KR20060086402A

KR20060086402A - Ｍｉｍｏ 시스템의 아이겐모드 송신을 위한 수신기 공간프로세싱

Info

Publication number: KR20060086402A
Application number: KR1020067008918A
Authority: KR
Inventors: 존 더블유 케첨; 마크 에스 월리스; 제이 로드니 월튼; 스티븐 제이 하워드
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2003-10-08
Filing date: 2004-09-29
Publication date: 2006-07-31
Also published as: US7742546B2; EP1678865A1; US8160183B2; JP2011010332A; TWI360333B; US20100215115A1; WO2005039096A1; JP5221607B2; CA2542270A1; US20050078762A1; CN1890909A; EP1678865B1; CA2542270C; TW200529613A; JP2007508742A; CN1890909B; KR100933644B1

Abstract

최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 수신기 공간 프로세싱을 동반하는 아이겐모드 송신을 위해, 송신기는 스티어링 벡터 (steering vector) 를 이용하여 N_s 개의 데이터 심볼에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, MIMO 채널의 N_s 개의 공간 채널 상으로 스트림을 송신한다. 스티어링 벡터는 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치이다. 수신기는 MMSE 판별식에 기초하고 MIMO 채널 응답 및 스티어링 벡터의 추정치를 이용하여, 공간 필터를 유도한다. 이 수신기는 (1) N_R 개의 수신 안테나로부터 N_R 개의 수신 심볼 스트림을 획득하고, (2) 공간 필터를 이용하여 수신된 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여 N_s 개의 필터링된 심볼 스트림을 획득하고, (3) 스케일링 행렬 (scaling matrix) 를 이용하여 필터링된 심볼 스트림에 대해 신호 스케일링을 수행하여 Ns 개의 복구된 심볼 스트림을 획득하고, 또한 (4) N_s 개의 복구된 심볼 스트림을 프로세싱하여 송신기에 의해 보내진 N_s 개의 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터 스트림을 획득한다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템의 아이겐모드 송신을 위한 수신기 공간 프로세싱{RECEIVER SPATIAL PROCESSING FOR EIGENMODE TRANSMISSION IN A MIMO SYSTEM}

배경기술

I. 분야

본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관한 것으로, 더 상세하게는 다중-입력 다중-출력 (mutiple-input multiple-output ; MIMO) 통신 시스템에서 수신기 공간 프로세싱을 수행하는 기술에 관련된다.

II . 배경기술

MIMO 시스템은 데이터 송신을 위한 다중 (N_T 개) 송신 안테나 및 다중 (N_R 개) 수신 안테나를 채택하고, (N_T,N_R) 시스템으로 표시된다. N_T 개의 송신 및 N_R 개의 수신 안테나로부터 형성되는 MIMO 채널은, N_s ≤ min {N_T,N_R}인, N_S 개의 공간 채널로 분해될 수도 있다. N_S 개의 공간 채널은 최대 N_S 개의 독립적인 데이터 스트림까지 송신하여, 더 큰 전체 처리율을 달성하는데 이용될 수도 있다. 공간 프로세싱은 송신기에 의해 수행될 수도 있고, 수행되지 않을 수도 있으며, N_S 공간 채널을 통해 다중 데이터 스트림을 송신하기 위해 수신기에 의해 수행된다.

N_S 개의 공간 채널은 서로 직교할 수도 있고, 직교하지 않을 수도 있다. 직교 공간 채널은 (1) 송신기가 적절한 스티어링 벡터를 가지고 공간 프로세싱을 수행하고, (2) 수신기가 적절한 공간 필터를 가지고 공간 프로세싱을 수행하는 경우에만 획득될 수 있다. 따라서, 공간 채널의 직교성은 (1) 공간 프로세싱이 송신기에서 수행되었는지 아닌지 여부 및 (2) 송신기 및 수신기 모두에서의 공간 프로세싱이 공간 채널을 직교화하는데 성공적이었는지 아닌지 여부에 의존한다. 공간 채널이 서로에 대해 직교하는 경우, N_S 개의 공간 채널 각각은 MIMO 채널의 "아이겐모드 (eigenmode)" 로 지칭된다. 이러한 경우, N_S 개의 데이터 스트림은 N_S 개의 아이겐모드 상으로 직교하여 송신될 수도 있다. N_S 개의 공간 채널이 직교할 때, 성능이 더 우수하다.

그러나, 실용 시스템에서, N_S 개의 공간 채널은 대개 다양한 이유로 인하여 서로에게 완벽히 직교하지 않는다. 예를 들어, 공간 채널은 (1) 송신기가 MIMO 채널의 지식을 갖지 않는 경우 또는 (2) 송신기 및/또는 수신기가 MIMO 채널의 불완전한 추정치를 갖는 경우, 직교하지 않는다. 공간 채널이 직교하지 않는다면, 각 데이터 스트림은 수신기에서 다른 데이터 스트림으로부터의 누화 (cross-talk) 를 경험한다. 누화는 성능을 저하시키는 부가적인 노이즈로서 작용한다.

그러므로 당업계에서는 MIMO 시스템의 다중 공간 채널을 통해 데이터를 송신할 때 누화의 해로운 효과를 완화시키는 기술이 필요하다.

요약

본 명세서에서는, 누화를 완화시키고 더 우수한 성능을 달성하기 위한 방법 으로 수신기 공간 프로세싱을 수행하는 기술이 제공된다. 처음에, 송신기 및/또는 수신기는 MIMO 채널의 응답을 추정하고, 채널 응답 추정치를 분해하여, MIMO 채널의 N_s 개의 공간 채널을 직교화하는데 필요한 송신기 스티어링 벡터의 추정치인, 스티어링 벡터를 획득한다. 스티어링 벡터가 수신기에 의해 유도되면, 그것은 송신기에 제공된다. 송신기는 N_s 개의 데이터 스트림을 프로세싱하여 (예를 들어, 인코딩, 인터리빙, 및 변조하여), N_s 개의 공간 채널 상의 송신을 위해 N_s 개의 데이터 심볼 스트림을 획득한다. 송신기는 스티어링 벡터를 이용하여 N_s 개의 데이터 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여 N_T 개의 송신 심볼 스트림을 획득한다. 그 후, 송신기는 N_T 개의 송신 심볼 스트림을 컨디셔닝하고 이를 송신 안테나로부터 수신기로 송신한다.

수신기는 최소 평균 제곱 에러 (minimum mean square error ; MMSE) 판별식에 기초하고 채널 응답 추정치와 스티어링 벡터를 이용하여, 공간 필터를 유도한다. 수신기는 N_s 개의 공간 채널을 통해 송신되는 N_s 개의 데이터 심볼 스트림을 위한 N_R 개의 수신 안테나로부터 N_R 개의 수신된 심볼 스트림을 획득한다. 수신기는 공간 필터를 가지고 N_R 개의 수신된 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여 N_s 개의 필터링된 심볼 스트림을 획득한다. 또한 수신기는 스케일링 행렬을 가지고 필터링된 심볼 스트림에 대하여 신호 스케일링을 수행하여, 송신기에 의 해 보내진 N_s 개의 데이터 심볼 스트림의 추정치인, N_s 개의 복구된 심볼 스트림을 획득한다. 그 후, 수신기는 N_s 개의 복구된 심볼 스트림을 프로세싱하여 (예를 들어, 복조, 디인터리빙 (deinterleave), 및 디코딩하여), 송신기에 의해 보내진 N_s 개의 데이터 스트림의 추정치인, N_s 개의 디코딩된 데이터 스트림을 획득한다.

본 명세서에서 설명하는 수신기 공간 프로세싱 기술은 단일-캐리어 및 다중-캐리어 MIMO 시스템에 사용될 수도 있다. 다중-캐리어 MIMO 시스템에 대하여, 송신기 및 수신기에서의 공간 프로세싱은 복수의 서브밴드의 각각에 대하여 수행될 수도 있다.

본 발명의 다양한 양태 및 실시형태를 이하에서 더 자세하게 설명한다.

도면의 간단한 설명

동일 참조 부호가 전체적으로 대응하여 식별하는 도면과 관련하여, 본 발명의 특징과 성질을 더 자세하게 설명할 것이다.

도 1 은 MIMO 시스템의 송신기 및 수신기를 도시한다.

도 2 는 송신기에서의 송신 (TX) 데이터 프로세서를 도시한다.

도 3 은 송신기에서의 TX 공간 프로세서 및 송신기 유닛을 도시한다.

도 4 는 수신기에서의 수신기 유닛 및 수신 (RX) 공간 프로세서를 도시한다.

도 5 는 수신기에서의 RX 데이터 프로세서를 도시한다.

도 6 및 7 은 각각 MMSE 수신기 공간 프로세싱으로 행하는 아이겐모드 송신을 위한 송신기 및 수신기에 의해 수행되는 프로세스를 도시한다.

상세한 설명

본 명세서에서 "예시적인" 이라는 용어는 "예, 보기, 또는 예시로서 기능하는" 을 의미하는데 이용된다. "예시적"이라고 설명된 어떠한 실시형태 또는 설계도 반드시 다른 실시형태 또는 설계보다 바람직하거나 유리하다고 해석되지 않는다.

본 명세서에서 설명하는 수신기 공간 프로세싱 기술은 다중-캐리어 MIMO 시스템뿐만 아니라, 단일-캐리어 MIMO 시스템에서도 이용될 수도 있다. 다중 캐리어는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (orthogonal frequency division multiplexing ; OFDM) 에 의해 제공될 수도 있고, 다른 다중-캐리어 변조 기술 또는 몇몇 다른 구성에 의해 제공될 수도 있다. OFDM 은 보통 톤 (tone), 빈 (bin), 또는 주파수 채널로 언급되기도 하는, 다중 (N_F 개) 직교 서브밴드로 전체 시스템 대역을 효과적으로 파티셔닝한다. OFDM 에서, 각 서브밴드는 데이터를 가지고 변조될 수도 있는 각각의 캐리어와 관련된다. 명확성을 기하기 위해, 수신기 공간 프로세싱 기술을 OFDM 을 구현하는 MIMO 시스템 (즉, MIMO-OFDM 시스템) 에 대해 자세하게 설명한다.

N_T 개의 송신 안테나 및 N_R 개의 수신 안테나를 갖는 주파수-선택 MIMO 채널은 주파수-도메인 채널 응답 행렬 H(k) 에 의해 특성화될 수도 있고, 여기서 k = 1 ... N_F 이고, 각 행렬은 N_R x N_T 차원이다. 이 채널 응답 행렬은

(엔트리 h_i _,j (k) (i = 1 ... N_R 이고, j = 1 ... N_T 이고, k = 1 ... N_F) 는 서브밴드 k 에 대한 송신 안테나 j 와 수신 안테나 i 간의 커플링 (즉, 복소 게인)) 으로서 표현될 수도 있다.

각 서브밴드에 대한 채널 응답 행렬 H(k) 은 그 서브밴드에 대한 N_S 개의 아이겐모드를 획득하기 위해 "대각선화"될 수도 있다. 이 대각선화는 채널 응답 행렬 H(k) 의 단일값 분해 또는 H(k) 의 상관 행렬, 즉 R(k)=H ^H(k)H(k) 의 고유값 분해 중의 하나를 수행함으로써 달성될 수도 있다.

채널 응답 행렬 H(k) 의 단일값 분해는

(여기서,

는

의 좌측 고유벡터의 (N_R x N_R) 단위 행렬이고,

는

의 단일값의 (N_R x N_T) 대각 행렬이고,

는

의 우측 고유벡터의 (N_R x N_R) 단위 행렬로서 표현될 수도 있다.

단위 행렬 M 은 특성 M ^H M = I 에 의해 특성화되고, 여기서 I 는 단위 행렬이다. 단위 행렬의 행들은 서로에 대해 직교한다.

의 상관 행렬의 고유값 분해는

k=1 ... N_F 식 (3) 으로서 표현될 수도 있고, 여기서

는

의 고유값의 (N_R x N_T) 대각 행렬이다. 식 (2) 및 (3) 에 도시된 바와 같이,

의 열은

의 우측 고유벡터일 뿐 아니라,

의 고유벡터이다.

길버트 스트랭(Gilvert Strang) 의 저서, "선형 대수학 및 그 응용(Linear Algebra and Its Applications)" 2 판, 아카데믹 출판사(Academic Press), 1980 은 단일값 분해 및 고유값 분해를 설명하고 있다. 본 명세서에서 설명하는 수신기 공간 프로세싱 기술은 단일값 분해 또는 고유값 분해 중 어느 하나와 관련하여 이용될 수도 있다. 명확성을 위해, 다음의 설명에서는 단일값 분해를 이용한다.

의 우측 고유벡터는 "스티어링" 벡터로 지칭되기도 하고,

의 N_S 개의 아이겐 모드 상으로 데이터를 송신하기 위하여 송신기에 의한 공간 프로세싱에 이용될 수도 있다.

의 좌측 고유벡터는 N_S 개의 아이겐모드 상으로 송신되는 데이터를 복구하기 위하여 수신기에 의한 공간 프로세싱에 이용될 수도 있다. 대각 행렬

는 대각선을 따라 0 보다 큰 실수값을 갖고, 나머지 모든 곳에서는 0 을 갖는다. 이러한 대각선 엔트리는

의 단일값으로 지칭되 고,

의 N_S 개의 아이겐 모드에 대한 채널 게인을 표시한다. 단일값 분해는 N_F 개의 서브밴드에 대해 채널 응답 행렬

를 통해 독립적으로 수행될 수도 있다.

아이겐모드 송신은 MIMO 채널의 N_s 개의 아이겐모드 상의 데이터의 송신을 지칭한다. 이하에서 설명하는 바와 같이, 아이겐모드 송신은 송신기 및 수신기 모두에 의한 공간 프로세싱을 요구한다.

서브밴드 k 를 통한 아이겐 모드 송신에 대한 송신기에서의 공간 프로세싱은

, 식 (4)

(

는 서브밴드 K 에 대해 N_s 개의 아이겐모드 상으로 송신될, N_S 개의 변조 심볼에 대한 N_S 개의 논-제로 엔트리를 갖는 (N_T x 1) 데이터 벡터이고,

는 서브밴드 K 에 대해 N_T 개의 송신 안테나로부터 보내지는 N_T 개의 송신 심볼에 대한 N_T 개의 엔트리를 갖는 (N_T x 1) 송신 벡터) 로서 표현될 수도 있다.

의 N_S 개의 엔트리는 N_S 개의 데이터 스트림을 표현하고,

의 나머지 엔트리들은, 하나라도 존재한다면, 0 들로 채워진다.

서브밴드 k 에 대해 수신기가 획득한 수신된 심볼은

도(5)

(

는 서브밴드 k 에 대하여 N_R 개의 수신 안테나를 통해 획득되는, N_R 개의 수신된 심볼에 대한 N_R 개의 엔트리를 가지고 (N_R x 1) 수신된 벡터이고,

는 서브밴드 k 에 대한 노이즈 벡터) 로서 표현될 수도 있다.

데이터 벡터

를 복구하기 위한, 수신기에서의 공간 프로세싱 또는 매칭된 필터링 (matched filtering) 은

(

는 서브밴드 k 에 대한 N_S 개 이하의 복구된 데이터 심볼을 가지고 추정되는 (N_T x 1) 데이터 벡터이고;

은 서브밴드 k 에 대한 후-프로세싱된 노이즈 (post-processed noise) 의 벡터) 로서 표현될 수도 있다.

서브밴드 k 에 대해 수신기에 의해 이용되는 매칭된 필터는

식 (7)

로서 표현될 수도 있다.

식 (6) 에서

를 곱한 것은 N_S 개의 공간 채널의 (상이할 가능성이 있는) 이득을 설명하고 매칭된 필터의 출력을 표준화하여, 적당한 크기를 갖는 복구 된 데이터가 후속하는 프로세싱 유닛에 제공되도록 한다. 표준화 (즉, 신호 스케일링) 는 다음의 관찰에 기초한다:

. 식 (8)

식 (8) 은 대각 행렬

의

의 고유값이 대각 행렬

의

의 단일값의 제곱이기도 하다는 것을 표시한다.

식 (6) 은, 후-프로세싱된 노이즈

에 의해서만 변형되는, N_S 개의 데이터 심볼 스트림

은 송신기 및 수신기 모두에서 적당한 공간 프로세싱을 가지고 획득될 수도 있다. 그러나, 식 (6) 에 나타난 결과는 송신기 및 수신기 모두가 MIMO 채널에 관한 완벽한 정보를 갖는 경우에 이상적이다. 실제 시스템에서, 송신기 및 수신기는 둘 다 MIMO 채널의 노이즈가 낀 (noisy) 추정치 및/또는 고유벡터 및 고유값의 노이즈가 낀 추정치를 갖는다. 이러한 경우, 각 스트림에 대한 복구된 데이터 심볼은 타 스트림으로부터의 누화에 의해 손상된다.

서브밴드 k 에 대한 실제 시스템의 수신기에서의 공간 프로세싱은

식(9)

(

는 서브밴드 k 에 대해 송신기에 의해 이용되는 스티어링 벡터의 행렬이고,

는

를 가지고 획득되는 송신 벡터) 로서 표현될 수도 있다.

행렬

는

의 추정치이고, 예를 들어,

의 추정치인

의 단일값 분해를 수행함으로써 획득될 수도 있다.

서브밴드 k 에 대해 수신기에 의해 획득된 수신된 심볼은

식(10)

로서 표현될 수도 있다. 수신된 심볼에 대한 매칭된 필터

는

식(11)

로서 표현될 수도 있다. 송신기와 유사하게, 실제 시스템의 수신기는 단지 이 매칭된 필터의 추정치만을 갖는다.

식 (12)

(

는 서브밴드 k 에 대한

의 추정치이고,

서브밴드 k 에 대해

이고,

는 서브밴드 k 에 대한 누화 텀 (cross-talk term) 의 벡터) 로서 표현될 수도 있다.

식 (12) 에서,

는 대각선 원소가

의 대각선 원소인 대각 행렬이다.

의 누화텀은

의 비-대각선 텀 (off-diagonal term) 에 의해 생성되고, 이는 (1) 송신기에 의한

의 불완전한 추 정치의 사용 및 (2) 수신기에 의한

의 불완전한 추정치의 사용으로부터 초래된다. 누화 텀은 추정된 데이터 벡터

의 품질을 저하시키는 부가적인 노이즈로서 작용한다.

송신기가

의 우수한 추정치를 가지고 수신기가

의 우수한 추정치를 가지며, 이들 모두가

의 우수한 추정치를 요구하는 경우, 누화 벡터

의 전력은 데이터 벡터

의 신호 전력에 비하여 작을 수도 있다.

및

의 우수한 추정치는, N_S 개의 공간 채널을 직교화하고, 누화로 인한 저하를 최소화시키는데 필요하다. 송신기가

의 우수한 추정치를 갖는다면,

의 비-대각 텀을 최소화하는데

의 우수한 추정치가 필요하다. 그러나, 송신기가

의 불량한 추정치를 갖는다면, 누화 텀은 비록 수신기가

의 완벽한 추정치를 갖는다 할지라도 상당한 양의 전력을 가질 수도 있다.

수신기는 MMSE 공간 프로세싱을 이용하여 누화 텀을 억제하고, 추정된 데이터 벡터의 신호-대-노이즈-및-간섭 비 (signal-to-noise-and-interference ratio ; SNR) 을 최대화한다. MMSE 수신기 공간 프로세싱은 송신기가

의 불완전한 추정치를 가질 때 향상된 성능을 제공할 수 있다. MMSE 수신기는

의 응답을 갖는 공간 필터를 사용하고, 이는 공간 필터로부터의 추정된 데이터 벡터와 데이터 벡터

사이의 평균 제곱 에러가 최소화되도록 유도된다. MMSE 판별 식은

식 (13)

(

는 x 의 기대값) 로서 표현될 수도 있다.

식 (13) 에서 나타난 최적화 문제는 다양한 방법에 의해 해결될 수도 있다. MMSE 공간 필터 행렬

를 유도하는 하나의 예시적인 방법을 이하에서 설명한다. 이 방법에 있어서, 행렬

는

식 (14)

(

는 서브밴드 k 에 대한 수신 노이즈 프로세스의 자기공분산 (autocovariance) 행렬이고,

) 로서 표현될 수도 있다.

그 후, 서브밴드 k 에 대한 MMSE 수신기에 의한 공간 프로세싱은

식 (15)

(

),

식(16)

및

식(17)

로서 표현될 수도 있다.

는 대각선 원소가

의 대각선 원소인 대각 행렬이다. 역 단위 행렬을 이용하여, 식 (16) 은

식(18)

로서 다시 쓰여질 수 있다.

노이즈 벡터

가 0 평균 (zero mean) 및,

가 노이즈의 분산인,

의 자기공분산 행렬을 갖는 부가적인 화이트 가우시안 노이즈 (additive white Gaussian noise ; AWGN) 라면, 식 (14) 및 (18) 은

, 및

식(19)

로서 간략화될 수도 있다.

식 (15) 에서 MMSE 수신기 공간 프로세싱은 2 단계로 구성된다. 제 1 단계에서, N_R 개의 수신된 심볼 스트림에 대한 벡터

에 MMSE 공간 필터 행렬

이 곱하여, N_S 개의 필터링된 심볼 스트림에 대한 벡터

를 획득하며,

는 다음과 같다:

. 식(20)

N_S 개의 필터링된 심볼 스트림은 N_S 개의 데이터 심볼 스트림의 비표준화 추정치이다. 제 2 단계에서, 벡터

는 스케일링 행렬

이 곱해져서 N_S 개의 복구된 심볼 스트림에 대한 벡터

를 획득하고,

는 다음과 같다:

. 식(21)

N_S 개의 복구된 심볼 스트림은 N_S 개의 데이터 심볼 스트림의 표준화된 추정치이다.

상술한 바와 같이, 본 명세서에서 설명하는 수신기 공간 프로세싱 기술은 단일-캐리어 MIMO 시스템에 대해서도 사용될 수도 있다. 이 경우, 서브밴드 인덱스 k 가 없더라도 상기의 설명은 적용된다. 송신기에서의 공간 프로세싱은

식(22)

로서 표현될 수 있다.

수신기에서의 MMSE 공간 프로세싱은

또는

및

식(23)

로서 표현될 수 있다. MMSE 공간 필터 응답

는

식(24)

로서 표현될 수 있다. 노이즈가

의 자기공분산 행력을 갖는 AWGN 라면, MMSE 공간 필터 응답은

식(25)

으로 간략화된다.

또한, MMSE 공간 필터 행렬

및

는 다른 방법을 이용하여 유도될 수도 있다. 예를 들어, 이 행렬들은 반복 최소 제곱 방법 (recursive least square method) 등과 같은 시간 반복 방법을 이용하여 유도될 수도 있고, 이는 당업계에 공지되어 있다.

도 1 은 MIMO 시스템 (100) 의 송신기 (110) 및 수신기 (150) 의 블럭도를 도시한다. 송신기 (110) 에서, TX 데이터 프로세서 (120) 는 데이터 소스 (112) 로부터 N_S 개의 데이터 스트림을 수신한다. TX 데이터 프로세서 (120) 는 그그 스트림에 대해 선택된 레이트에 따라 각 데이터 스트림을 프로세싱 (예를 들어, 인코딩, 인터리빙, 및 변조) 하여, 대응하는 데이터 심볼 스트림을 획득한다. 각 데이터 스트림에 대해 선택된 레이트는, 그 데이터 스트림에 사용하는, 데이터 레이트, 코딩 스킴 또는 코드 레이트, 변조 스킴 등을 표시할 수도 있고, 이들 모두는 제어기 (140) 에 의해 제공되는 다양한 제어에 의해 표시된다. TX 공간 프로세서 (130) 는 TX 데이터 프로세서 (120) 으로부터의 N_S 개의 데이터 심볼 스트림을 수신하고, 행렬

(k = 1...N_F) 을 이용하여 이러한 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하고, 파일럿 심볼에 멀티플렉싱하고, N_T 개의 송신 심볼 스트림을 송신기 유닛 (TMTR ; 132) 에 제공한다. 파일럿 심볼은 프라이어리 (a priori)로 알려진 변조 심볼이고, 채널 추정을 위해 수신기 (150) 에 의해 사용될 수도 있다.

송신기 유닛 (132) 은 N_T 개의 송신 심볼 스트림에 대해 OFDM 변조를 수행하여, N_T 개의 OFDM 심볼 스트림을 획득한다. 또한, 송신기 유닛 (132) 는 OFDM 심볼 스트림을 컨디셔닝하여 (예를 들어, 아날로그로 변환하고, 주파수 상향변환하고, 또한 증폭하여), N_T 개의 변조된 신호를 획득한다. 각각의 변조된 신호는 각각의 송신 안테나 (도 1 에 미도시) 로부터 순방향 MIMO 채널을 통해 수신기 (150) 로 송신된다. MIMO 채널은 채널 응답

(k=1...N_F)을 이용하여 N_T 개의 송신되는 신호를 변형시키고, 또한 노이즈 및 다른 송신기로부터의 가능한 간섭을 이용하여 송신된 신호를 저하시킨다.

수신기 (150) 에서, N_T 개의 송신된 신호는 N_R 개의 수신 안테나 (도 1 에 미도시) 각각에 의해 수신되고, N_R 개의 수신 안테나로부터의 N_R 개의 수신된 신호는 수신기 유닛 (RCVR ; 154) 에 제공된다. 수신기 유닛 (154) 은 각 수신 신호를 컨디셔닝, 디지털화, 전-프로세싱 (pre-process) 하여, 대응하는 수신된 칩 스트림을 획득한다. 또한, 수신기 유닛 (154) 은 각각의 수신된 칩 스트림에 대해 OFDM 변조를 수행하여, 대응하는 수신된 심볼 스트림을 획득한다. 수신기 유닛 (154) 은 (데이터에 대해) N_R 개의 수신된 심볼 스트림을 RX 공간 프로세서 (160) 에 제공하고, (파일럿에 대해) 수신된 파일럿 심볼을 채널 추정기 (172) 에 제공한다.

RX 공간 프로세서 (160) 는 N_R 개의 수신된 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, N_S 개의 복구된 심볼 스트림을 획득하고, 이는 송신기 (110) 에 의 해 보내지는 N_S 개의 데이터 심볼 스트림의 추정치이다. 또한, RS 데이터 프로세서 (170) 는 N_S 개의 복구된 심볼 스트림을 프로세싱 (복조, 디인터리빙, 및 디코딩) 하여, N_S 개의 디코딩된 데이터 스트림을 획득하고, 이는 송신기 (110) 에 의해 보내지는 N_S 개의 데이터 스트림의 추정치이다. 또한, RX 데이터 프로세서 (170) 는 각 디코딩된 패킷의 상태 (status) 를 제공하며, 이는 패킷이 정확히 디코딩되었는 지, 또는 잘못 디코딩되었는 지 여부를 표시한다.

채널 추정기 (172) 는 수신된 파일럿 심볼을 프로세싱하여, 순방향 MIMO 채널에 대한 채널 추정치 (예를 들어, 추정된 채널 응답 행렬

(k=1...N_F), 노이즈 변이 등) 를 획득한다. 행렬 계산 유닛 (174) 은 채널 추정치를 수신하고, MMSE 공간 필터 행렬

및 스케일링 행렬

(k=1...N_F) 를 계산하고, 이 행렬들을 RX 공간 프로세서 (160) 에 제공한다. 또한, 행렬 계산 유닛 (174) 은 송신기 (110) 용 스티어링 벡터의 행렬

(k=1...N_F) 을 계산한다.

제어기 (180) 는 채널 추정기 (172) 로부터의 채널 추정치 및 RX 데이터 프로세서 (170) 로부터의 패킷 상태를 수신하고, N_S 개의 데이터 스트림에 대한 레이트를 선택하고, 송신기 (110) 에 대한 피드백 정보를 어셈블링한다. 피드백 정보는 N_S 개의 선택된 레이트, 디코딩된 패킷에 대한 긍정응답 (acknowledgement ; ACK) 및 부정응답 (negative acknowledgement ; NAK), 행렬

등을 포함한다. 피드백 정보 및 파일럿 심볼은 TX 데이터/공간 프로세서 (190) 에 의해 프로세싱되고, 송신기 유닛 (192) 에 의해 컨디셔닝되고, 역방향 MIMO 채널을 통해 송신기 (110) 에 송신된다.

송신기 (110) 에서, 수신기 (150) 에 의해 송신되는 N_R 개의 신호가 송신되고 수신기 유닛 (146) 에 의해 컨디셔닝되고, 또한 RX 공간/데이터 프로세서 (148) 에 의해 프로세싱되어, 수신기 (150) 에 의해 보내지는 피드백 정보를 획득한다. 제어기 (140) 은 피드백 정보를 수신하고, ACK/NAK 를 이용하여 수신기 (150) 으로의 데이터 패킷 송신을 제어하고, N_S 개의 선택된 레이트를 이용하여 N_S 개의 데이터 스트림에 대한 새로운 패킷을 프로세싱한다.

제어기 (140 및 180) 은 각각 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에서의 동작을 지시한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 는 각각 제어기 (140 및 180) 에 의해 이용되는 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장을 제공한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 은, 도 1 에 도시한 바와 같이, 제어기 (140 및 180) 내부에 있을 수도 있고, 또는 이 제어기들의 외부에 있을 수도 있다. 도 1 에 도시한 프로세싱 유닛 중 몇몇을 이하에서 상술한다.

송신기 (110) 는 액세스 포인트가 될 수도 있고, 수신기 (150) 는 MIMO 시스템의 유저 터미널일 수도 있고, 이러한 경우에 순방향 및 역방향 MIMO 채널은 각각 다운링크 및 업링크이다. 다른 방법으로는, 송신기 (110) 는 유저 터미널일 수도 있고, 수신기 (150) 는 액세스 포인트일 수도 있으며, 이러한 경우에 순방향 및 역방향 MIMO 채널은 각각 업링크 및 다운링크이다.

도 2 는 송신기 (110) 에서의 TX 데이터 프로세서 (120) 의 일 실시형태의 블럭도이다. 이러한 실시형태에서, TX 데이터 프로세서 (120) 는 N_S 개의 데이터 스트림 각각에 대해 한 세트의 인코더 (212), 채널 인터리버 (214), 및 심볼 매핑 유닛 (216) 을 포함한다. 각 데이터 스트림 {d_ℓ} (ℓ=1...N_S) 에 대해, 인코드 (212) 는 데이터 스트림을 수신하고, 코딩 제어에 의해 표시되는 코딩 스킴에 기초하여 이를 코딩하고, 코드 비트를 제공한다. 데이터 스트림은 하나 이상의 데이터 패킷을 반송하고, 각 데이터 패킷은 분리되어 통상적으로 코딩되어, 코딩된 데이터 패킷을 획득한다. 이 코딩은 데이터 송신의 신뢰성을 증가시킨다. 코딩 스킴은 순환 잉여 검사 (cyclic redundancy check ; CRC) 코딩, 컨벌루션 코딩, 터보 코딩 (Turbo coding), 블럭 코딩 등, 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있다. 채널 인터리버 (214) 는 인터리빙 스킴에 기초하여 코드 비트를 인터리빙한다. 인터리빙은 코드 비트에 대한 시간, 주파수, 및/또는 공간 다이버시티 (diversity) 를 제공한다. 심볼 매핑 유닛 (216) 은 변조 제어에 의해 표시되는 변조 스킴에 기초하여 인터리빙된 비트를 매핑하고, 변조 심볼의 스트림 {S_ℓ} (또는 간단히, "데이터 심볼") 을 제공한다. 유닛 (216) 은 B 개의 인터리빙된 비트의 각 세트를 그룹핑하여, B-비트 값 (B≥1) 을 형성하고, 또한 선택된 변조 스킴 (예를 들어, QPSK, M-PSK, 또는 M-QAM, 여기서 M=2^B) 에 기초하여, 각 B-비트 값을 특정 변조 심볼에 매핑한다. 각 변조 심볼은 변조 스킴에 의해 정의되는 컨스텔레이션 (constellation) 의 복소수 값이다.

도 3 은 송신기 (110) 에서의 TX 공간 프로세서 (130) 및 송신기 유닛 (132) 의 일 실시형태의 블럭도를 도시한다. 간략히하기 위해, 다음의 설명에서는 모든 N_F 개의 서브밴드들이 데이터/파일럿 송신에 사용된다고 가정한다. 일반적으로, 모든 또는 N_F 개 미만의 서브밴드가 데이터/파일럿 송신에 사용될 수도 있다. 사용되지 않는 서브밴드들은 신호 값 0 으로 채워진다.

도 3 에 도시된 실시형태에 있어서, TX 공간 프로세서 (130) 는 N_S 개의 데이터 심볼 스트림을 위한 N_S 개의 디멀티플렉서 (demultiplexer ; Demux ; 310a 내지 310s), N_F 개의 서브밴드에 대해 N_F 개의 행렬 곱셈 유닛 (320a 내지 320f), 및 N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 멀티플렉서 (MUX ; 330a 내지 330t) 를 포함한다. TX 공간 프로세서 (130) 는 TX 데이터 프로세서 (120) 로부터 N_S 개의 데이터 심볼 스트림 {S_ℓ} (ℓ=1...N_S) 를 수신한다. 각 디멀티플렉서 (310) 는 각각의 데이터 심볼 스트림 {S_ℓ}을 수신하고, 이 스트림을 N_F 개의 서브밴드에 대해 N_F 개의 데이터 심볼 서브스트림으로 디멀티플렉싱하고, 또한 N_F 개의 행렬 곱셈 유닛 (320a 내지 320f) 으로 이 N_F 개의 서브스트림을 제공한다. 각 행렬 곱셈 유닛 (320) 은 N_S 개의 디멀티플렉서 (310a 내지 310s) 로부터 그 서브밴드에 대한 N_S 개의 데이터 심볼 서브스트림을 수신하고, 이들 서브스트림에 행렬

을 곱하고, N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 송신 심볼 스트림을 제공한다. 각 행렬 곱셈 유닛 (320) 은 그 서브밴드에 대해 송신 공간 프로세싱을 수행하고, 식 (9) 에 나타난 바와 같이, 데이터 벡터

에 행렬

를 곱하여, 송신 벡터

를 획득한다.

각 멀티플렉서 (330) 는 N_F 개의 행렬 곱셈 유닛 (320a 내지 320f) 으로부터 그 송신 안테나에 대한 N_F 개의 송신 심볼 서브스트림을 수신하고, 이들 서브스트림 및 파일럿 심볼을 멀티플렉싱하며, 또한 그 송신 안테나에 대해 송신 심볼 스트림 {x_j} 를 제공한다. 파일럿 심볼은 몇몇 서브밴드상에서 및/또는 몇몇 심볼 기간에 멀티플렉싱된다. N_T 개의 멀티플렉서 (330a 내지 330t) 는 N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 송신 심볼 스트림 {x_j} (j=1...N_T) 을 제공한다.

파일럿은 다양한 방법으로 송신될 수도 있다. 도 3 에 도시한 실시형태에 대하여, MIMO 파일럿은, 상이한 직교 시퀀스 (예를 들어, 왈시 시퀀스 (Walsh sequence)) 로 커버링되는, 각 송신 안테나에 대한 파일럿 심볼과 함께, 모든 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신된다. 커버링은 송신될 소정의 변조 심볼 (또는 동일한 값을 갖는 한 세트의 L 개의 변조 심볼) 에 L-칩 직교 시퀀스의 모든 L 개의 칩을 곱하여 L 개의 커버링된 심볼들을 획득하고, 그 후 이 커버링된 심볼들을 송 신하는 프로세스이다. MIMO 파일럿에 대한 커버링을 통해 N_T 개의 송신 안테나로부터의 N_T 개의 파일럿 송신들 간의 직교성을 달성하고, 수신기로 하여금 각 개별 송신 안테나로부터의 파일럿 송신을 구별하도록 한다. 수신기는 MIMO 파일럿에 기초하여 MIMO 채널 응답

을 추정할 수 있다.

다른 실시형태에서, 스티어링된 파일럿 (즉, 스티어링된 참조) 는 특정의 공간 채널 상으로 송신된다. 이 실시형태에서, 파일럿 심볼은 행렬 곱셈 유닛 (320) 이전에 데이터 심볼과 멀티플렉싱되고, 한 번에

의 하나의 열이 곱해진다. 수신기는 스티어링된 파일럿에 기초하여 MIMO 채널의 공간 채널을 추정한다.

도 3 에 도시한 실시형태에서, 송신기 유닛 (132) 은 N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 OFDM 변조기 (340a 내지 340t) 및 N_T 개의 TX RF 유닛 (350a 내지 350t) 을 포함한다. 각 OFDM 변조기 (340) 는 역 고속 프리에 변환 (inverse fast Fourier transform ; IFFT) 유닛 (342) 및 순환 프리픽스 생성기 (cyclic prefix generator ; 344) 를 포함한다. 각 OFDM 변조기 (340) 는 TX 공간 프로세서 (130) 로부터 각각의 송신된 심볼 스트림 {x_j} 을 수신하고, N_F 개의 서브밴드에 대한 N_F 개의 송신된 심볼의 각 세트를 그룹핑한다. IFFT 유닛 (342) 은 N_F-포인트 역 고속 프리에 변환을 이용하여 시간 도메인에 대해 N_F 개의 송신 심볼의 각 세트를 변환하고, N_F 개의 칩을 함유하는, 대응하는 변환된 심볼을 제공한다. 순환 프리픽스 생성기 (344) 는 각 변환된 심볼의 부분을 반복하여, N_F + N_cp 개의 칩을 함유하는, 대응하는 OFDM 심볼을 획득한다. 반복되는 부분은 순환 프리픽스로서 지칭되고, N_cp 는 반복되는 칩의 수이다. 순환 프리픽스는 OFDM 심볼이 주파수 선택적인 페이딩 (즉, 평평하지 않은 주파수 응답) 에 의해 야기되는 다중경로 딜레이 확산의 존재하에서 그 직교 특성을 확실히 보유하도록 한다. 순환 프리픽스 생성기 (344) 는 송신 심볼의 스트림에 대해 OFDM 심볼의 스트림을 제공한다. TX RF 유닛 (350a 내지 350t) 은 N_T 개의 OFDM 심볼 스트림을 수신하고 컨디셔닝하여 N_T 개의 변조된 신호를 생성하며, 이는 N_T 개의 송신 안테나 (360a 내지 360t) 로부터 각각 송신된다.

도 4 는 수신기 (150) 의 수신기 유닛 (154) 및 RX 공간 프로세서 (160) 실시형태를 도시한다. 수신기 (150) 에서, N_R 개의 수신 안테나 (410a 내지 410r) 는 송신기 (110) 에 의해 송신되는 N_T 개의 변조된 신호를 수신하고, 수신기 유닛 (154) 에 N_R 개의 수신된 신호를 제공한다. 수신기 유닛 (154) 은 N_R 개의 수신 안테나에 대해 N_R 개의 RX RF 유닛 (412a 내지 412r) 및 N_R 개의 OFDM 복조기 (420a 내지 420r) 를 포함한다. 각 RX RF 유닛 (412) 은 각각의 수신된 신호를 수신하고, 컨디셔닝하고, 디지털화한 후, 관련된 OFDM 복조기 (420) 에 칩들의 스트림 을 제공하며, 이 복조기는 칩들의 스트림을 통해 OFDM 변조를 수행한다. OFDM 복조기 (420) 내에서, 순환 프리픽스 제거 유닛 (422) 는 각 수신된 OFDM 심볼에서 순환 프리픽스를 제거하여 수신된 변형된 심볼을 획득한다. 그 후, 고속 프리에 변환 (FFT) 유닛 (424) 은 시간 도메인에 대해 N_F-포인트 고속 프리에 변환을 이용하여 각 수신된 변환 심볼을 변환하여, N_F 개의 서브밴드에 대해 N_F 개의 수신된 심볼을 획득한다. OFDM 복조기 (420) 는 RX 공간 프로세서 (160) 에 수신된 심볼의 스트림을 제공하고, 채널 추정기 (172 ; 도 4에 미도시) 에 수신된 파일럿 심볼을 제공한다.

도 4 에 도시한 실시형태에서, RX 공간 프로세서 (160) 는 N_R 개의 수신 안테나에 대한 N_R 개의 디멀티플렉서 (demultiplexer ; 430a 내지 430r), N_F 개의 서브밴드에 대한 N_F 개의 MMSE 공간 필터 (440a 내지 440f), N_F 개의 스케일링 유닛 (442a 내지 442f), 및 N_S 개의 데이터 스트림에 대한 N_S 개의 멀티플렉서 (450a 내지 450s) 를 포함한다. RX 공간 프로세서 (160) 는 수신기 유닛 (154) 으로부터 N_R 개의 수신된 심볼 스트림 {r_i} (i=1 ... N_R) 을 수신한다. 각 디멀티플렉서 (430) 는 각각의 수신된 심볼 스트림 {r_i} 을 수신하고, 이 스트림을 N_F 개의 서브밴드에 대해 N_F 개의 수신된 심볼 서브스트림으로 디멀티플렉싱하고, N_F 개의 공간 필터 (440a 내지 440f) 에 N_F 개의 서브스트림을 제공한다. 각 공간 필터 (440) 는 N_R 개의 디멀티플렉서 (430a 내지 430r) 로부터 그 서브밴드에 대한 N_R 개의 수신된 심볼 서브스트림을 수신하고, 이들 서브스트림에 대해 공간 필터 행렬

을 가지고 공간 프로세싱을 수행하고, 그 서브밴드에 대한 N_S 개의 필터링된 심볼 서브스트림을 제공한다. 식 (15) 에 나타낸 바와 같이, 각 공간 필터 (440) 는 그 서브밴드에 대한 MMSE 수신기 공간 프로세싱을 수행하고, 수신된 벡터

에 공간 필터 행렬

을 곱한다.

각 스케일링 유닛 (442) 은 관련된 공간 필터 (440) 로부터 그 서브밴드에 대한 N_S 개의 필터링된 심볼 서브스트림을 수신하고, 이들 서브스트림을 대각 행렬

을 가지고 스케일링하며, 그 서브밴드에 대한 N_S 개의 수신된 심볼 서브스트림을 제공한다. 또한 식 (15) 에 도시한 바와 같이, 각 스케일링 유닛 (442) 은 그 서브밴드에 대한 신호 스케일링을 수행한다. 각 멀티플렉서 (450) 는 N_F 개의 스케일링 유닛 (442a 내지 442f) 로부터 그 데이터 스트림에 대한 N_F 개의 복구된 심볼 스트림을 수신하고 멀티플렉싱한다. N_S 개의 멀티플렉서 (450a 내지 450s) 는 N_S 개의 데이터 스트림에 대해, N_S 개의 복구된 심볼 스트림

(ℓ = 1 ... N_S) 을 제공한다.

도 5 는 수신기 (150) 에서의 RX 데이터 프로세서 (170) 의 실시형태의 블럭도를 도시한다. RX 데이터 프로세서 (170) 는 N_S 개의 데이터 스트림 각각에 대 해 한 세트의 심볼 디매핑 유닛 (symbol demapping unit ; 512), 채널 디인터리버 (channel deinterleaver ; 514) 및 디코더 (516) 를 포함한다. 각 복구된 심볼 스트림

(ℓ = 1 ... N_S) 에 대해, 심볼 디매핑 유닛 (512) 은 (제어기 (180) 으로부터의 복조 제어로 표시된 바와 같이) 그 스트림에 사용되는 변조 스킴에 따라 복구된 심볼을 복조하고, 복조된 데이터를 관련된 채널 디인터리버 (514) 에 제공한다. 채널 디인터리버 (514) 는, 그 스트림에 대해 송신기에서 수행된 인터리빙과 상보적인 방법으로, 복조된 데이터를 디인터리빙하고, 디인터리빙된 데이터를 관련된 디코더 (516) 에 제공한다. 제어기 (180) 로부터의 디코딩 제어로 표시된 바와 같이, 디코더 (516) 는, 송신기에서 수행된 인코딩과 상보적인 방법으로, 디인터리빙된 데이터를 디코딩한다. 예를 들어, 터보 코딩 또는 컨벌루션 코딩이, 각각, 수신기에서 수행되는 경우, 터보 디코더 (a Turbo decoder) 또는 비터비 디코더 (a Viterbi decoder) 는 디코더 (516) 에 사용될 수도 있다. 디코더 (516) 는 각 수신된 데이터 패킷에 대해 디코딩된 패킷을 제공한다. 또한 디코더 (516) 는 각 디코딩된 패킷을 확인하여, 그 패킷이 정확히 디코딩되었는지 또는 잘못 디코딩되었는지 여부를 판정하고, 그 디코딩된 패킷의 상태를 제공한다.

도 1 을 다시 참조하면, 채널 추정기 (172) 는 수신기 유닛 (154) 로부터 N_R 개의 수신 안테나에 대한 수신된 파일럿 심볼을 획득한다. 각 송신 안테나에 대한 파일럿 심볼이 상이한 직교 시퀀스로 커버링되는 경우, 채널 추정기 (172) 는 N_T개의 송신 안테나에 대해 송신기 (110) 에 의해 사용되는 N_T 개의 직교 시퀀스를 이용하여 각 수신 안테나 i 에 대해 수신된 파일럿 심볼을 "디커버링"하여, 수신 안테나 i 와 N_T 개의 송신 안테나 각각 간의 복소 채널 게인의 추정치를 획득한다. (커버링에 상보적인) 디커러빙은 L-칩 직교 시퀀스의 L 개의 칩이 곱해져서, L 개의 디커버링된 심볼을 얻으며, 그 후 이것은 누산되어 송신된 (파일럿) 심볼의 추정치를 획득한다. 파일럿 심볼이 N_F 개의 서브밴드의 서브셋 상으로만 송신되는 경우, 채널 추정기 (172) 는 서브밴드에 대한 채널 응답 추정치에 대해, 파일럿 송신을 가지고 보간 (interpolation) 을 수행하여, 파일럿 송신 없이, 서브밴드에 대한 채널 응답 추정치를 획득한다. 어떤 경우에도, 채널 추정기 (172) 는 추정된 채널 응답 행렬

(k=1 ... N_F ) 및 노이즈 변이 추정치,

, 를 행렬 계산 유닛 (174) 에 제공한다.

행렬 계산 유닛 (174) 은 채널 추정치를 수신하고 MMSE 공간 필터 행렬

(k=1 ... N_F ) 를 계산한다. 식 세트에 나타난 바와 같이, 각 서브밴드 k 에 대해, 행렬 계산 유닛 (174) 은 우선

의 단일값 분해를 수행하여

를 획득하고, 그 후

,

, 및

를 이용하여

를 획득할 수도 있다. 행렬 계산 유닛 (174) 은 식 (17) 에 나타난 바와 같이

,

, 및

에 기초하여 대각 행렬

(k=1 ... N_F ) 을 계산하거나, 어떤 다른 기술을 이용하여 계산할 수도 있다. 행렬 계산 유닛 (174) 은 (1) RX 공간 프 로세서 (160) 내부의 공간 필터 (440a 내지 440f) 에 공간 필터 행렬

(k=1 ... N_F) 을 제공하고, (2) 스케일링 유닛 (442a 내지 442f) 에 스케일링 행렬

(k=1 ... N_F) 를 제공한다.

도 6 은 MMSE 수신기 공간 프로세싱을 동반하는 아이겐 모드 송신을 위해 송신기 (110) 에 의해 수행되는 프로세스 (600) 의 흐름도를 도시한다. 처음에, 각 서브밴드에 대한 채널 응답 행렬의 추정치

가 획득된다 (단계 612). 그 후, 각 서브밴드에 대해 추정된 채널 응답 행렬

는 (예를 들어, 단일값 분해를 이용하여) 분해되어, 스티어링 벡터의 행렬

를 획득하며, 이는 N_S 개의 공간 채널을 직교화하는데 필요한 스티어링 벡터의 행렬

의 추정치이다 (단계 614). 단계 612 및 614 는 송신기에 의해 수행되거나, 수신기에 의해 수행되거나, 둘 모두에 의해 수행될 수도 있다.

송신기는 N_S 개의 공간 채널 상으로의 송신을 위한 N_S 개의 데이터 심볼 스트림을 획득한다 (단계 616). 식 (9) 에 도시한 바와 같이, 각 서브밴드에 대해, 송신기는 N_S 개의 데이터 심볼 스트림에 대한 벡터

에, 스티어링 벡터의 행렬

를 가지고 공간 프로세싱을 수행하여, N_T 개의 송신 심볼 스트림에 대한 벡터

를 획득한다 (단계 618). 그 후, 송신기는 N_T 개의 송신 안테나로부터 수신기로, N_T 개의 송신 심볼 스트림을 송신한다 (단계 620).

도 7 은 MMSE 수신기 공간 프로세싱을 동반하는 아이겐 모드 송신을 위해 수신기 (150) 에 의해 수행되는 프로세스 (700) 의 흐름도를 도시한다. 처음에, 추정된 채널 응답 행렬

가 각 서브밴드에 대해 획득되고 (단계 712), 분해되어 각 서브밴드에 대해 행렬

를 획득한다 (단계 714). 그 후, 식 세트 (19) 에 나타난 바와 같이, 각 서브밴드에 대한 공간 필터 행렬

는, MMSE 판별식에 기초하고 각 서브밴드에 대한 행렬

및

를 이용하여, 유도된다 (단계 716). MMSE 공간 필터 응답은 N_F 개의 모든 서브밴드에 대한 MMSE 공간 필터 행렬, 즉

(k=1 ... N_F ) 을 포함한다. 또한, 각 서브밴드에 대한 스케일링 행렬

은 단계 716 에서 유도된다.

수신기는 N_S 개의 공간 채널상으로 송신되는 N_S 개의 데이터 심볼 스트림에 대해 N_R 개의 수신 안테나로부터 N_R 개의 수신된 심볼 스트림을 획득한다 (단계 718). 식 (20) 에 도시한 바와 같이, 각 서브밴드에 대해, 수신기는 공간 필터 행렬

을 이용하여 N_R 개의 수신된 심볼 스트림에 대한 벡터

에 공간 프로세싱을 수행하여, N_S 개의 필터링된 심볼 스트림에 대한 벡터

를 획득한다 (단계 720). 식 (21) 에 나타난 바와 같이, 각 서브밴드에 대해, 수신기는 또한스케일링 행렬

을 이용하여 벡터

에 대해 신호 스케일링을 수행하 여, N_S개의 복구된 심볼 스트림에 대한 벡터

를 획득한다. 또한, 수신기는 N_S 개의 복구된 심볼 스트림을 프로세싱하여, N_S 개의 디코딩된 데이터 스트림을 획득한다 (단계 724).

본 명세서에서 설명하는 수신기 공간 프로세싱 기술은 주파수 분할 이중 (frequency division duplex ; FDD) 시스템 뿐만 아니라, 시분할 이중화 (TDD) 시스템에 대해 사용될 수도 있다. 송신기용 스티어링 벡터의 행렬

및 수신기용 공간 필터 행렬

의 유도는 시스템 유형 (예를 들어, TDD 또는 FDD) 및 파일럿 유형 (예를 들어, MIMO 또는 스티어링된 파이럿) 에 의존한다.

FDD 시스템에 대해, 순방향 MIMO 채널 (MIMO 채널의 제 1 링크) 및 역방향 MIMO 채널 (MIMO 채널의 제 2 링크) 은 상이한 주파수 밴드 이용하고, 상이한 페이딩 및 다중경로 효과를 관찰할 가능성이 있다. 이 경우, 수신기 (150) 는 순방향 MIMO 채널에 대해 추정된 채널 응답 행렬

(k=1...N_F ) 에 기초하여, 행렬

(k=1...N_F ) 을 계산하고, 피드백 정보의 부분인, 행렬

를 송신기 (110) 에 보낸다. 다른 방법으로는, 수신기 (150) 는 N_F 개의 서브밴드 모두에 대해,

(k=1...N_F ) 에 기초하여, 단일 행렬

을 계산하고, 이 행렬을 송신기 (110) 로 보낸다.

TDD 시스템에 대해, 순방향 및 역방향 MIMO 채널은 동일한 주파수 밴드를 공 유하고, 유사한 페이딩 및 다중경로 효과를 관찰할 가능성이 있다. 이 경우, 순방향 및 역방향 MIMO 채널 응답은 서로의 가역 (reciprocal) 으로 가정할 수도 있다. 즉,

가 서브밴드 k 에 대해, 송신기 (110) 에서의 안테나 어레이 A 로부터 수신기 (150) 에서의 안테나 어레이 B 로의 채널 응답 행렬을 나타내는 경우, 가역 채널은 안테나 어레이 B 로부터의 안테나 어레이 A 로의 커플링이

로 주어진다는 것을 의미한다. TDD 시스템에 대해, 교정 (calibration) 은 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에서의 송신 및 수신 체인의 차이를 판정하고 설명하기 위해 수행될 수도 있다. 그 후, 송신기 (110) 에서의 채널 추정기 (134) 는 수신기 (150) 로부터 수신된 파일럿 심볼에 기초하여, 역방향 MIMO 채널 응답을 추정할 수도 있다. 수신기 (150) 가 MIMO 파일럿을 송신하는 경우, 채널 추정기 (134) 는 MIMO 파일럿에 기초하여, 역방향 MIMO 채널 응답을 추정할 수 있다. 그 후, 행렬 계산 유닛 (136) 은 순방향 MIMO 채널 응답을 추정된 역방향 MIMO 채널 응답의 전치행렬 (transpose) 로서 추정하고, 추정된 순방향 MIMO 채널 응답의 분해를 수행함으로써, 행렬

(k=1 ... N_F ) 를 계산할 수 있다. 수신기 (150) 가 특정 공간 채널 상으로 스티어링된 파일럿을 송신하는 경우, 행렬 계산 유닛 (136) 은 수신기 (150) 로부터 수신된 스티어링된 파일럿에 직접 기초하여, 행렬

의 열을 추정할 수 있다. 어떤 경우라도, 행렬 계산 유닛 (136) 은 TX 공간 프로세서 (130) 에 스티어링된 벡터의 행렬

를 제공한다.

하나의 예시적인 TDD MIMO 시스템에서, 송신기는 MIMO 파일럿을 다운링크를 통해 송신한다. 수신기는 MIMO 파일럿에 기초하여 다운링크 채널 응답을 추정하고, 추정된 다운링크 채널의 분해를 수행하여 고유벡터의 행렬

를 획득하고, 고유벡터를 이용하여 스티어링된 파일럿을 업링크를 통해 송신한다. 송신기는 스티어링된 파일럿에 기초하여 업링크 채널 응답의 추정치를 획득하고, 수신된 스티어링된 파일럿에 기초하여 행렬

의 추정치를 획득한다. 이에 의해, 송신기는 참 고유벡터

의 수신기의 추정치

의 추정치

를 갖는다. 그러나, 이러한 스킴은 스티어링된 벡터를 획득하는 프로세싱을 간략화시킨다.

본 명세서에서 설명한 수신기 공간 프로세싱 기술들은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 송신기 및 수신기 각각에서 공간 프로세싱을 수행하는데 사용되는 프로세싱 유닛은 하나 이상의 주문형 반도체 (application specific integrated circuit ; ASIC), 디지털 신호 프로세서 (digital signal processor ; DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (digital signal processing devices ; DSPD), 프로그램가능 논리 소자 (programmable logic device ; PLD), 필드 프로그램가능 게이트 어레이 (field programmable gate array ; FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-제어기, 마이크로프로세서, 본 명세서에서 설명한 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.

소프트웨어 구현에 있어서, 송신기 및 수신기 각각에서의 공간 프로세싱은 본 명세서에서 설명한 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 프로시져, 기능 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (예를 들어, 도 1 의 메모리 유닛 (142 또는 182)) 에 저장될 수도 있고, 프로세서 (예를 들어, 제어기 (140 또는 180)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에서 또는 프로세서의 외부에서 구현될 수도 있으며, 외부에서 구현되는 경우 프로세서는, 당업계에서 공지된 다양한 수단을 통해, 프로세서와 통신가능하도록 (communicatively) 커플링될 수 있다.

전술한 개시된 실시형태들은 당업자라면 누구라도 본 발명을 만들거나 이용할 수 있도록 제공된다. 이러한 실시형태들에 대한 다양한 변형이 당업자에게 자명하고, 본 명세서에서 규정되는 일반적인 원칙들은 본 발명의 본질 또는 범위로부터 벗어나지 않고도 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에서 나타낸 실시형태에 제한되지 않으며, 본 명세서에서 개시한 원칙과 새로운 특징에 일치하는 가장 넓은 범위와 일치하도록 의도되었다.

Claims

무선 다중-입력 다중-출력 통신 시스템의 수신기에서 공간 프로세싱을 수행하는 방법으로서,

상기 시스템에서 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통하여 전송되는 복수의 데이터 심볼 스트림에 대한 복수의 수신 심볼 스트림을 획득하는 단계로서, 상기 공간 프로세싱은 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인, 스티어링 벡터를 이용하여 송신기에서 수행되는 단계;

공간 필터를 가지고 상기 복수의 수신 심볼 스트림에 대하여 공간 프로세싱을 수행하여, 상기 복수의 데이터 심볼 스트림의 추정치인 복수의 필터링 심볼 스트림을 획득하는 단계로서,

상기 공간 필터는 상기 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림 간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 판별식에 기초하여 유도되는 응답을 가지는 단계를 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 필터링 심볼 스트림을 스케일링하여, 상기 복수의 데이터 심볼 스트림의 정규화된 추정치인, 복수의 복구 심볼 스트림을 획득하는 단계를 더 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 공간 프로세싱은 다음의 식

( r 은 상기 복수의 수신 심볼 스트림이고;

W 는 상기 공간 필터에 대한 행렬이고; 또한

는 상기 복수의 필터링 심볼 스트림에 대한 벡터)

에 따라 수행되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 MMSE 판별식은

(s 는 상기 복수의 데이터 심볼 스트림에 대한 벡터이고,

E[x] 는 x 의 기대값)

로서 주어지는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 채널에 대한 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하는 단계; 및

상기 추정 채널 응답 행렬에 기초하여 상기 공간 필터 응답을 유도하는 단계 를 더 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 수신기에서의 복수의 안테나로부터 파일럿 송신을 수신하는 단계를 더 포함하고,

상기 추정 채널 응답 행렬은 상기 수신 파일럿 송신에 기초하여 획득되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 공간 필터 응답은 다음의 식

(
는 상기 공간 필터 응답이고,

는 상기 수신기에서의 공간 프로세싱에 쓰이는 상기 스티어링 벡터의 행렬이고,

는 상기 추정 채널 응답 행렬이고,

는 상기 수신기에서 노이즈의 자기공분산 (autocovariance)) 에 따라 유도되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 공간 채널을 통하여 스티어링 파일럿을 수신하는 단계; 및

상기 수신 스티어링된 파일럿에 기초하여 상기 공간 필터 응답을 유도하는 단계를 더 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 MIMO 채널에 대한 채널 응답 행렬의 추정치를 분해함으로써 획득되는 복수의 스티어링 벡터를 이용하여, 상기 송신기에서 공간 프로세싱되는, 공간 프로세싱 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (orthogonal frequency division multiplexing : OFDM) 을 구현하고, 상기 공간 프로세싱은 복수의 서브밴드 각각에 대해 수행되는, 공간 프로세싱 방법.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템의 수신기로서,

상기 시스템의 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통하여 보내지는 복수의 데이터 심볼 스트림에 대해 복수의 수신 심볼 스트림을 획득하도록 동작하는 수신기로서,

공간 프로세싱이 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인 스티어링 벡터를 이용하여 송신기에서 수행되는 수신기; 및

상기 복수의 수신 심볼 스트림을 공간적으로 프로세싱하여, 상기 복수의 데이터 심볼 스트림의 추정치인, 복수의 필터링 심볼 스트림을 획득하도록 동작하는 공간 필터를 포함하고,

상기 공간 필터는 상기 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 MMSE 에 기초하여 유도되는 응답을 가지는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 11 항에 있어서,

상기 복수의 필터링 심볼 스트림을 스케일링하여 복수의 복구 심볼 스트림을 획득하도록 동작하는 스케일링 유닛을 더 포함하고,

상기 복수의 수신 심볼 스트림은 상기 복수의 데이터 심볼 스트림의 정규화된 추정치인, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 11 항에 있어서,

상기 MIMO 채널에 대한 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하도록 동작하는 채널 추정기; 및

상기 추정 채널 응답 행렬에 기초하여 상기 공간 필터 응답을 유도하도록 동작하는 행렬 계산 유닛을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 11 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 구현하고, 상기 공간 필터는 복수의 서브밴드의 각각에 대해 공간 프로세싱을 수행하도록 동작하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템의 수신 장치로서,

상기 시스템의 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통하여 보내지는 복수의 데이터 심볼 스트림에 대해 복수의 수신 심볼 스트림을 획득하는 수단으로서,

공간 프로세싱이 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인 스티어링 벡터를 이용하여 송신기에서 수행되는 수단; 및

공간 필터를 이용하여 상기 복수의 수신 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, 복수의 데이터 심볼 스트림의 추정치인, 복수의 필터링 심볼 스트림을 획득하는 수단으로서,

상기 공간 필터는 상기 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 에 기초하여 유도되는 응답을 갖는 수단을 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 15 항에 있어서,

상기 복수의 필터링 심볼 스트림을 스케일링하여 복수의 복구 심볼 스트림을 획득하는 수단으로서,

상기 복수의 복구 심볼 스트림은 상기 복수의 데이터 심볼 스트림의 표준화된 추정치인 수단을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 15 항에 있어서,

상기 MIMO 채널에 대한 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하는 수단; 및

상기 추정 채널 응답 행렬에 기초하여 상기 공간 필터 응답을 유도하는 수단을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
제 15 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 구현하고,

상기 공간 프로세싱은 복수의 서브밴드 각각에 대해 수행되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 수신기.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템의 송신기에서 공간 프로세싱을 수행하는 방법으로서,

상기 시스템의 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통한 송신을 위해 복수의 데이터 심볼 스트림을 획득하는 단계; 및

데이터 심볼 스트림 각각에 대해 하나의 스티어링 벡터씩, 복수의 스티어링 벡터를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, 복수의 송신 안테나로부터 송신을 위한 복수의 송신 심볼 스트림을 획득하는 단계로서,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인 단계를 포함하고,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 공간 필터로부터의 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림 간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 MMSE 판별식에 기초하여 유도되는 응답을 갖는 공간 필터를 이용하여, 수신기에서 복구되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 공간 프로세싱은 다음의 식

(
는 상기 복수의 데이터 심볼 스트림에 대한 벡터이고,

는 상기 복수의 스티어링 벡터에 대한 행렬이며,

는 상기 복수의 송신 심볼 스트림에 대한 벡터)

에 따라 수행되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 MIMO 채널에 대한 채널 응답 행렬의 추정치를 분해함으로써 획득되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 시분할 이중화 (TDD) 시스템이고,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 MIMO 채널의 제 1 링크를 통해 송신되고,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 MIMO 채널의 제 2 링크의 추정치에 기초하여 유도되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 22 항에 있어서,

상기 제 2 링크에 대해 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하는 단계; 및

상기 제 2 링크에 대해 상기 추정 채널 응답 행렬을 분해하여, 상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터를 획득하는 단계를 더 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 22 항에 있어서,

상기 제 2 링크의 복수의 공간 채널을 통해 스티어링 파일럿을 수신하는 단계; 및

상기 수신 스티어링된 파일럿에 기초하여 상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터를 유도하는 단계를 더 포함하는, 공간 프로세싱 수행 방법.
제 19 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 구현하고,

상기 공간 프로세싱은 복수의 서브밴드 각각에 대해 수행되는, 공간 프로세싱 수행 방법.
무선 MIMO 통신 시스템의 송신기로서,

복수의 데이터 스트림을 프로세싱하고, 상기 MIMO 시스템의 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통한 송신을 위해 복수의 데이터 심볼 스트림을 제공하도록 동작하는 송신 데이터 프로세서, 및

데이터 심볼 스트림 각각에 대해 하나의 스티어링 벡터씩, 복수의 스티어링 벡터를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, 복수의 송신 안테나로부터의 송신을 위해 복수의 송신 심볼 스트림을 획득하도록 동작하는 송신 공간 프로세서로서,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요구되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인, 송신 공간 프로세서를 포함하고,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 공간 필터로부터의 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림 간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 MMSE 판별식에 기초하여 유도되는 응답을 갖는 공간 필터를 이용하여, 수신기에서 복구되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신기.
제 26 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 시분할 이중화 시스템이고,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 MIMO 채널의 제 1 링크를 통해 송신되며,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 MIMO 채널의 제 2 링크의 추정치에 기초하여 유도되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신기.
제 27 항에 있어서,

상기 제 2 링크에 대해 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하도록 동작하는 채널 추정기, 및

상기 추정 채널 응답 행렬을 분해하여, 상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터를 획득하도록 동작하는 행렬 계산 유닛을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신기.
제 27 항에 있어서,

상기 제 2 링크의 복수의 공간 채널을 통해 수신되는 스티어링 파일럿에 기초하여, 상기 제 2 링크의 복수의 공간 채널에 대해 채널 응답 추정치를 획득하도록 구성되는 채널 추정기를 더 포함하고,

상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 제 2 링크의 상기 복수의 공간 채널에 대한 상기 채널 응답 추정치에 기초하여 유도되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신기.
무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치로서,

상기 시스템의 MIMO 채널의 복수의 공간 채널을 통한 송신을 위해 복수의 데이터 심볼 스트림을 획득하는 수단, 및

각 데이터 심볼 스트림에 대해 하나의 스티어링 벡터씩, 복수의 스티어링 벡터를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼 스트림에 대해 공간 프로세싱을 수행하여, 복수의 송신 안테너로부터의 송신을 위해 복수의 송신 심볼 스트림을 획득하는 수단으로서,

상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 복수의 공간 채널을 직교화하도록 요청되는 송신기 스티어링 벡터의 추정치인 수단을 포함하고,

상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 공간 필터로부터의 복수의 필터링 심볼 스트림과 상기 복수의 데이터 심볼 스트림 간의 평균 제곱 에러를 최소화하는 MMSE 판별식에 기초하여 유도되는 응답을 갖는 공간 필터를 이용하여, 수신기에서 복구되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치.
제 30 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 TDD 시스템이고, 상기 복수의 데이터 심볼 스트림은 상기 MIMO 채널의 제 1 링크를 통해 송신되고, 상기 복수의 스티어링 벡터는 상기 MIMO 채널의 제 2 링크의 추정치에 기초하여 유도되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치.
제 31 항에 있어서,

상기 제 2 링크에 대해 채널 응답 행렬의 추정치를 획득하는 수단; 및

상기 제 2 링크에 대해 상기 추정 채널 응답 행렬을 분해하여, 상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터를 획득하는 수단을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치.
제 31 항에 있어서,

상기 제 2 링크의 복수의 공간 채널을 통해 스티어링 파일럿을 수신하는 수단; 및

상기 수신 스티어링된 파일럿에 기초하여 상기 제 1 링크에 이용되는 상기 복수의 스티어링 벡터를 유도하는 수단을 더 포함하는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치.
제 30 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 구현하고,

상기 공간 프로세싱은 복수의 서브밴드 각각에 대해 수행되는, 무선 MIMO 통신 시스템의 송신 장치.