KR20050004866A

KR20050004866A - 결정 피드백 등화기 및 선형 등화기사이에서 선택하는수신기

Info

Publication number: KR20050004866A
Application number: KR10-2004-7019016A
Authority: KR
Inventors: 존 스미; 이반지저스 페르난데즈-코르바톤; 자야라만스리칸트
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2002-06-04
Filing date: 2003-06-04
Publication date: 2005-01-12
Also published as: US20030223489A1; DE60305916D1; CA2487358A1; JP2005528854A; WO2003103246A1; IL165072A0; MXPA04012139A; US7027503B2; RU2004139116A; ATE329438T1; AU2003259030A1; CN1659840A; BR0311546A; NO20050005L; TW200401547A; EP1514390B1; EP1514390A1

Abstract

본 발명은 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 DFE나 LE 중 어느 하나를 선택하고, 상기 선택된 등화기를 위한 계수들을 신속하고 효율적으로 결정하는 기술들에 관한 것이다. 실시예에서는, DFE가 초기 시간 기간 동안에 수신 신호 및 특정 적응 알고리즘(예컨대, LMS 알고리즘)에 기초하여 초기에 적응되도록 하는 방법이 제공된다. 다음으로, DFE의 출력에 대한 품질 메트릭이 결정된다. 상기 DFE는 만약 품질 메트릭이 임계값보다 큰 경우에 사용되도록 선택되고, LE는 그렇지 않은 경우에 사용되도록 선택된다. 만약 LE가 선택된다면, 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값들이 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 유도될 수 있고, 상기 LE 계수들은 수신 신호를 등화시키기 위해서 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 또한 적응될 수 있다.

Description

결정 피드백 등화기 및 선형 등화기사이에서 선택하는 수신기{RECEIVER WITH SELECTION BETWEEN A DECISION FEEDBACK EQUALIZER AND A LINEAR EQUALIZER}

음성, 패킷 데이터 등과 같은 여러 타입의 통신을 제공하기 위해서 무선 통신 시스템이 광범위하게 사용되고 있다. 이러한 시스템들은 여러 사용자들과의 통신을 지원할 수 있는 다중-액세스 시스템들일 수 있으며, 코드분할다중접속(CDMA), 시분할다중접속(TDMA), 주파수분할다중접속(FDMA), 또는 어떤 다른 다중 액세스 기술들에 기초할 수 있다. 이러한 시스템들은 또한 IEEE 표준 802.11b를 따르는 것과 같은 무선 LAN(local area network)일 수 있다.

무선 통신 시스템에 있어서, 데이터는 송신기에서 처리된 후 무선 통신 채널을 통해 수신기에 전송된다. 이러한 채널에는 주파수 선택성 페이딩이 발생할 수 있는데, 상기 주파수 선택성 페이딩은 시스템 대역폭에 걸쳐 상이한 크기의 신호 감쇠를 특징으로 한다. 상기 주파수 선택성 페이딩은 심볼간 간섭(ISI)을 야기하는데, 상기 ISI는 수신 신호 내의 각각의 심볼이 상기 수신 신호의 후속 심볼들에대해 왜곡으로서 기능하도록 하는 현상이다. ISI 왜곡은 수신 심볼들을 정확하게 검출하는 능력에 악영향을 줌으로써 성능을 떨어뜨린다.

ISI의 부정적인 영향을 줄이기 위해서 등화기가 사용될 수 있다. 선형 등화기(LE) 및 결정 피드백 등화기(DFE)는 수신 신호를 등화시키기 위해 사용될 수 있는 두 종류의 등화기 구조들이다. DFE는 앞서 검출된 심볼들에 기초하여 ISI 왜곡의 추정을 유도하기 위해 피드백 필터를 사용한다. DIFE는 검출된 심볼들이 신뢰적인 경우에 ISI 왜곡을 효과적으로 제거할 수 있다. 그렇지 않으면, 검출된 심볼들의 에러들이 왜곡 추정에 전해져서 성능을 떨어뜨린다. LE는 피드백 필터를 사용하지 않고도 등화를 수행한다. 일반적으로, DFE 및 LE는 상이한 동작 조건들 아래에서 사용하기에 더 적합한다.

따라서, 수신 신호를 등화시키기 위해 DFE나 LE 중 하나를 선택하고 상기 선택된 등화기를 효율적으로 적응시키는 기술이 해당 분야에서 필요하다.

본 발명은 전반적으로 데이터 통신에 관한 것으로서, 더 상세하게는 수신기에서 향상된 성능을 제공하기 위한 방식으로 결정 피드백 등화기 및 선형 등화기를 사용하는 기술에 관한 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템에서 송신기 시스템 및 수신기 시스템에 대한 블록 다이어그램.

도 2는 수신기 시스템의 실시예에 대한 블록 다이어그램.

도 3은 DFE 또는 LE 중 어느 하나를 구현할 수 있는 적응 등화기에 대한 블록 다이어그램.

도 4는 DFE를 위한 피드-포워드 필터의 블록 다이어그램.

도 5는 DFE를 위한 피드백 필터의 블록 다이어그램.

도 6은 사용하기 위해 DFE나 LE 중 하나를 선택하기 위한 방법의 실시예에 대한 흐름도.

도 7은 DFE의 간단한 모델에 대한 블록 다이어그램.

등화기의 출력에 대한 품질 메트릭(metric)을 결정하고, 상기 품질 메트릭에 따라 사용하기 위한 DFE나 LE 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 등화기를 위한 필터 계수들을 빠르고 효율적으로 결정하는 기술들이 본 명세서에서 제공된다. 이러한 기술들은 품질 메트릭이 충분히 높을 경우에는 수신 신호를 등화시키기 위한 DFE를 유리하게 선택하고 상기 품질 메트릭이 낮을 경우에는 LE를 선택하기 위해 사용될 수 있다.

실시예에서는, 무선 통신 시스템에서 수신 신호를 등화시키기 위한 방법이제공된다. 상기 방법에 따르면, DFE는 초기에는 초기 시간 기간 동안에 상기 수신 신호 및 특정 적응 알고리즘(예컨대, LMS 알고리즘)에 기초하여 적응된다. 다음으로, (상기 초기 시간 기간 이후에) DFE의 출력에 대한 품질 메트릭이 결정된다. 상기 품질 메트릭은 (1) DFE로부터의 등화된 심볼들과 예상된 심볼들(예컨대, 파일롯 심볼들)간의 MSE(mean square error), (2) DFE 출력의 신호-대-잡음+간섭 비율(SINR), (3) 슬라이서(slicer)에 의해서 DFE에 제공되는 검출된 심볼의 에러 레이트, 또는 어떤 다른 파라미터에 관련될 수 있다. 다음으로, 품질 메트릭이 임계값을 초과하는 경우에는 DFE가 선택되고, 그렇지않은 경우에는 LE가 선택된다. 만약 LE가 사용하기 위해 선택된다면, LE의 계수들에 대한 초기 값들은 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 유도될 수 있고, LE 계수들이 수신 신호를 등화시키기 위해 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 또한 적응될 수 있다.

다른 실시예에서는, 무선 통신 시스템에서 사용하기에 적합한 적응 등화기가 제공된다. 상기 적응 등화기는 필터 유닛 및 적응 유닛을 포함한다. 상기 필터 유닛은 임의의 정해진 순간에 필터 DFE나 LE 중 하나를 구현하도록 구성가능한데, DFE나 LE 중 하나는 DFE 출력에 대해 결정되는 품질 메트릭에 기초하여 사용하기 위해 선택된다. 상기 적응 유닛은 (1) DFE 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하고, (2) DFE나 LE 중 어느 것이 사용하기 위해 선택되었는지에 따라 상기 DFE나 LE 중 하나를 위한 계수들을 유도하며, (3) 만약 LE가 선택된다면, 피드-포워드 및 피드백 필터 계수들에 기초하여 LE 계수들에 대한 초기 값을 유도하고, 또한 상기 LE계수들이 수신 신호를 등화시키기위해 사용되기 전에 추가 시간 기간 동안에 상기 LE 계수들을 적응시킨다.

본 발명의 여러 양상들 및 실시예들이 아래에서 더 상세히 설명된다. 본 발명은 또한, 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 방법들, 프로그램 코드들, 디지털 신호 처리기들, 집적 회로들, 수신기 유닛들, 단말기들, 기지국들, 시스템들, 및 본 발명의 여러 양상들, 실시예들, 및 특징들을 구현하는 다른 장치들 및 엘리먼트들을 제공한다.

본 발명의 특징들, 특성, 및 장점들이 도면들과 연계하여 이루어지는 아래의 상세한 설명으로부터 더욱 자명해질 것이고, 도면들에서는 동일한 참조 문자들이 전반에 걸쳐 그에 상응하는 것을 나타낸다.

도 1은 무선 통신 시스템(100)에서 송신기 시스템(110) 및 수신기 시스템(150)의 블록 다이어그램이다. 송신기 시스템(110)에서는, 트래픽 데이터가 데이터 소스(112)로부터 전송(TX) 데이터 처리기(114)에 (통상 가변 길이를 가질 수 있는 패킷들로) 전송된다. 다음으로, TX 데이터 처리기(114)는 트래픽 데이터를 포맷팅하고 코딩하여 코딩된 데이터를 제공한다.

파일롯 데이터는 예컨대 시분할 다중화(TDM) 또는 코드분할 다중화(CDM)을 사용하여 트래픽 데이터와 다중화될 수 있다. 파일롯 데이터는 통상적으로 (처리된다 해도)알려진 방식으로 처리되는 알려진 데이터 패턴이며, 채널 응답을 추정하기 위해 수신기 시스템에 의해서 사용될 수 있다. 다음으로, 상기 다중화된 파일롯 및 코딩된 데이터는 변조 심볼들(즉, 변조된 데이터)을 제공하기 위해서 하나 이상의 변조 방식들(예컨대, BPSK, QPSK, M-PSK, 또는 M-QAM)에 기초하여 변조된다(즉, 심볼 매핑된다).

다음으로, 송신기(TMTR) 유닛(116)은 변조된 데이터를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하며 아날로그 신호를 추가적으로 증폭, 필터링, 직교 변조 및 업컨버터함으로써 변조 신호를 생성한다. 다음으로, 상기 변조 신호는 안테나(118) 및 무선 통신 링크를 통해 하나 이상의 수신기 시스템들에 전송된다.

수신기 시스템(150)에서는, 송신된 변조 신호가 안테나(152)에 의해 수신되어 수신기(RCVR) 유닛(154)에 제공된다. 수신기 유닛(154) 내에서는, 수신된 신호가 컨디셔닝되고(예컨대, 증폭, 필터링, 주파수 다운컨버터링, 및 직교 다운컨버터링), 상기 컨디셔닝된 신호는 또한 ADC 샘플들을 제공하기 위해 디지털화된다. ADC 샘플들은 또한 수신기(154) 내에서 디지털적으로 전처리됨으로써 데이터 샘플들을 제공할 수 있다.

다음으로, 수신(RX) 데이터 처리기(156)는 디코딩된 데이터를 제공하기 위해 데이터 샘플들을 수신하고 처리하는데, 상기 디코딩된 데이터는 전송된 데이터의 추정 데이터이다. RX 데이터 처리기(156)에 의한 처리과정은 예컨대 등화, 복조, 디인터리빙, 및 디코딩을 포함할 수 있다. RX 데이터 처리기(156)에서의 처리과정은 TX 데이터 처리기(114)에서 수행되는 처리과정을 보충하는 방식으로 수행된다. 디코딩된 데이터는 데이터 싱크(158)에 제공된다.

제어기(160)는 수신기 시스템에서의 동작을 지시한다. 메모리 유닛(162)은 수신기 시스템내의 제어기(160) 및 어쩌면 다른 유닛들에 의해 사용되는 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장부를 제공한다.

위에서 설명된 신호 처리과정은 한 방향, 즉 송신기 시스템에서 수신기 시스템으로의 여러 타입의 트래픽 데이터(예컨대, 음성, 비디오, 패킷 데이터 등) 전송을 지원한다. 양방향 통신 시스템은 양방향 데이터 전송을 지원한다. 도 1에 도시된 처리과정은 CDMA 시스템에서의 순방향 링크(즉, 다운링크) 처리과정을 나타낼 수 있는데, 이 경우에, 송신기 시스템(110)은 기지국을 나타낼 수 있고, 수신기 시스템(130)은 단말기를 나타낼 수 있다. 역방향 링크(즉, 업링크)를 위한 신호 처리과정은 간략성을 위해 도 1에 도시되지 않았다.

도 2는 도 1에서 수신기 시스템(150)의 특정 실시예인 수신기 시스템(150a)의 블록 다이어그램이다. 본 예에서는, 수신기 시스템(150a)이 RX 데이터 처리기(150a)에 연결된 수신기 유닛(154a)을 포함한다.

수신기 유닛(154a) 내에서는, 안테나(152)로부터의 수신 신호가 증폭기(212)(저잡음 증폭기일 수 있음)에 의해 증폭되고, 수신(RX) 필터(214)에 의해 필터링되고, 주파수 다운컨버터(216)에 의해 무선 주파수(RF)로부터 기저대역으로 다운컨버팅되며, ADC 샘플들을 제공하기 위해 하나 이상의 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에 의해 디지털화된다.

다음으로, 디지털 전처리기(220)는 복합 데이터 샘플들을 제공하기 위해 ADC 샘플들을 처리하는데, 상기 복합 샘플들 각각은 동상(I_IN) 샘플 및 직교(Q_IN) 샘플을 포함한다. 전처리기(220)에 의한 처리과정은 샘플 레이트 변환, 필터링 등을 포함할 수 있다. 수신 신호는 특정 샘플링 레이트(f_ADC)로 ADC들(218)에 의해 샘플링될 수 있고, RX 데이터 처리기(156a)는 다른 샘플 레이트(f_SAMP)로 샘플들에 대해 동작할 수 있는데, 상기 샘플 레이트는 상기 ADC 샘플 레이트와 다를 수 있다(즉, f_SAMP≠f_ADC). 예컨대, 수신 신호는 거의 2, 4, 또는 8번 칩 레이트로 샘플링될 수 있다. CDMA 시스템과 같은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 시스템에서, 칩 레이트는 전송에 앞서 데이터를 스펙트럼적으로 확산하는데 사용되는 PN(pseudo-random noise) 시퀀스의 레이트이다. ADC 샘플링 레이트는 칩 레이트와 동기될 수 있거나 동기될수 없다. 다음으로, 전처리기(220)는 칩 레이트나 일부 다른 샘플 레이트로 데이터 샘플들을 제공하기 위해 샘플 레이트 변환을 수행하는데 사용될 수 있다.

특정 설계에 있어서는, ADC 샘플링 레이트보다 더 높은 샘플 레이트(f_SAMP=2f_ADC)로 RX 데이터 처리기(156a) 내의 등화기를 동작시키는 것이 유리할 수 있다. 다음으로, 전처리기(220)는 ADC 샘플들의 업샘플링을 수행하도록 설계될 수 있다.

전처리기(220)는 업샘플러, 유한 임펄스 응답(FIR) 필터, 및 다운샘플러를 포함하도록 설계될 수 있다. 업샘플러는 ADC 샘플들을 수신하여 인자 P에 의해 업샘플링할 것이다. 다음으로, FIR 필터는 업샘플링에 의해 생성된 이미지들을 제거하기 위해서 업샘플링된 샘플들을 필터링한다. FIR 필터는 또한 샘플들에 대한 매치 필터링을 수행할 수 있다. 다음으로, 다운샘플러는 원하는 샘플 레이트로 데이터 샘플들을 제공하기 위해서 상기 필터링된 샘플들을 인자 Q에 의해 데시메이팅할 것이다.

도 2는 수신기 유닛(154a)을 구현하는데 사용될 수 있는 기능 엘리먼트들의 일부를 나타낸다. 일반적으로, 수신기 유닛(154a)은 도 2에 도시된 기능 엘리먼들의 임의의 결합을 포함할 수 있다. 또한, 이러한 엘리먼트들은 원하는 출력을 얻기 위해서 임의의 순서로 배열될 수 있다. 예컨대, 증폭기들 및 필터들로 이루어진 여러 스테이지들이 통상적으로 수신기 유닛(154a) 내에 제공된다. 도 2에 도시된 것들과 다른 기능 엘리먼트들이 수신기 유닛(154a) 내에 또한 포함될 수 있다.예컨대, 자동 이득 제어(AGC)가 적절한 이득을 갖도록 수신 신호를 증폭시키기 위해 구현될 수 있음으로써, 적절한 진폭을 갖는 아날로그 신호들이 ADC들(218)에 제공된다.

도 2에 도시된 실시예에서, RX 데이터 프로세서(156a)는 복조기/디코더(232)에 연결된 등화기(230)를 포함한다. 등화기(230)는 등화된 심볼들을 제공하기 위해서 데이터 샘플들에 대해 등화를 수행하며, 상기 등화된 심볼들은 이어서 복조기/디코더(232)에 전송된다. 등화기(230)는 아래에서 더 상세히 설명된다. 복조기/디코더(232)는 디코딩된 데이터를 제공하기 위해서 상기 등화된 심볼들에 대해 복조(즉, 심볼 디매핑), 디인터리빙, 및 디코딩을 수행한다.

본 명세서에서 사용되는 바와 같, "샘플"은 특정한 시간 인스턴트(통상적으로 샘플 레이트에 관련됨)를 위해 제공되는 값에 상응하고, "심볼"은 전송 유닛(예컨대, 변조 심볼)에 상응한다. 심볼은 심볼 레이트 및 샘플 레이트간의 관계에 따라 하나 또는 여러 샘플들에 대한 기간을 스팬하고(span) 커버한다.

등화기는 심볼간 간섭(ISI)의 부정적인 영향을 줄이기 위해 통상적으로 사용되는데, 상기 ISI 현상에 의해 수신 신호 내의 각각의 심볼은 상기 수신 신호의 후속 심볼들에 대해 왜곡으로서 기능한다. ISI는 (1) 송신기 및/또는 수신기 시스템들에서의 불완전한 필터링, 및 (2) 송신기 및 수신기 시스템 사이의 다중경로 채널로 인해 발생할 수 있다. 다중경로 채널은 주파수 선택성 페이딩을 나타내는데, 상기 주파수 선택성 페이딩은 시스템 대역폭에 걸쳐 상이한 크기의 신호 감소에 의해 특징된다. ISI 왜곡은 수신 심볼들을 정확하게 검출하는 능력에 부정적인 영향을 줌으로써 성능을 떨어뜨린다.

선형 등화기(LE) 및 결정 피드백 등화기(DFE)는 수신 신호를 등화시키기 위해 사용될 수 있는 두 개의 등화기 구조들이다. LE는 통상적으로 등화된 심볼들을 제공하기 위해 특정 주파수 응답을 갖는 데이터 샘플들을 필터링하는 탭핑-지연 라인 FIR 필터로 구현된다. DFE는 통상적으로 포워드 경로 상에서 데이터 샘플들을 필터링하는 피드-포워드 필터(FFF) 및 피드백 경로 상에서 유한한 수의 이전에 검출된 심볼들을 필터링하는 피드백 필터(FBF)로 구현된다. 피드-포워드 및 피드백 필터들은 FIR 필터로서 각각 구현될 수 있다. 어떤 피드백 필터도 갖지 않는(즉, 인에이블된 피드-포워드 필터만을 갖는) DFE는 LE와 동일한 구조를 갖는다.

도 3은 도 2의 등화기(230)에 대한 특정 실시예인 적응 등화기(230a)의 블록 다이어그램이다. 본 실시예에서, 적응 등화기(230a)는 (1) DFE나 LE 중 어느 하나를 구현하기 위해 구성될 수 있는 필터 유닛(308), 및 (2) DFE에 대한 품질 메트릭을 결정하고 DFE 및 LE에 대한 계수를 또한 유도하는 적응 유닛을 구비한다. 필터 유닛(308)은 피드-포워드 필터(310), 피드백 필터(320), 합산기(312), 및 슬라이서(314)를 구비한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 수신기 유닛(154)으로부터의 데이터 샘플들은 피드-포워드 필터(310)에 제공되고, 상기 피드-포워드 필터(310)는 특정 필터 응답으로 상기 데이터 샘플들을 필터링하여 필터링된 심볼을 제공한다. m부터 n까지의 인덱스들의 변화는 샘플 레이트로부터 심볼 레이트까지의 가능한 레이트 변화를 나타내기 위해 사용된다. 데이터 샘플들의 샘플 레이트는 필터링된 심볼의 심볼 레이트와 동일할 수 있거나 또는 그렇지 않을 수 있다.

합산기(312)는 피드-포워드 필터(310)로부터의 필터링된 심볼및 피드백 필터(320)로부터의 왜곡 추정치를 수신하고 합산하여 등화된 심볼들을 제공한다. 이러한 등화된 심볼들은 통신 채널을 통해 송신기 시스템으로부터 수신기 시스템으로 전송되는 심볼들의 추정치들이다. 등화된 심볼들은 적응 등화기(230a)에 의해 제거되지 않은 채널 잡음 및 다른 왜곡들(예컨대, 삭제되지 않은 ISI) 외에도 상기 전송된 심볼들을 포함한다.

슬라이서(314)는 등화된 심볼들을 수신하여 "슬라이싱"함으로써 검출된 심볼들을 제공한다. 슬라이싱은 통상적으로 전송된 심볼들을 유도하기 위해 사용되는 동일한 신호 배열에 기초하여 수행된다. 따라서, 검출된 심볼들은 변조된 신호를 생성하기 위해 송신기에서 신호 컨디셔닝을 하기에 앞서 송신기 시스템에서의 변조 심볼들의 추정들이다. 등화된 심볼또는 검출된 심볼은 추가적인 처리를 위해서 복조기/디코더(232)에 제공될 수 있다.

피드백 필터(320)는 특정 필터 응답으로 상기 검출된 심볼들을 수신하여 필터링함으로써 왜곡 추정치를 제공하고, 상기 왜곡 추정치는 ISI 및 다른 현상으로 인해 상기 필터링된 심볼들의 왜곡 추정치이다.

적응 유닛(330)은 등화된 심볼들및 어쩌면 검출된 심볼들을 수신한다. 다음으로, 적응 유닛(330)은 피드-포워드 필터(310)를 위한 필터 계수 세트F _i 및 피드백 필터(320)를 위한 다른 필터 계수 세트B _k 를 결정한다. 도 3에 도시된 실시예서, 적응 유닛(330)은 신호-대-잡음+간섭 비율(SNR) 추정기(332) 및 계수 계산 유닛(334)을 포함한다. SINR 추정기(332)는 등화기 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하는데, 그것은 등화된 심볼의 SINR에 관련될 수 있다. 적응 유닛(230a)은, 아래에서 설명되는 바와 같이, 상기 품질 메트릭에 기초하여 DFE나 LE 중 어느 하나를 구현하도록 구성될 수 있다.

계수 계산 유닛(334)은 어떤 등화기가 적응 등화기(230a)에 의해 결정되는지에 따라 DFE나 LE를 위한 필터 계수를 결정한다. 계수 계산 유닛(334)은 하나 이상의 기준에 기초하여 적절한 값들로 필터 계수들을 적응시키는 하나 이상의 알고리즘들을 구현한다. 예컨대, 필터 계수들은 알려진 심볼들(예컨대, 파일롯 심볼들)과 이러한 심볼들의 등화기의 추정치 사이의 평균 제곱 에러(MSE)를 최소화하는 기준에 기초하여 적응될 수 있다. 적응 MMSE 알고리즘들에 대한 두가지 공통된 예로는 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘과 반복적인 재귀 최소 제곱(RLS) 알고리즘이있다. 동일한 수의 필터 탭들에 대해서, RLS 알고리즘을 사용하여 업데이팅된 등화기는 통상적으로 LMS 알고리즘을 사용하여 업데이팅된 등화기보다 더 빨리 커버리지한다. 그러나, RLS 알고리즘은 구현하는데 있어 더 복잡한다.

등화기(230a)의 엘리먼트들이 아래에서 더 상세히 설명된다.

도 4는 도 3에서 피드-포워드 필터(310)의 실시예인 피드-포워드 필터(310a)의 블록 다이어그램이다. 본 실시예에서, 피드-포워드 필터(310a)는 N_f개의 탭들을 갖는 FIR 필터로 구현된다. 각각의 탭은 특정 샘플 기간 동안의 데이터 샘플에 상응한다. N_f개의 탭들 중 하나는 "커서" 탭으로서 지정되는데, 상기 커서 탭은 현재 심볼 기간에 상응하는 것으로 지정된 데이터 샘플에 상응한다. 커서 탭을 위한 데이터 샘플은 커서 샘플로 지칭된다. 다음으로, N_f개의 탭들은 N_fa개의 반-인과 탭들, N_fc개의 인가 탭들, 및 커서 탭을 포함할 것이다(즉, N_f=N_fa+N_fc+1). 반-인관 탭은 커서 샘플 이후에(또는 그 보다 늦게) 도착하는 상응하는 데이터 샘플이다. 인과 탭은 커서 샘플 이전에(또는 그 보다 앞서) 도착하는 상응하는 데이터 샘플이다.

도 4에 도시된 바와 같이, 데이터 샘플들 x[m]은 다수의 (N_f-1) 지연 엘리먼트들(410b 내지 410n)에 제공된다. 각각의 지연 엘리먼트(410)는 한 샘플의 지연 기간(T_sam)를 제공한다. 탭들 중 하나는 커서 탭으로 표기된다. N_fa개의 반-인과 탭들이 커서 탭의 좌측에 위치되고, N_fc개의 인과 탭들이 커서 탭의 우측에 위치된다. 입력 데이터 샘플 x[m] 및 지연 엘리먼트들(410b 내지 410n)로부터의 출력들은 N_f개의 탭들에 대한 데이터 샘플들(즉, FIR 필터의 컨텐츠)을 총괄적으로 나타낸다.

각각의 심볼 기간 동안에, N_f개의 탭들에 대한 데이터 샘플들이 곱셈기(412a 내지 412n)에 제공된다. 각각의 곱셈기(412)는 상기 데이터 샘플은 x_i[n]으로 표기되는 각각의 데이터 샘플을 수신하고, 또한 각각의 필터 계수 F_i를 수신하는데, 여기서 i는 탭 인덱스이고 i=N_fa...-1,0,1,...N_fc이다. 각각의 곱셈기(412)는 수신된 데이터 샘플 x_i[n]을 수신된 계수 F_i에 곱함으로써 상응하는 스케일링된 샘플을 제공한다. 다음으로, 곱셈기(412a 내지 412n)로부터의 N_f개의 스케일링된 샘플들은 덧셈기(414b 내지 414n)에 의해 합산됨으로써 그 심볼 기간 동안에 필터링된 심볼을 제공한다.

상기 필터링된 심볼은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(1)

여기서, (F_i)^*는 F_i의 공액-복소수를 나타낸다. 식(1)에 제시된 바와 같이, 만약 커서 탭이 인덱스 i=0로 표기된다면, N_f개의 데이터 샘플들에 걸쳐 합산이 수행되는데, 상기 N_f개의 데이터 샘플들은 N_fc개의 인과 샘플들, N_fa개의 반-인과 샘플들, 및 커서 샘플을 포함한다. 만약 통신 채널이 어떤 ISI도 유도하지 않는다면, 단지 커서 탭(즉, i=0)만이 필터링된 심볼을 제공하기 위해 필요할 것이다.

만약 피드-포워드 필터가 "심볼-이격"된다면, 각각의 지연 엘리먼트(410)는 한 심볼의 지연 기간(T_sym)를 제공한다. 이 경우에, 인덱스 m 및 n 모두는 심볼 기간을 나타내고 x[n]=x[m]이다. 다음으로, i번째 탭의 데이터 샘플은 x_i[n]=x[n-i+D]로 표현될 수 있으며, 여기서 D는 커서 샘플이 피드-포워드 필터 내의 원하는 탭 위치에 있도록 적절하게 선택된 지연 크기이다.

만약 피드-포워드 필터가 "샘플-이격"된다면, 각각의 지연 엘리먼트(410)는 한 샘플 지연 기간(T_sam)을 제공한다. 이 경우에, 인덱스 m은 샘플 기간을 나타내고, 인덱스 n은 심볼 기간을 나타낸다. i번째 탭에 대한 데이터 샘플은x _i[n]=x[m-i+D]로 표기될 수 있는데, 여기서 D 역시 커서 샘플이 피드-포워드 필터 내의 원하는 탭 위치에 있도록 적절하게 선택되는 지연 크기이다.

피드-포워드 필터(310a)는 필터가 샘플-이격되는지 또는 심볼-이격되는지 여부에 상관없이 각각의 심볼 기간 동안에 하나의 필터링된 심볼을 제공한다. 샘플-이격된 피드-포워드 필터에 있어서, 각각의 데이터 샘플 x[m]은 각각의 심볼 기간 동안에 R개의 지연 엘리먼트들에 의해 시프트되는데, 여기서 R은 심볼 레이트 대 샘플 레이트의 비율이다. 예컨대, 만약 샘플 레이트가 심볼 레이트의 두 배라면,각각의 데이터 샘플 x[m]은 각각의 심볼 기간 동안에 두 지연 엘리먼트들(410)에 의해서 우측으로 시프트되고, 필터링된 한 심볼이 두 샘플 기간마다 유도된다.

도 5는 도 3에서 피드백 필터(320)의 실시예인 피드백 필터(320a)의 블록 다이어그램이다. 본 실시예에서, 피드백 필터(320a)는 N_b개의 탭들을 갖는 FIR 필터로 구현된다. 피드백 필터(320a)는 N_b개의 앞서 검출된 심볼들(내지)에 대해 동작하여 현재 심볼 기간 동안의 왜곡 추정치를 제공한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 검출된 심볼들은 다수의 (N_b) 지연 엘리먼트들(510a 내지 510m)에 제공된다. 각각의 지연 엘리먼트(510)는 한 심볼 지연 기간(T_sym)를 제공한다. 각각의 심볼 기간 동안에, 지연 엘리먼트들(510a 내지 510m)로부터의 출력들(N_b개의 탭들에 대한 검출된 심볼을 나타냄)이 곱셈기(512a 내지 512m)에 각각 제공된다. 각각의 곱셈기(512)는로 표기되는 각각의 검출된 심볼을 수신하며, 또한 각각의 계수 B_k를 수신하는데, 여기서 k는 탭 인덱스이고 k=1, 2,...N_b이다. 각각의 곱셈기(512)는 수신된 심볼과 상기 수신된 계수 B_k를 곱함으로써 상응하는 스케일링된 심볼을 제공한다. 다음으로, 곱셈기들(512a 내지 512m)로부터의 상기 N_b개의 스케일링된 심볼은 덧셈기(514a 내지 514m)에 의해서 합산됨으로써 그 심볼 기간 동안의 왜곡 추정치를 제공한다.

상기 왜곡 추정치는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(2)

일반적으로, 피드-포워드 및 피드백 필터들은 임의의 수의 탭들로 각각 구현될 수 있다. 더 많은 탭들은 이러한 필터들이 수신된 신호의 주파수 왜곡을 더 잘 정정하면서 또한 더 큰 시간 오프셋들을 갖는 다중경로들을 더 잘 처리할 수 있게 한다. 그러나, 더 많은 탭들은 증가된 복잡도에 상응할 수록, 탭들을 적응시키는데 더 많은 계산이 필요하며 또한 어쩌면 더 긴 수렴 시간이 걸린다. 따라서, 탭들의 수는 설계시의 선택사항이며, 에컨대 비용, 성능, 복잡도 등과 같은 다수의 인자들에 기초하여 선택된다.

각각의 심볼 기간 동안에, 합산기(312)는 필터링된 심볼과 왜곡 추정치를 수신하여 합산함으로써 그 심볼 기간 동안에 등화된 심볼를 제공한다. 상기 등화된 심볼은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(3)

합산기(312)는 상기 등화된 심볼을 슬라이서(314)에 제공하고, 상기 슬라이서(314)는 상응하는 검출된 심볼을 제공하기 위해서 각각의 등화된 심볼을 슬라이싱한다. 각각의 등화된 심볼은 송신기 시스템으로부터 전송되는 변조 심볼의 추정치이고, 슬라이서(314)는 변조 심볼을 유도하기 위해 송신기 시스템에서 사용되는 동일 신호 배열에 기초하여 상기 등화된 심볼을 슬라이싱한다. M-ary 변조 방식을 위한 신호 배열은 2^M신호 포인트들이다. 각각의 신호 포인트는 특정 M-비트 값과 연관되며, 그 M-비트 값에 대해 전송될 변조 심볼에 상응한다. 전송되는 변조 심볼은 채널 잡음에 의해서 열화되며, 또한 ISI 및 다른 현상에 의해서 왜곡된다. 수신기 시스템에서, 전송된 심볼에 대한 수신된 심볼(등화 이후)은 신호 배열에 있어서 동일한 포인트에 위치하기 쉽지 않다. 각각의 등화된 심볼에 대해서, 슬라이서(314)는 통상적으로 신호 배열 상의 특정 위치에 상기 등화된 심볼을 매핑시키며, 이어서 상기 등화된 심볼의 위치에 가장 가까운 그 신호 배열 상의 신호 포인트에 상응하는 변조 심볼을 제공한다. 이러한 변조 심볼은 등화된 심볼에 대한 검출된 심볼을 나타낸다.

등화된 심볼은 통상적으로 동상 성분 및 직교위상 성분을 갖는 복합 심볼이기 때문에, 슬라이서(314)는 각각의 성분에 대해 슬라이싱을 각각 수행할 수 있다. 다음으로, 검출된 심볼은 슬라이싱된 동상 및 직교위상 성분들을 포함할 것이다.

도 3을 다시 참조하면, 적응 유닛(330)은 점선으로 도시된 바와 같이 등화된 심볼및 어쩌면 검출된 심볼을 수신한다. 다음으로, 적응 유닛(330)은 특정 적응 알고리즘에 기초하여 피드-포워드 필터(310) 및 피드백 필터(320)를 위한 계수들을 유도하고 업데이팅하는데, 상기 특정 적응 알고리즘은 LMS(least mean square) 알고리즘, NLMS(normalized least mean square) 알고리즘, RLS(recursive least square) 알고리즘, DMI(direct matrix inversion) 알고리즘, 또는 일부 다른 적응 알고리즘일 수 있다. LMS, NLMS, RLS, 및 DMI 알고리즘들(직접적으로 또는 간접적으로)은 등화된 심볼들과 예상된 심볼들 y[n]간의 MSE(mean square error)를 최소화하려 한다.

심볼 레이트 e[n]은 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(4)

평균 제곱 에러는 다음과같이 표현될 수 있으며:

식(5)

여기서,는 α의 예상값이다.

많은 통신 시스템들에서, 수신기에 통보되는 파일롯 심볼들은 수신기에서 계수들의 적응을 가능하게 하기 위해 프레임의 일부분 동안에 전송된다. 만약 계수적응이 파일럿 심볼들이 전송되는 기간들 동안에 수행된다면, 파일롯 심볼들은 예상된 심볼들이다. 추가적으로 또는 대안적으로, 데이터가 전송되는 기간들 동안에 적응이 수행될 수 있다. 이 경우에, 심볼 에러가로서 유도될 수 있고, 여기서 검출된 심볼들은 예상된 심볼들로서 사용된다.

LMS, RLS, 및 DMI 알고리즘에 기초하여 FIR 필터를 위한 계수들을 유도하는 것이 아래에서 설명된다. 다음의 유도에 있어서,은 FIR 필터의 컨텐츠(즉, FIR 필터의 모든 탭들에 대한 샘플들 또는 심볼들)를 나타내고,는 FIR 필터에 대한 계수들의 벡터를 나타내며, e[n]은 필터 출력과 예상된 값들 사이의 에러를 나타내는데, 그것들 모두는 n-번째 심볼 기간 동안에 주어진다.

LMS 알고리즘에 있어서, 그 다음 심볼 기간(n+1) 동안의 업데이팅된 계수들은 다음과 같이 계산될 수 있고:

식(6)

여기서, Δ는 단위가 없는 스텝-크기 파라미터이다. LMS 알고리즘을 위한 스텝-크기 파라미터는 적응 속도와 잘못된 조정 에러(초과 MSE로도 지칭됨) 사이의 절충을 제어한다. 만약 스텝 크기가 너무 크게 세팅된다면, 알고리즘은 커버리지할 수 없다. 대안적으로, 만약 스텝 크기가 너무 작다면, 알고리즘은 너무 느리게 커버리지할 수 있다.

스텝 크기는 고정될 수 있거나 또는 다이내믹하게 조정될 수 있다. 예컨대,스텝 크기는 너무 큰 에러가 존재할 수 있을 경우에는 조기 적응 스테이지 동안에 더 큰 값으로 세팅될 수 있고, 너무 작은 에러가 존재할 수 있을 경우에는 나중 적응 스테이지 동안에 더 작은 값으로 세팅될 수 있다. 동일한 스텝 크기가 모든 계수들을 위해 사용될 수 있다. 대안적으로, 상이한 스텝 크기들이 상이한 계수들을 위해 사용될 수 있다. 예컨대, 커서 탭을 위한 계수는 통상적으로 더 크고, 더 큰 스텝 크기가 이러한 계수들을 위해 사용될 수 있는 반면에, 나머지 탭들을 위한 계수들은 더 작을 수 있고, 더 작은 스텝 크기가 이러한 계수들을 위해 사용될 수 있다.

RLS 알고리즘에 있어서, 그 다음 심볼 기간 동안의 업데이팅된 계수들은 다음과 같이 계산될 수 있고:

식(7)

여기서, λ는 메모리 가중 인자(통상적으로, 0.95 < λ≤1.0)이다.

는의 에르미트 전치(Hermitian transpose)(즉, 복소 공액 및 전치)이다.

은 이득 벡터이다.

은 역상관 행렬이다.

는 단위 행렬(즉, 대각선을 따라 1이고 그 외에는 0인 행렬)이다.

초기에,은이고, 여기서 δ는 작은 양의 수(예컨대, δ=0.001)이다.

DMI 알고리즘에 있어서, 그 다음 심볼 기간 동안의 업데이팅된 계수들은 다음과 같이 N개의 샘플들로 계산될 수 있다:

식(8)

여기서,은 FRI 필터 컨텐츠들의 자기상관 행렬의 추정치이고,은 상기 필터 컨텐츠들 및 예상된 출력 y[n]의 상호-상관 벡터이다. 추정치들및은 여러 (어쩌면 불연속적인) 시간 구간들 동안 샘플들에 기초하여 계산될 수 있다. 식(8)에서의 역행렬이 단지 필요할 때만 수행될 수 있다.

LMS, NLMS, RLS, DMI, 및 다른 적응 알고리즘들은 Simon Haykin의 저서인 "Adaptive Filter Theory"(3rd edition, Prentice Hall, 1996)와 B.Widrow 및 S.D.Sterns의 저서인 "Adaptive Signal Processing"(Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, N.J.,1986)에 더 상세히 설명되어 있다. 이러한 책들의 관련 부분들은 본 명세서에서 참조된다.

특정 실시예에 있어서, 피드-포워드 필터(310) 및 피드백 필터(320)를 위한계수들은 LMS 알고리즘에 기초하여 업데이팅된다. LMS 적응을 위해서, 피드-포워드 필터를 위한 업데이팅된 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있고:

, i=N_fa...-1,0,1,...N_fc인 경우 식(9)

피드백 필터를 위한 업데이팅된 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

, k=1,2,...N_b인 경우 식(10)

식(9) 및 (10)에 제시된 바와 같이, 동일한 심볼 에러 e[n] 및 동일한 스텝 크기 Δ는 피드-포워드 및 피드백 필터들 모두를 업데이팅하기 위해 사용될 수 있다. 심볼 에러 e[n]은 통보된 심볼들(예컨대, 파일롯 심볼들), 이 경우에는 식(4)에 제시된이나 검출된 심볼들, 이 경우에는에 기초하여 유도될 수 있다. 상이한 스텝 크기들은 피드-포워드 및 피드백 필터들을 위해서도 또한 사용될 수 있다.

DFE는 특정 동작 상황 하에서 향상된 성능을 제공할 수 있다. 특히, DFE의 피드백 필터는 왜곡 추정치를 유도하기 위해 사용되는 심볼들이 정확할 경우에 잡음의 증가없이 포스트-커서 ISI를 제거할 수 있다. 포스트-커서 ISI는 커서 심볼 이후에 수신되는 심볼들의 ISI 왜곡을 나타낸다. 만약 피드백 필터에 제공되는 검출된 심볼들이 신뢰적이라면, DFE가 일반적으로 LE보다 더 나을 것이다.

그러나, 비코딩된 심볼 에러 레이트가 높을 때, DFE의 성능은 에러 전파가 발생한다. 특히, 만약 피드백 필터에 제공되는 검출된 심볼들의 에러 레이트가 높다면, 왜곡 추정치들은 부정확한 심볼들로 인해 정확하지 않을 것이다. 왜곡 추정치들의 에러 자체는 후속해서 검출되는 심볼들에 대해 에러를 발생시킬 가능성을 일반적으로 증가시키는 추가적인 왜곡의 역할을 한다.

코딩된 통신 시스템에 있어서, 검출된 심볼들은 디코딩된 데이터를 제공하기 위해서 추가적으로 처리된다(예컨대, 디인터리빙 및 디코딩). 이어서, 디코딩된 데이터는 재인코딩되고 재변조됨으로써 재변조된 심볼들을 제공할 수 있다. 검출된 심볼들과 유사하게, 재변조된 심볼들도 또한 전송된 심볼들의 추정치들이지만, 통상적으로 에러 정정 코드로 인해 더 낮은 심볼 에러 레이트를 갖는다. 이어서, 재변조된 심볼들이 검출된 심볼들 대신에 피드백 필터에 제공될 수 있다. 그러나, 심볼들을 디코딩하고, 재-인코딩하며, 재변조하기 위한 추가 지연은 통상적으로 너무 크고, 피드백 필터에 제공되는 심볼들은 (비코딩된)검출된 심볼들이다.

본 명세서에서는 등화기 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하고, 상기 품질 메트픽에 따라 사용하기 위한 DFE나 LE 중 어느 하나를 선택하며, 선택된 등화기를 위한 필터 계수들을 효율적으로 결정하기 위한 기술들이 제공된다. 이러한 기술들은 상기 품질 메트릭이 충분히 높을 때(예컨대, 검출된 심볼들의 에러 레이트가 충분히 낮을 때)는 수신된 신호를 등화시키기 위해 DFE를 유리하게 선택하고 또한 상기 품질 메트릭이 낮을 때는 LE를 유리하게 선택하기 위해 사용될 수 있다.

도 6은 등화기 출력에 대한 품질 메트릭에 따라 사용하기 위한 DFE나 LE 중 어느 하나를 선택하는 처리(600)의 실시예에 대한 흐름도이다. 본 실시예에서, 적응 등화기는 임의의 정해진 순간에 DFE나 LE 중 어느 하나를 구현할 수 있다. 도3을 참조하면, 적응 등화기(230a)는 피드-포워드 필터(310)와 피드백 필터(320) 양쪽 모두를 인테이블시킴으로써 DFE를 구현할 수 있으며, 피드-포워드 필터를 인에이블시키고 피드백 필터를 디스에이블시킴으로써 LE를 구현할 수 있다.

도 6에 도시된 실시예에서, DFE는 초기에 선택되고, 상기 DFE의 계수들은 피드백-포워드 필터를 위한 파라미터들 N_fa및 N_fc와 피드백 필터를 위한 파라미터 N_b에 따라 적응된다(단계 612). 상기 계수들은 LMS 알고리즘을 사용하여 그리고 식(9) 및 (10)에 제시된 바와 같이 적응될 수 있다.

특정 시간이 경과된 이후에, DFE 출력에 대한 품질 메트릭이 결정된다. 실시예에서, 품질 메트릭은 등화된 심볼들의 SINR에 관련된다. SINR을 추정하기 위해서(단계 614), 등화된 심볼들과 예상된 심볼들간의 MSE(mean square error)가 먼저 다음과 같이 계산되는데:

식(11)

여기서, L은 MSE를 제공하기 위해서 에러가 누적되는 심볼들의 수이다. 또한 등화된 심볼들과 검출된 심볼들간에 평균 제곱 에러가 결정되는데(), 이러한 심볼들이 수신기에 통보되지 않는 경우에 그러하다. 통상적으로, 평균 제곱 에러는 MSE 값의 원하는 레벨의 확신을 달성하기 위해 충분한 수의 심볼들에 걸쳐 평균된다. 대안적인 실시예들에서, MSE는 또한의 평균(예컨대, 선형 평균, 지수 평균 등)에 대한 임의의 적합한측정치일 수 있다.

변조 심볼들(즉, 신호 배열의 심볼들)의 편차는 또한 다음과 같이 계산될 수 있다:

식(12)

다음으로, 등화된 심볼들의 SINR은 등화된 심볼 편차 및 평균 제곱 에러에 기초하여 다음과 같이 결정될 수 있다:

식(13)

상기 SINR은 도 3에서 SINR 추정기(332)에 의해 결정될 수 있다.

DFE 출력의 SINR은 특정 시간이 경과한 이후에 결정된다. 상기 경과 시간은 초기 트레이닝 기간으로 지칭되는데, 상기 초기 트레이닝 기간은 등화기 계수들을 적응시키기 위해 이용가능한 전체 트레이닝 기간의 일부이다.

초기 트레이닝 기간 동안에 DFE 출력의 SINR은 프레임의 데이터 부분 동안에 DFE 출력의 SINR을 예측하는데 사용될 수 있다. 상기 예측된 SINR은 통신 채널이 트레이닝 기간과 데이터 부분사이에서 적절하게 변하지 않는 경우에 정확할 것이다. 트레이닝 기간 동안에 사용되는 신호 배열은 데이터 부분을 위해 사용되는 신호 배열과 동일할 수 있거나 또는 그렇지 않을 수 있다. 만약 상기 배열이 상이하다면, 예측된 SINR은 상기 차이를 고려하기 위해 적응될 수 있다. SINR의 조정 크기는 컴퓨터 시뮬레이션, 실험에 입각한 측정치들, 또는 어떤 다른 수단들에 의해서 결정될 수 있다.

실시예에서, 프레임의 데이터 부분에 대한 예측된 SINR은 데이터 부분 동안에 슬라이서 에러 레이트(SLER)에 매핑된다. 상기 SLER은 DFE에서 에러 전파를 고려한다. 상기 매핑은 SLER들 대 SINR들의 표에 기초하여 달성될 수 있다. 상기 표는 컴퓨터 시뮬레이션, 실험에 입각한 측정치들, 또는 어떤 다른 수단에 기초하여 각각의 신호 배열에 대해 유도될 수 있다.

다음으로, 데이터 부분 동안에 피드백 필터에 제공되는 검출된 심볼의 예측된 SINR이 임계 SLER보다 작은지 여부에 대한 결정이 이루어진다(단계 618). DFE는 에러 전파가 발생하기 때문에, DFE는 예측된 SLER이 충분히 낮을 경우에만 사용하기 위해 선택되는데, 그 이유는 에러 전파가 이 경우에는 무시가능할 것이기 때문이다. 그렇지 않고 예측된 SLER이 높을 경우에는 LE가 사용하기 위해 선택된다. 상기 임계 SLER은 적응 등화기가 사용되는 통신 시스템에 대한 여러 파라미터들에 기초하여 선택될 수 있다. 이러한 파라미터들은 예컨대 데이터 패킷들의 길이들, 필터들의 크기들, 심볼들을 유도하기 위해 사용되는 신호 배열들 등을 포함할 수 있다. 상기 임계 SLER은 컴퓨터 시뮬레이션, 실험에 입각한 측정치들, 또는 어떤 다른 수단에 기초하여 결정될 수 있다. DFE에 비해 LE의 사용을 유리하게 하기 위해서 임계 SLER에 대한 보존(또는 더 작은) 값이 선택될 수 있다.

만약 단계(618)에서 상기 예측된 SLER이 상기 임계 SLER보다 작다고 결정되면, 프레임의 데이터 부분 동안에 사용하기 위해 DFE가 선택된다(단계 620). 다음으로, 피드-포워드 및 피드백 필터들을 위한 계수들의 적응이 트레이닝 기간 동안에 나머지에 대해 계속됨으로써 이러한 계수들을 더욱 향상시킨다(단계 624). DFE 계수들의 적응은 트레이닝 기간이 끝날 때나 또는 DFE가 데이터 부분 동안에 데이터 샘플들을 등화시키기 위해 사용될 때 멈출 수 있다. 대안적으로, DFE 계수들의 적응은, 심지어 DFE가 데이터 부분 동안에 데이터 샘플들을 등화시키기 위해 사용될 때에도, 통보된 심볼들 대신에 검출된 심볼들을 사용하여 계속될 수 있다. 어느 한 경우에, DFE는 데이터 부분 동안에 데이터 샘플들을 등화시키기 위해서 사용된다(단계 626).

대안적으로, 단계(618)로 돌아가서, 만약 예측된 SLER이 임계 SLER보다 크거나 또는 같다면, 프레임의 데이터 부분 동안에 사용하기 위해 LE가 선택된다(단계 630). 도 3에 도시된 등화기 구조에 있어서, LE는 피드백 필터(320)를 디스에이블시킴으로써 구현될 수 있다. 이는 피드백 필터 계수들을 0으로 세팅하거나(즉, B_k=0.0, 모든 k에 대해) 또는 피드백 필터 길이를 0로 함으로써(즉, N_b=0) 달성될 수 있다. 실시예에서, 피드-포워드 및 피드백 필터들의 계수들은 LE를 위한 FIR 필터의 계수들에 대한 초기 값을 유도하기 위해서 사용된다(단계 632). LE를 위한 초기 계수들의 유도는 아래에서 더 상세히 설명된다. 또 다른 실시예에서, LE의 계수들은 피드-포워드 필터의 계수들에만 기초하여 유도된다. LE FIR 필터의 길이는 양호한 성능을 제공하도록 또한 선택될 수 있다. 다음으로, 트레이닝 기간의나머지 기간은 (DFE 계수들이 아닌)LE 계수들을 적응시키기 위해 사용된다(단계 634). 또한, LE 계수들의 적응은 (1) 트레인 기간이 끝났을 때나 또는 LE가 데이터 부분 동안에 데이터 샘플들을 등화시키기 위해 사용될 때 멈출 수 있거나, (2) 심비어 LE가 사용될 때도 계속될 수 있다. 어느 한 경우에, LE는 데이터 부분 동안에 데이터 샘플들을 등화시키기 위해서 사용된다(단계 636).

도 6에 대한 위의 설명에서, 예측된 SLER은 데이터 부분 동안에 DFE나 LE 중 어느 하나를 선택하기 위해 사용된다. 등화기를 선택하기 위해 다른 품질 메트릭들이 또한 사용될 수도 있는데, 이는 본 발명의 범위 내에 든다. 예컨대, 추정된 SINR이 또한 SINR 임계치에 비교될 수 있으며 등화기를 선택하기 위해 사용될 수 있다. 다른 예에서는, 등화된 심볼들과 검출된 심볼들간의 평균 제곱 에러(즉,)나 등화된 심볼들과 파일롯 심볼들과 같은 통보된 심볼들간의 평균 제곱 에러(즉,)가 평균 제곱 에러 임계치와 비교되어 등화기를 선택하는데 사용될 수 있다.

위의 설명에 있어서는, 임의의 정해진 순간에 DFE나 LE 중 어느 하나를 구현할 수 있는 적응 등화기가 DFE를 처음에 구현하기 위해 사용된다. 다음으로, DFE 출력의 품질이 초기 트레이닝 기간이 끝날 때 결정되고 임계값에 비교된다. 대안적으로, 적응 등화기는 DFE 및 LE 양쪽 모두를 동시에 구현하는 성능을 갖도록 설계될 수 있다. 이러한 설계에 있어서, DFE 및 LE 양쪽 모두는 초기 트레이닝 기간 동안에 적응될 수 있다. 다음으로, 트레이닝 기간이 끝날 때 DFE 및 LE 양쪽 모두에 대해서 품질 메트릭이 결정될 수 있고, 더 나은 품질 메트릭을 갖는 등화기가 사용하기 위해 사용될 수 있다.

일양상에 있어서, LE를 위한 FIR 필터의 계수들이 DFE를 위한 피드-포워드 및 피드백 필터들의 계수들에 기초하여 초기에 유도(또는 근사화)될 수 있다. 전체 트레이닝 기간은 통상적으로 유한적인 지속기간이고 이러한 트레이닝 기간의 일부분이 DFE를 초기에 적응시키기 위해서 사용되기 때문에, 짧아진 시간 기간만이 LE 계수들을 적응시키는데 이용가능할 수 있다. 짧아진 트레이닝 기간을 통해, LE 계수들을 위해 적절하게 선택된 초기 값 세트는 트레이닝 기간이 끝날 때 이러한 계수들의 품질을 상당히 향상시킬 수 있다.

도 7은 슬라이서를 포함하고 있지 않은 DFE(700)의 간단한 모델에 대한 블록 다이어그램이다. 상기 DFE는 피드-포워드 필터(710), 피드백 필터(720), 및 합산기(712)를 구비한다.

DFE 모델에 있어서, 피드-포워드 및 피드백 필터들은 각각 심볼-이격된 FIR 필터로 구현된다. 피드-포워드 필터(710)는 F(z)인 z-도메인 필터 응답을 가지며 현재 및 이전 입력 샘플들 X(z)에 대해 동작하고, 피드백 필터(720)는 B(z)인 z-도메인 필터 응답을 가지며 이전 등화된 샘플들 Y(z)에 대해 동작한다. 피드백 필터의 필터 응답은 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(14)

여기서, z^-k는 k 심볼 기간들의 지연을 나타내고, B_k는 k번째 필터 탭을 위한 계수이다.

DFE(700)으로부터의 등화된 샘플 Y(z)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(15)

식(15)에서 항들을 재정렬하면, 상기 등화된 샘플은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(16)

LE로부터의 등화된 샘플은 다음과 같이 표현될 수 있다:

Y(z)=X(z)L(z) 식(17)

여기서, L(z)은 LE에 대한 FIR 필터의 필터 응답이다.

따라서, LE에 대한 필터 응답은 식(16) 및 (17)을 결합함으로서 DFE에 대한 피드-포워드 및 피드백 필터들의 필터 응답으로부터 다음과 같이 유도될 수 있다:

식(18)

식(18)은 LE를 위한 계수들을 유도하기 위해 여러 방법들을 통해서 해결될 수 있다. 식(18)을 효율적으로 근사화할 수 있는 한 방법에 있어서, N_b피드백 필터 계수들 중 첫번째 N_m계수들(N_m≤N_b)이 다음과 같이 멱급수들(power series)을 형성하기 이해 사용된다:

식(19)

M(z)은 유한한 수의 항들을 가질 수 없기 때문에, 생략된(truncated) 멱급수가 N_d항들 다음의 멱급수 M(z)를 생략시킴으로써 형성될 수 있다. 상기 생략된 멱급수는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(20)

다음으로, LE 계수들에 대한 초기 값들이 다음과 같이 유도될 수 있다:

식(21)

통상적으로, N_m및 N_d는 고정된 값이고, 이 경우에의 계산은 B₁, B₂,...,B_Nm의 고정된 함수이다. 특정 예로서, 만약 N_m=2라면, 첫번째 두 피드백 필터 탭들에 대한 계수들이 고려된다. 그리고, 만약 N_d=3이라면, 멱급수 M(z)가 제 3 항 이후에 생략된다. 긴 제법(long division)을 사용함으로서, 본 예에 대한 생략된 멱급수가 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(22)

LE에 대한 초기 필터 응답은 식(21)에 제시된 바와 같이 피드-포워드필터에 대한 필터 응답 F(z)과 생략된 멱급수를 곱함으로써 유도되기 때문에, LE 필터 응답의 길이는 생략된 멱급수와 피드-포워드 필터 응답의 합의 길이와 같다(즉, N_le=N_f+N_d). 도 3에 도시된 적응 필터 구조에 있어서, LE를 위한 FIR 필터는 피드-포워드 필터(310)를 사용하여 구현될 수 있다.

멱급수의 N_d항들은 피드백 필터의 효과를 근사화하기 위해 선택되기 때문에, 피드-포워드 필터는 N_f부터 N_f+N_d까지의 N_d탭들에 의해 증대될 수 있다. 게다가, 피드백 필터는 포스트-커서 ISI(즉, 커서 샘플 이후의 ISI 왜곡)를 제거하기 때문에, 피드-포워드 필터는 인과 방향으로 증대될 수 있다. 이는 N_fa및 커서 탭 위치를 계속해서 고정시키고, 피드-포워드 필터에서 마지막 지연 엘리먼트 이후에 N_d개의 추가적인 지연 엘리먼트들을 첨부함으로써 N_fc+N_d까지 N_fc를 증가시킴으로써 달성될 수 있다. 대안적으로, LE FIR 필터는 인과 방향, 반-인과 방향, 또는 상기 인과 및 반-인과 방향들 모두로을 위한 충분한 수의 탭들을 생략시킴으로써 N_fc+N_d미만의 탭들로 구현될 수 있다.

대안적인 실시예에서, LE를 위한 계수들은 피드-포워드 필터의 계수들에만 기초하여 유도된다. 예컨대, 피드-포워드 필터 계수들은 위에서 설명된 계산들을 구현할 필요없이 LE 계수들을 위해 직접적으로 사용될 수 있다.

사용할 특정 등화기를 선택하고 상기 선택된 등화기를 위한 필터 계수들을적응시키는 처리는, 도 6에 도시된 바와 같이, 필요할 때만 수행될 수 있다. 일실시예에서, 상기 처리는 각각이 트레이닝 기간 동안에 수행되는데, 상기 트레이닝 기간은 파일롯 심볼들이 전송되는 기간에 상응할 수 있다. 다른 실시예에서, 상기 처리는 등화기 출력의 SINR이 등화기의 재평가를 이롭게 할 정도로 충분히 크게 변할때마다 수행된다. 또 다른 실시예에서, 상기 처리는 규칙적인 시간 구간에 주기적으로 수행된다. 또 다른 실시예에서, 상기 처리는 지시받을 때마다 수행되는데, 이는 하나 이상의 정해진 이벤트들(즉, 동작 상황들이 검출된 변화)의 발생에 의해 트리거될 수 있다. 모든 이러한 실시예들에 있어서, 초기 LE 필터 계수들의 유도는, 식(21)에 제시된 바와 같이, 상기 처리가 수행될 때마다 그리고 LE가 사용되도록 선택되는 경우에만 한번 발생한다.

간략성을 위해서, 도 7에 도시되고 위에서 설명된 DFE 모델은 피드-포워드 및 피트백 필터들이 모두 심볼-이격되었다고 가정한다. 초기 LE 필터 계수들을 유도하기 위한 상기 기술들은 피드-포워드 필터가 피드백 필터에 비해 아주 작게 이격되었을 때 또한 적용될 수 있다. 예컨대, 피드-포워드 필터의 탭들은 절반 심볼 간격으로 이격되고, 피드백 필터의 탭들은 한 심볼 간격으로 이격될 수 있다(즉, T_sam=T_sym/2). 이 경우에, 계수들 세트는 피드-포워드 필터의 샘플 레이트와 동일한 샘플 레이트를 위해 피드백 필터에 대해서 초기에 결정된다. 이러한 세트는 심볼 타이밍에서 피드백 필터 계수들을 포함할 것이다. 상기 세트에서 나머지 계수들은 (1) 0으로 세팅될 수 있거나(즉, 0으로 채워짐), (2) 다른 계수들을 삽입함으로써유도될 수 있거나, (3) 어떤 다른 수단에 의해 유도될 수 있다.

등화기(예컨대, DFE나 LE)는 주파수 선택성 페이딩으로 인한 ISI를 효과적으로 감소시킬 수 있다. MMSE 등화기에 있어서, 이는 거의 통신 채널의 주파수 응답의 역인 필터 응답을 제공하는 동시에 출력 추가 잡음 및 잔여 ISI 왜곡을 포함하는 전체 잡음을 최소화하려 시도함으로써 달성된다.

본 명세서에서 설명된 등화 기술들은 여러 무선 통신 시스템들을 위해 사용될 수 있다. 예컨대, 이러한 기술들은 CDMA, TDMA 및 FDMA 통신 시스템들을 위해 사용될 수 있다. 이러한 기술들은 IEEE 표준 802.11b를 따르는 시스템들과 같은 무선 LAN 통신 시스템들을 위해서도 사용될 수 있다.

본 명세서에서 설명된 등화 기술들은 여러 수단에 의해 구현될 수 있다. 예컨대, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그것들의 결합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 상기 기술들(예컨대, FIR 필터들, 적응 유닛 등) 중 어느 하나나 또는 그것들의 결합을 구현하는데 사용되는 엘리먼트들은 하나 이상의 ASIC들(application specific integrated circuits), DSP들(digital signal processors), DSPD들(digital signal processing devices), PLS들(programmable logic devices), FPGS들(field programmable gate arrays), 프로세서들, 제어기들, 마이크로제어기들, 마이크로프로세서들, 본 명세서에 설명된 기능들을 구행하도록 설계된 다른 전자 유닛들, 또는 그것들의 결합 내에 구현될 수 있다.

소프트웨어 구현에 있어서, 등화 기술들은 본 명세서에 설명된 기능들을 수행하는 모듈들(예컨대, 절차들, 기능들 등)로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들이 메모리 유닛(예컨대, 도 1 및 3의 메모리(162))에 저장될 수 있으며 프로세서(예컨대, 제어기(160)에 의해 실행될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 프로세서의 내부에 또는 상기 프로세서의 외부에 구현될 수 있고, 이 경우에 그것은 해당 분야에 알려진 바와 같이 여러 수단을 통해 프로세서에 통신가능하도록 연결될 수 있다.

설명된 실시예들의 앞선 설명은 당업자가 본 발명을 제작하거나 사용할 수 있을 정도로 제공되었다. 본 실시예들에 대한 다양한 변경이 당업자들에게는 쉽게 자명해 질 것이고, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상이나 범위로부터 벗어나지 않고 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 본 발명은 본 명세서에 제시된 실시예들로 제한되지 않고 본 명세서에 설명된 원리들 및 신규한 특징들에 따른 가장 넓은 범위를 제공하도록 의도된다.

Claims

무선 통신 시스템에서 수신 신호를 등화시키기 위한 방법으로서,

초기 시간 기간 동안에 상기 수신 신호에 기초하여 결정 피드백 등화기(DFE)를 적응시키는 단계;

상기 DFE의 출력에 대한 품질 메트릭(quality metric)을 결정하는 단계;

만약 상기 품질 메트릭이 임계값보다 더 크다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 상기 DFE를 선택하는 단계; 및

만약 상기 품질 메트릭이 상기 임계값보다 작다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 선형 등화기(LE)를 선택하는 단계를 포함하는 수신 신호 등화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 LE가 사용을 위해 선택되는 경우에는 상기 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값을 유도하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화 방법.
제 2항에 있어서, 상기 LE가 사용하기 위해 선택되는 경우에는 상기 수신 신호를 등화시키기 위해 상기 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 LE의 계수들을 적응시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화방법.
제 1항에 있어서, 상기 DFE가 사용하기 위해 선택되는 경우에는 상기 수신 신호를 등화시키기 위해 상기 DFE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 DFE의 계수들을 적응시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 상기 DFE로부터의 등화된 심볼들과 상기 등화된 심볼들에 대해 예상되는 심볼들 사이의 평균 제곱 에러(MSE)에 관련되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 신호-대-잡음+간섭 비율(SINR)에 관련되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화 방법.
제 1항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 슬라이서(slicer)에 의해서 상기 DFE에 제공되는 검출된 심볼들의 에러 에리트에 관련되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 등화 방법.
무선 통신 시스템에서 수신 신호를 등화시키기 위한 방법으로서,

초기 시간 기간 동안에 상기 수신 신호에 기초하여 결정 피드백 등화기(DFE)를 적응시키는 단계;

상기 초기 시간 기간 이후에 상기 DFE의 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하는 단계;

만약 상기 품질 메트릭이 임계값보다 더 크다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 상기 DFE를 선택하는 단계;

상기 품질 메트릭에 기초하여 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해서 상기 DFE나 선형 등화기(LE) 중 어느 하나를 선택하는 단계: 및

만약 상기 LE가 사용되도록 선택된다면, 상기 DFE의 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값들을 유도하고, 상기 수신 신호를 등화시키기 위해서 상기 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 LE의 계수들을 적응시키는 단계를 포함하는 수신 신호 등화 방법.
무선 통신 시스템에서 사용하기에 적합한 적응 등화기로서,

결정 피드백 등화기(DFE)나 선형 등화기(LE) 중 어느 하나를 구현하도록 구성가능한 필터 유닛 - 상기 DFE나 LE는 상기 DFE의 출력에 대해 결정되는 품질 메트릭에 따라서 수신 신호를 등화시키기 위해 사용되도록 선택됨 -; 및

상기 DFE나 LE 중 어느 것이 사용되도록 선택되는지 여부에 따라서 상기 DFE나 상기 LE를 위한 계수들을 유도하도록 동작하는 적응 유닛을 포함하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 필터 유닛은 상기 DFE를 구현하도록 초기에 구현되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 10항에 있어서, 상기 DFE는 초기 시간 기간 동안에 상기 수신 신호에 기초하여 적응되고, 상기 품질 메트릭은 상기 초기 시간 기간 이후에 결정되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 11항에 있어서, 만약 상기 LE가 사용되도록 선택된다면, 상기 적응 유닛은 상기 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값들을 유도하도록 또한 동작하는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 12항에 있어서, 상기 피드백 필터 계수들의 서브세트만이 상기 LE에 대한 초기 계수 값들을 유도하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 12항에 있어서, 상기 적응 유닛은 상기 수신 신호를 등화시키기 위해 상기 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 LE의 계수들을 적응시키도록 또한 동작하는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 DFE는 피드-포워드 필터 및 피드백 필터로 구현되고,상기 LE는 피드-포워드 필터에 의해서 그리고 상기 피드백 필터를 디스에이블시킴으로써 구현되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 15항에 있어서, 상기 LE는 연장된 길이를 갖는 상기 피드-포워드 필터로 구현되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 15항에 있어서, 상기 피드-포워드 필터 및 상기 피드백 필터는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로 각각 구현되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 적응 유닛은 특정 적응 알고리즘에 기초하여 상기 DFE나 상기 LE을위한 계수들을 유도하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 18항에 있어서, 상기 적응 알고리즘은 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘인 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 적응 유닛은 예상된 심볼들에 기초하여 상기 DFE나 상기 LE을 위한 계수들을 적응시키도록 동작하는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 20항에 있어서, 상기 예상된 심볼들은 파일롯 심볼인 것을 특징으로 하는적응 등화기.
제 20항에 있어서, 상기 예상된 심볼들은 특정 신호 배열에 기초하여 슬라이서에 의해 제공되는 검출딘 심볼들인 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 적응 유닛은 상기 DFE 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 상기 DFE로부터의 등화된 심볼들과 예상된 심볼들간의 평균 제곱 에러(MSE)에 관련되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 신호-대-잡음+간섭 비율(SINR)에 관련되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
제 9항에 있어서, 상기 품질 메트릭은 슬라이서에 의해서 상기 DFE에 제공되는 검출된 심볼들의 에러 레이트에 관련되는 것을 특징으로 하는 적응 등화기.
무선 통신 시스템에서 사용하는데 적합한 적응 등화기로서,

결정 피드백 등화기(DFE)나 선형 등화기(LE) 중 어느 하나를 구현하도록 구성가능한 필터 유닛 - 상기 DFE나 LE는 상기 DFE의 출력에 대해 결정되는 품질 메트릭에 따라서 수신 신호를 등화시키기 위해 사용되도록 선택됨 -; 및

상기 DFE 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하고, 상기 DFE나 LE 중 어느 것이 사용되도록 선택되는지에 따라서 상기 DFE나 LE를 위한 계수들을 유도하며, 만약 상기 LE가 사용되도록 선택되는 경우에는, 상기 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값들을 유도하고 또한 상기 수신 수신를 등화시키기 위해서 상기 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 LE의 계수들을 적응시키도록 동작하는 적응 유닛을 포함하는 적응 등화기.
디지털 정보를 해석할 수 있는 디지털 신호 처리 장치(DSPD)에 통신가능하게 연결되는 메모리로서, 상기 정보는,

초기 시간 기간 동안에 수신 신호에 기초하여 결정 피드백 등화기(DFE)를 적응시키고;

상기 DFE의 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하고;

만약 상기 품질 메트릭이 임계값보다 더 크다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 상기 DFE를 선택하며; 및

만약 상기 품질 메트릭이 상기 임계값보다 작다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 선형 등화기(LE)를 선택하도록 하는 것인 메모리.
무선 통신 시스템에서 수신 신호를 등화시키기 위한 컴퓨터 프로그램 제품으로서,

초기 시간 기간 동안에 수신 신호에 기초하여 결정 피드백 등화기(DFE)를 적응시키기 위한 코드;

상기 DFE의 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하기 위한 코드;

만약 상기 품질 메트릭이 임계값보다 더 크다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 상기 DFE를 선택하기 위한 코드;

만약 상기 품질 메트릭이 상기 임계값보다 작다면, 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 선형 등화기(LE)를 선택하기 위한 코드; 및

상기 코드들을 저장하기 위한 컴퓨터-사용가능 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품.
결정 피드백 등화기(DFE)나 선형 등화기(LE) 중 어느 하나를 구현하도록 구성가능한 필터 유닛 - 상기 DFE나 LE는 상기 DFE의 출력에 대해 결정되는 품질 메트릭에 따라서 수신 신호를 등화시키기 위해 사용되도록 선택됨 -; 및

상기 DFE나 LE 중 어느 것이 사용되도록 선택되는지 여부에 따라서 상기 DFE나 상기 LE를 위한 계수들을 유도하도록 동작하는 적응 유닛을 포함하는 집적 회로.
무선 통신 시스템의 수신기 시스템으로서,

데이터 샘플들을 제공하기 위해 수신 신호를 처리하도록 동작하는 수신기 유닛; 및

등화된 심볼들을 제공하기 위해 상기 데이터 샘플을 처리하도록 동작하는 데이터 프로세서를 포함하고, 상기 데이터 프로세서는,

결정 피드백 등화기(DFE)나 선형 등화기(LE) 중 어느 하나를 구현하도록 구성가능한 필터 유닛 - 상기 DFE나 LE는 상기 DFE의 출력에 대해 결정되는 품질 메트릭에 따라서 수신 신호를 등화시키기 위해 사용되도록 선택됨 -; 및

상기 DFE나 LE 중 어느 것이 사용되도록 선택되는지 여부에 따라서 상기 DFE나 상기 LE를 위한 계수들을 유도하도록 동작하는 적응 유닛을 포함하는 수신기 유닛.
무선 통신 시스템의 장치로서,

임의의 정해진 순간에 결정 피드백 등화기(DFE)나 선형 등화기(LE)를 구현하기 위한 수단;

초기 시간 기간 동안에 수신 신호에 기초하여 상기 DFE를 적응시키기 위한 수단;

상기 DFE의 출력에 대한 품질 메트릭을 결정하기 위한 수단; 및

상기 품질 메트릭에 기초하여 상기 수신 신호를 등화시키는데 사용하기 위해 상기 DFE나 LE를 선택하기 위한 수단을 포함하는 장치.
제 32항에 있어서, 만약 상기 LE가 사용되록 선택된다면, 상기 DFE를 위한 피드-포워드 필터 및 피드백 필터의 계수들에 기초하여 상기 LE의 계수들에 대한 초기 값들을 유도하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 33항에 있어서, 상기 LE가 사용되도록 선택된다면, 상기 수신 신호를 등화시키기 위해서 상기 LE를 사용하기에 앞서 추가 시간 기간 동안에 상기 LE의 계수들을 적응시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.