KR20050013641A

KR20050013641A - 다중 반송파 시스템에서 채널 응답 정보를 사용하여안테나를 선택하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20050013641A
Application number: KR10-2004-7021242A
Authority: KR
Inventors: 막심 보리소비치 벨로트세르코브스키; 뱅상 드무랭; 루이스 로버트 주니어. 리트윈
Original assignee: 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Priority date: 2002-06-28
Filing date: 2002-06-28
Publication date: 2005-02-04
Also published as: WO2004003743A1; KR100897660B1; US7468962B2; US20050193305A1; JP2005531977A; CN100338577C; EP1552391A1; BR0215788A; AU2002368057A1; JP4354401B2; EP1552391A4; MXPA04012872A; CN1633643A

Abstract

본 개시된 실시예는, 콘볼루션 순방향 에러 정정 코딩을 사용하는 다중 반송파 시스템에 있어서 안테나 각각에서 채널 응답의 품질에 기초하여 수신기에서 여러 채널이나 안테나 중 하나를 선택하기 위한 기술(116)에 관한 것이다. 각 부반송파에 대해 채널의 품질 평가(channel estimate)가 계산되며(120) 그리고 그 부 반송파에 대해 채널 응답의 상대적 세기에 기초하여 각 부 반송파에 단조 가중치가 할당된다(122). 이 단조 가중치는 각 부 반송파에 대한 심볼 내 각 비트에 맵핑(124)되며 필요한 경우 비트는 디인터리브된다(126). 각 채널에 대해 전체 채널 품질의 메트릭(CQM)을 결정하기 위해 슬라이딩 윈도의 평가가 수행된다(128). 가장 높은 전체 CQM을 가지는 안테나나 채널이 데이터를 수신하도록 선택된다(132).

Description

다중 반송파 시스템에서 채널 응답 정보를 사용하여 안테나를 선택하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ANTENNA SELECTION USING CHANNEL RESPONSE INFORMATION IN A MULTI-CARRIER SYSTEM}

이 부분은 아래에 기술되고 및/또는 청구된 본 발명의 여러 측면에 관련될 수 있는 종래 기술의 여러 측면을 독자에게 제공하기 위한 것이다. 이 논의는, 본 발명의 여러 측면을 용이하게 더 잘 이해할 수 있도록 하기 위해 배경 정보를 독자에게 제공하는데 유익한 것으로 생각된다. 따라서, 이들 설명은 이런 견지에서 읽어야 하며 종래 기술의 인정으로 제공된 것이 아니라는 것을 이해하여야 한다.

무선 LAN(WLAN)은 빌딩이나 캠퍼스 내에 유선 LAN에 대한 확장으로 또는 이 유선 LAN에 대한 하나의 대안으로서 구현되는 유연한 데이터 통신 시스템이다. 전자기파를 사용하는 WLAN은 공중을 통해 데이터를 송수신하며 유선 접속을 위한 필요성을 최소화시켜준다. 그래서, WLAN은 유저의 이동성과 데이터 연결성을 결합시키고 간단한 구성을 통해 이동가능한 LAN을 가능하게 한다. 실시간으로 정보를 송수신하기 위해 휴대용 단말(예를 들어, 노트북 컴퓨터)을 사용하는 생산성 이득으로부터 이득을 얻는 일부 산업은 디지털 홈 네트워크 산업, 건강관리 산업, 소매 산업, 제조 산업, 및 도매 산업이 있다.

WLAN의 제조사들은 WLAN을 설계할 때부터 전송 기술의 범위를 선택하여야 한다. 일부 예시적인 기술은 다중 반송파 시스템, 확산 스펙트럼 시스템, 협대역 시스템, 및 적외선 시스템이 있다. 비록 각 시스템이 각기 고유의 잇점과 단점을 가지고 있지만, 다중 반송파 전송 시스템의 하나의 특정 타입, 즉 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 기술은 WLAN 통신에 예외적으로 유리한 것으로 밝혀졌다.

OFDM은 채널을 통해 데이터를 효율적으로 전송하는 강력한 기술이다. 이 기술은 데이터를 송신하기 위한 채널 대역폭 내에서 복수의 부 반송파 주파수(부반송파)를 사용한다. 이들 부 반송파는 종래의 주파수 분할 다중화(FDM)에 비해 최적의 대역폭 효율을 얻도록 배열되어 있지만, 이 기술은 부 반송파 주파수 스펙트럼을 분리 및 격리하여 반송파 간 간섭(ICI : inter-carrier interference)을 회피하기 위해 채널 대역폭의 일부를 낭비할 수 있다. 이와 대조적으로, OFDM 부 반송파의 주파수 스펙트럼은 비록 OFDM 채널 대역폭 내에서 상당히 중첩하고 있지만, 그럼에도 불구하고 이 OFDM은 각 부 반송파 상에서 변조된 정보의 분해능과 복구를 가능하게 한다.

OFDM 신호에 의해 채널을 통한 데이터의 송신은 또한 더 많은 종래의 전송 기술에 비해 몇가지 다른 잇점을 제공한다. 이들 잇점 중에는 다중경로 지연 확산과 주파수 선택 페이딩에 대한 내성, 효과적인 스펙트럼 사용, 간단한 부 반송파등화, 및 우수한 간섭 특성이 있다.

이용가능한 다중 수신 안테나나 다중 전송 채널을 갖는 OFDM 수신기에서 일부 미리 결정된 기준에 따라 더 우수한 수신율을 제공하는 안테나나 채널을 선택할 수 있도록 하는 것이 유리할 수 있다. 사용될 수 있는 선택 공정의 일례는 각 이용가능한 안테나나 채널의 비트 에러율(BER)을 평가하고 가장 낮은 BER 평가를 나타내는 안테나나 채널을 고르는 것이다. 그러나, 직접적인 BER 평가는 상당한 양의 처리 시간을 필요로 할 수 있으며 그리하여 특히 버스트 방식의 전송 시스템에서 일부 시스템에서는 바람직하거나 실현가능하지 않을 수 있다.

낮은 BER을 제공할 것 같은 안테나나 채널을 식별하기 위한 하나의 전통적인 접근법은 수신되는 다중 부 반송파의 평균 신호 전력을 조사하는 것이었다. 그러나, 평균 신호 전력은, 동일한 평균 전력을 갖는 채널도 다른 형상의 채널 응답을 가질 수 있기 때문에, 반드시 대응하는 BER로 명확하게 변환되는 것은 아니다. 따라서, 수신기의 후속하는 단계에서 상이한 BER이 얻어질 수 있다. 안테나나 채널의 응답 특성에 기초하여 낮은 BER을 제공할 것 같은 OFDM 수신기 내의 안테나나 채널을 식별하기 위한 방법 및 장치가 요구된다.

본 발명은 다중 반송파 시스템에서 송신된 코딩된 직교 주파수 분할 다중화된(COFDM : Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 신호의 수신율을 개선하는 것에 관한 것이다.

도 1 은 예시적인 OFDM 수신기의 블록도.

도 2 는 코딩된 OFEM 전송 데이터를 수신하여 디코딩하도록 적응된 수신기를 도시하는 블록도.

도 3 은 OFDM 심볼 프레임 내에 트레이닝 시퀀스, 유저 데이터, 및 파일럿 신호의 배치를 예시하는 도면.

도 4 는 OFDM 전송 채널의 주파수 응답을 도시하는 도면.

도 5 는 OFDM 심볼의 비트에 가중치를 할당하는 것을 예시하는 도면.

도 6 은 본 발명에 따라 채널 응답 데이터를 반복적으로 평가하는 것을 예시하는 도면.

도 7 은 본 발명의 예시적인 실시예의 동작을 예시하는 단계의 흐름도.

본 개시된 실시예는, 콘볼루션 순방향 에러 정정 코딩을 사용하는 다중 반송파 시스템에 있는 안테나 각각에서 채널 응답의 품질에 기초하여 수신기에 있는 여러 안테나나 채널 중 하나를 선택하는 기술에 관한 것이다. 채널 평가는 각 부 반송파에 대해 계산되고, 단조 가중치(monotonic weight)는 그 부반송파에 대한 채널응답의 상대 세기에 기초하여 각 부 반송파에 할당된다. 이 단조 가중치는 각 부반송파에 대해 심볼 내의 각 비트에 맵핑되며 비트는 필요한 경우 디인터리브된다. 슬라이딩 윈도(sliding window) 평가는 각 채널에 대해 전체 채널 품질의 메트릭(CQM : channel quality metric)을 결정하도록 수행된다. 가장 높은 전체 CQM을 가지는 안테나 또는 채널이 데이터를 수신하도록 선택된다.

본 발명의 특징과 잇점은 예를 들어 제공되는 이하 상세한 설명으로부터 보다 명백하게 될 것이다.

도 1을 참조하면, 전형적인 OFDM 수신기(10)의 제 1 구성요소는 RF 수신기(12)이다. 이 RF 수신기(12)의 많은 변형이 존재하고 이 기술 분야에서는 잘 알려져 있으나, 일반적으로, 이 RF 수신기(12)는 하나 이상의 안테나(14)와, 저 잡음 증폭기(LNA)(16)와, RF 대역 통과 필터(18)와, 자동 이득 제어(AGC) 회로(20)와, RF 믹서(22)와, RF 반송파 주파수 국부 발진기(24)와, IF 대역 통과 필터(26)를 포함한다.

안테나(14)를 통해, RF 수신기(12)는 채널을 통해 들어온 후 RF OFDM 변조된 반송파에 연결된다. 이후, 이 반송파와, RF 국부 발진기(24)에 의해 생성된 주파수(f_cr)의 수신기 반송파와 혼합하는 것에 의해, RF 수신기(12)는 RF OFDM 변조된 반송파를 다운변환하여 수신된 IF OFDM 신호를 얻는다. 수신기 반송파와 송신기 반송파 사이의 주파수 차이는 반송파 주파수 오프셋(델타 f_c)으로 기인한다.

이 수신된 IF OFDM 신호는 믹서(28)와 믹서(30)에 연결되며, 이들 믹서는 동위상 IF 신호와 90°위상 이동된 (직교) IF 신호와 각각 혼합되어 동위상 OFDM 신호와 직교 OFDM 신호를 각각 생성한다. 믹서(28)로 공급되는 동위상 IF 신호는 IF 국부 발진기(32)에 의해 생성된다. 믹서(30)로 공급되는 90°위상 이동된 IF 신호는, 이 믹서(30)에 이 동위상 IF 신호를 제공하기 전에 이 동위상 IF 신호를 90°위상 이동기(34)를 통과하게 함으로써 IF 국부 발진기(32)의 동위상 IF 신호로부터 유도된다.

동위상 OFDM 신호와 직교 OFDM 신호는 이후 아날로그 디지털 변환기(ADC)(36 및 38)로 각각 들어가며, 여기서 이들 신호는 클록 회로(40)에 의해 결정된 샘플링율(f_{ck_r})로 디지털화된다. ADC(36 및 38)는 동위상 및 직교 이산 시간 OFDM 신호를 각각 형성하는 디지털 샘플을 생성한다. 수신기의 샘플링 율과 송신기의 샘플링 율 사이의 차이는 샘플링 율 오프셋, 즉 델타 f_ck=f_{ck_r}-f_{ck_t}이다.

ADC(36 및 38)로부터 나오는 필터링되지 않은 동위상 및 직교 이산 시간 OFDM 신호는 디지털 저역 통과 필터(42 및 44)를 각각 통과한다. 이 저역 통과 디지털 필터(42, 44)의 출력은 수신된 OFDM 신호의 동위상 및 직교 샘플로 각각 필터링된다. 이런 방식으로, 수신된 OFDM 신호는 동위상(q_i) 샘플과 직교(p_i) 샘플로 변환되며, 이 동위상(q_i) 샘플과 직교(p_i) 샘플은 복소 값 OFDM 신호, 즉 r_i+q_i+jp_i의 실수값 성분과 허수값 성분을 각각 나타낸다. 이 수신된 OFDM 신호의 이들 동위상 및 직교(실수값과 허수값) 샘플은 FFT(46)로 전송된다. 여기서 수신기(10)의 일부 종래의 구현에 있어, 아날로그 디지털 변환은 IF 혼합 단계 전에 수행된다는 것을 주목해야 한다. 이러한 구현에 있어, 혼합 단계는 디지털 믹서와 디지털 주파수 합성기의 사용을 동반한다. 또한 수신기(10)의 많은 종래의 구현에 있어, 디지털 아날로그 변환은 필터링 후에 수행된다는 것도 주목해야 한다.

FFT(46)는 각 OFDM 심볼 구간 동안 부 반송파를 변조하는데 사용된 주파수 영역의 서브-심볼의 시퀀스를 복구하기 위해 그 수신된 OFDM 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 수행한다. 이 FFT(46)는 이들 서브-심볼의 시퀀스를 디코더(48)로 전송한다.

이 디코더(48)는 FFT(46)로부터 디코더(48)로 전송된 주파수 영역의 서브-심볼의 시퀀스로부터 전송된 데이터 비트를 복구한다. 이 복구는 OFDM 송신기로 공급된 데이터 비트의 스트림과 이상적으로 일치해야 하는 데이터 비트의 스트림을 얻기 위해 주파수 영역의 서브-심볼을 디코딩함으로써 수행된다. 이 디코딩 단계는 예를 들어 블록으로부터 데이터를 복구하기 위해 및/또는 콘볼루션 인코딩된 서브-심볼을 복구하기 위해 소프트 비터비 디코딩(soft Viterbi decoding) 및/또는 리드 솔로몬 디코딩(Reed-Solomon decoding)을 포함할 수 있다.

도 2 는 코딩된 OFDM 전송 데이터를 수신하여 디코딩하도록 적응된 수신기를 도시하는 블록도이다. 코딩된 OFDM, 즉 COFDM 은, 에러 제어 코딩 단계와 OFDM 변조 단계가 서로 가까이에서 동작하는 시스템에 사용되는 용어이다. 도 2에 예시된 COFDM 수신기는 일반적으로 참조 번호 50으로 지시되어 있다. 이 COFDM 수신기(50)는 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix) 제거 회로(52)와, FFT 회로(46)와, 등화 회로(56)와 같은 일반적인 기능부를 포함한다. 아래에서 논의되는 바와 같이, COFDM 수신기(50)는 또한 수신된 COFDM 신호를 처리하도록 적응된 추가적인 회로를 포함한다.

전송용 COFDM 신호를 준비할 때, 중요한 단계는 역 고속 푸리에 변환(IFFT)으로 이들 데이터를 처리하기 전에 소스 데이터의 비트를 인터리브하고 코딩하는 것이다. 비트는 주어진 대역폭 단위마다 더 많은 양의 데이터를 전송할 수 있도록 하기 위해 심볼의 성군(constellation)으로 코딩될 수 있다. 전송 성군의 일례는 64-QAM이며, 64-QAM은 데이터 스트림을 6-비트 심볼로 변환하는데 직교 진폭 변조를 사용한다. 코딩된 비트는 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)과 같은 순방향에러 정정 알고리즘을 사용하여 콘볼류션 인코딩(convolutional encoding)을 더 거칠 수 있다. 그러한 콘볼류션 인코딩은 수신기에서 부정확하게 수신된 비트를 정정할 수 있게 한다.

코딩 공정의 일부로서, 소스 데이터의 인접한 비트는 소스 데이터의 인접한 비트를 취해 이를 다중 부반송파에 걸쳐 확산시키는 것에 의해 인터리빙될 수 있다. 인터리빙은 주파수 널(null)로 인해 하나 이상의 부반송파의 손실이나 손상을 막아준다. 그러한 손실은 연속된 비트 에러 스트림을 잠재적으로 유발할 수 있다. 그러한 버스트 에러는 종래의 에러 정정 코딩 기술로 정정하기에는 일반적으로 어려울 수 있다.

COFDM 수신기(50)는 수신된 COFDM 신호를 처리하는 것과 연관된 기능 블록을 포함한다. 구체적으로, COFDM 수신기(50)는, 소스 데이터가 검색될 수 있도록 데이터의 전송 전에 생긴 인코딩 공정을 역전시키도록 적응된 기능을 포함한다. 이 COFDM 수신기(50)는 수신된 COFDM 심볼을 해석하기 위해 심볼 디매퍼(demapper)를 포함한다. 디인터리버(60)는 전송 전에 생긴 인터리빙 공정을 역전시키고 그 수신된 비트를 올바른 순서로 복귀시키도록 적응된다. 마지막으로, 비터비 디코더(48)는 이진 데이터의 스트림으로 심볼을 재구성하도록 적응된다.

전송시 비트의 인터리빙은 비트 에러가 시간적으로 멀리 이격되도록 연속된 비트를 확산시킨다. 이 이격으로 인해 비터비 디코더와 같은 디코더는 비트 에러를 더 용이하게 정정할 수 있다. 예를 들어, 비터비 디코더는 최대 4개의 연속적으로 부정확하게 수신된 비트를 정정할 수 있다. 만약 소스 데이터로부터의 비트가 인터리빙에 의해 부반송파에 걸쳐 랜덤하게 분산된다면, 널(null)이나 손상된 부반송파로부터 온 4개를 초과하는 비트가 시퀀스로 수신될 수 있는 가능성이 줄어든다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 예시적인 OFDM 심볼 프레임(50)이 도시된다. 심볼 프레임(50)은, OFDM 심볼 내의 각 부반송파에 대해 알려진 전송 값을 포함하는 트레이닝 시퀀스나 심볼(52)과, 미리 결정된 수의 사이클릭 프리픽스(54)와 유저 데이터(56)의 쌍들을 포함한다. 예를 들어, 본 명세서에 참조문헌으로 병합된, 제안된 ETSI-BRAN HIPERLAN/2 (Europe)와 IEEE 802.11a(USA) 무선 LAN 표준은 64개의 알려진 값이나 서브심볼(즉, 52개의 제로가 아닌 값과 12개의 제로 값)을 트레이닝 시퀀스의 선택된 트레이닝 심볼(예를 들어, 제안된 ETSI 표준의 "트레이닝 심볼 C" 및 제안된 IEEE 표준의 "긴 OFDM 트레이닝 심볼")에 할당한다. 유저 데이터(56)는 미리 결정된 부 반송파에 내재된 알려진 전송 값을 또한 포함하는 미리 결정된 수의 파일럿(58)을 가지고 있다. 예를 들어, 제안된 ETSI 및 IEEE 표준은 bin이나 부 반송파 ±7 및 ±21에 위치된 4개의 파일럿을 가지고 있다. 본 발명이 제안된 ETSI-BRAN HIPERLAN/2(Europe) 및 IEEE 802.11a(USA) 무선 LAN 표준에 따르는 수신기에서 동작하는 것으로 기술되어 있지만, 이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면 다른 OFDM 시스템에서 본 발명의 내용을 구현하는 것도 생각해 볼 수 있을 것이다.

도 4 는 OFDM 전송 채널의 주파수 응답을 도시하는 도면이다. 복수의 부 반송파(74 내지 88)는 주파수 축 위에 수(1 내지 8)에 의해 각각 식별된다. 각 부반송파의 이득은 이득 축 위에 부 반송파의 크기에 의해 예시된다. 도 4에서 볼 수있는 바와 같이, 부 반송파(80)는 그 채널에서 임의의 부 반송파의 최소 이득을 가진다. 따라서, 부 반송파(80)를 사용하여 송신된 정보는 부정확하게 수신될 가능성이 가장 높다. 전술된 바와 같이, 비트의 인터리빙은, 비터비 디코더(48)(도 2)의 정정 세기보다 더 큰 비트 스크림이 부반송파(80)에 걸쳐 송신될 수 있을 가능성을 최소화시킨다.

본 발명은 수신된 비트의 신뢰성을 결정하는데 OFDM 채널 내의 각 부반송파의 상대적인 이득을 이용한다. 도 4에 도시된 부 반송파에 대한 등화기 응답의 값은 수신된 부 반송파의 세기를 유추하거나 평가하는데 사용될 수 있다.

이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면, 주어진 부 반송파에 대한 등화기 응답의 값이 부 반송파 신호의 세기에 반비례하여 변한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 등화기 응답이 특정 주파수에서 큰 값을 가지는 경우, 이것은 그 채널의 그 점에서 주파수 널에 대응할 수 있다. 등화기 응답은, 등화기가 약하게 수신된 신호를 보상하도록 시도하기 때문에, 그 점에서 큰 값을 가질 수 있다. 이 신뢰성 정보는, 디코딩 결정을 할 때 비트에 적절히 가중치(weight)를 제공할 수 있도록 비터비 디코더(48)(도 2)로 전송된다. {부 반송파(80)와 같은} 주파수 널의 경우에, 이들 비트는 "낮은 신뢰성"으로 표시될 수 있으며 이들 비트는 강한 부반송파로부터 오는 비트와 같이 크게 가중되지 않을 것이다.

각 안테나나 채널이 보다 정확한 출력을 생성할 수 있는 상대적인 가능성을 평가하기 위하여, 각 안테나나 채널에는 전체 채널 품질의 메트릭(CQM : channel quality metric)이 할당될 수 있다. 계산 후에, 각 안테나나 채널에 대해 전체 CQM이 차후 비교를 위해 저장될 수 있다. 후속적인 수신율을 위해 사용되는 안테나나 채널의 선택은 어느 안테나 또는 어느 채널이 최상의 전체 CQM을 나타내는지에 기초하여 이루어질 수 있다.

도 4에 도시된 채널의 수신율의 평가를 수행하기 위해, 제 1 단계는 다중 부 반송파(74 내지 88) 각각에 대해 채널 응답의 크기의 평가를 계산하는 것이다. 이것은 일반적으로 다수의 잘 알려진 기술 중 어느 하나를 사용하여 트레이닝 심볼을 사용하여 수행된다.

전체 CQM을 결정하는데 있어서 그 다음 단계는 가중치가 그 부 반송파 주파수에서 대응하는 채널 응답의 크기의 세기에 단조롭게 관련되는 부반송파 각각에 가중치나 메트릭을 할당하는 것이다. 예를 들어, 부 반송파의 채널 응답의 크기가 증가할 때에 할당된 가중치의 값은 감소하지 않을 수 있다. 단조 메트릭을 생성하는 한 가지 방법은 부 반송파 이득에 비례하는 로그 값(logarithmic value)에 기초하여 메트릭을 할당하는 것이다. 이 메트릭은 주어진 부 반송파에서 수신된 데이터의 신뢰성의 통계적 평균을 반영한다. 예를 들어, 각 부 반송파에는, 정수, 즉 일(1) 내지 오(5)가 할당될 수 있으며, 여기서 오(5)는 가장 높은 신뢰성을 갖는 부 반송파에 대응하며 일(1)은 가장 낮은 신뢰성을 갖는 부 반송파에 대응한다. 일반적으로, 부 반송파는, 그 채널 응답이 더 높은 크기를 가질 때 더 높은 신뢰성이 있는 것으로 생각된다.

도 4에 도시된 채널의 전체 CQM을 결정하는 데 있어 그 다음 단계는, 수신된 COFDM 심볼에서 각 비트에 대해 하나의 메트릭에 대해, 부 반송파(74 내지 88) 각각에 대해 이전에 계산된 가중치를 맵핑(map)하는 것이다. 도 5 는 64-QAM 성군에 대해 수신된 심볼 비트에 대해 이 메트릭을 맵핑하는 것을 예시한다.

도 5에 도시된 도면은 일반적으로 참조 번호 90으로 지시되어 있다. 부 반송파에 이전에 할당된 메트릭은 참조 번호 92로 식별된다. 그 메트릭은 전송 전에 비트를 인코딩하는데 사용되는 인코딩 성군의 결과인 COFDM 심볼 내의 각 비트로 매핑된다. 도 5에 예시된 64-QAM 성군에 있어, 각 심볼은 6비트로 맵핑된다. 3개의 비트(92, 94, 96)는 심볼의 실수 부분을 나타낸다. 3개의 비트(98, 100, 102)는 신호의 허수 부분을 나타낸다. 메트릭n(92)의 가중치는, 도시된 바와 같이, 심볼 내의 각 비트에 대해 한번 복제될 수 있다. 따라서, 만일 메트릭 "n" (92)이 사(4)인 것으로 이전에 계산되었다면, 값 사(4)는, 이 심볼의 비트(92, 94, 96, 98, 100, 102)에 대해 하나씩, 여섯(6)번 복제될 수 있다. 64-QAM OFDM 심볼로 비트를 맵핑시키는 것이 도 5에 예시되어 있지만, 임의의 인코딩 성군이 본 발명을 실시하는데 사용될 수도 있다. 특정 인코딩 성군은 본 발명의 중요한 측면이 아니다.

CQM을 계산하는데 있어 그 다음 단계는 이전의 단계 동안 심볼에 있는 비트 각각에 이전에 할당된 메트릭을 디인터리빙하는 것이다. 디인터리빙은, 비트들이 전송 전에 이전에 기술된 바와 같이 인터리브된 경우에만 필요하다. CQM을 계산할 때 이전에 인터리브된 비트를 디인터리빙 하는 것은 인터리빙 전에 연속적인 에러 세트가 인터리빙 후에 확산되기 때문에 인터리빙 후에 실제 데이터 비트 상에 주어진 전송 채널이 가질 수 있는 효과의 정확한 반영을 보장한다. 다시 말해, 디인터리빙은, CQM을 계산할 때 사용된 데이터가 전송 채널의 특성을 정확하게 반영하지못하는 수리적으로 분산된 샘플이 아니라 실제 채널 특성에 기초하는 것을 보장한다.

주어진 채널에 대해 CQM을 계산할 때 그 다음 단계는 이전에 할당된 비트 메트릭에 기초하여 채널 응답 평가에서 N개 비트의 그룹 각각에 대해 CQM을 계산하기 위해 길이 N의 슬라이딩 윈도(sliding window)를 사용하는 것이다. 도 6 은 본 발명에 따라 채널 응답 데이터의 그러한 "슬라이딩 윈도"의 반복 평가를 예시하는 도면이다.

도 6에 도시된 도면은 참조 번호 106으로 일반적으로 지시되어 있다. 주어진 안테나나 채널에 대해 전체 CQM은 안테나나 채널에 대해 길이 N의 비트 열(string)에 대응하는 가장 낮은 중간 CQM을 선택하는 것에 의해 결정된다. 길이 N의 슬라이딩 윈도는 이전에 할당된 비트 메트릭에 기초하여 채널 응답 평가에서 N개 비트의 그룹 각각에 대해 중간 CQM을 계산하는데 사용된다. 평가된 각 안테나나 채널에 대해 가장 낮은 중간 CQM은, 비터비 디코더(48)(도 2)에 의해 부정확하게 해석될 가능성이 있는 상대적으로 의심스러운 데이터의 가장 긴 연속 비트 스트림에 대응한다. 각 안테나나 채널에 대해 가장 낮은 중간 CQM이 계산된 후, 이 값은 그 안테나나 채널에 대해 전체 CQM으로서 지정된다. 본 발명을 병합하는 OFDM 수신기는 연속된 동작 동안 가장 높은 전체 CQM을 갖는 안테나나 채널을 선택하도록 프로그래밍될 수 있다. 다시 말해, 가장 강한 최악의 전송 특성을 갖는 안테나나 채널이 연속된 동작 동안 선택될 수 있다. 가장 강한 최악의 전송 특성을 갖는 안테나나 채널은 다른 이용가능한 안테나나 또는 채널에 비해 낮은 비트 에러 율(BER)을 가지는것 같다.

슬라이딩 윈도의 평가를 수행하기 위해, 이전의 단계의 결과로 형성된 채널 응답의 평가 데이터 블록은 메모리 디바이스(106)에 저장된다. 예시된 실시예에서, 각 부반송파에 대해 각 심볼의 각 비트에 대해 상대적인 세기 값은 메모리(106)에 순차적으로 저장된다. 채널 응답 데이터의 처음 N-1개의 메트릭의 블록(108)은 메모리(106)에 저장된 데이터의 시퀀스의 끝에서 복제된다. 볼 수 있는 바와 같이, 복제 데이터 블록(108)의 목적은, 주어진 안테나나 채널에 있어 약한 비트의 가장 긴 열이, 하나의 심볼의 종점(end)을 향해 시작하여 그 다음 심볼의 시점(start) 부근에서 마치는 비트 스트림으로 형성되어 있는지 여부의 결정을 가능하게 하는 것이다.

이 평가는 시점(112)에서 시작하여 종점(114)에서 끝날 때까지 화살표(106)의 방향으로 계속된다. 길이 N의 비트의 그룹 각각에 대해 각 중간 CQM은 길이 N의 윈도(108)에서 각 비트에 대한 메트릭을 합산하는 것에 의해 계산될 수 있다. 각 중간 CQM을 계산한 후, 중간 CQM 값은, 이 값이 지금까지의 단계에서 계산된 것 중 가장 낮은 중간 CQM이라면, 메모리 위치에 저장된다. 슬라이딩 윈도는 그 다음 중간 CQM을 계산하기 위해 하나의 비트 위치만큼 이동된다. 현재의 중간 CQM이 이전의 중간 CQM 보다 더 작다면, 현재의 중간 CQM 값은 메모리 위치에서 이전의 중간 CQM 값을 대체한다. 이런 방식으로, 가장 낮은 (즉, 최악의) 중간 CQM 값의 레코드가 검색되며 저장된다.

전술된 바와 같이, 슬라이딩 윈도는, 채널 응답 메트릭 데이터에서의 마지막비트와, 또한 채널 응답 메트릭 데이터에서의 처음 (N-1)개의 비트를 나타내는 중간 CQM에 대응하는 블록(110)의 평가를 끝맺는다. 이것은, 하나의 심볼의 종점을 행해 시작하여 그 다음 심볼의 시점을 통해 계속 이어지는 비트 스트림에서 최악의 중간 CQM이 일어날 수 있을 가능성을 고려하도록 이루어진다.

N의 값은 비터비 디코더(48)(도 2)의 정정 성능(correction power)에 대응하도록 선택될 수 있다. 보다 구체적으로, 이 값 N은 주어진 코드에 대해 비터비 디코더의 트렐리스에서 최단 거리 경로 L의 길이에 비례하도록 선택될 수 있다. 이런 방식으로 N을 선택하는 것에 의해 슬라이딩 윈도의 평가 공정은 비터비 디코더(48)가 정정할 성능을 가지고 있는 가장 긴 "배드(bad)" 비트 열에 기초하여 중간 CQM을 결정한다.

N에 대해 어느 한 값의 이런 선택의 동기 부여는 "배드" 비트의 가장 긴 열이 안테나나 채널의 품질 결정 계수일 수 있다는 것이다. 콘볼류션 코딩의 특성으로 인해, 길이 N의 저 신뢰성 비트 열은 M>N인 경우 M개의 저 신뢰성 비트 열보다 더 나쁘지 않다. 다시 말해, 부정확한 결정을 하는 비터비 디코더(48)의 확률은 CQM이 가장 큰 채널에 비해 보다 낮아진다(왜냐하면 높은 CQM 메트릭은 강한 부 반송파에 대응하기 때문이다).

전술된 바와 같이, 평가되는 각 안테나나 채널에 대해 전체 CQM의 계산은 전술된 단계를 수행하는 것에 의해 달성될 수 있다. 가장 높은 전체 CQM을 갖는 채널은 후속하는 신호 수신율을 위해 선택될 수 있다.

도 7 은 본 발명의 예시적인 실시예의 동작을 예시하는 단계의 흐름도이다.전체 단계는 일반적으로 참조 번호 116으로 지시되어 있다. 이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면, 도 7에 예시된 기능과 동작이 회로(하드웨어), 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합을 사용하여 달성할 수 있는 것이라는 것을 이해할 수 있을 것이다.

단계 118에서, 공정이 시작된다. 모든 부 반송파에 대한 채널 응답 평가의 계산이 단계 120에서 수행된다. 단조 가중치는 단계 122에서 채널 응답에 기초하여 각 부 반송파에 할당되고, 각 부 반송파에 대한 가중치는 단계 124에서 COFDM 수신기에 의해 사용된 주어진 성군에 대해 심볼에 대응하는 모든 비트로 맵핑된다.

단계 126에서, 비트는 필요한 경우 디인터리브된다. 디인터리빙은 만일 비트가 전송 전에 처음에 인터리빙 되었다면 필요하다.

도 6을 참조하여 전술된 슬라이딩 윈도의 평가 기술은 단계 128에서 수행된다. 슬라이딩 윈도 기술은 길이 N의 각 비트 윈도에 대해 연속적인 중간 CQM을 계산하는데 사용된다. 주어진 안테나나 채널에 대해 전체 CQM은 평가되고 있는 안테나나 채널에 대해 가장 낮은 중간 CQM을 선택하는 것에 의해 결정된다.

결정 단계 130에서, 평가되고 있는 현재 안테나나 채널이 맨 마지막 것인지에 관한 결정이 이루어진다. 그렇지 않다면, 그 다음 안테나나 채널에 대해 전체 CQM을 결정하는 공정이 단계 120에서 계속된다. 만일 평가되는 현재 안테나나 채널이 마지막 것이라면, 가장 신뢰성 있는 안테나나 채널이 단계 132에서 선택된다. 가장 신뢰성 있는 안테나나 채널은 가장 높은 전체 CQM을 가지는 것이다. 공정은 단계 134에서 종료한다.

본 발명이 비록 여러 변형과 대안적인 형태를 취할 수 있지만, 특정 실시예만이 예를 들어 도면에 도시되었고 본 명세서에서 상세하게 기술되었다. 그러나, 본 발명은 개시된 특정 형태로 제한하기 위해 의도된 것이 아니라는 것을 이해하여야 할 것이다. 오히려, 본 발명은 이하 첨부된 청구항에 의해 한정된 바와 같은 본 발명의 사상과 범위 내에 있는 모든 변형, 균등물, 및 대안들을 포함하는 것이다.

전술된 바와 같이, 본 발명은 다중 반송파 시스템에서 송신된 코딩된 직교 주파수 분할 다중화 신호의 수신율을 개선하는데에 이용가능하다.

Claims

전송 데이터를 수신하는데 사용하기 위한 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법으로서, 각 채널은 심볼을 수신하기 위한 복수의 부반송파를 구비하며, 상기 심볼은 복수의 데이터 비트를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법으로서,

상기 복수의 채널 각각에 대해,

상기 복수의 부반송파 각각에 대한 채널 응답 평가를 결정하는 단계(120)와;

그 부반송파에 대한 상기 채널 응답 평가에 기초하여 각 부반송파에 부반송파 메트릭(metric)을 할당하는 단계(122)와;

상기 복수의 데이터 비트 각각에 상기 부반송파 메트릭을 맵핑하는 단계(124)와;

각 부반송파에 대한 상기 복수의 데이터 비트 각각에 할당된 메트릭을 포함하는 채널 응답 데이터를 생성하는 단계(126, 128)와,

N이 정수일 때, N개 비트의 그룹 중 어느 그룹이 가장 약하게 대응하는 채널 응답 평가에 대응하는지를 결정하는 것에 의해 상기 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹 각각에 대해 중간 채널 품질의 메트릭(CQM)을 결정하는 단계(126, 128)와,

그 채널에 대한 전체 채널 품질의 메트릭으로서 가장 약한 채널 응답평가에 대응하는 중간 채널 품질의 메트릭을 선택하는 단계(128, 130)

를 수행하는 단계와,

상기 전송 데이터를 수신하기 위해 가장 높은 전체 채널 품질의 메트릭을 가지는 채널을 선택하는 단계(132)

를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 1 항에 있어서, 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹에 대해 중간 채널 품질의 메트릭을 결정하는 단계(128)로서, 상기 N개 비트 중 일부분은 상기 채널의 주파수 범위의 일단(one end)에서 부반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되고, 그리고 상기 N개 비트 중 일부분은 그 채널의 주파수 범위의 타단에서 부반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되는, 중간 채널 품질의 메트릭을 결정하는 단계(128)를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 채널 응답 데이터를 디인터리브하는 단계(126)를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 부반송파 메트릭은 단조로우며 연관된 부반송파 채널 응답의 평가에 대응하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 심볼은 64-QAM 성군(constellation)을 사용하여 인코딩되는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 1 항에 있어서, 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)을 사용하여 상기 심볼을 디코딩하는 단계를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
제 6 항에 있어서, N은 상기 비터비 알고리즘의 정정 성능(correction power)에 비례하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 방법.
전송 데이터를 수신하는데 사용하기 위한 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스로서 각 채널은 심볼을 수신하기 위한 복수의 부반송파를 가지며, 상기 심볼은 복수의 데이터 비트를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스로서,

상기 복수의 부반송파 각각에 대한 채널 응답의 평가를 결정(120)하도록 적응된 회로와;

그 부반송파에 대한 상기 채널 응답의 평가에 기초하여 각 부반송파에 부반송파 메트릭을 할당(122)하도록 적응된 회로와;

상기 복수의 데이터 비트 각각에 부반송파 메트릭을 맵핑(124)시키도록 적응된 회로와;

각 부반송파에 대해 상기 복수의 데이터 비트 각각에 할당된 메트릭을 포함하는 채널 응답 데이터를 생성(126, 128)하도록 적응된 회로와;

N이 정수일 때 N개 비트의 그룹 중 어느 그룹이 가장 약하게 대응하는 채널 응답 평가에 대응하는지를 결정하는 것에 의해 상기 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹 각각에 대해 중간 채널 품질의 메트릭(CQM)을 결정(126, 128)하도록 적응된 회로와;

그 채널에 대한 전체 채널 품질의 메트릭으로서 가장 약한 채널 응답 평가에 대응하는 중간 채널 품질의 메트릭을 선택(128, 130)하도록 적응된 회로와;

상기 전송 데이터를 수신하기 위한 가장 높은 전체 채널 품질의 메트릭을 가지는 채널을 선택(132)하도록 적응된 회로

를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
제 8 항에 있어서, 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹에 대해 중간 채널 품질의 메트릭을 결정(128)하도록 적응된 회로를 더 포함하며, 여기서 상기 N개 비트 중 일부분은 그 채널의 주파수 범위의 일단에서 부반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되고, 그리고 상기 N개 비트 중 일부분은 그 채널의 주파수 범위의 타단에서 부반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
제 8 항에 있어서, 상기 부반송파 메트릭은 단조로우며 연관된 부반송파 채널 응답의 평가에 대응하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
제 8 항에 있어서, 상기 심볼은 64-QAM 성군을 사용하여 인코딩되는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
제 8 항에 있어서, 비터비 알고리즘을 사용하여 상기 심볼을 디코딩하도록 적응된 회로를 포함하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
제 12 항에 있어서, N은 상기 비터비 알고리즘의 정정 성능에 비례하는, 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 디바이스.
콘볼루션적으로 인코딩된 OFDM 전송 데이터를 수신하는데 사용하기 위한 복수의 채널로부터 하나의 채널을 선택하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기로서, 각 채널은 심볼을 수신하기 위한 복수의 부 반송파를 가지며, 상기 심볼은 복수의 데이터 비트를 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기에 있어서,

상기 복수의 부 반송파 각각에 대해 채널 응답 평가를 결정(120)하도록 적응된 회로와;

그 부반송파에 대한 채널 응답 평가에 기초하여 각 부 반송파에 부반송파 메트릭을 할당(122)하도록 적응된 회로와;

상기 복수의 데이터 비트 각각에 부 반송파 메트릭을 맵핑(124)하도록 적응된 회로와;

각 부 반송파에 대해 복수의 데이터 비트 각각에 할당된 메트릭을 포함하는 채널 응답 데이터를 생성(126, 128)하도록 적응된 회로와;

N이 정수일 때 N개 비트의 그룹 중 어느 그룹이 가장 약하게 대응하는 채널 응답 평가에 대응하는지를 결정하는 것에 의해 상기 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹 각각에 대해 중간 채널 품질의 메트릭(CQM)을 결정(126, 128)하도록 적응된 회로와;

그 채널에 대해 전체 채널 품질의 메트릭으로서 가장 약한 채널 응답의 평가에 대응하는 중간 채널 품질의 메트릭을 선택(126, 130)하도록 적응된 회로와;

전송 데이터를 수신하기 위한 가장 높은 전체 채널 품질의 메트릭을 가지는 채널을 선택(132)하도록 적응된 회로

를 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 14 항에 있어서, 채널 응답 데이터의 N개 비트의 그룹에 대해 중간 채널 품질의 메트릭을 결정(128)하도록 적응된 회로를 포함하며, 여기서 상기 N개 비트 중 일부분은 그 채널의 주파수 범위의 일단에서 부 반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되고, 그리고 상기 N개 비트 중 일부분은 그 채널의 주파수 범위의 타단에서 부 반송파에 대응하는 채널 응답 데이터로부터 선택되는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 14 항에 있어서, 상기 채널 응답 데이터를 디인터리브(126)하도록 적응된 회로를 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 14 항에 있어서, 상기 부반송파 메트릭은 단조로우며 연관된 부 반송파 채널 응답 평가에 대응하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 14 항에 있어서, 상기 심볼은 64-QAM 성군을 사용하여 인코딩되는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 14 항에 있어서, 비터비 알고리즘을 사용하여 상기 심볼을 디코딩하도록 적응된 회로를 더 포함하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 19 항에 있어서, N 은 상기 비터비 알고리즘의 정정 성능에 비례하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.