KR20060000783A - 고속 퓨리에 변환을 이용하여 방해전파를 검출하는전세계위치확인 시스템 수신기 및 방법 - Google Patents

고속 퓨리에 변환을 이용하여 방해전파를 검출하는전세계위치확인 시스템 수신기 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 GPS 수신기는, GPS 위성들로부터 수신된 GPS 신호들과, 상호간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들에 따른 코드들을 상관하여, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 n개의 상관 샘플들을 계산하는 상관기와, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 상기 n개의 상관 샘플들과 상기 n개의 상관 샘플들에 대응하는 n개의 FFT 결과들을 저장하는 메모리와, 상기 메모리로부터 읽어낸 상기 n개의 상관 샘플들에 대해 n-포인트 고속 푸리에 변환을 수행하여 상기 n개의 FFT 결과들을 구하고 상기 n개의 FFT 결과들을 상기 메모리로 전달하는 FFT 변환기와, 상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 FFT 결과들 중에서, 요구되는 검출 임계치 보다 하향 조절된 검출 임계치를 초과하는 최대의 피크들을 검출하는 피크 검출기와, 상기 최대의 피크들 중 다른 피크들과 상대적으로 멀리 떨어진 피크가 있는지를 판단하고, 상기 멀리 떨어진 피크를 방해전파로서 검출하는 방해전파 검출 블록을 포함한다. 이러한 본 발명은 탐색을 수행하는 하드웨어의 용량을 증가시키지 않으면서 낮은 레벨의 GPS 신호를 효율적이고 정확하며 빠르게 검출한다.
GPS, FFT, coherent integration

Description

고속 퓨리에 변환을 이용하여 방해전파를 검출하는 전세계위치확인 시스템 수신기 및 방법{GPS RECEIVER FOR DETECTING JAMMER USING FAST FOURIER TRANSFORM AND THEREFOR METHOD}
도 1은 종래 기술에 의해 GPS 신호를 검출하는 GPS 수신기의 구조를 나타낸 도면.
도 2는 16ms와 64ms의 동기적분시, 주파수 에러에 따른 상관 결과의 크기 변화를 나타낸 그래프.
도 3은 본 발명이 적용되는 통신 링크를 가지는 GPS 수신기의 구조를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 GPS 수신기의 세부 구조를 나타낸 도면.
도 5는 64-포인트 FFT 결과들에 대해 측정된 누적 상관 값들을 나타낸 도면.
본 발명은 전세계위치확인 시스템(Global Positioning System: 이하 "GPS"라 한다.)에 관한 것으로서, 특히 GPS 위성들로부터 수신되는 GPS 신호들의 세기가 매우 낮은 환경에서 상기 GPS 신호들을 검출하는 방법 및 GPS 수신기에 관한 것이다.
현대 사회가 발전해 나감에 따라서 개인휴대통신 역시 비약적으로 발전해 나가고 있으며 더불어 각종 다양한 부가 서비스를 지원하고 있다. 특히 어떤 나라들은 위치확인(GPS) 시스템을 휴대단말기에 기본적으로 장착하도록 규정하여 모든 휴대 단말기를 대상으로 각종 위치정보 관련 서비스를 제공하는 추세에 있다. 지구 근방에는 정해진 궤도를 따라 지구를 돌면서 그들 자신의 천체위치(ephemeris)와 시스템 시간을 브로드캐스팅하여, GPS 수신기가 자신의 위치를 결정할 수 있도록 하는 많은 GPS 인공위성들이 있다. GPS 수신기는 적어도 4개의 GPS 인공위성들로부터 동시에 전송되는 GPS 신호들의 상대적인 도착 시간들을 계산하여 정확한 시간과 자신의 위치를 결정한다.
이러한 절차는 종종 수분 정도의 많은 시간이 소모된다. 특히 한정된 배터리 수명을 가지는 휴대용 기기에 적용되는 소형화된 GPS 수신기에 있어서 이러한 시간의 소모는 수용될 수 없을 정도의 수준이다. 이 때문에 일부 수신기는 인접한 GPS 지원(Assisted GPS: 이하 AGPS라 칭함) 서버로부터 탐색에 필요한 기본적인 도플러 정보, 즉 대략적인 코드의 위상과 도플러 값을 제공받는다. GPS 수신기의 또 다른 제약은 동시에 다수의 위성들이 관측 가능하여야 하며 좋은 품질의 신호들이 수신되어야 한다는 것이다. 대부분의 경우 휴대용 기기는 좋은 품질의 안테나를 장착하기 어려우며 숲이나 지하 및 건물 내부 등에 위치할 수 있기 때문에 좋은 품질의 신호들을 수신하는 것은 용이하지 않다.
전형적인 GPS는 데이터 비트 변조가 없는 파일럿 채널이 없지만, AGPS 서버로부터 제공된 예측된 데이터 비트를 이용하기 때문에 데이터 비트를 제거할 수 있다. 또한 보다 개선된 L2 대역의 C/A(coarse acquisition) 코드는 변조되지 않은 데이터를 사용할 수 있다. 이와 같이 변조되지 않은 신호는 장시간의 동기적분이 가능하므로 통상 약한 신호세기를 가지는 GPS 신호에 대해 장시간의 동기적분(coherent integration)을 통해 수신감도를 향상시키는 것은 매우 중요하다. 장시간의 동기적분을 위해서는 정확한 도플러 주파수의 적용이 필수적이다. 특히 국부 발진기에서 발생하는 주파수 오차로 인한 주파수의 바이어스나 사용자의 이동에 따른 도플러 옵셋 등은 장시간의 동기적분시에 상관결과 값을 낮추어 신호의 획득을 어렵게 한다.
도 1은 종래 기술에 의해 GPS 신호를 검출하는 GPS 수신기(100)의 구조를 나타낸 것이다. 여기에 나타낸 GPS 수신기(100)는 휴대폰, 원격 통신 장치, 휴대용 기기에 장착될 수 있도록 비교적 소형화된 구조를 가진다.
도 1을 참조하면, GPS 위성으로부터 송출된 무선 주파수 대역의 신호는 안테나(102)로 수신되고, RF(Radio Frequency: RF) 수신기(104)에 의해 중간주파수(Intermediate Frequency: IF) 신호로 변환된다. 아날로그/디지털(Analog to Digital: A/D) 변환기(106)는 상기 IF 신호를 디지털 신호로 변환하여 혼합기(Mixer)(108)로 전달한다. 상기 혼합기(108)는 상기 디지털 신호에 반송파 주파수 신호를 혼합하여 상관기(120)로 출력한다.
GPS 수신기(100)의 상대적인 위치 변화(속도)에 따른 코드와 반송파의 위상 에러는 반송파 NCO(Carrier Numerically Controlled Oscillator)(114)와 코드 NCO(116)에 의해 보상된다. 반송파 NCO(114)는 TCXO(Temperature-Compensated Crystal Oscillator)(112)로부터 제공된 발진 신호를 이용하여 도플러 탐색에 적절한 반송파 주파수 신호를 생성한다. 코드 NCO(116)는 상기 GPS 위성에 관련되고 상기 반송파 주파수에 맞추어 위상 보정된 코드 주파수 신호를 생성한다. 코드 발생기(118)는 상기 코드 주파수 신호에 따라 GPS 신호의 PRN(Pseudo Random Noise) 코드를 발생한다. 상관기(120)는 상기 혼합기(108)로부터 신호에 상기 PRN 코드를 상관하여 상관 샘플을 구한다. 여기서 각 샘플은 통상 약 1ms(milli secodn) 동안 누적되며 이는 1ms의 동기적분 결과에 상응한다.
GPS 위성과 GPS 수신기(100)와 상대적인 움직임으로 인하여 발생된 도플러 주파수는 상기 상관 샘플들의 피크 값들에 영향을 미친다. 이러한 영향은 반송파 NCO(114)만으로 완전히 제거되지 않는다. 따라서 GPS 수신기(100)는 도플러 탐색을 위해 상기 반송파 NCO(114)를 제어한다. 즉, 반송파 NCO(114)는 미리 정해지는 도플러 탐색 범위 내에서 반송파 주파수 신호를 소정 주파수 옵셋만큼 변형시켜 가면서 출력한다. 각 반송파 주파수 신호들에 따른 상관 샘플들은 메모리(122)에 저장된다.
동기 적분기(coherent integrator)(124)는 상기 메모리(122)로부터 샘플들을 읽어내어 동기적분에 필요한 회수만큼 누적하여 동기 적분한다. 탐색기(126)는 상기 동기 적분기(124)로부터 출력되는 누적 샘플들을 저장하고, 상기 누적 샘플들의 상관 에너지들을 반복적으로 탐색한다. 신호 검출기(128)는 상기 탐색 결과에 따라 소정 검출 임계치 이상의 피크 에너지를 가지는 상관 샘플을 검출하며, 상기 피크 에너지를 나타내는 반송파 주파수를 도플러 주파수로 간주한다.
일정한 범위의 도플러 탐색범위(Doppler Search Range)가 주어졌을 때, 동기적분기간이 늘어남에 따라 신호획득에 충분한 상관 에너지를 얻기 위해서는 정확한 도플러 주파수를 적용시킬 필요가 있으며, 정확한 도플러 주파수를 검출하기 위해서는 동기적분기간이 늘어남에 따라 도플러 탐색 해상도(Doppler search Resolution)가 늘어나야 한다. 동기적분기간과 탐색 해상도의 관계는 다음 식에서 정해진다. 즉, 도플러 속도(Doppler rate)가 0인 경우, 상관 결과와 주파수 에러의 관계는 다음 <수학식 1>과 같다.
Figure 112004028632593-PAT00001
여기서 I는 상관 결과의 크기(magnitude)이며, A는 신호대 잡음비(Signal to Noise: SNR)에 따른 상관결과의 크기(Amplitude)이며, n은 상관 잡음이다. 또한
Figure 112004028632593-PAT00002
는
Figure 112004028632593-PAT00003
칩의 코드 위상 에러에 대한 상관 함수이고,
Figure 112004028632593-PAT00004
는
Figure 112004028632593-PAT00005
이고,
Figure 112004028632593-PAT00006
는 Hz 단위의 주파수 에러이고, T는 초(seconds) 단위의 동기적분기간이고,
Figure 112004028632593-PAT00007
는 라디안 단위의 위상 에러이다.
상기 <수학식 1>을 이용하여 16ms(micro second)와 64ms동안 동기적분을 했을 때, 주파수 에러에 따른 상관 결과의 크기(magnitude) 변화를 도 2에 표시하였 다. 도 2에서 참조번호 10은 16ms 동기적분한 상관 결과이고, 참조번호 12는 64ms 동기적분한 상관 결과이다.
도시한 바와 같이, 동기적분기간이 길어지면 주파수 에러가 상관 결과에 미치는 영향이 커진다. 주파수 에러에 의해 상관 결과가 최초로 0이 되는 지점은 16ms 동기적분의 경우 62.5Hz이고, 64ms 동기적분의 경우는 15.625Hz이다. 따라서 알려지지 않은 주파수 에러가 있을 때, 신호획득에 충분한 상관결과를 얻기 위해서는 탐색 해상도가 16ms 동기적분의 경우 최소한 31.25(=62.5/2)Hz, 64ms 동기적분의 경우 7.8125(=15.625/2)Hz 정도는 되어야 한다.
상기의 탐색 해상도를 얻기 위하여 도 1의 GPS 수신기(100)는 1000Hz의 도플러 탐색범위를 만족시키기 위해 1ms 길이의 샘플들을 n회 동기 적분하여(동기적분기간 = n-ms) 2n회만큼 반송파 주파수를 이동시켜 가며 시간-도메인 탐색을 수행한다. 이러한 경우 반송파 NCO(114)의 출력을 31.25Hz(16ms 동기적분시) 또는 7.8125Hz(64ms 동기 적분시) 단위로 연속적으로 발생하여 탐색을 수행하여야 하므로, 탐색 범위가 넓을수록 탐색 시간이 급격히 증가한다. 예를 들어 탐색 범위가 1000Hz이고 64ms 동기적분을 수행해야 할 경우, 128 = 1000/7.8125 회만큼 NCO 주파수를 바꿔 가며 탐색을 수행해야 하므로, 총 소요 시간은 1000/7.8125*0.064 = 8.192 sec의 상당히 긴 시간이 된다. 더욱이 PRN 코드를 탐색하게 되는 경우라면 소요 시간은 급격하게 증가한다.
이러한 시간 지연을 감소시키기 위하여 어떤 GPS 수신기는 FFT(Fast Fourier Transform) 기술을 사용한다. 이 수신기는 GPS 신호를 FFT 변환하여 도플러 주파수 를 탐색한다. 그러나 이러한 수신기의 경우에도 한정된 포인트 수를 가지는 FFT를 사용하여 높은 수신 감도와 처리 속도를 얻기 위해서는 많은 수의 FFT 연산이 필요하였으며 이에 따라 많은 하드웨어 채널을 필요로 한다. 또한 통상 한정된 채널 개수를 가지는 보편적인 GPS 수신기의 구조를 고려하면, 종래의 기술로는 20ms 이상의 동기적분을 수행하기가 어렵다는 문제점이 있었다.
따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명의 목적은, 수신감도를 향상시키기 위해 긴 동기적분을 이용하는데 장애가 되는 주파수 오차를 보상하여 신호 획득에 충분한 상관 에너지를 얻는 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 목적은, 동기적분시간 만큼의 FFT 포인트 수를 갖는 FFT 변환을 사용하여 동기적분을 수행하는 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기 및 방법을 제공하는 것이다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 창안된 본 발명의 실시예는, 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기에서 고속 퓨리에 변환(FFT)을 이용하여 방해전파를 검출하는 방법에 있어서,
GPS 위성들로부터 수신된 GPS 신호들과, 상호간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들에 따른 코드들을 상관하여, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 n개의 상관 샘플들을 계산하는 과정과,
상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 n개의 상관 샘플들에 대해 n-포인트 고속 푸리에 변환을 수행하여 n개의 FFT 결과들을 출력하는 과정과,
상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 FFT 결과들 중에서, 요구되는 검출 임계치 보다 하향 조절된(Lowered) 검출 임계치를 초과하는 최대의 피크들을 검출하는 과정과,
상기 최대의 피크들 중 다른 피크들과 상대적으로 멀리 떨어진 피크가 있는지를 판단하고, 상기 멀리 떨어진 피크를 방해전파로서 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 실시예는, 고속 퓨리에 변환(FFT)을 이용하여 방해전파를 검출하는 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기에 있어서,
GPS 위성들로부터 수신된 GPS 신호들과, 상호간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들에 따른 코드들을 상관하여, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 n개의 상관 샘플들을 계산하는 상관기와,
상기 GPS 위성들 각각에 대해 상기 n개의 연속된 상관 샘플들과 상기 n개의 연속된 상관 샘플들에 대응하는 n개의 FFT 결과들을 저장하는 메모리와,
상기 메모리로부터 읽어낸 상기 n개의 상관 샘플들에 대해 n-포인트 고속 푸리에 변환을 수행하여 상기 n개의 FFT 결과들을 구하고 상기 n개의 FFT 결과들을 상기 메모리로 전달하는 FFT 변환기와,
상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 FFT 결과들 중에서, 요구되는 검출 임계치 보다 하향 조절된(Lowered) 검출 임계치를 초과하는 최대의 피크들을 검출하는 피크 검출기와,
상기 최대의 피크들 중 다른 피크들과 상대적으로 멀리 떨어진 피크가 있는지를 판단하고, 상기 멀리 떨어진 피크를 방해전파로서 검출하는 방해전파 검출 블록을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
후술되는 본 발명은 낮은 세기의 GPS 신호의 획득(acquisition)과 추적(tracking)을 위하여, 보편적인 1ms 의 상관(누적) 결과 샘플들에 대해, 도플러 주파수 탐색시 동기적분기간(ms)과 같은 개수의 포인트들을 갖는 FFT를 사용함으로써, 보다 적은 수의 채널과 자원을 사용하여 FFT 포인트 개수만큼의 동기적분을 가능하게 한다. 또한 국부 발진기(Local oscillator)에서 발생하는 주파수 옵셋을 이용하여 수신감도를 향상시킨다.
구체적으로 설명하면, 본 발명의 GPS 수신기는, n-ms 동안의 동기적분을 수행하기 위하여 연속적인 1ms의 단위의 누적결과 샘플들에 대해 n-포인트 FFT를 수행한다. n-ms 동안 수집한 샘플을 FFT 처리하면 n-ms동안 동기적분한 값에 대한 1000/n Hz의 주파수 탐색 해상도를 얻을 수 있다. 이는 n-ms 동기적분 할 때 필요한 탐색 해상도(1000/2n)의 절반에 이른다. 따라서, 한 위성 당 단지 2개의 하드웨어 채널 또는 2배의 탐색시간만이 필요하게 된다.
또한 본 발명에서는 높은 해상도를 갖는 FFT에 의해 나타난 국부발진기(LO) 바이어스의 위성별 차이를 이용하여 방해전파를 검출한다. 따라서, 방해전파의 검출에 사용되는 검출 임계치(detection threshold)를 3dB 가량 낮추고, 그 결과 한 위성당 1개의 하드웨어 채널만을 사용하여 n-ms의 동기적분 및 이에 필요한 해상도의 도플러 주파수 탐색을 수행한다.
GPS 수신기에서 GPS 신호에 대한 상관은 실시간으로 이루어져야 한다. 한정된 하드웨어 자원을 가지고 있는 휴대용 기기에서 GPS 신호의 반송파와 코드의 결정에 관련된 복잡한 계산을 수행하는 것은 매우 큰 부담이 되며, 매우 긴 시간이 소요된다. 따라서 잘 알려진 휴대용 기기의 GPS 수신기들은 별도의 데이터 통신 기능을 이용하여 GPS 수신기를 구비하는 비교적 인접한 서버로부터 GPS 신호의 탐색에 필요한 대략의 파라미터들을 수신한다. 이러한 시스템을 GPS 지원(Assisted-GPS: 이하 AGPS라 칭함)라 칭하며 상기 서버는 AGPS 서버라 불린다.
도 3은 본 발명이 적용되는 통신 링크를 가지는 GPS 수신기의 구조를 나타낸 것이다. 여기에서는 휴대 기기(240) 내에 구비된 GPS 수신기가, AGPS(Assisted- GPS) 서버(300)로부터 GPS 신호 탐색에 필요한 파라미터들을 수신하는 시스템 구조를 나타내었다.
도 3을 참조하면, 휴대 기기(240)는 고유의 통신 방식에 의해 AGPS 서버(300)와 통신한다. AGPS 서버(300)는 상기 휴대 기기(240)와 인근에 위치하며, 상기 휴대 기기(240)와 동일한 GPS 위성들에 관련된다. 따라서 AGPS 서버(300)는 GPS 안테나(302)를 이용하여 GPS 위성들로부터 GPS 신호들을 수신하고 상기 GPS 신호들에 의해 GPS 위성들에 의한 도플러 정보 및 다른 신호 파라미터들을 개략적으로 결정하며, 상기 결정된 정보를 AGPS 메시지에 실어 안테나(310)를 통해 휴대 기기(236)로 송출한다.
휴대 기기(236)는 안테나(236)를 이용하여 상기 AGPS 메시지를 수신하며, 휴대 기기(236) 내의 GPS 수신기(200)는 GPS 안테나(202)에 의해 수신한 GPS 신호들을 상기 AGPS 메시지에 포함된 도플러 정보 등에 따라 결정된 개략적인 코드 및 반송파 탐색범위 내에서 탐색한다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 GPS 수신기의 세부 구조를 나타낸 것이다. 여기에서는 도 3에 도시된 통신 링크 또는 다른 통신 링크를 통해 도플러 정보 등을 수신하는 GPS 수신기(200)를 나타내었다.
도 4를 참조하면, GPS 수신기(200)는 AGPS 메시지 수신기(210)와, 반송파 및 코드 NCO들(214, 216)과, 상관기(220)와, RF 수신기(204)를 기본적으로 포함하며, n-ms 동기적분을 수행하기 위해 n개의 1-ms 누적 샘플들 또는 n-포인트 FFT 결과를 저장하는 메모리(222)와, n-포인트 FFT 연산을 수행하는 FFT 블록(n-FFT)(224) 및 신호 검출기(234)를 포함한다. 또한 피크 검출기(226)와, LO 바이어스 측정기(228)와, 델타 LO 바이어스 측정기(230)와, 방해전파 검출기(232)로 이루어진 방해전파 검출 블록이 더 포함된다.
GPS 위성으로부터 송출된 무선 주파수 대역의 신호는 안테나(202)로 수신되고, RF 수신기(204)에 의해 중간주파수(IF) 신호로 변환된다. 아날로그/디지털(A/D) 변환기(206)는 상기 IF 신호를 디지털 신호로 변환하여 혼합기(208)로 전달한다. 상기 혼합기(208)는 상기 디지털 신호에 반송파 주파수 신호를 혼합하여 상관기(220)로 출력한다.
GPS 수신기(200)의 상대적인 위치 변화(속도)에 따른 코드와 반송파의 위상 에러는 반송파 NCO(214)와 코드 NCO(216)에 의해 보상된다. 즉 AGPS 메시지 수신기(210)는 AGPS 서버(도 3의 300)로부터 고유의 통신 링크를 통해 AGPS 메시지를 수신하고, 상기 AGPS 메시지로부터 개략적인 도플러 정보와 다른 신호 파라미터들을 추출한다. 상기 도플러 정보는 구체적으로 도플러 천이 값(Doppler Shift)이 될 수 있다. 반송파 NCO(214)는 TCXO(212)로부터 제공된 발진 신호를 이용하고 상기 도플러 정보를 참조하여 도플러 탐색에 적절한 범위 이내의 반송파 주파수 신호를 생성한다. 마찬가지로 코드 NCO(216)는 상기 도플러 정보를 참조하여 상기 반송파 주파수에 따른 적절한 코드 주파수 신호를 생성한다. 코드 발생기(218)는 상기 코드 주파수 신호에 따라 GPS 신호의 PRN(Pseudo Random Noise) 코드를 발생한다. 상관기(220)는 상기 혼합기(108)로부터 신호에 상기 PRN 코드를 상관하여 1-ms 길이의 GPS 신호에 대응하는 상관 샘플을 구한다.
상기 반송파 NCO(214)는 상호 간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들을 순차적으로 출력한다. 상기 주파수 옵셋은 결국 주파수 해상도에 대응한다. 그러면 상기 복수의 반송파 주파수 신호들에 대응하는 복수의 상관 샘플들이, 코드 NCO(216)과 코드 발생기(218) 및 상관기(222)에 의해 생성되어 메모리(122)에 순차적으로 저장된다.
본 명세서에서 1-ms 샘플은 1-ms동안의 디지털 샘플과 수신기의 PN(Pseudorandom Noise) 코드의 상관된 결과를 의미한다. n-ms 동안의 동기적분을 수행하기 위해서는 n개의 1-ms 샘플들이 메모리(222)에 순차적으로 저장된다. 여기서 n은 2k이며, k는 정수이다. n개의 샘플들이 메모리(222)에 모두 채워지면, n-포인트 FFT 블록(224)은 상기 n개의 샘플들을 입력으로 하여 FFT 변환을 수행하고, n개의 FFT 결과들(n bins)은 다시 메모리(224)에 저장된다. 상기 FFT 결과들은 1000/n Hz의 주파수 해상도를 가지게 되는데, 이는 원하는 GPS 신호를 놓치지 않고 검출해내는데 요구되는 1000/2n Hz의 절반이다. 하기의 <표 1>에 주파수 해상도에 따른 최대 주파수 에러와 신호 전력의 최대 손실을 나타내었다.
Resolution [Hz] Max Frequency Error [Hz] Max signal power loss [dB]
1000/n 1000/(2*n) ~ 4
1000/(2n) 1000/(4*n) ~ 0.9
상기 <표 1>에 따르면, 통상의 통신 시스템에서 요구하는 1dB 이하의 신호 손실을 만족시키는데 필요한 주파수 해상도는 1000/2n이다. 이러한 원하는 주파수 해상도를 얻어내기 위하여 도 1에 도시한 종래의 GPS 수신기는 2n회의 탐색을 거치 거나 2n개의 병렬 하드웨어 채널들을 사용함으로써 원하는 주파수 해상도를 얻는다.
본 발명의 바람직한 실시예에서는 n-포인트 FFT로 얻어진 FFT 결과들에 대해 2배의 주파수 해상도를 얻기 위하여, 피크 검출기(226)의 검출 임계치를 요구되는 검출 임계치의 1/2로 하향 조절한다. 구체적으로, <표 1>에 도시한 바와 같이 1000/n Hz의 해상도는 원하는 1dB의 최소 신호 손실에 비해 3dB의 추가 신호 손실을 가지므로, 상기 검출 임계치는 도 1의 GPS 수신기에서 사용된 요구되는 검출 임계치에 비하여 3dB만큼 감소된 값으로 설정된다. 이와 같이 검출 임계치를 감소시키게 되면, 도플러 주파수를 잘못 검출하여 오보(false alarm)가 발생할 확률이 급격히 올라가게 된다. 이러한 오보를 제거하기 위하여 도플러 바이어스가 사용된다. 도플러 바이어스는 AGPS 메시지의 도플러 정보에 의해 결정되는 예측된 도플러 중심(Predicted Doppler Center)으로부터, 검출된 피크의 도플러 주파수까지의 차이를 의미한다.
피크 검출기(226)가 복수개의 위성들의 신호들 각각에 대해 하향 조절된(Lowered) 검출 임계치를 초과하는 하나씩의 피크를 검출하면, 바이어스 측정기(228)는 상기 검출된 피크들의 도플러 주파수들을 측정하여 상기 도플러 주파수들의 바이어스, 즉 도플러 바이어스를 구한다. 상기 도플러 바이어스는 주로 두 가지 요인에 의해서 결정된다. 첫째는 국부 발진기(112)의 옵셋(LO 옵셋이라 칭함)이며, 상기 LO 옵셋에 의해 발생하는 도플러 바이어스는 LO 바이어스라 칭한다. 둘째는 사용자 움직임(user motion)에 의한 사용자 도플러 바이어스이다. 즉, 위성 i 에 대하여 도플러 바이어스(i)는 LO 바이어스와 사용자 도플러 바이어스(i) 의 합으로 나타내어진다.
그런데 사용자 움직임은 휴대 기기가 주로 사용되는 실내에서 극히 제한적이 될 수 밖에 없으므로, 사용자 움직임에 의한 사용자 도플러 바이어스의 영향은 무시될 수 있다. 만일 사용자가 휴대 기기를 소지한 채 자동차 등을 타고 고속으로 움직인다면 사용자 도플러 바이어스의 영향을 무시될 수 없을 정도의 수준이 될 것이나, 이러한 경우는 통상 실외(Outdoor)가 되기 때문에 GPS 수신기는 GPS 위성들로부터 비교적 강한 세기의 GPS 신호들을 수신할 수 있다. 따라서 이 경우는 장시간의 동기적분과 FFT 절차 없이도 GPS 신호들을 검출할 수 있다.
사용자 도플러 바이어스를 무시할 수 있을 때, 도플러 바이어스는 각 위성 신호의 도플러 주파수와 각 위성별로 예측된 도플러 중심과의 차이로 구해진다. 모든 위성 신호들은 공통의 국부발진 클럭을 사용하여 수신되므로, 이상적인 경우 모든 위성들은 동일한 도플러 바이어스를 가진다. 그러나 도플러 예측값 자체의 오차와 FFT의 주파수 해상도에 의한 도플러 측정 오차, 사용자의 약간의 움직임으로 인한 도플러 주파수 천이가 있을 수 있으므로, 도플러 바이어스는 공통의 도플러 바이어스 주변으로 약간의 오차를 가질 수 있다. 따라서 오보 또는 방해 전파로 인해 검출된 신호들을 상기 공통의 바이어스를 갖지 않게 될 수 있다. 이러한 경우를 위하여 바이어스 측정기(228)는 상기 검출된 피크들에 따라 공통 바이어스를 계산한다. 예를 들어 상기 공통 바이어스는 상기 검출된 피크들 중 상위 몇 개의 피크들의 평균이다. 상기 상위 피크들의 개수는 미리 정해진다. 그러면 델타 바이어스 측 정기(230)는 모든 위성들에 대해 구해진 도플러 바이어스들과 상기 계산된 공통 바이어스 간의 차이를 구하여 델타 바이어스들을 출력한다.
이상적인 경우 각 위성들에 대해 구해진 델타 바이어스는 0이 되지만, AGPS 메시지의 도플러 중심에 대한 예측 에러와 FFT 해상도에 의한 도플러 측정 에러로 인하여, 어떤 위성들의 델타 바이어스는 0이 아닌 값을 가질 수 있다. 방해전파 검출기(232)는 각 위성에 대해 구해진 델타 바이어스를 확인하고, 미리 정해지는 소정 한계치 이상의 델타 바이어스를 가지는 신호는 방해전파 혹은 잡음으로 간주하여 제거한다. 일 실시예로서, 상기 한계치는 실내에서의 사용자 최대 속도에 따라, 예를 들어 15Km/h, 즉 21.9Hz로 정해진다.
도 5를 참조하여 LO 바이어스를 이용한 도플러 탐색을 설명한다. 도 5의 예는 64-포인트 FFT 결과들에 대해 측정된 누적 상관 값들을 나타낸 것이다. 여기에서는 5개의 위성 이동체(Space Vehicle: SV)들로부터 수신된 신호들에 대해 측정된 누적 상관 값들을 도시하였다.
도 5에서 표준 임계치(Normal Threshold)(20)는 오보 확률을 0.1% 이하로 하는 누적 상관 값을 의미하는 것으로 여기에서는 400으로 설정되었다. 하향 임계치(Lower Threshold)(24)는 도 4의 피크 검출기(226)를 위한 것으로서, 표준 임계치(20)의 1/2인, 즉 3dB 감소된 200으로 설정되었다. 표준 임계치(20)를 이용하게 되면 단지 하나의 위성 신호의 피크(SV1)만이 검출되며 이는 바람직하지 않다. 이에 비해 하향 임계치(24)를 이용하면, 5개의 위성들에 대해 작은 원으로 표기한 5개의 피크들(SV1 내지 SV5)이 검출된다.
상기 5개의 피크들과 공통 LO 바이어스(22)간의 델타 바이어스들을 구하여 상호 비교하여 보면, SV1, SV2, SV4, SV5는 모두 0에 가까운 델타 바이어스를 가지나, SV3은 상대적으로 매우 큰 델타 바이어스를 가진다. 따라서 SV3은 방해전파(26)로 간주되고, 나머지 SV1, SV2, SV4, SV5는 신뢰할 수 있는 측정값으로 간주된다.
이와 같이, 본 발명에서는 비교적 단순한 구조의 FFT를 사용함으로써 발생하는 3dB의 감도 손실을, 검출 임계치를 낮춤으로써 상쇄시킨다. 또한 낮아진 검출 임계치에 의한 오보 검출 확률은 다시 델타 바이어스를 이용하여 감소시킴으로써 최소의 하드웨어로 n-ms 동기적분을 수행할 수 있다. 즉 하드웨어의 확장 없이 n-ms 동기적분과 1000/2n Hz 해상도의 도플러 탐색을 수행한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.
장시간의 동기적분이 요구될 때는 주파수 탐색 해상도가 높아야 하는데, 이 를 위하여 기존의 GPS 수신기에서는 탐색 하드웨어의 용량(capacity)을 늘리거나 오랜 시간 탐색을 수행하여야 한다. 이에 비해 본 발명에서는 탐색을 수행하는 하드웨어의 용량을 증가시키지 않으면서 주어진 동기적분 기간 안에 GPS 신호를 획득한다. 즉 하드웨어의 확장 없이 n-ms의 동기적분과 1000/2n Hz 해상도의 도플러 탐색을 수행하여, 수신기의 하드웨어 및 소프트웨어 자원을 효율적으로 사용하며, 수신 감소를 향상시키고, 오보확률을 감소시킨다. 따라서 도심지역 및 실내에서 낮은 레벨의 GPS 신호를 효율적이고 정확하며 빠르게 검출하여 많은 위성들을 보다 빠른 시간 안에 동시에 탐색할 수 있다.

Claims (10)

  1. 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기에서 고속 퓨리에 변환(FFT)을 이용하여 방해전파를 검출하는 방법에 있어서,
    GPS 위성들로부터 수신된 GPS 신호들과, 상호간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들에 따른 코드들을 상관하여, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 n개의 상관 샘플들을 계산하는 과정과,
    상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 n개의 상관 샘플들에 대해 n-포인트 고속 푸리에 변환을 수행하여 n개의 FFT 결과들(bins)을 출력하는 과정과,
    상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 FFT 결과들 중에서, 요구되는 검출 임계치 보다 하향 조절된(Lowered) 검출 임계치를 초과하는 최대의 피크들을 검출하는 과정과,
    상기 최대의 피크들 중 다른 피크들과 상대적으로 멀리 떨어진 피크가 있는지를 판단하고, 상기 멀리 떨어진 피크를 방해전파로서 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 하향 조절된 검출 임계치는,
    방해전파의 오보확률을 0.1% 이하로 하는 상기 요구되는 검출 임계치보다 3dB만큼 낮은 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 방해전파를 검출하는 과정은,
    상기 피크들의 주파수들과 예측된 도플러 중심과의 차이인 도플러 바이어스들을 계산하고,
    상기 GPS 위성들에 대한 공통 도플러 바이어스와 상기 계산된 도플러 바이어스들과의 차이인 델타 바이어스들을 계산하고,
    상기 델타 바이어스들 중 미리 정해지는 소정 한계치를 초과하는 델타 바이어스를 가지는 피크를 상기 방해전파로서 검출하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 공통 도플러 바이어스는,
    상기 피크들 중 미리 정해지는 개수의 최대 피크들에 대한 도플러 바이어스들의 평균으로 계산되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 예측된 도플러 중심은,
    상기 GPS 위성들로부터의 상기 GPS 신호들을 수신하는 GPS 지원 서버로부터 제공받은 도플러 정보에 의해 예측되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 고속 퓨리에 변환(FFT)을 이용하여 방해전파를 검출하는 전세계위치확인 시스템(GPS) 수신기에 있어서,
    GPS 위성들로부터 수신된 GPS 신호들과, 상호간에 소정 주파수 옵셋을 가지는 복수의 반송파 주파수 신호들에 따른 코드들을 상관하여, 상기 GPS 위성들 각각에 대해 n개의 상관 샘플들을 계산하는 상관기와,
    상기 GPS 위성들 각각에 대해 상기 n개의 상관 샘플들과 상기 n개의 상관 샘플들에 대응하는 n개의 FFT 결과들(bins)을 저장하는 메모리와,
    상기 메모리로부터 읽어낸 상기 n개의 상관 샘플들에 대해 n-포인트 고속 푸리에 변환을 수행하여 상기 n개의 FFT 결과들을 구하고 상기 n개의 FFT 결과들을 상기 메모리로 전달하는 FFT 변환기와,
    상기 GPS 위성들 각각에 대한 상기 FFT 결과들 중에서, 요구되는 검출 임계치 보다 하향 조절된(Lowered) 검출 임계치를 초과하는 최대의 피크들을 검출하는 피크 검출기와,
    상기 최대의 피크들 중 다른 피크들과 상대적으로 멀리 떨어진 피크가 있는지를 판단하고, 상기 멀리 떨어진 피크를 방해전파로서 검출하는 방해전파 검출 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 GPS 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 하향 조절된 검출 임계치는,
    방해전파의 오보확률을 0.1% 이하로 하는 상기 요구되는 검출 임계치보다 3dB만큼 낮은 것을 특징으로 하는 상기 GPS 수신기.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 방해전파 검출 블록은,
    상기 피크들의 주파수들과 예측된 도플러 중심과의 차이인 도플러 바이어스들을 계산하는 바이어스 측정기와,
    상기 GPS 위성들에 대한 공통 도플러 바이어스와 상기 계산된 도플러 바이어스들과의 차이인 델타 바이어스들을 계산하는 델타 바이어스 측정기와,
    상기 델타 바이어스들 중 미리 정해지는 소정 한계치를 초과하는 델타 바이어스를 가지는 피크를 상기 방해전파로서 검출하는 방해전파 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 GPS 수신기.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 공통 도플러 바이어스는,
    상기 피크들 중 미리 정해지는 개수의 최대 피크들에 대한 도플러 바이어스들의 평균으로 계산되는 것을 특징으로 하는 상기 GPS 수신기.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 예측된 도플러 중심은,
    상기 GPS 위성들로부터의 상기 GPS 신호들을 수신하는 GPS 지원 서버로부터 제공받은 도플러 정보에 의해 예측되는 것을 특징으로 하는 상기 GPS 수신기.
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