KR20050066060A - 직접 변환 ｒｆ 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 RF 프론트-앤드(front-end) 송수신기에 관한 발명이다. 특히, 주파수 합성기 제어에 의해 신호처리 주파수 밴드의 재구성이 가능한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들에 관한 것이다.
본 발명은 RF 프론트-앤드 수신기, 기저대역 처리기 및 RF 프론트-앤드 송신기를 포함하는 송수신기에 있어서, 상기 RF 프론트-앤드 수신기는 발진기, 수신 증폭기 및 수신 믹서를 포함하고, 상기 RF 프론트-앤드 송신기는 송신 믹서 및 송신 증폭기를 포함하고, 상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고, 상기 수신 증폭기, 수신 믹서, 송신 믹서, 송신 증폭기 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 송수신기를 제공한다. 또한 이 송수신기에 사용될 수 있는 구성요소들을 제공한다.
본 발명에 의한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들은 안테나로부터 입력되는 여러 주파수 대역에 대해서 공진 주파수를 가변할 수 있도록 함으로써, 한 개의 시스템 하드웨어로 멀티 밴드 또는 광대역의 신호 주파수를 처리할 수 있 한다는 장점이 있다.

Description

직접 변환 ＲＦ 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들 {Direct conversion RF front-end transceiver and its components}
본 발명은 RF 프론트-앤드(front-end) 송수신기에 관한 발명이다. 특히, 발진기를 제어하는 주파수 제어신호에 의하여 주파수 밴드의 재구성이 가능한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들에 관한 것이다.
일반적으로 무선 통신을 위한 RF 프론트-앤드에서 수신쪽은 높은 주파수에 실려오는 작은 신호를 안테나로부터 받아 필터에서 신호 대역을 가려내고 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, 이하 LNA라고 함)에서 잡음이 최대한 적게 신호를 증폭하고 믹서(Frequency Mixer 또는 Mixer)에서 신호 주파수 대역을 낮은 쪽으로 옮겨 프로세서에서 처리할 수 있도록 한다. 송신쪽은 반대로 프로세서로부터의 신호를 믹서(Mixer)를 통해 캐리어 주파수를 곱해 높은 주파수 대역으로 신호를 옮겨 전력 증폭기(Power Amplifier, 이하 PA라고 함)를 통해 출력 전력을 올린 후 안테나로 내보낸다.
이러한 RF 프론트-앤드 시스템 디자인에 있어서, 최대 전력을 전달하기 위해서는 임피던스 정합시켜야 한다. 또한, 신호들의 파장이 신호 전송 선로나 시스템 구성 요소들의 물리적인(Physical) 치수(Dimension)에 가깝거나 작게 됨에 따라, 신호의 반사를 방지하기 위해, 전송 선로를 포함한 모든 구성 블록들을 임피던스 정합 시켜야 한다. 일반적으로 무선 통신 시스템 구현에 있어 고전적으로 전자파 에너지의 전력 전송과 신호 파형의 왜곡을 고려하여 50 옴(Ohm)을 정합 점으로 하고 있었다. 이제는, 대부분의 무선 통신 시스템에서 50 옴을 사용하므로 호환성을 위하여 50 옴을 정합 점으로 사용하여야 한다. 즉 입력 임피던스 및 출력 임피던스를 50 옴으로 맞추어 주어야 한다. 언급된 임피던스라는 것은 저항과 리액턴스를 포함하는 개념이다. 그러므로, 50 옴 임피던스 정합이라는 것은 공액 정합(Conjugate Matching)을 말하고 공액 정합(Conjugate Matching)은 결국 인덕터와 캐패시터의 공진을 이용한다. 그러므로 어떤 RF 신호 대역을 처리하는 어떤 특정의 시스템은 처리하는 대역의 신호는 최대 전력을 전달하고 다른 주파수 대역의 신호는 제거하므로, 이와 다른 주파수 대역의 신호 처리를 위해서는 다른 임피던스 정합 회로가 필요한 것이다.
도 1 및 2는 종래기술에 의한 공통 소스 캐스코드 LNA를 설명하기 위한 도면이다.
도 1은 CMOS를 이용한 종래기술에 의한 공통 소스 캐스코드(Common source cascode) LNA(Low Noise Amplifier) 회로도이다. 도 1에서, 공통 소스 캐스코드 LNA는 입력과 출력쪽을 모두 임피던스 변환 회로를 이용해 50옴에 정합시킨 가장 일반적으로 쓰이는 구조이다. 이 캐스코드 LNA 회로가 가장 일반적으로 쓰이는 이유는 공통 소스 구조와 Ls를 통해 입력 정합을 쉽게 얻을 수 있고, 캐스코드 구조로 인해 입력과 출력 간에 분리(Isolation)가 뛰어나고, 전력 정합 점과 잡음 정합 점이 가까운 이점이 있으며, 높은 신호 이득을 얻을 수 있기 때문이다. 입력 정합을 얻기 위하여 NMOS NM1의 gm(transconductance, 상호컨덕턴스)과 Cgs, 그리고 Ls를 이용하여 50옴 순저항을 얻고, 공액(Conjugate) 정합을 위해 입력의 캐패시턴스와 인덕턴스를 원하는 동작 주파수에서 직렬 공진시킨다. 입력 임피던스(Zin)가 수학식 1에 표현되어 있다.
출력 쪽도 역시 인덕터와 캐패시터를 사용해 임피던스 변환을 하여 50옴에 정합시킨다. 도 1의 회로는 현재 실리콘 공정에 집적되는 일반적인 형태를 나타낸 것으로 그림에서 Ls는 본딩 와이어를 나타내고, Lg는 잡음지수를 줄이기 위한 오프 칩(Off chip) 인덕터를 나타내고, 출력에 사용한 Ld는 집적형 평면 인덕터(Planar Inductor)를 나타낸 것이다.
도 2는 LNA와 믹서(Mixer)등을 한 칩에 집적시킨 경우의 종래기술에 의한 공통 소스 캐스코드 LNA 회로도이다. 도 2에서, 입력은 기존과 같이 정합시키고 출력은 부하의 인덕터와 출력쪽의 전체 캐패시턴스를 원하는 주파수에서 공진하도록 한 것이다.
위에서 살펴본 기본적인 LNA 회로를 살펴 보면 입력과 출력은 모두 어떤 주파수에서 정합을 해야 하고, 정합은 공액 정합(Conjugate Matching)을 말하는 것이므로, 공진 회로가 필수적이다. 그러나, 특정의 인덕턴스와 캐패시턴스가 정해지면 공진주파수가 정해지므로, 일단 설계가 완료된 RF 블록은 다른 주파수 대역을 사용하는 시스템에선 사용할 수 없다는 문제점이 있다.
여러 주파수대역의 시스템이 공존하고 있는 현 무선 통신 기기 시장 상황에서, 여러 주파수 밴드를 한 칩에 구현한 통신 시스템에 대한 큰 시장의 요구가 있다.
하나의 칩이나 하나의 시스템 보드에 여러 주파수 대역을 수용하기 위한 방법은 간단히 두 가지로 생각해 볼 수 있다. 첫번째는 하나의 하드웨어에 여러 주파수 대역을 수용할 수 있도록 구성하는 것이다. 두 번째는 각각의 주파수 대역을 수용하는 하드웨어를 각각 설계하고 한 시스템 보드나 칩에 병렬로 구성하는 것이다.
첫 번째 방법은 하드웨어의 복잡성이나 면적 소비에 따른 가격면에서 우수한 장점을 가지고 있다. 그러나 첫 번째 방법은 여러 주파수를 하나의 하드웨어에 수용하여야 하는 면에서 어려움을 가진다. 왜냐하면, 신호 주파수가 높기 때문에 임피던스 정합의 면에 있어서 여러 주파수를 수용하는 것은 하나의 하드웨어로는 불가능하기 때문이다. 일부 발표된 자료에 이를 부분적으로 극복하기 위한 방법으로 LNA의 입력을 각각으로 하고 이후 이어지는 공진 회로는 각각의 것을 구현하여 이중 대역(Dual-Band)의 시스템을 구현한 정도는 있다.
두 번째 방법은 복잡성이나 가격 측면에서는 불리한 면이 있으나 각각의 주파수 대역에 적합하게 각각의 하드웨어를 구성하므로 가장 확실한 시스템의 구현 방법이 될 수 있다. 그러나 역시 수용하고자 하는 주파수 대역 개수가 늘어날수록 기본적인 단점은 점점 더 크게 부각되므로 나름대로의 한계는 있다.
따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 주파수 제어신호에 의해 신호처리 주파수 밴드의 재구성이 가능한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들를 제공하는데 있다.
상술한 목적을 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본 발명의 제 1 측면은 RF 프론트-앤드 수신기 및 RF 프론트-앤드 송신기를 포함하는 RF 프론트-앤드 송수신기에 있어서, 상기 RF 프론트-앤드 수신기는 발진기, 수신 증폭기 및 수신 믹서를 포함하고, 상기 RF 프론트-앤드 송신기는 송신 믹서 및 송신 증폭기를 포함하고, 상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고, 상기 수신 증폭기, 상기 수신 믹서, 상기 송신 믹서 및 상기 송신 증폭기 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 송수신기를 제공한다.
본 발명의 제 2 측면은 발진기, 증폭기 및 믹서를 포함하는 RF 프론트-앤드 수신기에 있어서, 상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고, 상기 증폭기 및 상기 믹서 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 수신기를 제공한다.
본 발명의 제 3 측면은 발진기, 증폭기 및 믹서를 포함하는 RF 프론트-앤드 송신기에 있어서, 상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고, 상기 증폭기 및 상기 믹서 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 송신기를 제공한다.
본 발명의 제 4 측면은 제 1 신호 및 주파수 제어신호를 입력받아, 상기 제 1 신호를 증폭하여 출력하고, 상기 주파수 제어신호를 이용하여 공진 주파수를 제어하는 증폭기에 있어서, 상기 주파수 제어신호는 발진기의 출력 주파수를 제어하는데 사용되는 주파수 제어신호인 것을 특징으로 하는 증폭기를 제공한다. 바람직하게, 상기 주파수 제어신호는 디지털 제어신호일 수도 있고, 아날로그 제어신호 및 디지털 제어신호일 수도 있다. 바람직하게, 상기 증폭기가 디지털 제어신호에 의하여 제어되는 경우에는 상기 증폭기의 순저항도 디지털 제어신호에 의하여 제어될 수도 있다.
본 발명의 제 5 측면은 제 1 신호, 제 2 신호 및 주파수 제어신호를 입력받아, 상기 제 1 신호 및 제 2 신호를 곱하여 출력하고, 상기 주파수 제어신호를 이용하여 공진 주파수를 제어하는 믹서에 있어서, 상기 주파수 제어신호는 발진기의 출력 주파수를 제어하는데 사용되는 주파수 제어신호인 것을 특징으로 하는 믹서를 제공한다. 바람직하게, 상기 주파수 제어신호는 디지털 제어신호일 수도 있고, 아날로그 제어신호 및 디지털 제어신호일 수도 있다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 여러가지 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 아래에서 상술하는 실시예들로 인하여 한정되는 식으로 해석되어 져서는 안된다. 본 발명의 실시예들은 당업계에서 평균적 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해 제공되는 것이다.
도 3 내지 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기의 구조도이다. 도 3에서, 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기는 RF 프론트-앤드 수신기(RX) 및 RF 프론크-앤드 송신기(TX)를 포함한다. RF 프론크-앤드 수신기(RX)는 LNA(Low noise amplifier), 2개의 믹서(Mixer) 및 VCO(Voltage controlled oscillator)를 포함하며, LNA 및 믹서는 공진 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되고, VCO는 공진 주파수 제어신호에 의하여 출력 공진 주파수(fLO)가 제어된다. 송신기(TX)는 2개의 믹서(Mixer) 및 PA(Power amplifier)를 포함하며, 믹서 및 PA는 공진 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어된다. 공진 주파수 제어신호는 기저 대역 처리기(Base band processor)(BBP) 또는 주파수 합성기에 의하여 만들어질 수 있다. 여기에서, LNA 및 PA는 증폭기의 일종이고, VCO는 발진기의 일종이다.
이 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기는 여러 주파수 대역을 한 개의 하드웨어로 수용하기 위해 신호 주파수(fRF)와 VCO의 출력 주파수(fLO)가 같다는 것을 이용하였다. VCO에서 사용되는 LC 공진회로와 같은 모사(Replica) LC 공진회로를 시스템의 LNA, 믹서 및 PA 등에 사용하도록 하였다. 그러나, 모사 LC 공진 회로는 기생 인덕터 또는 기생 캐패시터 등이 있으므로 VCO에서 사용되는 LC 공진회로와 완전히 동일한 것은 아니다.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기의 구조도이다. 도 4에서, 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기는 RF-대역 선택기(RF-Band Selector), LNA, 2개의 믹서(Mixer)들, 2개의 V/L 블록들, VCO 및 주파수 합성기(frequency synthesizer)로 구성된다.
RF-대역 선택기는 안테나로부터 입력되는 주파수 성분 중 원하는 주파수 영역 또는 시간 영역(Frequency domain and Frequency domain or Time domain) 신호만을 선택한다. LNA는 입력 신호를 저잡음 증폭한다. 믹서는 입력 신호를 기저 대역으로 주파수로 변환시킨다. V/L 블록은 주파수 변환된 신호를 처리하는 가변 이득 증폭기(Variable Gain Amplifier), 저대역 통과 필터(Low Pass Filter), ADC 등의 블록으로 구성된다. 즉 V/L 블록은 입력 아날로그 신호를 증폭하고, 저대역 신호만 통과시켜, 디지털 신호로 변환하여 출력한다. VCO는 공진 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 출력 주파수(fVCO)를 출력한다. PFD/CP(Phase-Frequency Detector/Current Pump), DIV(Divider) 및 루프 필터(loop filter)로 구성된 주파수 합성기는 주파수 제어신호를 출력한다.
이 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기의 특징은 VCO를 제어하는 공진 주파수 제어 신호가 LNA 또는 믹서에 인가되어 LNA 또는 믹서의 공진 회로를 제어함으로써, VCO가 주파수 합성기의 음궤환 루프(Negative Feedback Loop)를 통해 공진 주파수가 가변되는 것처럼 LNA 및 믹서 등의 공진 주파수가 가변 된다는 것이다.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송신기의 구조도이다. 도 5에서, 직접 변환 RF 프론트-앤드 송신기는 2개의 V/L 블록들, 2개의 믹서(Mixer)들, 구동 증폭기(Drive Amplifier, 이하 DA라고 함), PA(Power Amplifier), RF-대역 선택기(RF-BAND selector), VCO 및 주파수 합성기(frequency synthesizer)를 포함한다.
V/L 블록은 가변 이득 증폭기(Variable Gain Amplifier), 저대역 통과 필터(Low Pass Filter), DAC 등으로 구성된다. 즉, V/L 블록은 입력 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 증폭하고, 저대역 신호만 통과시키는 기능을 수행한다. 믹서는 입력 신호를 기저 대역에서 RF대역으로 주파수 변환시킨다. DA 및 PA는 입력 신호의 전력을 증폭한다. RF-대역 선택기는 출력 신호 대역을 선택한다. VCO는 공진 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 출력 주파수(fVCO)를 출력한다. 주파수 합성기는 VCO, DA 및 믹서에 주파수 제어신호를 공급한다.
이 직접 변환 RF 프론트-앤드 송신기는 VCO를 제어하는 공진 주파수 제어 신호가 LNA, 믹서 또는 DA에 인가되어 LNA, 믹서 또는 DA의 공진 회로를 제어함으로써, VCO가 주파수 합성기의 음궤환 루프(Negative Feedback Loop)를 통해 공진 주파수가 가변 되는 것처럼 LNA, 믹서 또는 DA 등의 공진 주파수가 가변 된다는 것이다.
도 4 및 도 5의 송신기와 수신기는 송수신 주파수가 같을 경우 주파수 합성기를 공유할 수도 있다. 도 4 및 도 5의 송신기와 수신기는 공진 주파수 제어 신호를 주파수 합성기가 아닌 다른 부분 일례로 기저대역 처리기로부터 받을 수도 있다.
도 6 내지 7은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기에 사용될 수 있는 LNA를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기에 사용될 수 있는 LNA의 일례를 나타내는 도면이다. 도 6에서, 도면에 나타난 LAN는 입출력단의 공진 주파수의 가변이 가능한 공통 게이트 LNA이다. 이 LNA는 입력 정합을 위하여, 순저항 50옴을 트랜지스터 MN1의 gm을 이용하여 만들고, 공액 정합을 LC공진 회로(LT, CV)를 이용하여 만든 것이다. 출력도 역시 공진 회로를 이용하여 이득과 선형성을 향상시켰다. 이때, 입력과 출력의 LC공진회로에서 공진 주파수를 변화시키기 위하여 가변 캐패시터 Cv를 사용한다. 이 가변 캐패시터는 공진 주파수 제어 신호에 의하여 캐패시턴스가 제어된다. 이 공통 게이트 LNA는 중요한 잡음 지수가 공통 소스 LNA에 비해 좋지 않은 단점을 가지고 있다. 또한, gm을 이용하여 50옴을 만들어야 하는데, gm은 값이 상당히 작다는 문제점이 있다. 또한, 현 단계에서 실리콘 공정에서 칩을 집적할 경우 출력 부하로 사용하는 평면 인덕터(Planar Inductor)는 Q가 좋지 않으므로 웬만해선 이 gm으로는 LNA에 할당된 이득을 만족시킬 수 없다. 이러한 단점들은 오프 칩(Off chip) 인덕터를 사용하거나, 차동 구조의 회로로 설계함으로써, 개선될 수도 있다.
도 7은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기에 사용될 수 있는 LNA의 다른 예를 나타내는 도면이다. 도 7에서, 도면에 나타난 LNA는 기존의 캐스코드(Cascode) LNA를 입출력 공진 주파수 가변이 가능하도록 변형한 공통 소스 캐스코드(Common source cascode) LNA이다. 이 LNA는 도 2에 표현된 기존 LNA에서 입출력에 사용되는 고정 캐패시터를 가변 캐패시터로 대체하고, 주파수 합성기의 제어를 받도록 함으로써, 공진 주파수를 가변되도록 한 것이다. 출력에서는 인덕터 Ld와 출력 노드에서의 총 캐패시턴스가 공진 주파수를 결정하고 입력에서는 인덕터 Ls와 Lg, 그리고 가변 캐패시터 Cgs가 입력단의 공진 주파수를 결정한다.
그러나 이 LNA는 입력에서 50옴 순저항을 얻기 위해서는 수학식 2를 만족하여야 하고, 공액 정합을 위해서는 공진 주파수 w0는 수학식 3을 만족하여야 한다.
그러므로, 수학식 3에서 공진 주파수를 가변하기 위하여 Cgs를 가변할 경우 수학식 2가 변화하여 순저항이 변하게 되어 공진 주파수 대역에서 |S11|의 특성이 나빠진다. LNA의 전력 전달의 측면에서 살펴 보면 50옴 신호원에 대해 약 30 내지 80 옴 정도의 부하 저항 범위에서 신호 원의 전력의 90%(S11 < -12dB)가 전달된다. 그러므로 공진 주파수를 가변하기 위해 Cgs를 변화시켰을 경우 순저항이 약 30옴에서 80옴 사이의 범위에 있다면 전력 전달에 있어서 심각한 문제는 없어 이 LNA를 수신기에 사용해 광대역의 신호를 처리할 수 있는 시스템을 구현할 수 있다. 또한 신호 전력의 전달과 신호의 반사는 서로 연관되어 있는 것으로 신호 전력이 90% 전달되었다는 것은 반사 특성을 나타내는 VSWR(Voltage Standing Wave Ratio)역시 수용할 수 있는 범위에 있는 것으로 볼 수 있다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 사용해 공진 주파수를 가변할 수 있는 시스템을 구현할 수는 있으나, 가변 캐패시터를 사용하여 공진 주파수를 바꾼다는 점에서 새로운 심각한 문제를 발생시킨다. 그것은 가변 캐패시터가 비선형적인 특성을 가져 신호가 왜곡되어 신호의 선형성을 심하게 훼손시킨다는 것이다. 이 용량성 비선형성(Capacitive non-linearity)은 사용된 가변 캐패시터의 입력 제어 전압 변화 대 출력 캐패시턴스 변화율을 나타내는 가변 캐패시터의 이득에 비례한다. 그러므로 가변 캐패시터의 이득을 아주 작게 만들어야만 신호의 왜곡 없이 원하는 시스템 성능을 얻을 수 있다.
이에 본 발명에서는 용량성 비선형성을 낮추기 위하여 디지털 제어 신호 및 아날로그 제어 신호를 사용하여, 공진 회로를 제어함으로써 광대역의 주파수 가변 대역을 얻으면서도 낮은 공진 회로의 주파수 이득 즉 낮은 용량성 비선형성을 얻도록 한다.
도 8 내지 11은 디지털 제어신호와 아날로그 제어신호에 의하의 제어되는 LC 탱크 즉 공진회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 디지털 제어 신호(VDT)와 아날로그 제어신호(VAT)에 의한 LC 탱크(LC Tank) 회로 구현 방법을 나타낸 것이다.
LC 탱크 (A)는 디지털 제어신호로 인덕터를 제어함으로써, 이산적으로 인덕턴스를 튜닝하고, 아날로그 제어신호로 가변 캐패시터를 튜닝하도록 한 것이다. 이 LC 탱크는 실리콘 공정을 사용하여 평면 인덕터를 집적시켜야 하며, 캐패시터를 튜닝하는 것에 비하여 미세한 튜닝이 어려운 단점이 있다. 또한, 인덕터에 스위치를 사용하는 것은 공진 회로의 Q에 악영향을 미친다는 단점을 가지고 있다. 그러나, 큰 주파수 튜닝의 경우에는 전체 전류 소모면에서 이점을 가지고 있다.
LC 탱크 (B)는 일반적인 스위치 커패시터(Switched Capacitor)를 이용한 것이다. 이 LC 탱크는 고정된 인덕터, 가변 캐패시터 및 스위치 커패시터를 사용한 것이다.
LC 탱크 (C)는 LC 탱크 (B)의 회로에 디지털적으로 튜닝되는 인덕터를 추가한 것이다. 이 LC 탱크는 인덕터를 튜닝함으로써 큰 주파수 가변을 이룰 수 있어 가변 주파수 영역에 적합한 전류 소모를 얻을 수 있다. 그러므로 이 LC 탱크는 큰 주파수를 튜닝이 필요한 다중 밴드 시스템에 사용될 수 있다. 예를 들면, 전체 주파수 가변 범위 중에 저주파 영역에서 동작할 때는 인덕터를 튜닝함으로써 낮아진 캐패시터만으로 튜닝했을 때에 비해서 전류 소모를 줄일 수 있고, 해당 주파수 대역에선 스위치 캐패시터와 가변 캐패시터를 사용해 미세 튜닝을 하도록 할 수 있다.
LC 탱크 (D)는 디지털 제어와 아날로그제어에 의해 인덕턴스가 가변되는 인덕터와 고정 캐패시터를 사용한 경우를 나타낸 것이다.
도 9는 가변 캐패시터 Cv, 스위치 커패시터 C1 ~ CN, 그리고 인덕터 LT로 구현된 기본적인 공진 회로를 나타내는 도면이다. 이 공진 회로는 도 8의 LC 탱크 (B)에 해당하는 공진 회로이다.
도 10은 차동 구조의 스위치 커패시터 공진 회로를 나타내는 도면이다. 도 10에서, 공진회로는 크게 인덕터 LT와 디지털 제어 신호 및 아날로그 제어신호에 의해 캐패시턴스가 제어되는 캐패시터 CTV로 구성이 된다. CTV는 가변 캐패시터 Cv, Cv 크기의 캐패시턴스에 대한 이산적인 캐패시턴스 튜닝을 위한 C1 ~ Cn, 스위치 sw1 ~ swn, 큰 크기의 이산적인 캐패시턴스 튜닝을 위한 CL1 ~ CLn, 스위치 swL1 ~ swLn, 및 기생 성분들의 불일치(Mismatch)를 최대한 보상해 주기 위한 Cdummy로 구성이 된다.
도 11은 디지털 제어 신호만에 의하여 제어되는 공진 회로이다. 이 공진 회로는 VCO에 사용될 수 없으며, LNA, 믹서, DA, 및 PA 등에 사용될 수 있는 공진 회로이다. 이들은 VCO와 완벽하게 공진 주파수가 같을 필요가 없으므로 도 11에 표현된 바와 같이 디지털 제어신호만에 의하여 공진주파수가 제어되어도 된다. 이와 같은 공진 회로를 사용할 경우에는 VCO와 공진 주파수 차이가 많이 나지 않도록, 디지털제어에 의해 이산적으로 가변 되는 공진 주파수의 최소단위를 작게 하여야 한다.
도 8 내지 11에 표현된 공진 회로는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기에 사용되었던 기존 공진 회로를 대체할 수 있다. 즉, 도 8 내지 11에 표현된 공진회로는 LNA, DA, PA 등의 증폭기 및 믹서 등의 입출력 공진회로로 사용될 수 있다. 그럼으로써 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기에서 새로운 문제점으로 대두된 가변 캐패시터로 인한 선형성의 저하를 막을 수 있다.
도 12는 도 8 내지 11에 표현된 공진 회로에 사용될 수 있는 디지털 제어 신호와 아날로그 제어 신호를 만들수 있는 주파수 합성기(DAT-FS) 및 DAT-VCO(Digital Analog Tuning VCO)를 나타내는 도면이다.
도 12에서, 주파수 합성기는 외부에서 공급되는 기준 주파수(fxtal)를 소정의 나누기 비만큼 나누어 출력하는 /R 블록, 두 입력 신호의 주파수와 위상을 비교하여 그 차이를 출력하는 PFD 블록, PFD의 출력에 상당하는 전하를 뒤 단의 LPF에 흘리는 CP 블록, 전체 주파수 합성기의 루프 필터 역할을 하면서 뒤 단의 VCO 주파수를 제어하는 전압을 공급하는 LPF 블록, 및 VCO 출력 주파수를 주파수 비(N)로 나누는 /N블록 등의 기본 블록들로 구성되어 있다. 또한, 기존 주파수 합성기의 필터 전압(VAT)을 주기적으로 측정하여 필터 전압의 상태에 따라서 DAT-VCO로 입력 되는 디지털 값을 변화시켜 DAT-VCO의 주파수가 바뀌어진 디지털 입력 값에 해당하는 주파수 대역으로 옮겨가도록 하는 DT 블록을 추가적으로 포함한다. 이 DT블록은 주기적인 비교시에 필터의 전압이 어떤 상한치 기준 전압 이상에 있을 경우 디지털 제어값을 변화시켜 DAT-VCO의 주파수를 이산적으로 상승시키고 어떤 하한치 기준 전압 이하에 있을 경우는 DAT-VCO의 주파수를 이산적으로 낮춘다. 필터의 전압이 상한치와 하한치 사이에 있을 경우에는 DT블록의 출력 디지털 값을 유지한다.
또한, 리셋 이후 어떤 나누기 비만큼 PFD 입력 주파수를 나누거나 펄스 개수를 세어 일정한 주기를 가지는 펄스 신호를 DT블록에 제공하는 기능을 수행하는 /C블록을 추가적으로 포함한다. 이 /C블록은 주파수 합성기에 어떤 새로운 채널 주파수가 프로그램될 때 Load 신호에 의하여 리셋(Reset)되는 나누기 회로 또는 카운터 회로이다.
도 13 내지 18은 본 발명의 제 2 및 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 나타내는 구조도이다. 도 13에 표현된 송수신기는 도 3에 표현된 송수신기와 유사하나, LNA, 믹서, VCO 및 PA가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다.
도 14는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 나타내는 구조도이다. 도 14에 표현된 송수신기는 도 3에 표현된 송수신기와 유사하나, LNA, 믹서 및 PA가 디지털 제어신호(VDT)에 의하여 제어되고, VCO가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다.
도 15는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기를 나타내는 구조도이다. 도 15에 표현된 수신기는 도 4에 표현된 수신기와 유사하나, LNA, 믹서 및 VCO가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다.
도 16은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기를 나타내는 구조도이다. 도 16에 표현된 수신기는 도 4에 표현된 수신기와 유사하나, LNA 및 믹서가 디지털 제어신호(VDT)에 의하여 제어되고, VCO가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다.
도 17은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송신기를 나타내는 구조도이다. 도 17에 표현된 송신기는 도 5에 표현된 송신기와 유사하나, DA, 믹서 및 VCO가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다. 또한, PA도 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어될 수도 있다.
도 18은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송신기를 나타내는 구조도이다. 도 18에 표현된 송신기는 도 5에 표현된 송신기와 유사하나, DA 및 믹서가 디지털 제어신호(VDT)에 의하여 제어되고, VCO가 디지털 제어신호(VDT) 및 아날로그 제어신호(VAT)에 의하여 제어된다는 차이가 있다. 또한, PA도 디지털 제어신호(VDT)에 의하여 제어될 수도 있다.
도 13 내지 18에 표현된 본 발명의 제 2 및 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기는 도 3 내지 5에 표현된 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기의 공진 회로에서 비선형적인 특성을 가지는 인덕터나 캐패시터에 의해 신호의 선형성을 나쁘게 하는 것을 막기 위한 것이다. 그러므로, 도 13 내지 18에서 사용되는 공진회로는 디지털 제어 신호와 아날로그 제어신호에 의해 주파수를 연속적으로 또는 불연속적으로 변화시킬 수 있도록 하여 주파수 가변 범위를 넓게 하면서도 가변 캐패시터의 이득을 감소 시키도록 하였다. 또한 이 제어신호를 도 12에 표현된 주파수 합성기를 사용하여 제어한다.
도 19는 디지털 제어와 아날로그 제어 신호에 의해 주파수 가변이 되는 스위치 커패시터 LC 동조(tuned) VCO의 예제 회로도이다. 도 19에서, LT와 CTV는 VCO의 공진 회로이며 MN1, MN2, MP1, MP2는 공진 회로의 손실을 보상하는 -Gm을 구성한다. MNc1 내지 MNcn은 VCO의 바이어스 전류원이다. 그림에서 바이어스 전류원은 VDT의 제어를 받도록 되어있다. 이것은 VCO의 가변 주파수가 상당히 광대역일 경우 필요한 전류를 가변할 수 있도록 하여 저주파 출력시에 VCO의 신호 크기를 크게 함으로써 위상 잡음을 전체 가변 주파수 대역에서 어느 정도 일정하게 유지할 수 있도록 한다. 그러나 VCO의 가변 주파수 범위가 작을 경우에는 바이어스 전류원을 제어할 필요는 없다.
도 20 내지 22는 본 발명의 제 2 실시예에 의한 RF 프론트-앤드 송수신기에 사용될 수 있는 LNA를 나타내는 도면이다.
도 20은 출력단의 공진 주파수의 가변이 가능한 차동 구조 공통 소스 캐스코드 LNA의 예제 회로도이다. 도 20에서, LNA는 출력단의 공진 주파수를 가변으로 설계하였으나, 입력단의 공진 주파수 역시 도 7에 표현된 LNA와 유사하게 가변이 가능하도록 설계할 수도 있다. 그러나 도 20에서는 LNA의 입력은 정확하게 50옴에 정합 시키고 90% 이상의 전력이 전달되는 주파수 대역이 비교적 넓은 편인 것을 이용한 것이다. 즉, LNA의 입력은 넓은 입력 정합 특성을 이용한다. 출력은 공진 회로의 등가 병렬 저항이 크므로 입력처럼 공진 주파수 대역이 넓지 못하므로 주파수 합성기에 의해 공진 주파수가 제어되도록 LNA회로를 구현한다.
도 21은 출력단의 공진 주파수의 가변이 가능한 차동 구조 공통 게이트 캐스코드 LNA의 예제 회로도이다. 도 21에서, LNA는 도 6에 설명된 LNA처럼 입출력 정합을 하고 이를 차동 구조로 구현한 것이다.
도 22는 입출력 공진 주파수 가변이 가능한 차동 구조 공통 소스 캐스코드 LNA이다. 도 22에 표현된 LNA는 공진 주파수 가변을 위해 캐패시턴스를 가변할 때, 동시에 입력의 순저항과 관계된 트랜지스터 MN1의 바이어스를 제어해 gm을 동시에 가변시킴으로써, 공진점 가변과 함께 50옴 순저항 값도 유지하고 공진 회로의 Q도 어느 정도 일정하게 유지하도록 한다. 바이어스(BIAS_LNA) 제어를 위해 VDT 제어신호를 LNA의 바이어스 회로의 스위치 sw1 ~ swn에 입력되도록 한 것이다.
본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 지닌 자는 도 22에 표현된 VDT 제어 신호를 받는 바이어스 회로가 LNA뿐만 아니라 DA 또는 PA 등에도 그대로 적용될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 지닌 자는 도 20 내지 21에 표현된 LNA로부터, 본 발명의 제 3 실시예에 의한 RF 프론트-앤드 송수신기에 사용되는 LNA를 쉽게 알 수 있을 것이다.
도 23은 본 발명의 제 2 실시예에 의한 믹서를 나타내는 도면이다. 도 23에서, 믹서는 저전압에서 동작이 원활하도록 하기 위하여 입력 신호를 받아들이는 gm트랜지스터(MN2, MN3)와 주파수 곱하기를 위한 스위칭 트랜지스터(MN6, MN7, MN8, MN9)를 기존의 캐스코드구조에서 전류 폴딩구조로 바꿔 분리한 것이다. 믹서에서 스위칭 트랜지스터는 입력 LO 출력 신호의 크기가 크거나 입력 LO 출력 신호에 대해 전류의 스위칭이 잘 일어날 때 믹서의 이득과 선형성을 높일 수 있으며 직접 변환 방식으로 인해 중요한 잡음원이 되는 스위칭 트랜지스터의 잡음을 줄일 수 있다. 그러므로 첫째로 LO 출력 신호의 크기를 큰 것이 좋다는 측면에선 믹서의 스위치 입력 임피던스가 작아야 한다. 둘째로 LO 출력 신호에 대해서 스위치가 잘 동작하기 위해서는 스위치의 VGS 바이어스를 VT에 근처에 잡아야 한다. 그러나 기존의 gm트랜지스터와 스위치가 캐스코드로 구성된 회로에선 신호의 선형성을 위해 믹서의 전류원인 gm트랜지스터의 바이어스를 높게 하여야 하며 따라서 스위칭 트랜지스터는 VGS를 줄이기 위해 트랜지스터 크기를 크게 하여야 하므로 LO 신호의 크기를 크게 하기 위해선 스위치 구동단은 많은 전류를 소모한다. 그러나 도 23의 구조에선 기존의 전류 블리딩 캐스코드 믹서(Current bleeding Cascode Mixer)의 원리와 같이 gm트랜지스터와 스위치 트랜지스터의 전류를 따로 조절할 수가 있고 MN1, MN4, MN5의 Vgs바이어스를 VT근처에 잡음으로써 스위칭 트랜지스터의 스위칭 효율을 높일 수 있으며 트랜지스터 크기도 기존 구조에 비해 작게 할 수가 있다. 잡음 지수 측면에서는 보통 직접 변환 구조에서 사용되는 믹서는 스위칭 트랜지스터의 잡음이 출력에 곧바로 영향을 미치므로 DCR 구조에서 중요한 스위치 잡음 (1/f noise)을 줄이기 위해선 게이트 길이를 늘리는 등 스위치 트랜지스터 크기를 크게 하여야 한다는 것이 일반적이다. 그러나 모의 실험 결과 트랜지스터 크기 못지않게 출력 잡음에 크게 영향을 미치는 것은 스위칭 동작이 얼마나 잘 일어나는가 하는 것에도 큰 영향을 받는 것으로 나타났다. 그러므로 도 23의 구조는 잡음 측면에서도 그다지 불리하지는 않다. 이처럼 분리한 구조에서 gm트랜지스터의 부하로 쓰이는 공진회로는 gm트랜지스터로부터의 전류를 다음 단의 스위칭 트랜지스터로 모두 전달할 수 있도록 신호 주파수대역에서 높은 AC저항을 만드는 역할을 한다.
본 발명의 기술 사상은 상기 바람직한 실시예에 따라 구체적으로 기술되었으나, 상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야한다. 또한, 본 발명의 기술 분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술 사상의 범위 내에서 다양한 변형예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명에 의한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들은 안테나로부터 입력되는 여러 주파수 대역에 대해서 공진 주파수를 가변할 수 있도록 함으로써, 한 개의 시스템 하드웨어로 멀티 밴드 또는 광대역의 신호 주파수를 처리할 수 있 한다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 의한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들은 공진 주파수를 가변할 수 있고, 프로그램밍에 의해서 공진 주파수를 정할 수 있으므로, 공정 변화에 상관없이 공진 주파수를 정할 수 있고, RF블록들의 플랫폼이나 재구성 가능한 RF블록을 구성할 수 있다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 의한 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기 및 그 구성요소들은 면적 소모에서도 월등히 작게 설계될 수 있으므로 가격 경쟁 면에서 유리하다는 장점이 있다.
도 1 내지 2는 종래기술에 의한 공통 소스 캐스코드 LNA를 설명하기 위한 도면이다.
도 3 내지 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 설명하기 위한 도면이다.
도 6 내지 7은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기에 사용될 수 있는 LNA를 설명하기 위한 도면이다.
도 8 내지 11은 디지털 제어신호와 아날로그 제어신호에 의하의 제어되는 LC 탱크 즉 공진회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 도 8 내지 11에 표현된 공진 회로에 사용될 수 있는 디지털 제어 신호와 아날로그 제어 신호를 만들수 있는 DAT-VCO를 채용한 주파수 합성기의 구조를 나타내는 도면이다.
도 13 내지 18은 본 발명의 제 2 및 3 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 송수신기를 나타내는 도면이다.
도 19는 디지털 제어와 아날로그 제어 신호에 의해 주파수 가변이 되는 스위치 커패시터 LC 동조 VCO의 예제 회로도이다.
도 20 내지 22는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 직접 변환 RF 프론트-앤드 수신기에 사용될 수 있는 LNA를 설명하기 위한 도면이다
도 23은 본 발명의 제 1 실시예에 의한 믹서를 나타내는 도면이다.

Claims (22)

  1. RF 프론트-앤드 수신기 및 RF 프론트-앤드 송신기를 포함하는 RF 프론트-앤드 송수신기에 있어서,
    상기 RF 프론트-앤드 수신기는 발진기, 수신 증폭기 및 수신 믹서를 포함하고,
    상기 RF 프론트-앤드 송신기는 송신 믹서 및 송신 증폭기를 포함하고,
    상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 수신 증폭기, 상기 수신 믹서, 상기 송신 믹서 및 상기 송신 증폭기 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 송수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 발진기는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 수신 증폭기, 상기 수신 믹서, 상기 송신 믹서 및 상기 송신 증폭기 중 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 것 또는 것들은 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여만 공진 주파수가 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송수신기.
  4. 제 2 또는 3 항에 있어서,
    상기 수신 증폭기 및 상기 송신 증폭기 중 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 것 또는 것들은 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여 입력 순저항도 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송수신기.
  5. 발진기, 증폭기 및 믹서를 포함하는 RF 프론트-앤드 수신기에 있어서,
    상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 증폭기 및 상기 믹서 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 수신기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 발진기는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 증폭기 및 상기 믹서 중 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 것 또는 것들은 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여만 공진 주파수가 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 수신기.
  8. 제 6 또는 7 항에 있어서,
    상기 증폭기가 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 경우에, 상기 증폭기는 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여 입력 순저항도 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 수신기.
  9. 제 5 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 주파수 합성기 또는 기저대역 처리기에서 출력되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 수신기.
  10. 발진기, 증폭기 및 믹서를 포함하는 RF 프론트-앤드 송신기에 있어서,
    상기 발진기는 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 증폭기 및 상기 믹서 중 적어도 하나는 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 RF 프론트-앤드 송신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 발진기는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호에 의하여 출력 주파수가 제어되고,
    상기 증폭기 및 상기 믹서 중 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 것 또는 것들은 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여만 공진 주파수가 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송신기.
  13. 제 11 또는 12 항에 있어서,
    상기 증폭기가 상기 주파수 제어신호에 의하여 공진 주파수가 제어되는 경우에, 상기 증폭기는 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여 입력 순저항도 제어되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송신기.
  14. 제 10 내지 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 주파수 합성기 또는 기저대역 처리기에서 출력되는 것을 특징으로 하는 RF 프론트-앤드 송신기.
  15. 제 1 신호 및 주파수 제어신호를 입력받아, 상기 제 1 신호를 증폭하여 출력하고, 상기 주파수 제어신호를 이용하여 공진 주파수를 제어하는 증폭기에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 발진기의 출력 주파수를 제어하는데 사용되는 주파수 제어신호인 것을 특징으로 하는 증폭기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 증폭기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 증폭기는 디지털 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 인덕터 및 아날로그 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 캐패시터를 포함하는 LC 탱크, 디지털 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 캐패시터, 아날로그 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 캐패시터 및 고정 인덕터를 포함하는 LC 탱크, 디지털 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 인덕터 및 캐패시터, 아날로그 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 캐패시터 및 고정 인덕터를 포함하는 LC 탱크 및 디지털 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 인덕터, 아날로그 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 인덕터 및 고정 캐패시터를 포함하는 LC 탱크 중 어느 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 증폭기.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 증폭기.
  19. 제 16 내지 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    증폭기의 입력 순저항이 상기 디지털 주파수 제어신호에 의하여 제어되는 것을 특징으로 하는 증폭기.
  20. 제 15 내지 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 주파수는 증폭기의 입력단의 공진 주파수 및 출력단의 공진 주파수 중 적어도 하나인 것을 특징으로 증폭기.
  21. 제 1 신호, 제 2 신호 및 주파수 제어신호를 입력받아, 상기 제 1 신호 및 제 2 신호를 곱하여 출력하고, 상기 주파수 제어신호를 이용하여 공진 주파수를 제어하는 믹서에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 발진기의 출력 주파수를 제어하는데 사용되는 주파수 제어신호인 것을 특징으로 하는 믹서.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 주파수 제어신호는 디지털 주파수 제어신호로 구성되거나, 아날로그 주파수 제어신호 및 디지털 주파수 제어신호로 구성된 것을 특징으로 하는 믹서.
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