KR20040016366A - 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치 - Google Patents

구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치 Download PDF

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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은, 입력 신호의 다른 영역에서 구간별 다항 함수를 포함하는 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치를 제공하고자 함.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 다항식 사전 왜곡 장치에 있어서, 사전 왜곡된 진폭 신호를 제공하기 위해 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 1 다항식 계수를 기반으로 입력 진폭 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 진폭 사전 왜곡 수단; 사전 왜곡된 위상 신호를 제공하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 2 다항식 계수와 상기 사전 왜곡된 진폭을 기반으로 입력 위상 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 위상 사전 왜곡 수단; 증폭된 진폭 신호 및 증폭된 위상 신호를 출력하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 사전 왜곡된 위상 신호를 증폭하기 위한 전력 증폭수단; 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 바탕으로 상기 제 1 다항식 계수를 업 데이트하기 위한 제 1 적응 수단; 및 상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 사전 왜곡된 위상 신호 및 증폭된 위상 신호를 기반으로 상기 제 2다항식 계수를 업데이트하기 위한 제 2 적응 수단을 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 고전력 증폭기 등에 이용됨.

Description

구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치{PIECEWISE POLYNOMIAL PREDISTORTION METHOD AND APPARATUS FOR COMPENSATING NONLINEAR DISTORTION OF HIGH POWER AMPLIFIER}
본 발명은 선형화 방법 및 디지털 통신 시스템의 데이터 송신에 사용되는 고전력 증폭기 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치에 관한 것이다.
최근 디지털 통신 시스템에서 주된 관심분야는 전력 효율성과 스펙트럼 효율성이다. 스펙트럼 효율성을 위해서는 더욱 선형적인 시스템을 필요로 하는 반면, 전력 효율성을 위해서는 비선형 특징을 가지는 증폭기를 사용하는 시스템이 필요 하다. 따라서 통신 시스템 엔지니어에게는 이러한 상반되는 특징을 타협할 방법을 찾는 것이 가장 중요한 과제이다.
일반적으로, 고전력 증폭기의 비선형적 특징은 입력 전력(power-in)에 대한 출력 전력(power-out) 특성 곡선으로 표현된다. 고전력 증폭기를 위한 입력 전력에 대한 출력 전력 특성 곡선은 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 변환 특성 곡선으로도 불리운다.
도1은 고전력 증폭기의 전력 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 전환 함수에서의 입력 및 출력 진폭을 나타내는 일실시예 도표이다. 고전력 증폭기의 비선형적인 특성을 나타내주는 데에는 입력 전력에 대한 출력 전력의 특징과 더불어 위상 천이 특성 곡선이 주어진다. 증폭기의 구동 레벨(drive level)에 따라 신호의 위상 천이가 생기게 되는데, 천이 특성 곡선은 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM) 변환 특성 곡선으로도 불린다.
한편, 고전력 증폭기가 포화상태에서 동작될 때 최대 전력이 얻어지므로 고전력 증폭기는 포화상태에서 동작되는 것이 이상적이다. 그러나, 고전력 증폭기의 비선형의 특징은 포화상태에서 현저한 신호 왜곡을 일으키기 때문에, 일반적으로 동작점을 백오프(back-off) 시켜서 사용하는데 이는 전력을 비효율적으로 사용하게 되는 원인이 된다.
이러한 문제점을 극복하기 위한 가장 효율적인 방법은, 고전력 증폭기를 선형화하는 것이다. 다수의 선형화 기술이 수년동안 개발 되어왔으며, 사전 왜곡 기술은 이러한 선형화 기술 중 근래에 가장 보편적으로 개발되고 있는 기술 중의 하나이다.
위에서 언급되어진 기술들은 기본적으로 비선형의 특징을 가지는 고전력 증폭기에 의해 생성된 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 및 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM)을 보상할 수 있도록 비선형 특성을 역(inverse) 변환시켜 적용하는 것을 목적으로 하고 있다.
사전 왜곡 장치는 펄스정형 필터와 고전력 증폭기사이에 위치한 비메모리 비선형 장치를 사용한다. 이러한 비선형 장치는 맵핑 사전 왜곡기(mapping predistorter), 즉 룩업테이블(look-up table)을 사용하거나 직교좌표(Cartesian) 또는 극좌표(polar)로 표현된 다항 함수를 이용하여 디지털 회로로 디자인할 수 있다.
상기 맵핑 사전 왜곡기는 다양한 차수의 비선형 기술 및 변조 기술에 적용될 수 있는 효과가 있다. 그러나, 룩업테이블(look-up table)의 크기는 용인되는 정확성을 얻기 위해 충분하게 커야 한다. 따라서, 맵핑 사전 왜곡기의 주된 단점은 룩업테이블(look-up table)의 크기가 커야 한다는 것이며 이는 긴 적응 시간을 초래한다.
그러므로, 수렴 속도를 빠르게 하고 복잡성을 줄이기 위해 수개의 적응적 다항 사전 왜곡기가 제안되어 왔다.
일예를 들어보면, 미국 특허(특허번호 6236837)인 "다항 사전 왜곡 선형화 장치, 방법, 통신 및 기지국"은 다항식을 바탕으로 한 사전 왜곡 방법에 관한 것이다. 이 특허의 핵심은 직교 다항 함수 확장을 이용하여 고전력 증폭기의 역(inverse) 특징을 근사화 시키고 확장의 계수는 직교 추정 알고리즘을 이용하여 추정한다. 상기 특허의 주된 목적은 계산의 복잡도를 줄이고 응용분야에 따라 중(中)에서 고(高) 정확도의 사전 왜곡 장치를 구현하는데 있다. 그런데, 이러한 사전 왜곡은 신호 통계 분포를 기초로 하는 직교 다항 해체를 특징으로 하며 직교 다항식을 이용하므로, 단일 비해체 다항 함수를 사용하는 방법에 비해 계산의 복잡도는 증가되는 문제점이 있다.
다른 예를 들어보면, 미국 특허(특허번호 5900778)인 "시간에 따라 변하는 선형 및 비선형 증폭기 왜곡을 보상하기 위한 적응적 페라메트릭(parametric) 신호 사전 왜곡"은 사전 왜곡 방법을 바탕으로 한 다항식에 관한 것이다. 상기 미국 특허(특허번호 5900778)에서, 사전 왜곡은 룩업테이블(look-up table)의 내용이 오프라인(off-line) 적응적 사전 왜곡에 의해 업데이트(update)되는 두 개의 룩업테이블(look-up table)을 사용하여 구현되며 고전력 증폭기의 전진(forward) 및 역(inverse) 특징은 다항 함수에 의해 근사화된다.
그런데, 상기 미국 특허(특허번호 5900778)는 가장 적은 수의 고전력 증폭기 출력 테이타를 사용하여 고전력 증폭기의 출력의 역(inverse) 특성을 근사화하는 문제점과 측정 에러에 대하여 민감하다는 문제점이 있다. 또한, 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 함수의 변화정도(gradient)가 존재하지 않는다는 문제점과 다른 특허들에 비해 계산이 더욱 복잡하다는 문제점이 있다.
또 다른 예를 들어보면, 미국 특허(특허번호 6072364)인 "실시간 모델링(Real Time Modeling) 비메모리 복소 이득(gain) 전력 증폭기를 위한 적응적 디지털 사전 왜곡"은 사전 왜곡 방법을 바탕으로 한 다항식에 관한 것이다. 상기 미국 특허(특허번호 6072364)에서 고전력 증폭기의 전진(forward) 및 역(inverse) 기능은 선형 또는 삼차 스플라인 보간(cubic spline interpolation) 방법에 의해 추정되고 업 데이트 동작은 블록 (block) 형식으로 수행됨으로써 수렴에 필요한 시간을 없애고 반복 알고리즘을 수행할 필요가 없게 된다. 그러나, 상기 미국 특허(특허번호 6072364)는 측정 에러에 민감한 문제점이 있다.
한편, 한국 특허(공개 특허 번호 2001-064260)인 "비선형 왜곡 보상을 위한 적응적 사전 왜곡기"는 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법에 관한 것이다. 상기 한국특허(공개 특허 번호 2001-064260)에서는 고전력 증폭기의 역 함수는 다항 함수에 의해 근사화되고 다항식의 계수들은 최소 평균 제곱(least mean-square: LMS) 알고리즘에 의해 추정된다. 상기 한국 특허(공개 특허 번호 2001-064260)의 주된 목적은 필요한 메모리 크기를 줄여 수렴 시간을 빠르게 하는데 있다.
다항 사전 왜곡의 성능은 사용되는 함수 모델의 정확성에 크게 의존한다. 성능의 향상을 위해서는 다항식의 차수가 증가되어야 하지만, 이는 연산 복잡성을 초래한다. 또한, 다항 사전 왜곡 함수에 의해 생성된 에러들은 주로 포화 또는 컷 오프 영역에서 발생하는 신호 때문이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 고전력 증폭기의 동작영역은 컷 오프, 선형 또는 활성 영역, 및 포화 영역의 세가지 동작 영역을 포함한다. 일반적으로, 고전력 증폭기는 이와 같은 세가지 동작 영역별로 각각 매우 상이한 특성을 나타낸다. 따라서, 상기 세가지 동작 영역에 대하여 한개의 다항식으로 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 또는 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 특성들을 근사화하기는 매우 힘들다. 다시 말해서, 이러한 각각의 확연히 다른 특성을 가지고 있는 세 영역을 포함하는 전체 입력 시그널 영역을 낮은 다항 차수의 단 다항식으로 근사화하기는 불가능한 일이다.
본 발명은, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 입력 신호의 다른 영역에서 구간별 다항 함수를 포함하는 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
도 1은 고전력 증폭기의 전력 진폭변조/진폭변조 전환 함수에서의 입력 및 출력 진폭을 나타내는 일실시예 도표.
도 2는 본 발명에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치에 대한 일실시예 구성도.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일실시예에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법에 대한 흐름도.
도 4a 및 도 4b는 본 발명에 따른 본 발명의 일실시예에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법에서 부영역을 위하여 구간별 다항 함수를 정의하는 과정을 나타내는 흐름도.
도 5는 M-QAM OFDM 시스템에서 사전 왜곡 되지않은 경우, 하나의 다항식으로 사전 왜곡된 경우, 구간별 다항식으로 사전 왜곡된 경우의 전체 감퇴를 나타내는 도표.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 사전 왜곡된 진폭 신호를 제공하기 위해 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 1 다항식 계수를 기반으로 입력 진폭 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 진폭 사전 왜곡 수단; 사전 왜곡된 위상 신호를 제공하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 2 다항식 계수와 상기 사전 왜곡된 진폭을 기반으로 입력 위상 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 위상 사전 왜곡 수단; 증폭된 진폭 신호 및 증폭된 위상 신호를 출력하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 사전 왜곡된 위상 신호를 증폭하기 위한 전력 증폭수단; 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 바탕으로 상기 제 1 다항식 계수를 업 데이트하기 위한 제 1 적응 수단; 및 상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 사전 왜곡된 위상 신호 및 증폭된 위상 신호를 기반으로 상기 제 2 다항식 계수를 업데이트하기 위한 제 2 적응 수단을 포함하는 다항식 사전 왜곡 장치를 제공한다.
또한, 상기와 같은 목적을 달성하기 위해 본 발명은, 입력 진폭 신호 및 입력 위상 신호를 수신하는 제 1 단계; 상기 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 1 다항식 계수를 이용하여 상기 입력 진폭 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡된진폭 신호를 발생시키는 제 2 단계; 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 사전 왜곡된 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 2 다항식 계수를 이용하여 상기 입력 위상 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡된 위상 신호를 발생시키는 제 3 단계; 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 사전 왜곡된 위상 신호를 증폭하여 증폭된 진폭 신호 및 증폭된 위상 신호를 제공하는 제 4 단계; 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 이용하여 상기 제 1 다항식 계수를 업데이트하는 제 5 단계; 및 상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 상기 사전 왜곡된 위상 신호 및 상기 증폭된 위상 신호를 이용하여 상기 제 2 다항식 계수를 업데이트하는 제 6 단계를 포함하는 다항식 사전 왜곡 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 입력 신호 영역은 수개의 부영역(sub-regions)으로 나뉘어진다. 실질적인 본 발명의 적용에 있어서, 부영역의 개수, 부영역의 포인트 및 각각의 부영역에서의 다항 함수의 차수를 선택하는 것은 성능과 복잡성 사이의 타결점을 찾는데 매우 중요하다. 본 발명에 따르면 이러한 파라미터(parameter)들은 입력 신호 분포 및 고전력 증폭기의 특징들을 바탕으로 하여 근사치 에러를 최소화하기 위해 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘을 사용하여 선택한다.
상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치에 대한 일실시예 구성도이다.
도 2에서 도시된 바와 같이, 사전 왜곡 장치는 제 1 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(1), 진폭 사전 왜곡부(2), 위상 사전 왜곡부(3), 극좌표(polar)/직교좌표(cartesian) 변환기(4), 전력 증폭기(5), 제 2 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(6), 진폭 적응기(7), 및 위상 적응기(8)를 포함한다.
먼저, 상기 제 1 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(1)는 입력 위상 부분(Ii) 및 구상 부분(Quadrature: Qi)을 포함하는 직교좌표 복소 신호(Ii,Qi)를 입력받아 진폭 부분(ri)과 위상 부분(qi)을 포함하는 극좌표 복소 신호(ri,qi)로 변환시켜 상기 진폭 사전 왜곡부(2)와 상기 위상 사전 왜곡부(3)로 각각 전달한다.
상기 진폭 사전 왜곡부(2)는 부영역 판단기(21), 계수 저장기(22) 및 진폭 사전 왜곡기(23)를 포함하며, 상기 제 1 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(1)로부터 변환된 진폭 신호(ri)를 입력받아 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 생성한다. 즉, 상기 부영역 판단기(21)는 상기 변환된 진폭 신호(ri)의 부영역을 판단하고, 상기 진폭 사전 왜곡기(23)는 상기 부영역 판단기(21)에서 판단한 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 이용하여 계수 저장기(22)에서 사전 왜곡을 수행하는데 사용할 다항식 계수들을 선택한 후 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 생성한다. 상기 진폭 사전 왜곡부(2)로 부터 생성된 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)는 상기 위상 사전 왜곡부(3), 극좌표(polar)/직교좌표(cartesian) 변환기(4) 및 병렬 연결된 진폭 적응기(7)와 위상 적응기(8)에 입력되어 함께 연동된다.
상기 위상 사전 왜곡부(3)는 마찬가지로, 부영역 판단기(31), 계수 저장기(32) 및 위상 사전 왜곡기(33)를 포함하며, 제 1 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(1)로부터 변환된 위상 신호(qi)와 상기 진폭 사전 왜곡부(2)에서 생성된 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 입력받아 사전 왜곡된 위상 신호(qd)를 생성한다. 상기 위상 사전 왜곡부(3)에서 출력된 사전 왜곡된 위상 신호(qd)는 상기 극좌표(polar)/직교좌표(cartesian) 변환기(4) 및 병렬로 된 상기 위상 적응기(8)에 입력된다.
상기 극좌표(polar)/직교좌표(cartesian) 변환기(4)는 사전 왜곡된 극좌표(polar) 복소 신호(rd, qd)를 직교좌표(cartesian) 복소 신호(Id,Qd)로 변환하여 전력 증폭기(5)로 출력한다.
상기 전력 증폭기(5)는 상기 직교좌표(cartesian) 복소 신호(Id,Qd)를 증폭하여 제 2 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(6)로 제공한다.
상기 제 2 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(6)는 증폭된 복소 신호(Io,Qo)를 궤환 신호로 사용될 출력 복소 신호로 변환하여 진폭 적응기(7) 및 위상 적응기(8)에 제공한다.
상기 진폭 적응기(7)는 상기 부영역 판단기(21)로부터 제공되는 부영역 표시 신호를 바탕으로 하여 상기 계수 저장기(22)에 저장되어 있는 다항식 계수 및 사전왜곡된 진폭 신호(rd)와 진폭 궤환 신호(ro)를 갱신하고, 상기 갱신된 다항식 계수는 상기 계수 저장기(22)에서 부영역 판단기(21)로부터 제공되는 부영역 표시 신호에 의해 선택되는 계수를 나타낸다.
상기 위상 적응기(8)는 위의 진폭 적응기(7)와 유사하게 상기 부영역 판단기(31)로부터 제공되는 부영역 표시 신호를 바탕으로 하여 상기 계수 저장기(32)에 저장되어있는 다항식 계수 및 사전 왜곡된 진폭 신호(rd), 사전 왜곡된 위상 신호(qd), 및 위상 궤환 신호(qo)를 갱신하고, 상기 갱신된 다항식 계수는 상기 계수 저장기(32)에서 부영역 판단기(31)로부터 제공되어지는 부영역 표시 신호에 의해 선택되는 계수를 나타낸다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일실시예에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 방법에 대한 흐름도이다.
이하, 도 3a 및 도 3b를 참조하여, 도 2에 설명된 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 장치의 동작을 상세히 설명한다.
우선, 상기 구분적 다항식 사전 왜곡 장치를 초기화하기 위하여 전력 증폭기(5)의 전송 특징을 얻기 위한 시험 신호를 생성한다(301). 그러면, 상기 전력 증폭기(5)가 상기 시험 신호를 이용하여 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 및 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM)의 전송 특징을 추정한다(302).
이후, 상기 전력 증폭기(5)가 추정한 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 전송 특징에 따라 진폭 사전 왜곡부(2)가 입력 신호의 진폭에 대응하는 부영역을 결정하고, 진폭 사전 왜곡 다항 함수의 계수들을 계산하여 각각의 부영역에 대한 진폭 사전 왜곡 다항 함수를 정의한다(303). 이 단계에 대하여는 이후에 도4a 및 도4b를 참조하여 보다 상세히 설명하기로 한다.
또한, 상기 전력 증폭기(5)의 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM) 특징에 따라 위상 사전 왜곡부(3)가 입력 신호의 위상에 대응하는 부영역을 결정하며, 위상 사전 진폭 다항 함수의 계수들을 계산하여 각각의 부영역에 대한 위상 사전 왜곡 다항 함수를 정의한다(304).
이와 같이 계산된 다항 함수의 계수들은 다음의 사전 왜곡 과정에서의 시작 값으로 사용된다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명에 따른 본 발명의 일실시예에 따른 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법에서 부영역의 결정 및 각 부영역별(구간별) 다항 함수를 정의하는 과정을 나타내는 흐름도이다.
먼저, 도3a의 단계 302에서 전력 증폭기가 추정한 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 및 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM)의 전송 특징을 이용하여 요구되는 근사치(approximation) 오차(Ea(req))와 이상적인 역(inverse) 특징 함수를 결정한다(401).
예를 들어, 위성 통신 시스템과 같은 고전력 증폭이 필요한 시스템에 적용되는 고전력 증폭기인 진행파관 증폭기(traveling wave tube amplifier: TWTA)에 대한 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 및 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM)의 전송 특징은 다음의 수학식 1과 2와 같이 표현된다 (Saleh, A. A. M., Frequency-independent and frequency-dependent nonlinear models of TWT amplifiers, IEEE trans. On Communications, Vol. COM-29, November 1981, pp. 1715-1720).
여기서,는 진폭의존/진폭왜곡(Amplitude-dependent amplitude distortion: AM/AM) 전송 특징을 나타내고는 진폭의존/위상왜곡(Amplitude-dependent Phase distortion: AM/PM)의 전송 특징을 나타내며 ρ는 상기 입력 신호의 진폭을 나타낸다.
상기 입력 신호의 진폭 및 위상에 대한 이상적인 역 특징 함수는 다음의 수학식3을 바탕으로 구할 수 있다.
여기서, ri는 상기 입력 신호의 진폭 신호를 나타내며 θi는 입력 신호의 위상 신호를 나타낸다. 그리고, rd(I)는 입력 진폭 신호에 대한 이상적인 사전 왜곡 신호를 나타내며 θd(I)는 입력 위상 신호에 대한 이상적인 사전 왜곡 신호를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 3과 수학식 4는 이상적인 역 특징 함수를 사용하는 이상적인 사전 왜곡 과정에 적용될 수 있다.
이후, 입력 진폭 신호의 확률 밀도 함수(probability density functions: PDFs)와 상기 입력 진폭 신호의 사전 왜곡된 진폭 신호를 추정한다(402). 이는 상기 입력 진폭 신호의 모든 범위를 포함할 수 있는 내부 입력 신호 집합과 사전 왜곡 진폭 신호의 모든 범위를 포함할 수 있는 내부 사전 신호 집합이 대응되는 확률 밀도 함수를 기초로 하여 내부 입력 신호의 세트를 생성한다(403).
이하, 위상 사전 왜곡 과정의 수행에 이용될 부영역의 숫자, 부영역 점 및 다항식 계수를 판단하는 과정은 사전 왜곡된 진폭 신호 및 확률 밀도 함수를 바탕으로 하여 유사하게 얻어지기 때문에 설명을 용이하게 하기 위해서 진폭 사전 왜곡 과정에 사용될 부영역에 대한 상기 부영역의 숫자, 부영역의 포인트 및 다항식 계수를 판단하는 과정만을 설명한다.
즉, 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 입력 진폭 신호의 영역을 나누는 부영역의 개수(S)를 결정한다(404). 그리고, 각각의 부영역에 적용될 수 있는 다항 함수를 구하기 위하여 다항 함수 차수의 초기값을 최대값(P)으로 결정한다(405).
이어서, 상기에서 결정된 부영역의 종료 점(V1, V2, ……, Vs-1)을 부영역의 최소 구간 Δ으로하여 다음 부영역의 시작 점으로 정한다(406). 예를 들어, Δ가 0.01일 경우에는 V1=0.01, V2=0.02, V3=0.03 등과 같이 결정된다. 종료 점 값, V1내지 Vs-1는 상기 부영역의 포인트를 나타낸다.
부영역과 각 부영역에 대응하는 각 다항 함수의 차수가 정해지면 상기 생성된 내부 입력 신호 집합 및 상기 결정된 이상적 역 특징 함수를 이용하여 이상적 사전 왜곡 값을 계산한다(407).
이후, 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘을 이용하여 각 부영역에 대한 다항식 계수를 계산하며, 상기 다항식 계수를 이용하여 각 부영역에 대한 사전 왜곡 다항함수를 결정한다(408).
상기 단계 403에서 생성된 입력 신호 집합 및 상기 단계 408에서 결정된 각각의 부영역에 대한 사전 왜곡 함수를 이용하여 근사화된 사전 왜곡 값을 계산한다(409). 그리고, 상기 이상적 사전 왜곡 값과 상기 근사화된 사전 왜곡 값 사이의 차이 값이 추정한다(410). 상기 차이 값은 각 영역에 대한 다항식 사전 왜곡의 근사치 오차이다.
상기 근사치 오차 값이 상기 단계 401에서 정해진 요구되는 근사치 오차(Ea(req)) 값과 같거나 또는 작은지 확인한다(411). 상기 총 근사치 오차 (EaT)는 다음의 수학식에 따라 계산된다.
여기서, s는 총 부영역의 개수를 표현하고 Pi는 i번째 부영역에서 입력 진폭 신호의 비율을 나타내는 반면 Eai는 i번째 부영역에서 계산된 근사치 오차를 표현한다.
상기 단계 411의 확인 결과, 상기 EaT가 Ea(req)과 같거나 작으면 대응되는 근사치 오차 값(Eai), 부영역의 종료 점 값 및 각 부영역에 대한 사전 왜곡 다항식계수를 저장한다(412).
이후, 종료 점 값 V1내지 Vs-1의 모든 조합의 처리 여부를 판단하여(413), 상기 단계 413의 판단 결과, 모든 조합이 처리되지않을 경우에는 종료 점 값의 다른 조합을 Δ구간에 생성하며(414), 이때 다음 부영역의 종료 점 값은 이전의 부영역의 종료 점 값 즉 V1< V2,…<Vs-1보다 커야 한다.
상기 단계 413의 판단 결과, 모든 조합이 처리되었으면 다시 각 부영역에 대한 다항 함수 차수의 모든 조합이 처리 여부를 판단하여(415), 상기 단계 "415"의 판단 결과, 모든 조합이 처리되지 않았으면 각 부영역의 다항 함수 차수의 다른 조합을 생성하며(416), 상기 단계 407 내지 413에서 수행되는 과정들은 반복수행한다. 한편, 상기 단계 415의 판단 결과, 모든 조합이 처리되었으면 각 부영역에 대한 최상의 종료 점 값, 다항 함수 차수 및 다항 함수의 계수들을 상기 단계 412에서 저장된 값들 중에서 결정한다(417). 이 때, 상기 최상의 종료 점 값은 다음의 규칙에 의해 선택된다.
(a) 다항 함수 차수는 최소로 한다.
(b) EaT는 그 중에서 가장 낮은 최소값을 가진다.
상기 도4a 및 도4b를 참조하여 설명하였듯이, 설명을 용이하게 하기 위해 진폭 사전 왜곡 과정의 수행에 사용될 부영역에 대한 최상의 값을 판단하는 과정을 주로 설명하였지만, 상기한 바와 같이 위상 사전 왜곡 과정을 수행하는데 이용될 부영역에 대한 최상의 값도 위의 도4a 및 도4b에서 설명한 것과 유사하게 사전 왜곡된 진폭 신호를 바탕으로 얻어진다.
위에서 언급된 과정으로부터 획득한 부영역에 대한 최상의 값은 상기 구분적 다항식 사전 왜곡 장치에 진폭 사전 왜곡부(2) 및 위상 사전 왜곡부(3)에서 사전 왜곡 과정을 수행할 때 사용되어지는 초기값으로 저장된다. 또한, 위의 초기값들은 처음에는 진폭 적응 회로(7)와 위상 적응 회로(8)에 적응 과정을 위해 저장된다.
부영역에 대한 사전 왜곡 다항 함수가 입력 신호의 위상 및 진폭에 따라 상기 단계 415에서 결정된 최상의 값에 의해 정의되면 상기 구간별 다항식 사전 왜곡 장치의 초기화가 완료된다.
다시 도3a를 참조하면, 단계 304에서 입력 복소 신호(Ii,Qi)가 도 2에 도시된 사전 왜곡 장치의 제 1 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(1)로 입력된다.
이후, 단계 305에서는 상기 입력 복소 신호(Ii,Qi)를 진폭 부분(ri) 및 위상 부분(qi)을 포함하는 극 좌표 복소 신호(ri, qi)로 변환한다. 이때, 상기 진폭 부분(ri)은 진폭 사전 왜곡부(2)에 제공되고 상기 위상 부분(qi)은 위상 사전 왜곡부(3)에 제공된다.
상기 진폭 신호(ri)가 진폭 사전 왜곡부(2)에 연동되면, 단계 306에서 부영역 판단기(21)는 이미 결정된 부영역들 중에서 부영역 판단부에 입력된 입력 진폭 신호(ri)의 부영역을 결정하며, 단계 307에서, 입력 진폭 신호(ri)의 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 계수 저장기(22)에 제공한다.
단계 308에서, 상기 계수 저장기(22)는 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 진폭 사전 왜곡기(23)로 인가한다.
도3a를 참조하여, 단계 309에서는 상기 진폭 사전 왜곡기(23)는 상기 진폭 신호(ri)에 대한 진폭 사전 왜곡 과정을 상기 계수 저장기(22)로부터 제공된 다항식 계수를 이용하여 수행하고 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 다음의 수학식과 같이 생성한다.
상기 함수는 전력 증폭기(5)의 진폭변조/진폭변조 특성의 역 전달 함수를 근사화할 때 사용된다. 상기 수학식5에서 Nk는 k번째 부영역에 있는 다항 함수의 차수를 표현하며 n이 0, 1,…, Nk인,는 상기 계수 저장기(22)에서 부영역 표시 신호에 의해 선택되는 다항 함수 계수를 나타낸다. 상기 계수 저장기(22)에서는 도4a 및 도4b를 참조하여 설명된 과정에 따라 이미 판단된 진폭 신호(ri)의 각 부영역에 대한 다항식 계수를 저장한다. 여기서, 상기 다항식 계수의 n은 0, 1,…, Nk이다.
진폭 사전 왜곡 과정이 진폭 사전 왜곡부(2)에서 완료된 후 위상 사전 왜곡 과정이 위상 사전 왜곡부(3)에서 수행된다.
먼저, 도3b를 참조하여 부영역 판단기(31)는 단계 310에서 사전 왜곡된 진폭 신호 (rd)의 부영역을 결정하고, 단계 311에서 계수 저장기(32)로 결정된 부영역을 위한 부영역 표시 신호를 생성한다.
이어서, 단계 312에서, 상기 계수 저장기(32)에 제공되어진 상기 부영역 표시 신호에 대한 응답으로, 계수 저장기(32)는 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 위상 사전 왜곡기(33)로 제공한다.
단계 313에서는 상기 위상 사전 왜곡기(33)는 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)와 상기 계수 저장기(32)로부터 제공된 다항식 계수를 이용하여 위상 사전 왜곡 과정을 수행하며 다음의 수학식6과 같은 사전 왜곡된 신호(θd)를 생성한다.
상기 전력 증폭기(5)의 진폭변조/위상변조 특징에 대한 역 전달 함수를 근사치할 때 이용된다. 상기 수학식6에서, Ml은 l번째 부영역의 다항 함수의 차수를 나타내며, n이 0,1,…,Ml인은 계수 저장기(32)에서 부영역 표시 신호에 의해 선택된 다항 함수의 적절한 계수를 나타낸다. 상기 도4a 및 도4b에 설명된 과정에 따라 이미 결정된 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)의 각 부영역에 대한 n이 0,1,…,Ml인 다항식 계수가 상기 계수 저장기(32)에 저장된다.
사전 왜곡된 진폭 신호(rd) 및 사전 왜곡된 위상 신호(θd)는 극좌표(polar)/직교좌표(cartesian) 변환기(4)에 제공된다. 다음으로, 단계 314에서, 상기 제 2 좌표 변환 회로는 사전 왜곡된 복소 신호(rd,qd)를 직교좌표 복소 신호(Id,θd)로 변환하여 전력 증폭기(5)로 송신한다.
단계 315에서, 상기 전력 증폭기(5)는 상기 직교좌표 복소 신호(Id,Qd)를 증폭하여 증폭된 복소 신호(Io,Qo)로 제 2 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(6)로 출력한다.
단계 316에서는 상기 제 2 직교좌표(cartesian)/극좌표(polar) 변환기(6)는 상기 증폭된 복소 신호(Io,Qo)를 적응 회로(7,8)에 연동될 출력 복소 신호(ro,qo)로 변환한다.
다음으로, 단계 317에서, 상기 진폭 적응 회로(7) 및 위상 적응 회로(8)는 사전 왜곡된 복소 신호(rd,θd) 및 출력 복소 신호(ro,qo)를 사용하여 전력증폭기(5)의 변화 상태에 따라 상기 계수 저장부들(22, 32)에 저장되어있는 다항식 계수를 업데이트한다.
특히, 위에서 언급되었듯이 진폭 적응 회로(7)는 상기 계수 저장기(22)에 저장되어있는 다항식 계수를, 예를 들어, 순환적 최소 제곱(recursive least square: RLS) 알고리즘을 이용하여 사전 왜곡된 진폭 신호(rd) 및 진폭 궤환 신호(ro)를 바탕으로 한 아래 수학식7에서 나타나는 진폭 근사치 오차(EA)와 이미 저장된 사전 왜곡 다항식을 최소화하며, 진폭의 역 특징을 적응하는 방향으로 업데이트한다.
유사하게, 위상 적응 회로(8)는 상기 계수 저장기(32)에 저장되어 있는 다항식 계수를, 예를 들어, 순환적 최소 제곱(RLS) 알고리즘을 이용하여 사전 왜곡된 진폭 신호(rd), 사전 왜곡된 위상 신호(θd) 및 위상 궤환 신호(θo)를 바탕으로 한 아래 수학식8에서 표현하는 위상 근사치 오차(Ep)를 최소화 하며 위상의 역특징을 적응하는 방향으로 업데이트한다.
단,
여기서,및는 상기 수학식 5와 수학식6에서 표현한 사전 왜곡 다항식이다.
상기 수학식7 및 수학식8에서 표현된 오차들을 최소화하기 위해, 다수의 사용 가능한 알고리즘이 있으며, 본 발명의 일실시예에 따라 순환적 최소 제곱(RLS) 알고리즘이 사용되었다.
본 발명에 따른, 상기 수학식7 및 수학식8에서 표현된 오차들은 부영역 개수, 부영역 포인트 및 다항 함수의 차수의 함수들이다. 이러한 파라미터는 실질적인 사전 왜곡 동작 전에 결정되며 부영역에 대한 다항식 계수들은 실질적 사전 왜곡 동작과정 중 도2에서의 진폭 적응 회로(7) 및 위상 적응 회로(8)에 의해 수정된다.
위에서 언급된 실질적인 사전 왜곡 과정들은 다음 입력 신호들에 대해 반복적으로 수행된다.
도5는 16-QAM 512-포인트 OFDM 시스템에서 사전 왜곡되지 않은 경우, 하나의 다항식으로 사전 왜곡된 경우, 구간별 다항식으로 사전 왜곡된 경우의 전체 감퇴를 나타내는 도표이다.
참조 번호 501, 502 및 503은 사전 왜곡되지 않은 경우, 하나의 다항식으로 사전 왜곡된 경우 그리고 구간별 다항식으로 사전 왜곡된 경우를 각각 나타낸다.
상기 단일 다항식 사전 왜곡 및 구간별 다항식 사전 왜곡은 고전력 증폭기의 비선형을 보상한다. 단일 다항식 사전 왜곡과 비교하여, 구간별 다항식 사전 왜곡을 사용할 경우, 0.5 dB 출력 백오프 이득(back off gain)이 있다. 상기의 이득은 포화 영역에서의 저 출력 백오프 값으로 발생한 것이다.
성능 향상과 더불어 사전 왜곡으로부터 발생한 연산 부담도 본 발명을 적용함으로써 줄어들 수 있다.
위의 경우에서 알 수 있듯이, 단일 다항식을 적용한 사전왜곡 방식과 동일한 성능을 얻기 위하여 구간별 사전 왜곡 방법을 적용하면 선형 영역에서의 다항 함수의 차수는 현저하게 줄일 수 있는 반면에, 포화 영역에서의 다항 함수 차수를 증가시키면 된다. 그리고, 대부분의 입력 신호들은 포화 영역보다는 선형 영역에 집중되어 있다. 결과적으로, 전체 수행되는 총 연산량은 크게 감소하게된다.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.
상기한 바와 같은 본 발명은, 구간별 다항식 사전 왜곡을 통해 고전력 증폭기의 비선형을 보상하고, 출력 백오프 이득(back off gain)을 보장하며, 성능 향상과 더불어 사전 왜곡으로부터 발생한 연산 부담을 줄일 수 있는 효과가 있다.

Claims (22)

  1. 다항식 사전 왜곡 장치에 있어서,
    사전 왜곡된 진폭 신호를 제공하기 위해 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 1 다항식 계수를 기반으로 입력 진폭 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 진폭 사전 왜곡 수단;
    사전 왜곡된 위상 신호를 제공하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 2 다항식 계수와 상기 사전 왜곡된 진폭을 기반으로 입력 위상 신호를 사전 왜곡 시키기 위한 위상 사전 왜곡 수단;
    증폭된 진폭 신호 및 증폭된 위상 신호를 출력하기 위해 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 사전 왜곡된 위상 신호를 증폭하기 위한 전력 증폭수단;
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 바탕으로 상기 제 1 다항식 계수를 업 데이트하기 위한 제 1 적응 수단; 및
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 사전 왜곡된 위상 신호 및 증폭된 위상 신호를 기반으로 상기 제 2 다항식 계수를 업데이트하기 위한 제 2 적응 수단
    을 포함하는 다항식 사전 왜곡 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 진폭 사전 왜곡 수단은,
    상기 입력 진폭 신호의 진폭 또는 이미 설정된 값에 따라 입력 진폭 신호의 부영역을 결정하고 결정된 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 생성하기 위한 부영역 결정부;
    각각의 상기 부영역에 대하여 미리 결정된 다항식 계수를 저장하고, 저장된 다항식 계수들 중에서 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 상기 제 1 다항식 계수를 선택하여 출력하기 위한 계수 저장부; 및
    상기 입력 진폭 신호 및 상기 계수 저장부로부터 제공된 상기 제 1 다항식 계수를 사용하여 상기 입력 진폭 신호를 사전 왜곡하고 사전 왜곡된 진폭 신호를 출력하기 위한 진폭 사전 왜곡부
    를 포함하는 다항식 사전 왜곡 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호는,
    다음의 다항 함수에 따라 추정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
    (단, ri는 입력 진폭 신호를 나타내고 rd는 사전 왜곡된 진폭 신호를 표현하며, Nk는 입력 신호의 k번째 부영역의 다항 함수의 차수를 표현하며 n=0,1,…Nk인은 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 나타냄)
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 적응 회로는,
    순환적 최소 제곱(recursive least square: RLS) 알고리즘을 이용하여 상기 제 1 다항식 계수를 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 바탕으로 사전 왜곡된 진폭 신호와 상기 증폭된 진폭 신호사이의 차이를 표현하는 진폭 근사치 오차 최소화하는 방향으로 업데이트하는 다항식 사전 왜곡 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 진폭 근사치 오차(EA)는,
    다음의 수학식에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
    (여기서,는 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 추정할 때 사용되는 사전 왜곡 다항식을 표현함)
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호를 추정하기 위한 부영역의 개수, 부영역 포인트 및 다항 함수의 차수는,
    테스트 신호를 상기 전력 증폭기에 제공하는 제 1 단계;
    상기 테스트 신호를 기반으로 고전력 증폭기의 입력 및 출력을 측정함으로써 상기 고전력 증폭기의 진폭변조/진폭변조(amplitude-dependent amplitude distortion) 전달 함수를 계산하고 상기 입력 진폭 신호의 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 추정하는 제 2 단계;
    상기 전력 증폭기의 이상적 역 진폭 왜곡 전달 함수를 획득하는 제 3 단계;
    상기 부영역의 개수를 결정하는 상기 부영역 포인트의 모든 조합들과 상기 추정된 확률 밀도 함수 및 최소 평균 제곱(least mean square: LMS) 알고리즘을 바탕으로 생성된 내부 입력 신호를 이용하여 연산된 각 영역에 대한 다항 함수의 계수의 모든 조합들로 다항 함수의 총 근사치 오차 값을 계산하는 제 4 단계;
    계산된 상기 총 근사치 오차 값이 요구되는 근사치 오차 값보다 같거나 작으면 상기 총 근사치 오차 값, 상기 부영역 포인트 및 각 부영역에 대한 다항 함수의 계수를 저장하는 제 5 단계; 및
    저장된 값들 중에서 최소의 다항식 차수 및 최소의 총 근사치 오차 값을 갖는 최상의 부영역 포인트 및 각 영역에 대한 다항식 계수를 선택하는 제 6 단계
    에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 위상 사전 왜곡 수단은,
    입력 진폭 신호의 부영역- 상기 부영역은 상기 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 결정되고 다수의 부영역은 상기 입력 진폭 신호를 위해 미리 설정됨-을 결정하고 결정된 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 생성하기 위한 부영역 결정부;
    각각의 상기 부영역에 대하여 미리 결정된 다항식 계수를 저장하고, 저장된 다항식 계수들 중에서 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 상기 제 2 다항식 계수를 선택하여 출력하기 위한 계수 저장부; 및
    상기 입력 위상 신호, 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 계수 저장부로부터 제공된 상기 제 2 다항식 계수를 사용하여 상기 입력 위상 신호를 사전 왜곡하고 사전 왜곡된 위상 신호를 출력하기 위한 위상 사전 왜곡부
    를 포함하는 다항식 사전 왜곡 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 위상 신호는,
    다음의 다항 함수에 따라 추정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
    (여기서, θd는 사전 왜곡된 위상 신호를 나타내며, rd는 사전 왜곡된 진폭 신호를 의미하며, Ml은 사전 왜곡된 진폭 신호의 l번째 부영역의 다항 함수의 차수를 나타내고 n=0,1,…Ml인은 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 표현함)
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 적응 수단은,
    순환적 최소 제곱(RLS) 알고리즘을 이용하여 상기 제 2 다항식 계수를 상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 상기 사전 왜곡된 위상 신호 및 상기 증폭된 위상 신호를 기반으로 상기 사전 왜곡된 위상 신호와 상기 증폭된 위상 신호사이의 차이를 표현하는 위상 근사치 오차를 최소화하는 방향으로 업 데이트하는 다항식 사전 왜곡 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 위상 근사치 오차(EP)는,
    다음의 수학식에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
    (여기서,는 사전 왜곡된 위상 신호(θd)를 추정할 때 사용되는 사전 왜곡 다항식을 표현함)
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 위상 신호를 추정하기 위한 부영역의 개수, 부영역 포인트 및 다항 함수의 차수는,
    테스트 신호를 상기 전력 증폭기에 제공하는 제 7 단계;
    상기 테스트 신호를 기반으로 고전력 증폭기의 입력 및 출력을 측정함으로써 상기 고전력 증폭기의 진폭변조/위상변조(amplitude-dependent phase distortion) 전달 함수를 계산하고 상기 입력 진폭 신호의 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 추정하는 제 8 단계;
    상기 전력 증폭기의 이상적 역 위상 왜곡 전달 함수를 획득하는 제 9 단계;
    상기 부영역의 개수를 결정하는 상기 부영역 포인트의 모든 조합들과 상기 추정된 확률 밀도 함수 및 최소 평균 제곱(least mean square: LMS) 알고리즘을 바탕으로 생성된 내부 입력 신호를 이용하여 연산된 각 영역에 대한 다항 함수의 계수의 모든 조합들로 다항 함수의 총 근사치 오차 값을 계산하는 제 10 단계;
    계산된 상기 총 근사치 오차 값이 요구되는 근사치 오차 값보다 같거나 작으면 상기 총 근사치 오차 값, 상기 부영역 포인트 및 각 부영역에 대한 다항 함수의 계수를 저장하는 제 11 단계; 및
    저장된 값들 중에서 최소의 다항식 차수 및 최소의 총 근사치 오차값을 갖는 최상의 부영역 포인트 및 각 영역에 대한 다항식 계수를 선택하는 제 12 단계
    에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 장치.
  12. 다항식 사전 왜곡 방법에 있어서,
    입력 진폭 신호 및 입력 위상 신호를 수신하는 제 1 단계;
    상기 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 1 다항식 계수를 이용하여 상기 입력 진폭 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡된 진폭 신호를 발생시키는 제 2 단계;
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 사전 왜곡된 진폭 신호의 진폭에 따라 선택된 제 2 다항식 계수를 이용하여 상기 입력 위상 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡된 위상 신호를 발생시키는 제 3 단계;
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 사전 왜곡된 위상 신호를 증폭하여 증폭된 진폭 신호 및 증폭된 위상 신호를 제공하는 제 4 단계;
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 이용하여 상기 제1 다항식 계수를 업데이트하는 제 5 단계; 및
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 상기 사전 왜곡된 위상 신호 및 상기 증폭된 위상 신호를 이용하여 상기 제 2 다항식 계수를 업데이트하는 제 6 단계
    를 포함하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 단계는,
    입력 진폭 신호의 부영역- 상기 부영역은 상기 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 결정되고 다수의 부영역은 상기 입력 진폭 신호를 위해 미리 설정됨-을 결정하고 결정된 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 생성하는 제 7 단계;
    각각의 상기 부영역에 대하여 미리 결정된 다항식 계수를 저장하고, 저장된 다항식 계수들 중에서 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 상기 제 1 다항식 계수를 선택하여 출력하는 제 8 단계; 및
    상기 입력 진폭 신호 및 상기 계수 저장부로부터 제공된 상기 제 1 다항식 계수를 사용하여 상기 입력 진폭 신호를 사전 왜곡하고 사전 왜곡된 진폭 신호를 출력하는 제 9 단계
    를 더 포함하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호는 다음의 다항 함수에 따라 추정되는 다항식 사전 왜곡 방법.
    (단, ri는 입력 진폭 신호를 나타내며, rd는 사전 왜곡된 진폭 신호를 표현하며, Nk는 입력 진폭 신호의 k번째 부영역의 다항 함수의 차수를 표현하며, n=0,1,…,Nk인는 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 나타냄)
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 다항식 계수는,
    순환적 최소 제곱(recursive least square: RLS) 알고리즘을 이용하여 상기 제 1 다항식 계수를 상기 사전 왜곡된 진폭 신호 및 상기 증폭된 진폭 신호를 기반으로 사전 왜곡된 진폭 신호와 상기 증폭된 진폭 신호사이의 차이를 표현하는 진폭 근사치 오차를 최소화 하도록 업데이트하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 진폭 근사치 오차(EA)는,
    다음의 수학식에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 방법.
    (여기서,는 사전 왜곡된 진폭 신호(rd)를 추정할 때 사용되는 사전 왜곡 다항식을 표현함)
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 진폭 신호를 추정하기 위한 부영역의 개수, 부영역 포인트 및 다항 함수의 차수는,
    테스트 신호를 상기 전력 증폭기에 제공하는 제 10 단계;
    상기 테스트 신호를 기반으로 고전력 증폭기의 입력 및 출력을 측정함으로써 상기 고전력 증폭기의 진폭변조/진폭변조(amplitude-dependent amplitude distortion) 전달 함수를 계산하고 상기 입력 진폭 신호의 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 추정하는 제 11 단계;
    상기 전력 증폭기의 이상적 역 진폭 왜곡 전달 함수를 획득하는 제 12 단계;
    상기 부영역의 개수를 결정하는 상기 부영역 포인트의 모든 조합들과 상기추정된 확률 밀도 함수 및 최소 평균 제곱(least mean square: LMS) 알고리즘을 바탕으로 생성된 내부 입력 신호를 이용하여 연산된 각 영역에 대한 다항 함수의 계수의 모든 조합들로 다항 함수의 총 근사치 오차값을 계산하는 제 13 단계;
    계산된 상기 총 근사치 오차 값이 요구되는 근사치 오차값보다 같거나 작으면 상기 총 근사치 오차값, 상기 부영역 포인트 및 각 부영역에 대한 다항 함수의 계수를 저장하는 제 14 단계; 및
    저장된 값들 중에서 최소의 다항식 차수 및 최소의 총 근사치 오차 값을 갖는 최상의 부영역 포인트 및 각 영역에 대한 다항식 계수를 선택하는 제 15 단계
    에 의해 결정되는 포함하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  18. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 3 단계는,
    입력 진폭 신호의 부영역- 상기 부영역은 상기 입력 진폭 신호의 진폭에 따라 결정되고 다수의 부영역은 상기 입력 진폭 신호를 위해 미리 설정됨-을 결정하고 결정된 부영역을 나타내는 부영역 표시 신호를 생성하는 제 16 단계;
    각각의 상기 부영역에 대하여 미리 결정된 다항식 계수를 저장하고, 저장된 다항식 계수들 중에서 상기 부영역 표시 신호에 대응하는 상기 제 1 다항식 계수를 선택하여 출력하는 제 17 단계; 및
    상기 입력 진폭 신호 및 상기 계수 저장부로부터 제공된 상기 제 1 다항식계수를 사용하여 상기 입력 진폭 신호를 사전 왜곡하고 사전 왜곡된 진폭 신호를 출력하는 제 18 단계
    를 더 포함하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 위상 신호는,
    다음의 다항 함수에 따라 추정되는 다항식 사전 왜곡 방법.
    (여기서, θd는 사전 왜곡된 위상 신호를 나타내며, rd는 사전 왜곡된 진폭 신호를 의미하며, Ml은 사전 왜곡된 진폭 신호의 첫번째 부영역의 다항 함수의 차수를 나타내고 n=0,1,…Ml인은 부영역 표시 신호에 대응하는 다항식 계수를 표현함)
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 다항식 계수는,
    순환적 최소 제곱(RLS) 알고리즘을 이용하여 상기 사전 왜곡된 진폭 신호, 상기 사전 왜곡된 위상 신호 및 상기 증폭된 위상 신호를 기반으로 상기 사전 왜곡된 위상 신호와 상기 증폭된 위상 신호사이의 차이를 표현하는 위상 근사치 오차를 최소화 하는 방향으로 업데이트하는 다항식 사전 왜곡 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 위상 근사치 오차(EP)는,
    다음의 수학식에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 방법.
    (여기서,는 사전 왜곡된 위상 신호(θd)를 추정할 때 사용되는 사전 왜곡 다항식을 표현함)
  22. 제 18 항에 있어서,
    상기 사전 왜곡된 위상 신호를 추정하기 위한 부영역의 개수, 부영역 포인트 및 다항 함수의 차수는,
    테스트 신호를 전력 증폭기에 제공하는 제 19 단계;
    상기 테스트 신호를 기반으로 고전력 증폭기의 입력 및 출력을 측정함으로써 상기 고전력 증폭기의 진폭변조/위상변조(amplitude-dependent phase distortion) 전달 함수를 계산하고 상기 입력 진폭 신호의 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 추정하는 제 20 단계;
    상기 전력 증폭기의 이상적 역 위상 왜곡 전달 함수를 획득하는 제 21 단계;
    상기 부영역의 개수는 상기 부영역 포인트의 모든 조합들과 상기 추정된 확률 밀도 함수 및 최소 평균 제곱(least mean square: LMS) 알고리즘을 바탕으로 생성된 내부 입력 신호를 이용하여 연산된 각 영역에 대한 다항 함수의 계수의 모든 조합들로 다항 함수의 총 근사치 오차값을 계산하는 제 22 단계;
    계산된 상기 총 근사치 오차값이 요구되는 근사치 오차값보다 같거나 작으면 상기 총 근사치 오차 값, 상기 부영역 포인트 및 각 부영역에 대한 다항 함수의 계수를 저장하는 제 23 단계; 및
    저장된 값들 중에서 최소의 다항식 차수 및 최소의 총 근사치 오차 값을 갖는 최상의 부영역 포인트 및 각 영역에 대한 다항식 계수를 선택하는 제 24 단계
    에 의해 결정되는 다항식 사전 왜곡 방법.
KR10-2002-0084738A 2002-08-15 2002-12-27 구간별 차등 다항식을 이용한 사전 왜곡 방법 및 그를이용한 고전력 증폭기의 사전 왜곡 장치 KR100480965B1 (ko)

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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100867548B1 (ko) * 2006-06-04 2008-11-06 삼성전기주식회사 선형 포락선 제거 및 복원 송신기 시스템, 방법 및 장치
KR100872277B1 (ko) * 2006-06-04 2008-12-05 삼성전기주식회사 선형 폴라 송신기 시스템, 방법 및 장치
US7873331B2 (en) 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
WO2023003246A1 (ko) * 2021-07-19 2023-01-26 주식회사 사피온코리아 멀티레벨 룩업테이블을 이용한 함수근사 장치 및 방법

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7058369B1 (en) * 2001-11-21 2006-06-06 Pmc-Sierra Inc. Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers
US7801244B2 (en) * 2002-05-16 2010-09-21 Rf Micro Devices, Inc. Am to AM correction system for polar modulator
US7991071B2 (en) * 2002-05-16 2011-08-02 Rf Micro Devices, Inc. AM to PM correction system for polar modulator
US7720171B2 (en) * 2003-06-13 2010-05-18 Alcatel-Lucent Usa Inc. Coefficient estimation method and apparatus
GB2407929A (en) * 2003-11-05 2005-05-11 Motorola Inc A predistorter for a polar transmitter, using look-up tables and interpolation, and possessing a simple training procedure.
US7915954B2 (en) * 2004-01-16 2011-03-29 Qualcomm, Incorporated Amplifier predistortion and autocalibration method and apparatus
US7366252B2 (en) * 2004-01-21 2008-04-29 Powerwave Technologies, Inc. Wideband enhanced digital injection predistortion system and method
US7577211B2 (en) * 2004-03-01 2009-08-18 Powerwave Technologies, Inc. Digital predistortion system and method for linearizing an RF power amplifier with nonlinear gain characteristics and memory effects
US7336725B2 (en) * 2004-03-03 2008-02-26 Powerwave Technologies, Inc. Digital predistortion system and method for high efficiency transmitters
US7551686B1 (en) * 2004-06-23 2009-06-23 Rf Micro Devices, Inc. Multiple polynomial digital predistortion
US7529523B1 (en) 2004-08-23 2009-05-05 Rf Micro Devices, Inc. N-th order curve fit for power calibration in a mobile terminal
US7330073B2 (en) * 2004-10-06 2008-02-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Arbitrary waveform predistortion table generation
DE102005037880A1 (de) * 2005-05-19 2006-11-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und System zur Ermittlung der Amplitude und/oder Phase des Ausgangssignals eines Übertragungsgliedes in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals
US8224265B1 (en) * 2005-06-13 2012-07-17 Rf Micro Devices, Inc. Method for optimizing AM/AM and AM/PM predistortion in a mobile terminal
US7877060B1 (en) 2006-02-06 2011-01-25 Rf Micro Devices, Inc. Fast calibration of AM/PM pre-distortion
US7962108B1 (en) 2006-03-29 2011-06-14 Rf Micro Devices, Inc. Adaptive AM/PM compensation
FI20065260A0 (fi) * 2006-04-24 2006-04-24 Nokia Corp Vaihdemodulaattori
JP5242024B2 (ja) * 2006-06-08 2013-07-24 株式会社東芝 歪補償装置、増幅装置、送信装置、歪補償方法
US7689182B1 (en) 2006-10-12 2010-03-30 Rf Micro Devices, Inc. Temperature compensated bias for AM/PM improvement
US8009762B1 (en) 2007-04-17 2011-08-30 Rf Micro Devices, Inc. Method for calibrating a phase distortion compensated polar modulated radio frequency transmitter
US8081711B2 (en) * 2008-04-04 2011-12-20 Panasonic Corporation Predistortion methods and apparatus for polar modulation transmitters
US8090051B2 (en) * 2008-04-29 2012-01-03 Motorola Solutions, Inc. Combined feedback and feed-forward linearization of radio frequency (RF) power amplifiers
US8489042B1 (en) 2009-10-08 2013-07-16 Rf Micro Devices, Inc. Polar feedback linearization
US8654889B2 (en) * 2010-03-26 2014-02-18 The Aerospace Corporation Adaptive compensation systems for mitigating distortion due to nonlinear power amplifiers
TWI407686B (zh) * 2010-06-11 2013-09-01 Realtek Semiconductor Corp 應用於功率放大器之補償裝置、決定功率放大器之預失真值的方法以及補償功率放大器之線性度的方法
KR20120070057A (ko) 2010-12-21 2012-06-29 한국전자통신연구원 전치왜곡장치 및 전치왜곡방법
US8711974B2 (en) 2011-05-06 2014-04-29 The Aerospace Corporation Systems and methods for mitigating spectral regrowth from non-linear systems
US8787494B2 (en) * 2012-06-11 2014-07-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Modeling digital predistorter
US20160034421A1 (en) * 2014-08-01 2016-02-04 Infineon Technologies Ag Digital pre-distortion and post-distortion based on segmentwise piecewise polynomial approximation
CN104539246B (zh) 2015-01-04 2017-08-29 华为技术有限公司 基于包络跟踪的数字预畸变系统、射频系统和方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5900778A (en) 1997-05-08 1999-05-04 Stonick; John T. Adaptive parametric signal predistorter for compensation of time varying linear and nonlinear amplifier distortion
US6072364A (en) 1997-06-17 2000-06-06 Amplix Adaptive digital predistortion for power amplifiers with real time modeling of memoryless complex gains
US6075411A (en) * 1997-12-22 2000-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for wideband predistortion linearization
GB9804835D0 (en) * 1998-03-06 1998-04-29 Wireless Systems Int Ltd Predistorter
US6240278B1 (en) * 1998-07-30 2001-05-29 Motorola, Inc. Scalar cost function based predistortion linearizing device, method, phone and basestation
US6236837B1 (en) 1998-07-30 2001-05-22 Motorola, Inc. Polynomial Predistortion linearizing device, method, phone and base station
GB2348755B (en) * 1999-04-01 2001-03-07 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
GB2352570B (en) * 1999-07-28 2003-12-24 Wireless Systems Int Ltd Distortion reduction
KR100654856B1 (ko) 1999-12-27 2006-12-08 한국전자통신연구원 비선형 왜곡 보상을 위한 적응 전치 왜곡기
US6504425B1 (en) * 2001-06-07 2003-01-07 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for modeling and estimating the characteristics of a power amplifier by retaining even-order terms in estimating characteristics

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100867548B1 (ko) * 2006-06-04 2008-11-06 삼성전기주식회사 선형 포락선 제거 및 복원 송신기 시스템, 방법 및 장치
KR100872277B1 (ko) * 2006-06-04 2008-12-05 삼성전기주식회사 선형 폴라 송신기 시스템, 방법 및 장치
US7860466B2 (en) 2006-06-04 2010-12-28 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear polar transmitters
US7873331B2 (en) 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
US7888997B2 (en) 2006-06-04 2011-02-15 Samsung Electro-Mechanics Systems, methods, and apparatuses for linear envelope elimination and restoration transmitters
WO2023003246A1 (ko) * 2021-07-19 2023-01-26 주식회사 사피온코리아 멀티레벨 룩업테이블을 이용한 함수근사 장치 및 방법

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KR100480965B1 (ko) 2005-04-08
US6642786B1 (en) 2003-11-04

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