옵저버 제어를 이용하여 멀티레이트 제어를 실현하는 방법이 일반적이다.

이 실시형태는 멀티레이트 제어를 이용한 옵저버 제어의 컨트롤러의 구성을 사용한 실시형태이다. 즉, 멀티레이트 제어는 입력의 샘플 주파수 이상의 주파수 의 출력을 실현하기 위한 방법이다. 이 예에서는 2 배의 멀티레이트 제어를 구성하고 있다. 즉, 입력인 관측 위치(y)의 검출 샘플 주파수의 2 배의 주파수로 전류(U)를 출력한다.

도 30의 멀티레이트 제어를 이용한 옵저버 제어의 컨트롤러(21A, 21B)는 식 (6)으로부터 이하의 식 (23)으로 구성된다.

식 (23)에서 나타나는 바와 같이, 기본적으로는 관측 위치(y)의 검출 샘플로 식 (6)을 2 회 실행하고, u[k], u[k+0.5]를 계산하며, 2 배의 주파수로 전류 u[k], u[k+0.5]를 출력한다

즉, 도 31에도 도시하는 바와 같이, 관측 위치의 검출 샘플(서보 게이트)로 관측 위치(y)를 취득한 후, 옵저버의 추정 위치 오차, 즉 관측 위치 y[k]와, 1 샘플 전에 계산한 예측 위치 x_bar[k]와의 차분치에 의해 상태 변수 x_hat[k], v_hat[k], b_hat[k]를 수정한다. 그 다음에, 3 개의 상태 변수 x_hat[k], v_hat[k], b_hat[k]에 피드백 이득 Fx, Fv, Fb를 걸어 전류 u[k]를 출력한다. 전류 출력 후에 0.5 샘플 후의 샘플의 상태 변수의 값 x_hat[k+0.5], v_hat[k+0.5], b_hat[k+0.5]를 u[k]에 의해 추정한다. 그 다음에, 3 개의 상태 변수 x_hat[k+0.5], v_hat[k+0.5], b_hat[k+0.5]에 피드백 이득 Fx, Fv, Fb를 걸어 전류 u[k+0.5]를 출력한다. 전류 출력 후, 다음 샘플의 상태 변수의 값 x_bar[k+1], v_bar[k+1], b_[k+1]을 추정한다.

구체적으로는, 관측 위치(y)의 검출 샘플 주파수의 2 배의 주파수의 클록(멀티레이트 샘플 클록)(30)을 컨트롤러(21A, 21B)에 부여하고, Unl(U[k]), Un2(U[k+0.5])를 이 클록에 동기하여 Un으로서 출력한다.

한편, 적응 제어의 블록(23, 24, 25)은 옵저버(21A)의 추정 위치 오차를 이용하여 전술한 바와 같이, 외란 억압 제어치(Ud)를 계산한다. 이러한 멀티레이트 제어에서도 적응 제어의 블록(23, 24, 25)은 1 샘플에 1 회 동작시켜 외란 억압 제어치 Ud를 계산한다. 그 이유는, 하나로는 계산 처리가 잘 진행되지 않고, 처리 시간이 길어지기 때문이며, 2 개는 1 샘플에 1 ° 동작시키더라도 2 ° 동작시키는 것에 비해, 억압 성능에 차는 없다고 생각되기 때문이다. 가산 블록(26)은 Un과 Ud를 가산하고, 플랜트(22)에 출력한다.

도 32는 도 30의 제6 실시형태의 멀티레이트 제어를 이용한 제어계의 다른 구성의 블록도이다. 도 32에서, 도 30에서 도시한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 32에서, 도 30의 구성으로 적응 제어의 출력 Ud를 1 샘플 지연시키는 지연 블록(27)을 설치한 예이다. 즉, 도 14의 실시형태와 마찬가지로, 고의로 외란 억압 출력을 1 샘플 지연시키는 것은 계산 처리 시간의 단축을 위해서다.

즉, 도 16과 같이, 전회 샘플의 외란 억압 제어치 Ud[k-1]을 이용하여 전류 출력하고, 그 후 보상기(Cd)(23)의 출력 Ud(Udist)[k]을 계산한다. 이와 같이, 관측 위치(y)를 취득한 후 구동 전류(U)를 출력하기까지의 시간이 짧아지고, 제어계의 응답(위상 정밀도)이 향상된다. 또한, 전술한 바와 같이, 전회의 샘플에서의 추정치 ω[k-1], Ud[k-1]를 사용하더라도, 그 영향보다 제어계의 응답(위상 정밀도)이 빨라지는 만큼, 외란 주파수 추정 속도가 향상한다.

도 33은 도 32에 도시하는 제어계의 관측 위치 취득으로부터 전류 출력, 또한 적응 제어의 계산에 도달하는 일련의 처리를 설명하는 흐름도이다.

(S80) MCU(14)는 처음에 관측 위치(y)를 헤드(3)로부터 취득하여 위치 오차(e)를 계산한다.

(S82) 다음에, MCU(14)는 식 (33)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn1)(21A)의 출력 Un1[k]를 계산한다.

(S84) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U1[k]를 Un1[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치 U1이 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다.

(S86) 다음에, MCU(14)는 식 (33)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn2)(21A)의 출력 Un2[k](=Un[k+0.5])를 계산한다.

(S88) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U2[k]를 Un2[k]+Ud[k-1]로 계산한다. 이 계산치 U2가 지정 시각에 플랜트(22)에 출력되고, 출력 전류가 변화된다.

(S90) MCU(14)는 그 후, 적응 제어의 계산을 실행한다. 우선, ω의 갱신 계산을 행한다. 즉, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측의 계산을 행하고, 추정 각주파수ω [k]를 갱신한다.

(S92) 다음에, MCU(14)는 테이블(25)을 참조하여 G, F의 값을 갱신한다.

(S94) 그 다음에, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+1], x2[k+1]의 갱신 계산을 행하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류(Ud[k])를 계산한다.

도 34는 도 30의 제6 실시형태의 멀티레이트 제어를 이용한 제어계의 또 다른 구성의 블록도이다. 도 34에서 도 30, 도 32에서 도시한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 도 34에서, 도 30의 구성에 적응 제어의 출력 Ud를 1 샘플 지연시키는 지연 블록(27)을 설치하고, 또한 플랜트(22)에의 전류 출력 전에 식 (9)에서 설명한 노치 필터(31)를 설치한 것이다.

노치 필터(31)를 1 개 또는 복수 개 종속 접속하여 액추에이터(1)의 공진을 억지한다. 즉, 액추에이터는 공진 특성을 갖고 있다. 그 때문에 노치 필터로 대표되는 필터를 이용하여 컨트롤러 출력을 그 필터에 통과시킨 후, 필터 출력을 액추에이터에 공급한다.

도 35는 도 34에 도시하는 제어계의 관측 위치 취득으로부터 전류 출력, 또한 적응 제어의 계산에 도달하는 일련의 처리를 설명하는 흐름도이다.

(S100) MCU(14)는 처음에 관측 위치(y)를 헤드(3)로부터 취득하여 위치 오차(e)를 계산한다.

(S102) 다음에, MCU(14)는 식 (33)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn1)(21A)의 출력 Un1[k]를 계산한다.

(S104) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U1[k]를 Un1[k]+Ud[k-1]로 계산한다.

(S106) MCU(14)는 출력 U1[k]를 식 (9)의 노치 필터(31)를 통과하기 위한 필터 계산 처리를 행하고, 이 계산치(U1)가 플랜트(22)에 출력되며, 출력 전류가 변화된다.

(S108) 다음에, MCU(14)는 식 (33)의 계산식에 의해 컨트롤러(Cn2)(21A)의 출력Un2[k](=Un[k+0.5])을 계산한다.

(S110) 다음에, MCU(14)는 전회의 샘플로 계산한 Ud[k-1]를 이용하여 플랜트(22)의 출력 U2[k]를 Un2[k]+Ud[k-1]로 계산한다.

(S112) MCU(14)는 출력 U2[k]를 식 (9)의 노치 필터(31)를 통과하기 위한 필터 계산 처리를 행하고, 이 계산치(U2)가 지정 시각에 플랜트(22)에 출력되며, 출력 전류가 변화된다.

(S114) MCU(14)는 그 후, 적응 제어의 계산을 실행한다. 우선 ω의 갱신 계산을 행한다. 즉, 식 (17) 또는 식 (18)의 주파수 추정기(24)의 적응측의 계산을 행하고, 추정 각주파수ω [k]를 갱신한다.

(S116) 다음에, MCU(14)는 테이블(25)을 참조하여 G, F의 값을 갱신한다.

(S118) 그 다음에, MCU(14)는 식 (19)의 상태 변수 x1[k+1], x2[k+1]의 갱신 계산을 행하고, 동시에 다음 샘플의 보정 전류 Ud[k]를 계산한다.

[위치 결정 제어계의 제7 실시형태]

전술한 설명에서는 트랙 추종 중에 외부 진동을 부가한 상태로써, 적응 제어를 기동하여 외란을 억압하고 있다. 그러나, 실제의 자기 디스크 장치에서는 항상 동일한 트랙을 추종하지 않고, 시크 제어도 실행된다.

이와 같이 제어를 전환할 때에, 본 발명의 적응 제어의 동작 타이밍을 설명한다. 도 36은 본 발명의 위치 결정 제어계의 제7 실시형태의 블록도이다. 도 36에서, 도 6에서 설명한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있다. 즉, 도 36은 MCU(14)가 실행하는 서보 제어계의 연산 블록도이고, 목표 위치(r)와 현재 위치(y)의 위치 오차(e)를 연산 블록(20)으로 연산하며, 제어 블록(Cn)(21)으로 제어 연산하고, 제어량(Un)을 계산하며, 플랜트(22)인 VCM(1, 3)을 구동한다. 플랜트의 위치는 자기 헤드(3)로부터의 서보 신호를 복조하고, 현재 위치(y)를 계산하며 연산 블록(20)에 피드백한다.

각주파수 추정기(24)는 위치 오차(e)와 외란 억압 보상기(23)(Cd)의 내부 변수를 이용하여 외부 진동의 각주파수ω를 추정한다. 보상용 테이블(25)은 각 주파수ω에 대응한 외부 진동 억압용 보상기(23)(Cd)의 정수를 저장한다. 외란 억압 보상기(23)(Cd)는 주파수 추정기(24)의 각주파수ω에 의해 보상용 테이블(25)로부터 독출된 정수에 의해 내부정수를 수정하고, 위치 오차(e)로부터 외란 억압 제어량 Ud를 계산한다. 가산 블록(26)은 제어량 Un과 외란 억압 제어량 Ud를 가산하여 플랜트(22)에 출력한다.

이 컨트롤러(21)는 트랙 폴로잉을 행하는 블록이다. 도 5에 도시한 바와 같이, 추가로 시크 제어와 정정 제어를 행하기 위해 주지의 시크 제어 블록(40)과, 정정 제어 블록(41) 및 위치 오차에 따라서, 시크 제어 블록(40), 정정 제어 블록(41) 및 컨트롤러(트랙 폴로잉 제어 블록)(21)의 출력을 전환하는 전환 블록(42)을 설치한다.

이 구성에서는 도 5의 헤드 이동 제어를 행할 때에 트랙 추종 제어일 때만 적응 제어를 기동한다. 즉, 트랙 추종 제어일 때만, 전환 블록(42)이 적응 제어의 가산 블록(26)의 출력을 선택하여 플랜트(22)(1, 3)에 출력하기 때문에, 컨트롤러(21)를 포함하는 적응 제어 블록(23, 24, 25, 26)의 처리를 트랙 추종 시에만, 실행한다.

이와 같이 하면 MCU(14)의 처리 부담을 경감시키면서, 리드/라이트 동작시의 헤드의 트랙 추종 제어를 외란 억압하여 실행할 수 있다.

도 37은 본 발명의 위치 결정 제어계의 제7 실시 형태의 다른 블록도이다. 도 37에서, 도 6, 도 36에서 설명한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있고, 설명을 생략한다. 이 구성에서는 적응 제어(23, 24, 25)는 통상은 OFF로 해 둔다. 데이터의 리드 또는 라이트 실행시에 위치 결정 정밀도가 열화되어 있으면 적응 제어(23, 24, 25)를 ON으로 하여 판독 또는 기록 동작을 재시행 한다.

즉, 도 37의 제어계의 구성에 도시하는 바와 같이, 도 36의 구성에 위치 결정 정밀도 감시 블록(43)과, 적응 제어 블록(23, 24)의 입구와 출구에 한 쌍의 스 위치 블록(44, 45)을 설치한다. 위치 결정 정밀도 감시 블록(43)은 전환 블록(42)으로부터의 제어 모드(시크, 정정, 폴로잉)를 받고, 폴로잉 모드시에 위치 오차(e)를 감시하며, 위치 결정 정밀도가 저하되어 있는지를 판정한다. 한편, 양 스위치(44, 45)는 통상, 오프의 상태로 있다. 즉, 적응 제어 블록(23, 24)에의 입력은 커트되어 있고, 출력도 커트되어 있다.

위치 결정 정밀도 감시 블록(43)은 전술의 감시에 의해 외란 등에 의해 위치 결정 정밀도가 저하되었다고 판정하면 양 스위치(44, 45)에 기동 명령을 보내고, 양 스위치(44, 45)를 온으로 한다. 이에 따라, 보상기(23), ω 추정부(24)에 위치 오차(e)가 입력되고, 전술한 바와 같이, 보상기(23)로부터 외란 억압 제어치 Ud가 스위치(45)를 통해 가산 블록(26)에 출력된다. 이 때문에, 트랙 폴로잉시의 플랜트(22)(1, 3)에의 출력 U는 컨트롤러(21)의 출력 Un으로부터 (Un+Ud)로 변화되고, 외란 억압 제어한다.

이 경우 위치 결정 정밀도 감시 블록(43)이 위치 결정 정밀도가 향상되었다고 판정한 경우에는 스위치(44, 45)를 오프로 제어할 수 있다.

이와 같이 하면 MCU(14)의 처리 부담을 보다 경감시키면서, 리드/라이트 동작시의 헤드의 트랙 추종 제어를 위치 결정 정밀도가 저하되는 외란의 경우에 외란 억압하여 실행할 수 있다.

도 38은 본 발명의 위치 결정 제어계의 제7 실시형태의 또 다른 블록도이다. 도 38에서, 도 6, 도 36, 도 37에서 설명한 것과 동일한 것은 동일한 기호로 도시되어 있고, 설명을 생략한다. 이 구성에서는 적응 제어를 항상 동작시키는 것이 다.

즉, 적응 제어(23)의 출력 Ud는 항상 공급하지만, 적응 제어(23, 24)의 입력은 트랙 추종 중에만 공급한다. 이 구성으로 함으로써 시크 응답시에 발생하는 큰 위치 오차의 영향을 받지 않고, 적응 제어를 실행할 수 있다.

즉, 도 38에 도시하는 바와 같이, 도 36의 구성에, 적응 제어 블록(23, 24)의 입구에 스위치 블록(44)을 설치한다. 스위치 블록(44)은 통상은 값 「0」측에 접속되어 있고, 전환 블록(42)으로부터의 제어 모드(시크, 정정, 폴로잉) 내, 폴로잉 모드시에 위치 오차(e) 측으로 전환한다. 이에 따라, 보상기(23), ω 추정부(24)에 위치 오차(e)가 입력되고, 전술과 같이, 보상기(23)로부터 외란 억압 제어치 Ud가 스위치(45)를 통해 가산 블록(26)에 출력된다.

한편, 가산 블록(26)은 전환 블록(42)과 플랜트(22)(1, 3) 사이에 설치된다. 이 때문에 트랙 폴로잉시 이외(시크, 정정 제어시)에도 외란 억압 제어치 Ud가 시크 제어치나 정정 제어치에 가산되고, 플랜트(22)(1,3)에 출력된다. 한편, 트랙 폴로잉시는 플랜트(22)(1, 3)에의 출력 U는 위치 오차(e)를 입력하고, 적응 제어 블록(23, 24)이 계산한 컨트롤러(21)의 출력 Un에 위치 오차(e)에 따른 Ud를 가산하여 외란 억압 제어한다.

한편, 트랙 폴로잉시 이외(시크, 정정 제어시)는 적응 제어 블록(23, 24)에는 스위치(44)에 의해 값 「0」(위치 오차(e)=0)이 입력되어 있기 때문에, 식 (20)과 같이, 각주파수ω는 트랙 폴로잉시의 추정치 자체이다. 이 때문에, 시크시의 큰 위치 오차(시크 트랙 수)의 영향을 받지 않고, 트랙 폴로잉시에 완전히 외란 억 압할 수 없더라도, 시크 동작을 시작할 수 있다.

즉, 그 외란 억압 제어치 UD가 시크 제어치나 정정 제어치에 가산되고, 플랜트(22)(1, 3)에 출력된다. 이 구성에서는 헤드 전환시에도 그대로 계속 이용할 수 있다.

[실시예]

다음에, 본 발명에 의한 실시예를 설명한다. 도 39 및 도 40은 본 발명의 적응 제어를 적용한 위치 결정 제어계의 시뮬레이션 결과이다. 도 39 및 도 40은 도 19의 구성의 제어계로 컨트롤러(21)에 옵저버 제어를 이용한 모델을 사용하였다. 다만, 적응 제어의 입력은 옵저버의 추정 위치 오차가 아닌, 위치 오차로 하였다.

도 39의 상단은 횡축에 시간(ms), 종축에 위치 오차 PES(e)를 취한 그래프이며, 하단은 횡축에 시간, 종축에 외란 주파수(Hz)를 취한 그래프이다. 도 39 하단의 그래프와 같이, 외란 주파수를 500 Hz, 1000 Hz, 1500 Hz의 3 단계로 단계형으로 변화시켰을 때에 도 39의 상단에 도시하는 바와 같이, 위치 오차 PES는 적절히 수속되어 있다. 이 본 발명의 적응 제어의 억압 응답에 도시하는 바와 같이, 외란을 바르게 억압할 수 있다.

다음에, 도 40은 도 24 및 도 25에 도시하는 2 개의 다른 주파수에 대응할 수 있는 적응 제어를 이용한 제어계의 시뮬레이션 결과이다. 도 39와 마찬가지로, 도 40의 상단은 횡축에 시간, 종축에 위치 오차 PES(e)를 취한 그래프이며, 하단은 횡축에 시간, 종축에 외란 주파수(Hz)를 취한 그래프이다. 도 40 하단의 그래프에 도시하는 바와 같이, 외란 주파수는 1.000 Hz와 2000 Hz 2 개를 부여하였다.

도 24의 보상기(23A, 23B)의 초기 주파수를 각각 500 Hz와 2500 Hz로 설정하여 동작시켰을 때의 수속 응답을 도시하고 있다. 도 40의 상단에 도시하는 바와 같이, 위치 오차 PES는 적절히 수속하고 있다. 이 본 발명의 적응 제어의 억압 응답에 나타내는 바와 같이, 2 개의 다른 주파수의 외란을 정확하게 억압할 수 있다.

다음에, 실제의 자기 디스크 장치에서의 실시예를 설명한다. 도 41, 도 42 및 도 43은 2. 5 형 자기 디스크 장치에서 본 발명의 적응 제어를 실장하였을 때의 응답 특성을 도시하는 그래프이다. 도 41, 도 42의 상단은 횡축에 시간(ms), 종축에 위치 오차 PES(트랙 수)를 취한 그래프이고, 중간단은 횡축에 시간(ms), 종축에 구동 전류(%)를 취한 그래프이며, 하단은 횡축에 시간(ms), 종축에 외란 주파수(Hz)를 취한 그래프이다.

자기 디스크 장치는 회전 주파수가 70 Hz(4200 rpm)의 2.5 인치의 장치를 이용하였다. 이 자기 디스크 장치의 MCU(14)의 프로그램으로써, 위치(y)에 정현파상의 외란을 부가하여 의사적으로 진동을 발생시켰을 때의 응답을 나타낸다. 외란 주파수는 회전 주파수의 정수배로부터 변이되어 있다. 결과를 회로상의 메모리에 수치 데이터로서 전개하여 동작 후에 그 값을 외부에 취출한 후에 나타내었다.

도 41에서는 보상기의 외란 주파수의 추정치로서 560 Hz로 하고, 외란 주파수 175 Hz의 외란을 부여한 경우에 도 41의 하단의 그래프와 같이, 보상기의 추정 외란 주파수는 560 Hz로부터 175 Hz에 추이하고, 도 41의 상단에 도시하는 바와 같이, 위치 오차 PES는 적절히 수속하고 있다. 또한, 이때, 도 41의 중간단에 도시 하는 바와 같이, 구동 전류가 적절히 외란의 변화에 대응하여 변화하고 있다. 이 본 발명의 적응 제어의 억압 응답에 도시하는 바와 같이, 외란을 정확하게 억압할 수 있다. 즉, 외란 주파수에 정확하게 추종할 수 있고, 또한 위치 흔들림이 억압되어 있다.

마찬가지로, 도 42에서는 보상기의 외란 주파수의 추정치로서, 560 Hz로 하고, 외란 주파수 1435 Hz의 외란을 부여한 경우에, 도 42의 하단의 그래프와 같이, 보상기의 추정 외란 주파수는 560 Hz로부터 1435 Hz에 추이하고, 도 42의 상단에 도시하는 바와 같이, 위치 오차 PES는 적절히 수속되어 있다. 또한, 이때 도 42의 중간단에 도시하는 바와 같이, 구동 전류가 적절히 외란의 변화에 대응하여 변화되어 있다. 이 본 발명의 적응 제어의 억압 응답에 도시하는 바와 같이, 외란을 정확하게 억압할 수 있다.

도 43은 가진기상에 도 41 및 도 42에서 설명한 자기 디스크 장치를 얹어놓고, 정현파상에 진동하도록 가진기를 구동하였을 때에, 적응 제어의 응답을 관측한 것이다. 도 43에서 횡축은 시간(ms)이고, 종축은 위에서부터 적응 제어를 ON으로 하는 시각, VCM의 구동 전류, 위치 오차 PES를 도시한다. 이 예에서는 시각 40 ms에서 적응 제어를 온으로 한 후, 50 ms 후의 시각 90 ms에서 위치 오차 PES가 수속되어 있다.

이 수속 시간은 식 (20), 식 (21)의 적응 이득 Ka 및 F로 조정할 수 있다. 적응 이득 또는 F의 값이 크면, 보다 빠르게 주파수에 추종하면서, 또한 외란 주파수와 일치한 후부터 수속 시간이 빨라진다.

상기로써 설명한 실험예는 모두, 트랙 추종 중에 외부 진동을 가한 상태로써, 적응 제어를 기동하여 외란을 억압하고 있다. 그러나, 실제 자기 디스크 장치에서는 항상 동일한 트랙을 추종하는 것이 아니라, 다른 트랙에 이동하였을 때나, 헤드 전환을 행하기 위한 시크 제어도 실행된다.

[다른 실시형태]

전술한 실시형태에서는 디스크 장치를 자기 디스크 장치로 설명하였지만, 광 디스크 장치, 광 자기 디스크 장치 등, 다른 구성의 디스크 장치에도 적용할 수 있고, 또한 디스크 형상은 원형뿐만 아니라, 사각형 등이더라도 좋다. 또한, MPU의 프로그램 제어로 설명하였지만, 개별 하드웨어를 사용하더라도 좋다.

이상, 본 발명을 실시형태로 설명하였지만, 본 발명은 그 취지의 범위 내에서 여러 가지의 변형이 가능하고, 이것을 본 발명의 범위에서 배제하는 것은 아니다.

(부기 1) 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 방법에 있어서, 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 단계와, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하는 단계와, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하고, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하는 단계와, 상기 축차 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 단계와, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계를 갖는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 2) 상기 추정 단계는 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하는 단계로 이루어지고, 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계는 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서의 전류치로 변환하는 단계로 이루어지며, 상기 보정 단계는 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 축차적으로 보정하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 부기 1의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 3) 상기 보정 단계는 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 부기 2의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 4) 상기 보정 단계는 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 2 개의 상기 출력 이득을 취출하는 단계와, 상기 2 개의 출력 이득의 보간에 의해 상기 추정 각주파수의 출력 이득을 구하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 부기 3의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 5) 상기 외부 진동 억압 제어치를 1 샘플 지연시키는 단계를 더 가지 며, 상기 생성 단계는 현 샘플에서의 상기 제어치와 상기 1 샘플 지연된 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 부기 1의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 6) 상기 추정 단계는 추가로 상기 추정한 각주파수를 상한치, 하한치로 제한하는 단계를 갖는 것을 특징으로 하는 부기 2의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 7) 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계와 상기 생성 단계를 1 샘플마다 실행하고, 상기 제어치를 구하는 단계를 상기 1 샘플 사이에 복수 회 실행하는 것을 특징으로 하는 부기 1의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기8) 복수의 외부 진동 주파수마다, 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계를 실행하는 단계와, 상기 각 외부 진동 주파수에 대한 복수의 상기 외부 진동 억압치를 가산하는 단계를 더 갖는 것을 특징으로 하는 부기 1의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 9) 상기 실행 단계는 상기 추정한 외부 진동 주파수가 중복되지 않도록, 상기 한쪽의 추정한 외부 진동 주파수를 수정하는 단계를 더 갖는 것을 특징으로 하는 부기 9의 헤드 위치 결정 제어 방법.

(부기 10) 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 장치에 있어서, 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어 블록과, 상기 위치 오차 를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하고, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하며, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하고, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 11) 상기 적응 제어 블록은 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하고, 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서의 전류치로 변환하고, 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 축차적으로 보정하는 것을 특징으로 하는 부기 10의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 12) 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 부기 11의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 13) 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 2 개의 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 2 개의 출력 이득의 보간에 의해 상기 추정 각주파수 의 출력 이득을 구하며, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 부기 12의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 14) 상기 적응 제어 블록은 상기 외부 진동 억압 제어치를 1 샘플 지연시키고, 상기 가산 블록은 현 샘플에서의 상기 제어치와 상기 1 샘플 지연된 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 것을 특징으로 하는 부기 10의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 15) 상기 적응 제어 블록은 추가로 상기 추정한 각주파수를 상한치, 하한치로 제한하는 것을 특징으로 하는 부기 11의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 16) 상기 적응 제어 블록을 상기 1 샘플마다 실행하고, 상기 제어 블록을 1 샘플 사이에 복수 회 실행하는 것을 특징으로 하는 부기 10의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 17) 복수의 외부 진동 주파수마다, 상기 적응 제어 블록을 설치하고, 또한 복수의 상기 적응 제어 블록의 상기 외부 진동 억압치를 가산하는 가산 블록을 더 갖는 것을 특징으로 하는 부기 10의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 18) 상기 적응 제어 블록은 상기 추정한 외부 진동 주파수가 중복되지 않도록, 상기 한쪽의 추정한 외부 진동 주파수를 수정하는 것을 특징으로 하는 부기 17의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 19) 디스크로부터 정보를 판독하는 헤드와, 상기 헤드를 상기 디스크의 트랙 횡단 방향으로 이동하는 액추에이터와, 상기 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정하기 위해 목표 위치 와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어부를 구비하며, 상기 제어부는 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하고, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하며, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하고, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는 것을 특징으로 하는 디스크 장치.

(부기 20) 상기 적응 제어 블록은 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하고, 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서의 전류치로 변환하고, 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 축차적으로 보정하는 것을 특징으로 하는 부기 19의 디스크 장치.

(부기 21) 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 부기 20의 디스크 장치.

(부기 22) 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이 득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 2 개의 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 2 개의 출력 이득의 보간에 의해 상기 추정 각주파수의 출력 이득을 구하며, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 부기 21의 헤드 위치 결정 제어 장치.

(부기 23) 상기 적응 제어 블록은 상기 외부 진동 억압 제어치를 1 샘플 지연시키고, 상기 가산 블록은 현 샘플에서의 상기 제어치와 상기 1 샘플 지연된 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 것을 특징으로 하는 부기 19의 디스크 장치.

(부기 24) 상기 적응 제어 블록은 추가로 상기 추정한 각주파수를 상한치, 하한치로 제한하는 것을 특징으로 하는 부기 20의 디스크 장치.

(부기 25) 제어부는 상기 적응 제어 블록을 상기 1 샘플마다 실행하고, 상기 제어치의 계산을 1 샘플 사이에 복수 회 실행하는 것을 특징으로 하는 부기 19의 디스크 장치.

(부기 26) 상기 제어부는 복수의 외부 진동 주파수마다, 상기 적응 제어 블록과, 복수의 상기 적응 제어 블록의 상기 외부 진동 억압치를 가산하는 가산 블록을 더 갖는 것을 특징으로 하는 부기 19의 디스크 장치.

(부기 27) 상기 적응 제어 블록은 상기 추정한 외부 진동 주파수가 중복되지 않도록, 상기 한쪽의 추정한 외부 진동 주파수를 수정하는 것을 특징으로 하는 부기 26의 디스크 장치.

(산업상 이용 가능성)

위치 오차를 기준으로 한 신호로부터 적응측에 의해 외부 진동 주파수를 추정하기 때문에, 적분 보상된 정확한 외부 진동 주파수를 추정할 수 있고, 또한 이 외부 진동 주파수를 이용하여 축차적으로, 보상기의 정수를 수정하기 때문에, 넓은 범위의 외부 진동 주파수에 대하여, 정밀도가 높은 추종 제어가 가능하게 된다. 이와 같이, 추정한 외부 진동 주파수의 값에 따라서, 보상기의 동작을 항상 적합하게 유지할 수 있고, 특히 외부 진동을 받기 쉬운 환경에서도 디스크 장치의 정상 동작을 보증하는 것에 기여한다.

본 발명에서는 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터 적응측에 의해 외부 진동 주파수를 추정하기 때문에, 적분 보상된 정확한 외부 진동 주파수를 추정할 수 있고, 또한 이 외부 진동 주파수를 이용하여 축차적으로, 보상기의 정수를 수정하기 때문에, 넓은 범위의 외부 진동 주파수에 대하여, 정밀도가 높은 추종 제어가 가능해진다. 이와 같이, 추정한 외부 진동 주파수의 값에 따라서, 보상기의 동작을 항상 적절하게 유지할 수 있고, 보상기의 정수를 수정함으로써, 넓은 범위의 외부 진동 주파수에 대하여, 추종 제어가 가능해진다.

Claims (10)

1. 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 방법에 있어서,

   목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 단계와,

   상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하는 단계와,

   상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하고, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하는 단계와,

   상기 축차 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 단계와, 상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계를 갖는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 추정 단계는 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하는 단계로 이루어지고,

   상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계는 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서 의 전류치로 변환하는 단계로 이루어지며, 상기 보정 단계는 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 축차적으로 보정하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 외부 진동 억압 제어치를 1 샘플 지연시키는 단계를 더 가지며,

   상기 생성 단계는 현 샘플에서의 상기 제어치와 상기 1 샘플 지연된 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 위치 결정 제어 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계와 상기 생성 단계를 1 샘플마다 실행하고, 상기 제어치를 구하는 단계를 상기 1 샘플 사이에 복수 회 실행하는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 방법.
5. 제1항에 있어서, 복수의 외부 진동 주파수마다, 상기 추정 단계와 상기 보정 단계와 상기 외부 진동 억압치를 구하는 단계를 실행하는 단계와,

   상기 각 외부 진동 주파수에 대한 복수의 상기 외부 진동 억압치를 가산하는 단계를 더 갖는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 방법.
6. 디스크로부터 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 액추에이터에 의해 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정 제어하는 헤드 위치 결정 제어 장치에 있어서,

   목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어 블록과,

   상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하고, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하며, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하고, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과,

   상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 장치.
7. 제6항에 있어서, 상기 적응 제어 블록은 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측을 따라 축차적으로 외란의 각주파수를 추정하고, 상기 추정한 주기 외란의 회전 벡터를 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 사용하여 외부 진동 억압 제어치로서의 전류치로 변환하며, 상기 축차적으로 추정한 각주파수에 따라서, 상기 출력 이득을 축차적으로 보정하는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 장치.
9. 제7항에 있어서, 상기 적응 제어 블록은 복수의 각주파수치의 각각에 대한 출력 이득을 저장하는 테이블을 상기 추정한 각주파수로 참조하여 대응하는 2 개의 상기 출력 이득을 취출하고, 상기 2 개의 출력 이득의 보간에 의해 상기 추정 각주파수의 출력 이득을 구하며, 상기 외부 진동 억압용 정수로서의 출력 이득을 갱신하는 것을 특징으로 하는 헤드 위치 결정 제어 장치.
10. 디스크로부터 정보를 판독하는 헤드와,

    상기 헤드를 상기 디스크의 트랙 횡단 방향으로 이동하는 액추에이터와,

    상기 헤드가 판독한 위치 신호에 따라서, 상기 헤드를 상기 디스크의 원하는 트랙에 위치 결정하기 때문에, 목표 위치와 상기 위치 신호로부터 얻은 현재 위치의 위치 오차에 따라서, 상기 액추에이터의 제어치를 구하는 제어부를 구비하며,

    상기 제어부는

    상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 적응측에 따라 축차적으로 외부 진동 주파수를 추정하고, 상기 위치 오차를 기준으로 한 신호로부터, 주기 외란의 회전 벡터를 추정하며, 외부 진동 억압용 정수를 사용하여 외부 진동 억압 제어치를 구하고, 또한 상기 축차적으로 추정한 각 외부 진동 주파수에 따라서, 상기 외부 진동 억압용 정수를 축차적으로 보정하는 적응 제어 블록과,

    상기 제어치와 상기 외부 진동 억압 제어치를 가산하여 상기 액추에이터의 구동치를 생성하는 가산 블록을 갖는 것을 특징으로 하는 디스크 장치.

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