KR20050005774A - 구동 회로 및 구동 방법 - Google Patents

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가부시키가이샤 도요다 지도숏키
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Abstract

콘덴서 및 누설 경로를 포함하는 스위칭 소자에 대한 구동 회로. 스위칭 소자는 기준 단자와 제어 단자를 포함하고, 스위칭 소자의 전도는 기준 단자에 대해 제어 단자에 인가되는 전압에 응답하여 제어된다. 콘덴서는 제 1 단과 제 2 단을 포함한다. 스위칭 제어 신호는 제 1 단에 입력되며, 제 2 단은 제어 단자에 연결된다. 누설 경로는 기준 단자와 제어 단자를 연결한다.

Description

구동 회로 및 구동 방법{DRIVE CIRCUIT AND DRIVE METHOD}
본 발명은 MOS 트랜지스터 및 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 (insulated gate bipolar transistor; IGBT) 소자와 같은 전압 제어 소자의 스위칭을 제어하는 구동 회로에 관한 것으로서, 특히 스위칭 소자의 비전도 (non-conduction) 상태를 고르게 유지하는 구동 회로에 관한 것이다.
종래에는 MOS 트랜지스터 및 IGBT 소자와 같은 전압 제어 소자가 모터 제어 등의 전력 제어를 위한 스위칭 소자로서 이용되었다. 브리지 드라이버 (bridge driver) 에서, 상부 암 (arm) 의 스위칭 소자와 하부 암의 스위칭 소자는 전도하도록 배타적으로 제어되어, 전력 제어가 수행된다. 최근 전력 제어 기술의 발전으로, 이들 스위칭 소자의 요구되는 스위칭 속도가 높아지고 있다. 고속 스위칭에서 그 소자 및 접속 도선에 존재하는 기생 소자에 의해, 오프 (off) 상태에서의 소자의 제어 전압은 소자를 의도하지 않게 점화 (ignite) 시키도록, 즉 의도하지 않게 온 (on) 상태로 변화시키도록 일시적으로 요동할 수 있다. 그에 따라, 관통 전류와 같은 불필요한 전류가 소자 내에서 흐른다. 위의 의도하지 않은 점화를 방지하기 위해, 오프 상태에서의 제어 전압 레벨을 강제적으로 역방향 바이어스로 하는 회로 기술이 제안된다.
예를 들어, 도 12 및 도 13 에 도시된 바와 같은 일본 출원 공개 제 2000-431970 호에 개시된 모터 제어 소자에서, 전력 소스 변압기 (transformer; TR100) 로부터 감긴 출력은 다이오드 (D200, D300) 및 콘덴서 (C300, C400) 에 연결되어,하부 암의 스위칭 소자 (QM200) 에 대한 양 및 음 전력 소스를 형성한다. 양 및 음 바이어스 전력 소스는 온-오프 제어를 위해 스위칭 소자 (QM200) 에 공급된다.
상부 암의 스위칭 소자 (QM100) 에서, 콘덴서 (C100) 는 다이오드 (D100) 를 통해 콘덴서 (C300) 로부터 충전되며, 양 바이어스 전력 소스는 온 제어를 위해 스위칭 소자 (QM100) 에 공급된다. 또한, 콘덴서 (C500) 는 스위치드 커패시터 (switched capacitor) 회로 (700) 내의 집적 회로 (IC100) 에 연결되어 충전된다. 집적 회로 (IC100) 는 소정의 시간 간격으로 "a" 에서 "b" 로 스위칭 되어 콘덴서 (C200) 를 충전한다. 콘덴서 (C100) 는 스위치드 커패시터 (700) 를 통해 콘덴서 (C200) 에 역방향으로 연결된다. 따라서, 오프 제어를 위해 음 바이어스 전력 소스가 스위칭 소자 (QM100) 에 공급되는 동안, 집적 회로 (IC100) 를 반복적으로 스위칭 함으로써, 콘덴서 (C200) 는 음 전압으로 충전된다.
그러나, 상기 참조에서, 하부 암의 스위칭 소자 (QM200) 의 전도를 제어하기 위해 전력 소스 변압기 (TR100) 을 이용하여 음 및 양 전압 소스를 제공하여야 한다. 즉, 전력 소스 변압기 (TR100) 로부터의 전압 출력을 정류하는 다이오드 (D200 및 D300) 와 정류된 전압 출력을 평탄화하는 콘덴서 (C300 및 C400) 가 양 및 음 전력 소스 각각에서 필요하다. 그러므로 구동 회로의 크기가 크다.
전용 전력 소스 변압기 대신에, 상부 암의 스위칭 소자 (QM100) 의 전도를 제어하기 위해 스위치드 커패시터 회로 (700) 가 제공될 필요가 있다. 스위치드 커패시터 회로 (700) 에서, 제어 회로 (IC100) 를 반복적으로 스위칭하여, 콘덴서 (C100) 내의 전하는 콘덴서 (C200) 으로 이동된다. 그에 따라, 콘덴서 (C200) 에서 음 전압이 발생된다. 콘덴서 (C200) 에서 음 전압을 발생시키기 위해, 스위치드 커패시터 회로 (700) 에서 음의 전압을 발생시키는데 필요한 스위칭은, 일반적으로 브리지 드라이버에 의한 전압 제어에 필요한 동작 주파수와 상이한 주파수에서 이루어져야 한다. 전용 클락 신호 (도시되지 않음) 와 같은 제어 신호가 공급되거나 발생되어야 한다. 그러므로, 음 전압의 발생을 위해 전용 회로 및 전용 제어 신호가 요구된다.
본 발명은, 전용 제어 타이밍으로 동작하는 제어 회로 등의 추가적인 회로 없이, 스위칭 신호의 전이 (transition) 와 동조하여, 스위칭 소자의 전도를 제어하기 위해 필요한 양 및 음 전압의 제어 전압 신호를 공급하는 구동 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
도 1 은 본 발명에 따라 브리지 드라이버에 대해 사용되는 때의 구동 회로의 회로도.
도 2 는 제 1 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 3 은 제 1 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 동작을 나타내는 파형 표.
도 4 는 제 2 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 5 는 제 2 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 동작을 나타내는 파형 표.
도 6a 는 제 3 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분의 도면.
도 6b 는 제 4 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분의 도면.
도 7 은 제 5 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 8a 는 제 6 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분의 도면.
도 8b 는 제 7 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분의도면.
도 8c 는 제 8 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분의 도면.
도 9 는 제 1 선택적 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 10 은 제 2 선택적 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 11 은 제 3 선택적 실시형태에 따른 구동 회로의 회로도.
도 12 는 종래 기술에 따른 구동 회로의 회로도.
도 13 은 종래 기술에 따른 구동 회로의 스위치드 커패시터의 회로도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1: 구동회로 2: 구동회로
3: 브리지 드라이버 11: 레벨 변환부
12: 전압 클램프 부분 13: 스위칭 제어기
21: 레벨 변환부 23: 스위칭 제어기
Q1: IGBT 소자 Q2: IGBT 소자
G0: 단자 G1: 게이트 단자
E1: 이미터 단자 R1: 저항 소자
R2: 저항 소자 CB1: 콘덴서
C1: 콘덴서 D1: 다이오드 소자
ZD1: 제너 다이오드 소자
본 발명은, 전용 제어 타이밍으로 동작하는 제어 회로 등의 추가적인 회로 없이, 스위칭 신호의 전이와 동조하여, 스위칭 소자의 전도를 제어하기 위해 필요한 양 및 음 전압의 제어 전압 신호를 공급하는 구동 회로를 제공한다.
본 발명에 따르면, 스위칭 소자용 구동 회로는 콘덴서와 누설 경로 (leakage route) 를 포함한다. 스위칭 소자는 기준 단자 및 제어 단자를 포함하며, 스위칭 소자의 전도는 기준 단자에 대해 제어 단자에 인가되는 전압에 응답하여 제어된다. 콘덴서는 제 1 및 제 2 단 (end) 을 가진다. 스위칭 제어 신호는 제 1단에 입력되고, 제 2 단은 제어 단자에 연결된다. 누설 경로는 기준 단자와 제어 단자를 접속한다.
또한 본 발명은, 기준 단자 및 제어 단자를 포함하는 스위칭 소자에 대한 구동 방법을 제공한다. 스위칭 소자의 전도는 기준 단자에 대해 제어 단자에 인가되는 전압에 응답하여 제어된다. 구동 방법은, 전압의 초기 값을 설정하도록 용량성 결합 (capacitive coupling) 에 의해 스위칭 제어 신호의 전압 레벨의 전이를 제어 단자에 전파하는 단계; 및 전파하는 단계 이후에 전압을 감소시키는 단계를 포함한다.
신규한 것으로 생각되는 본 발명의 특징은, 특히 첨부된 청구범위에서 개시된다. 그 목적 및 장점과 함께, 본 발명은 하기의 현재 바람직한 실시형태의 설명과 첨부된 도면을 참조할 때 가장 잘 이해될 것이다.
이하에서, 본 발명에 따른 바람직한 실시형태를 도 1 내지 도 8c 를 참조하여 설명한다. 본 발명은 바람직한 실시형태의 구동 회로 및 구동 방법에 적용된다. 바람직한 실시형태에서 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 (IGBT) 소자가 스위칭 소자로 사용된다.
도 1 에 도시된 바와 같이, 상부 암의 IGBT 소자 (Q1) 와 하부 암의 IGBT 소자 (Q2) 는, 고 전압 전력 소스 (VH) 와 기준 전력 소스 사이에서 브리지 드라이버 (3) 에 직렬로 연결된다. 브리지 드라이버 (3) 의 전도를 제어하는 구동 회로 (1 및 2) 에서, 스위칭 제어 신호는, IGBT 소자 (Q1 및 Q2) 가 스위칭 제어기 (13 및 23) 에 의해 제어되기 위한 전도 타이밍 후에, 출력선 (SW1 및 SW2) 으로 출력된다. 본 발명에 따르면, 출력선 (SW1) 및 게이트 단자 (G1) 사이에 IGBT 소자 (Q1) 의 제어 단자로서, 그리고 출력선 (SW2) 및 게이트 단자 (G2) 사이에 IGBT 소자 (Q2) 의 제어 단자로서, 게이트 단자 (G1 및 G2) 에 인가되는 전압의 레벨을 변환하기 위해 레벨 변환 부 (11 및 21) 가 각각 제공된다. 레벨 변환 부 (11 및 21) 는 각각, IGBT 소자 (Q1 및 Q2) 의 기준 단자로서의 이미터 단자 (E1 및 E2) 에 대한 게이트 단자 (G1 및 G2) 의 전압인 게이트 전압을 발생한다.
이미터 단자 (E1 및 E2) 를 제외하고, 스위칭 제어 신호만이 레벨 변환 부 (11 및 21) 에 입력되며, 레벨 변환 부 (11 및 21) 내에, 게이트 단자 (G1 및 G2) 에 레벨 변환된 게이트 전압을 공급하기 위한 전용 전력 소스는 필요하지 않다. 또한, 입력 스위칭 제어 신호의 전압 전이에 응답하여 양 또는 음 쪽으로 지속적으로 레벨이 변환되는 전압은 레벨 변환 부 (11 및 21) 로부터 게이트 단자 (G1 및 G2) 로 출력된다.
전력 구동을 위해 브리지 드라이버 (3) 내에 전력을 확보할 필요가 있으므로, 고 전압 전력 소스 (VH) 는 상대적으로 높은 전압, 예를 들어 약 300 V 의 전압을 인가하여야 한다. 반면, 구동 회로 (1 및 2) 에 대한 전력 소스 (VCC) 는 전력 제어를 위한 전력 소스이며, 상대적으로 낮은 전압, 예를 들어 몇십 볼트이다. 대체적으로, 각각 상이한 전력 소스가 구동 회로 (1 및 2) 및 브리지 드라이버 (3) 에 공급된다.
IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에, 이미터 단자 (E1) 의 전압은 고 전압 전력 소스 (VH) 의 전압까지 상승하며, 그에 연결된 스위칭 제어기 (13) 의 기준 전압도상승한다. 그에 따라, 전력 소스 (VCC) 에 의해 상부 암의 스위칭 제어기 (13) 에 공급되는 전력 소스의 전압은, 다이오드 (DB1) 및 콘덴서 (CB1) 에 의해 상승된다.
계속 도 1 을 참조하면, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에 콘덴서 (CB1) 에 의해 스위칭 소자 (13) 에 공급되는 전력 소스를 상승시키기 위한 구성요소를 제외하면, 구동 회로 (1 과 2) 는 동일하다. 그러므로, 구동 회로 (1) 만을 여기서 설명한다.
도 2 에 도시된 바와 같이, 제 1 바람직한 실시형태에 따라, 구동 회로 (1) 는 레벨 변환 부 (11A) 를 갖는다. 스위칭 제어기 (13) 로부터의 출력선 (SW1) 은 콘덴서 (C1) 의 한 단자에 연결되고, 콘덴서 (C1) 의 다른 단자 (G0) 는 전류를 제한하기 위한 저항 소자 (R1) 을 통해 IGBT 소자 (Q1) 의 게이트 단자 (G1) 에 연결된다. 저항 소자 (R2) 도 게이트 단자 (G1) 및 이미터 단자 (E1) 사이에 연결된다.
출력선 (SW1) 에 출력되는 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 레벨이 전이될 때, 콘덴서 (C1) 를 통해 용량성 결합된 단자 (G0) 에서, 용량성 결합 전의 전압 레벨에 더해, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이의 양에 응답하는 소정량의 전압 전이가 유도된다. 단자 (G0) 에 유도되는 전압은 저항 소자 (R1) 를 통해 레벨 변환되며, 게이트 단자 (G1) 에 인가된다.
IGBT 소자 (Q1) 및 다른 기생 소자에 기인한 단자 (G0) 및 게이트 단자 (G1) 와 이미터 단자 (E1) 사이의 용량성 소자 내에서의 전하 축적으로, 단자 (G0) 및게이트 단자 (G1) 에 전압이 유도된다. 그에 따라, 저항 소자 (R2) 는 축적된 전하에 대한 누설 경로로 기능하며, 유도된 전압을 유지하는 용량 (capacity) 소자 내의 전하가 방전된다. 그러므로, 시간이 지남에 따라, 단자 (G0) 및 게이트 단자 (G1) 에 유도된 인가 전압이 감소된다. 저항 소자 (R1) 는, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이에 응답하여 단자 (G0) 에 공급되는 전하가 게이트 단자 (G1) 에 도달할 때, 러시 전류 (rush current) 를 제한하기 위한 전류 제한 저항이다.
스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이 동안의 상태는 도 3 의 파형 표에 따라 설명한다. 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 는 IGBT 소자 (Q1) 의 전도를 제어하기 위한 2 값 (two-value) 신호이다. 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 레벨이 전이하기 전, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨에 있을 때, 저항 소자 (R2) 에 의해 단자 (G0) 의 전압 및 게이트 단자 (G1) 과 이미터 단자 (E1) 의 전압은 같은 레벨로 유지되며, 게이트 전압 (V (GE)) 는 0 V 이다. 이하에서, 저항 소자 (R1 또는 R2) 의 단자들 사이의 전위차는 작은 한편, 저항 소자 (R1 및 R2) 에 적은 양의 전류가 흐르며, 단자 (G0) 및 게이트 단자 (G1) 의 전압은 실질적으로 동일한 것으로 가정한다.
IGBT 소자 (Q1) 의 전도를 위한 명령 (도시되지 않음) 에 따라, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨에서 고 전압 레벨로 전이할 때, 콘덴서 (C1) 을 통한 용량성 결합에 의해, 게이트 단자 (G1) 에서 이미터 단자 (E1) 에 대해 양의 게이트 전압 (V (GE)) 이 유도된다. 이때, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압전이량 (Va) 에 응답하여, 게이트 전압 (V (GE)) 은 전압 값 (Vb) 에 있다. 출력선 (SW1) 에 존재하는 용량 소자는 콘덴서 (C1) 뿐이다. 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이가 콘덴서 (C1) 에만 용량성 결합된 이상적인 상태에서, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이량 (Va) 과 같은 전압이 게이트 전압 (V (GE)) 으로서 유도된다 (Vb=Va). 그러나, 출력선 (SW1) 에 콘덴서 (C1) 외에 다른 용량 소자가 존재하므로, 콘덴서 (C1) 에 용량성 결합된 전압의 양은 전압 전이량 (Va) 의 일부에 대응되며, Vb 는 보통 Va 보다 작다.
전압 전이 후에, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 전환되거나 고 전압 레벨에서 저 전압 레벨로 전이할 때까지, 게이트 단자 (G1) 에 유도되는 게이트 전압 (V (GE)) (=Vb) 은 누설 경로로서의 저항 소자 (R2) 를 통해 전도기간 (TON1) 동안 방전된다. 상기 방전은, IGBT 소자 (Q1) 및 다른 기생 소자에 의해 단자 (G0) 및 게이트 단자 (G1) 와 이미터 단자 (E1) 사이에 존재하는 용량 소자, 및 저항 소자 (R2) 또는 저항 소자들 (R1 및 R2) 을 포함하는 CR 시정수 회로에 의해 수행된다. 전압 값은 CR 시정수에서 감소된다.
반면, IGBT 소자 (Q1) 의 비전도를 위한 명령 (도시되지 않음) 에 따라 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 고 전압 레벨에서 저 전압 레벨로 전이할 때, 콘덴서 (C1) 를 통한 용량성 결합에 의해, 게이트 단자 (G1) 에서의 게이트 전압 (V (GE)) 은 전압 값 (Vb) 만큼 음으로 레벨 이동된다. 레벨 이동 전에, 누설 경로에 기인하여, 게이트 전압 (V (GE)) 는 전도기간 (TON1) 시작에서의 초기 전압 값 (Vb) 으로부터 전압 값 (Vd) 만큼 감소된다. 감소된 게이트 전압 (V (GE)) 가 전압값 (Vb) 만큼 음으로 레벨 이동되므로, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 고 전압 레벨에서 저 전압 레벨로 전이한 후, 게이트 전압 (V (GE)) 는 음 전압 값 (-Vc) 에 도달한다.
스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이량 (-Va) 에 응답하여 게이트 단자 (G1) 에서 유도된 레벨 이동의 양 (-Vb) 은, 상술한 바와 같이 전압 전이의 양 (-Va) 보다 작다. 전압 전이량 (-Va) 에 대한 레벨 이동량 (-Vb) 및 전도기간 (TON1) 의 길이에 기초하여 저항 소자 (R1 및 R2) 의 저항 값을 선택함으로써 누설 전류가 조절될 수 있으며, 이것에 의해 게이트 전압 (V (GE)) 의 전압 강하 (Vd) 가 결정된다. 그 결과, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 고 전압 레벨에서 저 전압 레벨로 전이할 때, 게이트 전압 (V (GE)) 는 음 전압 값에 도달한다.
게이트 전압 (V (GE)) 이, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨로 유지되는 비전도기간 (TOFF1) 의 시작에서의 초기 전압 값 (-Vc) 과 같은 최대 음 전압에 바이어스 된 후에, 전도기간 (TON1) 동안과 유사하게, 음 전압의 크기는 시간이 지날수록 감소된다. 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨로 전이한 직후에, 게이트 전압 (V (GE)) 은 최대 음 전압으로 바이어스 된다. 그러므로, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전이 시에 과도 (transient) 전압 요동이 발생하는 때에도, 게이트 전압 (V (GE)) 이 문턱 전압 이상의 양 전압이 되는 것을 효과적으로 방지할 수 있으며, 그에 의해, IGBT 소자 (Q1) 가 비전도 상태로 이동된 직후에 IGBT 소자 (Q1) 가 일시적으로 의도하지 않게 점화되는 것을 효과적으로 방지할 수 있다.
비전도기간 (TOFF1) 동안, 저항 소자 (R1 및 R2) 에 의해 게이트 전압 (V (GE)) 은 시간이 지남에 따라 감소되며, 결국 0 V 에 도달한다. 그러나, 정상 상태에서 과도 전압 요동은 발생하지 않는다. 그러므로, 전이 상태의 과도기 동안 게이트 전압 (V (GE)) 은 음 전압 값으로 유지되며 의도하지 않은 IGBT 소자 (Q1) 의 점화는 효과적으로 방지된다.
비전도기간의 끝에 게이트 전압 (V (GE)) 가 0 V 로 돌아오면, 이어지는 IGBT 소자 (Q1) 의 전도를 위한 명령 (도시되지 않음) 에 따라 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨에서 고 전압 레벨로 전이할 때, 용량성 결합에 의한 레벨 이동의 양 (Vb) 은 게이트 전압 (V (GE)) 로 인가된다. 그러므로, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시작에서 게이트 전압 (V (GE)) 는 상수로 유지되며, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시작에서 IGBT 소자 (Q1) 의 전도 상태도 일정하게 유지된다.
제 1 바람직한 실시형태의 구동 회로에 따르면, 상술한 바와 같이, 2 값 신호로서의 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 IGBT 소자 (Q1) 의 전도기간 (TON1) 과 비전도기간 (TOFF1) 사이에서 스위칭 하도록 역으로 전이되는 때에, 누설 경로 또는 저항 소자 (R1 및 R2) 때문에, 남아있는 게이트 전압 (V (GE)) 은 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이시의 초기 전압보다 작다. 그러므로, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이에 의해, 게이트 전압 (V (GE)) 은 이미터 단자 (E1) 에 대해 역전된 극으로 스윙한다. 전도기간 (TON1) 에서 비전도기간 (TOFF1) 으로 이동하는 때에, 남아있는 게이트 전압 (V (GE))은는 전압값 "Vb-Vd" 이다. 남아있는 게이트 전압 (V (GE)) 은 전압값 (Vb) 만큼 음으로 레벨 이동되고, 초기값으로서의 전압값 (-Vc) 로 바이어스 되어, 비전도기간 (TOFF1) 을 시작한다. 반면, 비전도기간 (TOFF1) 에서 전도기간 (TON1) 으로 이동하는 때에, 게이트 전압 (V (GE)) 은 0 V 에 있다. 또한, 게이트 전압 (V (GE)) 은 0 V 에서 전압값 (Vb) 만큼 양으로 레벨 이동되며, 초기값으로서의 전압값 (Vb) 으로 순방향 바이어스 되어, 전도기간 (TON1) 을 시작한다.
비전도기간 (TOFF1) 의 시작에 게이트 전압 (V (GE)) 은 음 전압으로 역방향 바이어스 되므로, 게이트 전압 (V (GE)) 이 IGBT 소자 (Q1) 의 문턱 전압을 넘는 양 전압으로 바이어스 되는 것을 효과적으로 방지할 수 있으며, 그에 의해, 비전도 상태로 이동된 IGBT 소자 (Q1) 가 의도하지 않게 점화되는 것을 방지할 수 있다. 저항 소자 (R1 및 R2) 의 저항 값은 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 크기, IGBT 소자 (Q1) 의 전도기간 (TON1) 및 게이트 단자 (G1) 에 연결된 용량 소자의 커패시턴스 값에 따라 조절되어, 전도기간 (TON1) 의 끝에서의 게이트 전압 (V (GE)) 의 전압 강하 값 (Vd) 을 결정한다. 그럼으로써, 의도하지 않은 점화를 유발하는 전압 요동을 흡수하는 음 저압이 조절된다.
또한, 비전도기간 (TOFF1) 동안의 게이트 전압 (V (GE)) 의 감소로, 전도기간 (TON1) 으로 이동하는 때에 게이트 전압 (V (GE)) 이 0 V 로 설정되면, IGBT 소자 (Q1) 를 전도 상태로 이동함으로 인해, 게이트 전압 (V (GE)) 은 전압 값 (Vb) 으로 레벨 이동된다. 전도기간 (TON1) 의 시작에 게이트 전압 (V (GE)) 은 소정의 전압 값 (Vb) 로 유지되고, IGBT 소자의 전도 특성이 일정하게 유지된다.
이 경우, 비전도기간 (TOFF1) 동안의 게이트 전압 (V (GE)) 의 감소로, 최종상태 또는 비전도기간 (TOFF1) 의 후반에, 게이트 전압 (V (GE)) 은 0 V 에 도달한다. 그러나, 그때, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이의 과도기가 완료되고, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 는 정상 상태로 이동되었다. 그러므로, 게이트 전압 (V (GE)) 은 일시적으로 요동하지 않으며, 따라서 게이트 전압 (V (GE)) 이 0 V 에 있어도 IGBT 소자는 효과적으로 비전도 상태로 유지될 수 있다.
도 4 에 도시된 바와 같이, 제 2 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로는, 도 2 에 도시된 바와 같은 제 1 바람직한 실시형태에 따른 레벨 변환부 (11A) 대신에, 레벨 변환부 (11B) 를 포함한다. 레벨 변환부 (11B) 는, 비전도 시에 게이트 전압 (V (GE)) 를 음 전압 값으로 클램프 하는 전압 클램프 부분 (12) 이 레벨 변환부 (11A) 에 추가적으로 제공되도록 구성된다. 전압 클램프 부분 (12) 은 다이오드 소자 (D1) 및 제너 다이오드 소자 (ZD1) 을 포함한다. 다이오드 소자 (D1) 의 캐소드 단자는 단자 (G0) 에 연결되며, 제너 다이오드 소자 (ZD1) 의 캐소드 단자는 이미터 단자 (E1) 에 연결된다. 다이오드 소자 (D1) 의 애노드 단자는 제너 다이오드 (ZD1) 의 애노드 단자에 연결된다.
그에 따라, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨에서 고 전압 레벨로 전이하고, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에 단자 (G0) 에 양 전압이 유도될 때, 다이오드 소자 (D1) 는 역방향 바이어스 되어 전압 클램프 부분 (12) 은 비전도 상태로 유지된다. 반면, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 고 전압 레벨에서 저 전압 레벨로 전이하고, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에 단자 (G0) 에 음 전압이 유도될 때, 다이오드 소자 (D1) 은 순방향 바이어스 된다. 그러므로, 일정한 제너 전압이제너 다이오드 소자 (ZD1) 에서 발생되고, 게이트 전압 (V (GE)) 은 제너 전압과 실질적으로 일정한 다이오드 소자 (D1) 의 순방향 전압의 합인 음 전압으로 클램프 된다.
상기의 설명이 도 5 에 도시된다. 구동 회로에 전압 클램프 부분 (12) 이 없을 때 (제 1 바람직한 실시형태의 경우), 비전도 시의 초기 게이트 전압 (V (GE)) 은 음 전압 값 (-Vc) 이다. 구동 회로에 전압 클램프 부분 (12) 이 있을 때 (제 2 바람직한 실시형태의 경우), 비전도 시의 초기 게이트 전압 (V (GE)) 는 음 전압 값 -Ve (Ve<Vc) 으로 클램프 된다.
게이트 전압 (V (GE)) 이 더 작은 음 전압 값으로 클램프 되므로, 비전도기간 (TOFF1) 보다 짧은 비전도기간 (TOFF2) 동안 게이트 전압 (V (GE)) 은 0 V 에 도달한다. 즉, 짧은 비전도기간 (TOFF2) 후에, 동작은 이어지는 전도기간으로 이동하며, IGBT 소자 (Q1) 는 짧은 주기로 빨리 동작된다.
제 2 바람직한 실시형태로부터 변형된 제 3 및 제 4 바람직한 실시형태가 각각 도 6a 및 6b 에 도시된다. 도 4 에 도시된 바와 같이, 다이오드 소자 (D1) 의 애노드 단자가 제너 다이오드 (ZD1) 의 애노드 단자에 연결된다. 그러나, 도 6a 에 도시된 바와 같이, 다이오드 소자 (D1) 캐소드 단자는 제너 다이오드 (ZD1) 의 캐소드 단자에 연결되며, 다이오드 소자 (D1) 및 제너 다이오드 소자 (ZD1) 의 애노드 단자는 각각 이미터 단자 (E1) 및 단자 (G0) 에 연결된다. 다른 방법으로는, 도 6b 에 도시된 바와 같이, 한 쌍의 다이오드 소자가 서로 직렬로 연결된다. 이 경우, 실질적으로 일정한 다이오드의 순방향 전압의 합이 다이오드 소자의 순방향 바이어스 방향으로 클램프 전압으로서 출력되는 한편, 다이오드 소자의 역방향 바이어스 방향으로는 전도가 차단된다.
도 7 에 도시된 바와 같이, 제 5 실시형태에 따른 구동 회로는, 도 4 에 도시된 바와 같은 제 2 바람직한 실시형태에 따른 레벨 변환부 (11B) 대신에, 레벨 변환부 (11C) 를 포함한다. 레벨 변환부 (11C) 는, 레벨 변환부 (11B) 내의 저항 소자 (R2) 대신에, 다이오드 소자 (D2) 및 저항 소자 (R3) 를 포함한다. 다이오드 소자 (D2) 는, 다이오드 소자 (D2) 의 순방향 바이어스 방향이 단자 (G0) 에서 이미터 단자 (E1) 의 방향이 되도록 위치된다. 누설 경로는 다이오드 소자 (D2) 와 저항 소자 (R3) 를 포함한다. 예를 들어, 구동 회로 (1C) 를 포함하는 전력 제어 기판이 IGBT 소자 (Q1 및 Q2) 를 가지는 브리지 드라이버 (3) 가 배치된 기판과 상이한 때, 전력 제어 기판만에 의한 회로 동작 시험 시에 누설 경로는 유사 부하 (pseudo load) 로서 제공된다.
IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨에서 고 전압레벨로 전이하고, 단자 (G0) 에 양 전압이 유도될 때, 누설 전류는 다이오드 소자 (D2) 및 저항 소자 (R3) 를 통해 흐르고, IGBT 소자 (Q1) 가 비전도 상태로 이동하기 전에 게이트 전압 (V (GE)) 는 지속적으로 감소한다. 그에 의해, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이로 인하여, 게이트 전압 (V (GE)) 는 음 전압 값에 있다. 누설 경로는, 음 전압 값이 유도되는 게이트 전압 (V (GE)) 에 대해 형성되지 않으므로, 게이트 전압 (V (GE)) 는 비전도기간을 통해 지속적으로 음 전압 값으로 유지된다.
도 8a 내지 8c 는 각각, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시에 게이트 전압 (V (GE)) 이 양 전압 값으로 클램프 되는 제 6 내지 제 8 바람직한 실시형태에 따른 구동 회로의 전압 클램프 부분을 도시한다.
전압 클램프 부분의 구체적인 회로 구조가 도 8a 내지 8c 에 도시된다. 도 8a 및 8b 에 도시된 전압 클램프 부분의 회로 구조는 각각 도 4 에 도시된 바와 같은 제 2 바람직한 실시형태 및 도 6b 에 도시된 바와 같은 제 4 바람직한 실시형태에서와 동일하다. 클램프 될 전압의 방향이 제 2 바람직한 실시형태의 것과 반대이므로, 단자 (G0) 및 이미터 단자 (E1) 의 연결 방향이 역전되었다. 그러나, 다른 회로 구조는 동일하다. 도 8c 에 도시된 바와 같은 회로 구조는 제너 다이오드 소자만을 포함한다. 양의 게이트 전압 (V (GE)) 이 제너 전압에 의해 클램프되고, 음의 게이트 전압 (V (GE)) 은 제너 다이오드 소자의 순방향 바이어스 전압에 의해 클램프 된다.
위에서 상술한 제 2 내지 제 8 바람직한 실시형태의 구동 회로에 따르면, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전압 전이에 응답하여 용량성 결합에 의해 전파되는 게이트 전압 (V (GE)) 은 전압 클램프 부분을 이용하여 소정의 전압으로 클램프 된다. 그럼으로써, 저항 소자 (R1 내지 R3) 의 저항 값을 전이시켜 누설 전압의 량을 조절하지 않고도, 게이트 전압 (V (GE)) 의 전압 감소 시간이 조절된다. 또한, 스위칭 주기가 조절되며 단축된다.
정상 상태에서 의도하지 않은 IGBT 소자 (Q1) 의 점화를 방지하기 위해, 게이트 단자 (G1) 와 이미터 단자 (E1) 사이에 저항 소자가 제공되는 경우가 있다.이 경우, 저항 소자가 누설 경로를 위한 저항 소자 (R2) 로서 동작할 수도 있다. IGBT 소자 (Q1) 의 의도하지 않은 점화를 방지하기 위한 특성을 유지하기 위해 저항 소자 (R2) 의 저항 값이 전이될 수 없을 때, 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값을 소정의 전압 값으로 클램칭 하여, 스위칭 주기를 유연하게 조절할 수 있다.
다이오드 소자 및 제너 다이오드 소자를 포함하는 전압 클램프 부분에 따르면, 다이오드 소자의 순방향 바이어스 방향에서만, 게이트 전압 (V (GE)) 이 소정 전압으로서의 제너 전압 및 다이오드의 순방향 전압의 합으로 클램프된다. 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값은, IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시 또는 비전도 시 중 하나에서 선택적으로 클램프된다. 또한, 전압 클램프 부분이 서로 역으로 연결된 다이오드 소자 및 제너 다이오드 소자를 포함하는 때에, 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값은 스위칭 소자의 전도 및 비전도 시 모두에 클램프된다.
전압 클램프 부분이 제너 다이오드를 포함하는 때에, 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값은, IGBT (Q1) 의 전도 및 비전도 시 모두에 클램프된다.
서로 직렬로 연결된 한 쌍의 다이오드 소자를 포함하는 전압 클램프 부분에 따르면, 다이오드 소자의 순방향 바이어스 방향에서만, 게이트 전압 (V (GE)) 은 소정의 전압으로서의 순방향 전압의 합으로 클램프된다. 또한, 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값은 IGBT 소자 (Q1) 의 전도 시 또는 비전도 시 중 하나에서 선택적으로 클램프된다. 또한, 전압 클램프 부분이 서로 역으로 연결된 한 쌍의 다이오드를 포함하는 때에, 게이트 전압 (V (GE)) 의 피크 전압 값은 IGBT 소자(Q1) 의 전도 시 및 비전도 시 모두에서 클램프된다.
본 발명은 상술한 바람직한 실시형태에 제한되지 않으며, 본 발명에 따른 다양한 변형이 실시된다.
상술한 바람직한 실시형태에서, 콘덴서 (C1) 의 단자 (G0) 는, 전류 제한 소자로서의 저항 소자 (R1) 를 통해 IGBT 소자 (G1) 의 게이트 단자 (G1) 에 연결된다. 그러나, 도 9 내지 11 에 도시된 바와 같이, 저항 소자 (R1) 는 제거되며, 콘덴서 (C1) 의 단자 (G0) 는 IGBT 소자 (G1) 의 게이트 단자에 직접 연결된다. 도 9 내지 도 11 은 각각, 도 2, 4 및 7 에 도시된 바와 같은 제 1, 제 2 및 제 5 바람직한 실시형태로부터 변형된 제 1 내지 제 3 선택적 실시형태를 도시한다.
상기의 바람직한 실시형태에서 IGBT 소자가 스위칭 소자로 사용되었다. 그러나, MOS 트랜지스터 또는 다른 전압 제어 소자가 전압에 의해 제어되는 제어 단자를 포함하면, MOS 트랜지스터 또는 다른 유형의 전압 제어 소자가 대신 스위칭 소자로 사용될 수 있다.
또한, 상술한 바람직한 실시형태에서는, 정상 상태에서 저항 소자 (R1 및 R2) 에 적은 양의 전류가 흐른다는 것, 저항 소자 (R1 및 R2) 의 단자간의 전위 차는 작다는 것, 그리고 단자 (G0) 와 게이트 단자 (G1) 의 전압은 실질적으로 동일하다는 것을 가정하였다. 그러나, 저항 소자 (R1 및 R2) 의 저항 값이 적절하게 선택되면, 단자 (G0) 에 인가되는 전압은 분배되어 게이트 단자 (G1) 에 인가된다.
또한, 도 3 에 도시된 바와 같은 제 1 바람직한 실시형태에서의 파형 표는, 비전도기간 (TOFF1) 의 끝에 게이트 전압 (V (GE)) 가 0 V, 즉 게이트 단자 (G1) 과 이미터 단자 (E1) 가 같은 전위로 돌아오는 것을 나타낸다. 그러나, 예를 들어, IGBT 소자 (Q1) 및 다른 기생 소자 등의 스위칭 소자에 의한 용량 소자와 저항 소자 (R1 및 R2) 등의 누설 경로를 포함하는 CR 시정수 회로의 CR 시정수는 스위칭 주기에 비해 상대적으로 크게 설정된다. 그럼으로써, 제어 단자에 반대 극 (anti-polarity) 인가 전압이 남아 있는 때에, 스위칭 소자는 비전도기간에서 전도기간으로 이동된다. 그러므로, 스위칭 주파수의 요동에 관계없이, 전도기간으로의 이동 전에 실질적으로 일정한 반대 극 전압이 제어 단자에 인가된다. 스위칭 소자의 전도를 위해 필요한 실질적으로 일정한 전압이, 전도기간으로의 이동 후에 제어 단자에 인가된다.
그러므로, 본 예 및 실시형태들은 예시적인 것으로 제한적이지 않은 것으로 생각하여야 하며, 본 발명은 여기서 제시된 상세에 의해 제한되어서는 안되고 첨부된 청구범위의 범위 내에서 변형될 수 있다.
본 발명에 의하면, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 가 저 전압 레벨로 전이한 직후에, 게이트 전압 (V (GE)) 은 최대 음 전압으로 바이어스 된다. 그러므로, 스위칭 제어 신호 (V (SW)) 의 전이 시에 과도 (transient) 전압 요동이 발생하는 때에도, 게이트 전압 (V (GE)) 이 문턱 전압 이상의 양 전압이 되는 것을 효과적으로 방지할 수 있으며, 그에 의해, IGBT 소자 (Q1) 가 비전도 상태로 이동된 직후에IGBT 소자 (Q1) 가 일시적으로 의도하지 않게 점화되는 것을 효과적으로 방지할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 비전도기간 (TOFF1) 동안, 저항 소자 (R1 및 R2) 에 의해 게이트 전압 (V (GE)) 은 시간이 지남에 따라 감소되며, 결국 0 V 에 도달한다. 그러나, 정상 상태에서 과도 전압 요동은 발생하지 않는다. 그러므로, 전이 상태의 과도기 동안 게이트 전압 (V (GE)) 은 음 전압 값으로 유지되며 의도하지 않은 IGBT 소자 (Q1) 의 점화는 효과적으로 방지된다.

Claims (17)

  1. 기준 단자와 제어 단자를 포함하는 스위칭 소자의 구동 회로에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 전도는, 상기 기준 단자에 대해 상기 제어 단자에 인가된 전압에 응답하여 제어되며,
    제 1 단 및 제 2 단을 가지며, 스위칭 제어 신호가 상기 제 1 단으로 입력되고, 상기 제 2 단은 상기 제어 단자에 연결된, 콘덴서; 및
    상기 기준 단자와 상기 제어 단자를 연결하는 누설 경로를 구비하는, 구동 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 단과 상기 제어 단자 사이에 연결된 전류 제한 소자를 더 구비하는, 구동 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 누설 경로는 저항 소자를 포함하는, 구동 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 누설 경로는 저항 소자 및 다이오드 소자를 포함하는, 구동 회로.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 기준 단자와 상기 제어 단자 사이에 연결되며, 상기 스위칭 소자가 전도 상태 및 비전도 상태 중 적어도 하나에 있을 때 상기 전압을 소정의 전압 값으로 클램핑 하기 위한, 전압 클램프 부분을 더 구비하는, 구동 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 다이오드 소자 및 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 제너 다이오드 소자를 포함하며,
    상기 다이오드 소자와 상기 제너 다이오드 소자의 애노드 단자는 서로 연결되고, 상기 다이오드 소자의 캐소드 단자는 상기 제어 단자에 연결되며, 상기 제너 다이오드 소자의 캐소드는 상기 기준 단자에 연결된, 구동 회로.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 다이오드 소자 및 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 제너 다이오드 소자를 포함하며,
    상기 다이오드 소자와 상기 제너 다이오드 소자의 캐소드 단자는 서로 연결되고, 상기 다이오드 소자의 애노드 단자는 상기 기준 단자에 연결되며, 상기 제너 다이오드 소자의 애노드는 상기 제어 단자에 연결된, 구동 회로.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 다이오드 소자 및 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 제너 다이오드 소자를 포함하며,
    상기 다이오드 소자와 상기 제너 다이오드 소자의 애노드 단자는 서로 연결되고, 상기 다이오드 소자의 캐소드 단자는 상기 기준 단자에 연결되며, 상기 제너 다이오드 소자의 캐소드는 상기 제어 단자에 연결된, 구동 회로.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 제너 다이오드 소자를 포함하는, 구동 회로.
  10. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 서로 직렬로 연결된 소정 개수의 다이오드 소자를 포함하는, 구동 회로.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 콘덴서의 제 2 단은 상기 제어 단자에 직접 연결된, 구동 회로.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 누설 경로는 저항 소자를 포함하는, 구동 회로.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 누설 경로는 저항 소자 및 다이오드 소자를 포함하는, 구동 회로.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 기준 단자와 상기 제어 단자 사이에 연결되며, 상기 스위칭 소자가 전도 상태 및 비전도 상태 중 적어도 하나에 있을 때 상기 전압을 소정의 전압 값으로 클램핑 하기 위한, 전압 클램프 부분을 더 구비하는, 구동 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전압 클램프 부분은 캐소드 단자와 애노드 단자를 가지는 다이오드 소자 및 캐소드 단자 및 애노드 단자를 가지는 제너 다이오드 소자를 포함하며,
    상기 다이오드 소자와 상기 제너 다이오드 소자의 애노드 단자는 서로 연결되고, 상기 다이오드 소자의 캐소드 단자는 상기 제어 단자에 연결되며, 상기 제너 다이오드 소자의 캐소드는 상기 기준 단자에 연결되는, 구동 회로.
  16. 기준 단자와 제어 단자를 포함하는 스위칭 소자의 구동 방법에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 전도는 상기 기준 단자에 대해 상기 제어 단자에 인가되는 전압에 응답하여 제어되며,
    상기 전압의 초기값을 설정하도록, 용량성 결합에 의해 스위칭 제어 신호 전압 레벨의 전이를 상기 제어 단자에 전파하는 단계; 및
    상기 전파하는 단계 후에 상기 전압을 감소시키는 단계를 포함하는, 구동 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 전파하는 단계는,
    상기 스위칭 소자가 전도 상태 및 비전도 상태 중 적어도 하나에 있을 때, 상기 전압을 소정의 전압값으로 클램핑하는 단계를 포함하는, 구동 방법.
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