KR20030072603A

KR20030072603A - 광대역 신호의 협대역 신호로의 보강된 변환

Info

Publication number: KR20030072603A
Application number: KR10-2003-7009723A
Authority: KR
Inventors: 엘마레칼레드에이치; 아난싸패드마나반아라사니팔라이케이; 데자코앤드류피
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2001-01-24
Filing date: 2002-01-23
Publication date: 2003-09-15
Also published as: EP1354416B1; JP2004524560A; JP4330879B2; ES2408220T3; BRPI0206664B1; JP5199147B2; AU2002240028A1; WO2002060075A2; US20070162279A1; US20030012221A1; TW527790B; US8358617B2; US7113522B2; EP1354416A2; HK1062348A1; BR0206664A; CN1488137A; JP5129201B2; KR100856684B1; JP2010016828A

Abstract

송신 매체 또는 목적지 터미널이 협대역 제약을 갖도록 구성되면, 광대역 음성 신호는 협대역 음성 신호로 변환되어야 한다. 통상적인 광대역-대-협대역 변환 방법은 저역 통과 필터 및 다운 샘플러를 이용해 3400 Hz 를 초과하는 주파수를 제거하는 것이다. 그러나, 이러한 방법은, 얻어진 협대역 신호가 플랫 주파수 응답을 갖기 때문에, 머플링 (muffling) 된 음성 사운드를 발생한다. 여기에서는 광대역-대-협대역 변환된 신호의 음향 품질을 보강하기 위한 방법 및 장치가 제시된다. 대역폭 스위칭 필터 (68) 를 사용하여 광대역 신호의 중간-범위 주파수를 강조함으로써, 얻어진 협대역 신호가 논-플랫 주파수 스펙트럼을 갖게 된다.

Description

광대역 신호의 협대역 신호로의 보강된 변환 {ENHANCED CONVERSION OF WIDEBAND SIGNALS TO NARROWBAND SIGNALS}

배경

I. 발명의 분야

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 광대역 음성 신호의 협대역 음성 신호로의 보강된 변환에 관한 것이다.

Ⅱ. 배경

무선 통신 분야에는, 예를 들어, 무선 전화, 페이징, WLLs (wireless local loops), PDAs (personal digital assistants), 인터넷 전화, 및 위성 통신 시스템을 포함하는 많은 애플리케이션이 있다. 특히 중요한 애플리케이션은 이동 가입자용 셀룰러 전화 시스템이다. (여기에서 사용될 때, "셀룰러" 시스템이라는 용어는 셀룰러 및 PCS (personal communications services) 주파수 모두를 포함한다.) 이러한 셀룰러 전화 시스템에 대해, 예를 들어, FDMA (frequency division multiple access), TDMA (time division multiple access), 및 CDMA (code division multiple access) 를 포함하는 다양한 무선 인터페이스 (over-the-air interfaces) 가 개발되었다. 이와 관련하여, AMPS (Advanced Mobile Phone Service), GSM (Global System for Mobile), 및 IS-95 (Interim Standard 95) 를 포함하는 다양한 국내외 표준이 확립되었다. 특히, IS-95 와 그 파생물 (IS-95A, IS-95B, ANSI J-STD-008) (여기에서는 통상 IS-95 라 통칭함), 및 데이터용으로 제안된 고속 데이터 시스템이 TIA (Telecommunication Industry Association), ITU (International Telecommunications Union), 및 널리 공지된 다른 표준 협회에 의해 보급되어 있다.

CDMA 신호 처리 기술을 채택하는 IS-95 표준을 이용하여 구성된 셀룰러 전화 시스템은 효율과 로버스트 (robust) 가 높은 셀룰러 전화 서비스를 제공한다. 본 발명의 양수인에게 양도되고 그 전부를 여기에서 참조하고 있는 미국 특허 제 5,103,459 호 및 제 4,901,307 호에, IS-95 표준을 이용하여 실질적으로 구성된 예시적 셀룰러 전화 시스템이 개시되어 있다. CDMA 기술을 이용하는 시스템으로 예시적으로 개시된 것이 TIA 에 의해 제안된 cdma2000 ITU-R RTT (Radio Transmission Technology) Candidate Submission (여기에서 cdma2000 이라 호칭함) 이다. cdma2000 용 표준은 IS-2000 의 드래프트 버전 (draft versions) 으로 제시되어 TIA 의 의해 승인되었다. cdma2000 제안은 많은 면에서 IS-95 시스템과 호환가능하다. 또 하나의 CDMA 표준은,3 ^rd Generation Partnership Project "3GPP", 문서 번호 제 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213 및 3G TS 25.214 호에 구체화 되어 있는 W-CDMA 표준이다.

종래의 육상 통신선 전화 시스템에서, 송신 매체와 터미널은 4000 Hz 로 대역이 제한된다. 음성은 대체로 300 Hz 내지 3400 Hz 의 협대역으로 송신되며, 제어 및 시그널링 오버헤드는 이 범위 밖에서 전달된다. 육상 통신선 전화 시스템에 대한 물리적 제약 (physical constraints) 의 관점에서, 셀룰러 가입자 유닛으로부터의 호 (calls) 가 육상 통신선 유닛으로 송신될 수 있도록 하기 위해, 셀룰러 전화 시스템내의 신호 전파는 이들과 동일한 협대역 주파수 제약을 갖도록 구현된다. 그러나, 셀룰러 시스템내에는 협대역 주파수 범위를 요하는 물리적 제한이 존재하기 않기 때문에, 셀룰러 전화 시스템이 보다 넓은 주파수 범위의 신호를 송신할 수 있다. 1989 년에 "7kHZ Audio-Coding within 64 kBits/s" 라는 명칭으로 간행된 문서 G.722 ITU-T 에, 보다 넓은 주파수 범위의 신호를 발생하는 예시적인 표준이 개시되어 있다.

음성 신호의 송신에서, 사용자와 서비스 제공자에게는 음향 파형 (acoustic waveform) 의 지각 품질 (perceptual quality) 이 제일 중요하다. 무선 통신 시스템이 50 Hz 내지 7000 Hz 의 광대역 주파수 범위로 신호를 송신한다면, 광대역 신호가 광대역 신호의 고주파 성분이 감쇠되는 협대역 환경에서 종결될 경우, 변환 문제가 발생한다. 따라서, 음향 품질의 손실없이 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 수 있는 기술이 필요하다.

요약

광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 신규한 방법 및 장치가 제시된다. 일 태양으로, 광대역 신호를 협대역 신호로 변환하는 장치가 제시되는데, 이 장치는, 광대역 신호의 주파수 응답에 대한 중간-범위 부분을 강조하고 광대역 신호의 주파수 응답에 대한 상위 범위 부분을 감쇠하는 필터로서, 그 출력은 논-플랫 (non-flat) 주파수 응답을 갖는 협대역 신호인 필터; 및 광대역 신호의 샘플링 속도를 데시메이팅 (decimating) 하는 다운 샘플러 (down sampler) 를 구비한다.

또 하나의 태양으로, 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 장치는, 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 것인지 판정하는 제어 소자; 제어 소자가 광대역 음성 신호의 변환을 판정하면 제어 소자가 스위치를 활성화하도록 제어 소자에 결합된 스위치; 스위치가 활성화 되면 광대역 음성 신호를 수신하며, 논-플랫 주파수 스펙트럼을 가진 출력 신호가 생성되도록, 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 일부를 강조하는 대역폭 스위칭 필터; 및 대역폭 스위칭 필터의 출력 신호를 데시메이팅하는 다운 샘플러를 구비한다.

또 하나의 태양으로, 광대역 음성 신호를 디코딩하고 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 장치가 제시되는데, 이 장치는, 합성된 광대역 음성 신호를 생성하는 음성 합성 소자 (speech synthesis element); 및 합성된 광대역 음성 신호를 보강하는 후-처리 소자 (post-processing element) 를 구비하고, 상기 후-처리 소자는, 후-필터 소자; 및 합성된 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 중간 범위를 강조하고 합성된 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 상위 범위를 감쇠하는 대역폭 스위칭 필터를 더 구비한다.

또 하나의 태양으로, 무선 통신 시스템에서 발생하는 광대역 파형을 송신하는 방법이 제시되는데, 이 방법은, 기지국으로부터 목적지로 송신하기 위한 광대역 파형을 전달하는 신호를 기지국에서 수신하는 단계; 목적지가 광대역 파형을 처리할 수 있는지 판정하는 단계; 목적지가 광대역 파형을 처리할 수 없으면, 광대역파형을 논-플랫 주파수 응답을 가진 협대역 파형으로 변환하는 단계; 및 목적지가 광대역 파형을 처리할 수 있으면, 광대역 파형의 협대역 파형으로의 변환없이, 광대역 파형을 기지국으로부터 목적지로 송신하는 단계를 포함한다.

또 하나의 태양으로, 광대역 파형을 전달하는 PCM (pulse code modulation) 신호 내에 검출 코드를 삽입하는 단계; 및 목적지가 검출 코드를 검출하면, 목적지 및 무선 통신 시스템과의 통신을 지원하는 제 2 기지국을 통해, 목적지로부터의 검출 코드에 대한 확인 응답 (acknowledgement) 을 송신하는 단계를 포함하는, 목적지가 광대역 보코더에 의해 지원되는지를 판정하는 방법이 제시된다.

도면의 간단한 설명

도 1 은 예시적인 통신 시스템의 도면이다.

도 2A 는 플랫 협대역 주파수 응답의 그래프이다.

도 2B 는 1000 Hz 내지 3400 Hz 사이의 주파수를 강조하는 협대역 필터의 스펙트럼 그래프이다.

도 3A 는 플랫 광대역 주파수 응답의 그래프이다.

도 3B 는 바람직한 주파수 응답의 그래프이다.

도 3C 는 또 하나의 바람직한 주파수 응답의 그래프이다.

도 3D 는 또 하나의 바람직한 주파수 응답의 그래프이다.

도 4 는 디코더에 결합된 광대역-대-협대역 변환 장치의 블록도이다.

도 5 는 디코더에 결합된 또 하나의 광대역-대-협대역 변환 장치의 블록도이다.

도 6 은 논-플랫 주파수 응답을 가진 신호를 출력하는 광대역 디코더의 블록도이다.

도 7 은 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 것인지 판정하는 방법에 대한 흐름도이다.

도 8 은 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 것인지 판정하는 또 하나의 방법에 대한 흐름도이다.

실시예의 상세한 설명

도 1 에 나타낸 바와 같이, 일반적으로, 무선 통신 네트워크 (10) 는 (가입자 유닛 또는 사용자 장치라고도 하는) 복수개 이동국 (12a - 12d), (기지국 송수신기 (BTSs) 또는 노드 B 라고도 하는) 복수개 기지국 (14a - 14c), (무선 네트워크 제어기 또는 패킷 제어 기능이라고도 하는) 기지국 제어기 (BSC ; 16), MSC (mobile switching center) 또는 스위치 (24), PDSN (packet data serving node) 또는 IWF (internetworking function) (20), (통상적으로 전화 회사인) PSTN (public switched telephone network ; 22), 및 (통상적으로 인터넷인) IP (Internet Protocol) 네트워크를 포함한다. 간략화를 위해, 4 개의 이동국 (12a - 12d), 3 개의 기지국 (14a - 14c), 1 개의 BSC (16), 1 개의 MSC (18) 및 1 개의 PDSN (20) 을 도시한다. 당업자는, 임의 갯수의 이동국 (12), 기지국 (14), BSC (16), MSC (18) 및 PDSN (20) 이 존재할 수 있음을 알 수 있다.

일 실시예에서, 무선 통신 네트워크 (10) 는 패킷 데이터 서비스 네트워크이다. 이동국 (12a - 12d) 은, 이동 전화기, IP-기반, 웹-브라우저 애플리케이션을 실행하는 랩탑 컴퓨터에 접속된 셀룰러 전화기, 핸즈-프리 카 키트와 관련된 셀룰러 전화기, IP-기반, 웹-브라우저 애플리케이션을 실행하는 PDA, 휴대용 컴퓨터에 통합된 무선 통신 모듈, 또는 WLL 이나 거리 판독 시스템 (meter reading system) 에서 발견할 수 있는 것과 같은 고정된 위치의 통신 모듈 등과 같이, 상이한 다수 타입 중 하나의 무선 통신 장치일 수 있다. 가장 일반적인 실시예로서, 이동국은 임의 타입의 통신 유닛일 수 있다.

이동국 (12a - 12d) 은, 예를 들어, EIA/TIA/IS-707 표준에 설명한 바와 같이, 하나 이상의 무선 패킷 데이터 프로토콜을 수행하도록 구성될 수 있다. 특정한 실시예에서, 이동국 (12a - 12d) 은 IP 네트워크 (24) 용으로 예정된 IP 패킷을 발생하고, PPP (point-to-point protocol) 를 이용해 IP 패킷을 프레임으로 인캡슐레이팅 (encapsulating) 한다.

일 실시예에서, IP 네트워크 (24) 는 PDSN (20) 에 결합되고, PDSN (20) 은 MSC (18) 에 결합되고, MSC (18) 는 BSC (16) 및 PSTN (22) 에 결합되고, BSC (16) 는, 예를 들어, E1, T1, ATM (Asynchronous Transfer Mode), IP, 프레임 릴레이, HDSL, ADSL 또는 xDSL 을 포함하는 몇 가지 공지된 프로토콜 중 하나에 따라, 음성 및/또는 데이터 패킷을 송신하도록 구성된 유선을 통해 기지국 (14a - 14c) 에 결합된다. 다른 실시예에서는, BSC (16) 가 PDSN (20) 에 직접 결합되고, MSC (18) 가 PDSN (20) 에 결합되지 않는다. 본 발명의 다른 실시예에서, 이동국 (12a - 12d) 은, 여기에서 그 전체를 참조하고 있으며, TIA/EIA/IS-2000-2-A (Draft, edit version 30) (1999년 11월 19월) 으로 간행된, 3GPP2 문서번호 제C.P0002-A, TIA PN-4694 호,3 ^rd Generation Partnership Project 2 "3GPP2", "Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems" 에 정의된 RF 인터페이스를 통해 기지국 (14a - 14c) 과 통신한다.

무선 통신 네트워크 (10) 의 통상적인 동작 동안, 기지국 (14a - 14c) 은 전화 호, 웹 브라우징, 또는 다른 데이터 통신에 참가하는 다양한 이동국 (12a - 12d) 으로부터 리버스-링크 신호의 세트들을 수신하고 복조한다. 소정 기지국 (14a -14c) 에 의해 수신된 각각의 리버스-링크 신호는 그 기지국 (14a - 14c) 내에서 처리된다. 각각의 기지국 (14a - 14c) 은, 포워드-링크 신호의 세트들을 변조하여 이동국 (12a - 12d) 으로 송신함으로써, 복수개 이동국 (12a - 12d) 과 통신할 수 있다. 예를 들어, 도 1 에 나타낸 바와 같이, 기지국 (14a) 은 제 1 및 제 2 이동국 (12a, 12b) 과 동시에 통신하고, 기지국 (14c) 은 제 3 및 제 4 이동국 (12c, 12d) 과 동시에 통신한다. 얻어진 패킷은, 특정한 이동국 (12a - 12d) 용 호에 대해 하나의 기지국 (14a - 14c) 으로부터 다른 기지국 (14a - 14c) 으로의 소프트 핸드오프 조정을 포함하는 호 자원 할당 및 이동성 관리 기능을 제공하는 BSC (16) 로 포워딩된다. 예를 들어, 이동국 (12c) 은 2 개의 기지국 (14b, 14c) 과 동시에 통신한다. 최종적으로, 이동국 (12c) 이 기지국들 중 하나 (14c) 로부터 충분히 멀리 이동하면, 호는 다른 기지국 (14b) 으로 핸드오프된다.

본 송신이 통상적인 전화 호라면, BSC (16) 는 수신된 데이터를 MSC (18) 로라우팅하고, MSC (18) 는 PSTN (22) 과의 인터페이스를 위해 추가적인 라우팅 서비스를 제공한다. 본 송신이, IP 네트워크 (24) 용으로 예정된 데이터 호와 같은 패킷-기반 송신이라면, MSC (18) 는 데이터 패킷을 PDSN (20) 으로 라우팅하고, PDSN (20) 은 패킷을 IP 네트워크 (24) 로 송신한다. 다른 방법으로, BSC (16) 는 패킷을 직접 PDSN (20) 으로 라우팅하고, PDSN (20) 은 패킷을 IP 네트워크 (24) 로 송신한다.

통상적으로, 아날로그 음성 신호의 디지털 신호로의 변환은 인코더에 의해 수행되고, 디지털 신호의 음성 신호로의 재변환은 디코더에 의해 수행된다. 예시적인 CDMA 시스템에서, 인코딩 부분과 디코딩 부분 모두를 구비하는 보코더는 이동 유닛 및 기지국 내에 통합된다. 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 참조하는, "Variable Rate Vocoder" 라는 명칭의 미국 특허 제 5,414,796 호에, 예시적인 보코더가 개시되어 있다. 보코더에서, 인코딩 부분은 인간 음성 발생 모델 (model of human speech generation) 에 관련된 파라미터를 추출한다. 디코딩 부분은 송신 채널을 통해 수신된 파라미터를 이용하여 음성을 재합성한다. 본 모델은 시간에 따라 변하는 음성 신호를 정확하게 모델링하기 위해 계속적으로 변경된다. 따라서, 파라미터가 계산되는 동안, 음성은 시간의 블록 또는 분석 프레임으로 분할된다. 그 다음, 각각의 새로운 프레임에 대해 파라미터가 업데이트된다. 여기에서 사용될 때, "디코더"라는 단어는 송신 매체를 통해 수신된 디지털 신호를 변환하는데 이용할 수 있는 임의의 장치 또는 장치의 임의적인 부분을 지칭한다. 따라서, 여기에서 설명한 실시예는 CDMA 시스템의 보코더 및 논-CDMA (non-CDMA) 시스템의 디코더로 구현할 수 있다.

음성은 대체로 저주파수 성분과 고주파수 성분으로 이루어진다. 그러나, 종래 전화 시스템의 물리적 제한으로 인해, 입력 음성은 200 Hz 내지 3400 Hz 의 좁은 범위로 대역이 제한된다. 필터는 입력 파형의 주파수 스펙트럼을 변형하여 출력 파형을 발생하는 장치이다. 이러한 변형은, 변형된 출력 파형 (y(t)) 을 주파수 영역에서 원래의 입력 파형 (x(t)) 과 관련짓는 전달 함수 H(f)=Y(f)/X(f) 에 의해 특징지어 질 수 있다.

도 2A 는 플랫 주파수 응답을 가진 협대역 필터의 스펙트럼을 나타낸다. 이러한 특성을 가진 장치의 일례가 마이크로폰이다. 나타낸 바와 같이, 보다 낮은 주파수가 더 강조되고 (overemphasized) 보다 높은 주파수는 컷오프 (cut off) 된다. 이러한 필터를 통과하는 입력 신호는 인간의 귀에 불쾌하게 지각되는 출력 파형을 초래하는데, 다시 말해, 필터링된 출력은 머플링 (muffling) 된다.

도 2B 는 1000 Hz 내지 3400 Hz 사이의 주파수를 강조하는 협대역 필터의 스펙트럼을 나타낸다. 이러한 일례에서, 보다 낮은 주파수는 감쇠되지만, 1000 Hz 내지 3400 Hz 사이의 주파수 스펙트럼은 강조된다. 이러한 주파수 범위의 강조는 3400 Hz 를 초과하는 주파수 성분의 누락을 지각적으로 보상한다. 따라서, 필터링된 신호를 청취할 때, 최종 사용자에 의해, 보다 "자연스럽고" 의미가 명료한 사운드가 감지된다.

무선 전화기의 개선으로 인해, 많은 무선 통신 시스템이 50 Hz 내지 7000 Hz 의 보다 넓은 범위에서 음향 신호를 전파할 수 있다. 이러한 신호를 광대역 신호라 한다. 1989 년에 간행된 "7kHz Audio-Coding within 64 kBits/s" 라는 명칭의 문서 G.722 ITU-T 에, 이러한 주파수 범위를 이용하는 통신이 표준화되어 있다. 광대역 시스템에 의해 7000 Hz 를 초과하는 주파수 성분이 전달될 수 있기 때문에, 통상적인 광대역 디코더는 플랫 주파수 응답을 갖도록 구현될 수 있다. 도 3A 는 광대역 신호의 플랫 주파수 스펙트럼에 대한 그래프이다. 3400 Hz 와 7000 Hz 사이의 주파수 성분이 포함되기 때문에, 강조는 불필요하다. 이들 보다 높은 주파수 성분의 포함은, 1000 Hz 와 3400 Hz 사이의 주파수 범위를 강조할 필요없이도, 지각적으로 보다 명료한 파형을 발생한다.

그러나, 광대역 신호가 협대역 터미널로 송신되거나 협대역 시스템을 통해 송신될 때, 문제가 발생한다. 업계의 현재 상태에서는, 3400 Hz 에서의 단순한 주파수 컷오프에 의해, 협대역 터미널/시스템의 제약들로 광대역 신호의 대역이 제한된다. 광대역 신호를 저역 통과 필터에 통과시키고 그 결과를 다운-샘플링하는 것에 의해, 이러한 광대역-대-협대역 변환이 실현될 수 있다. 따라서, 변환된 광대역 신호의 스펙트럼은 도 2A 의 스펙트럼과 많이 흡사하다. 상술한 바와 같이, 이러한 플랫 주파수 응답은 인간 지각으로 수용할 수 없는 파형을 발생한다. 따라서, 변환된 협대역 신호가 최종 사용자에게 지각적으로 유쾌할 수 있도록 하기 위해, 광대역 신호의 협대역 신호로의 보강된 변환에 대한 필요성이 존재한다. 여기에서 설명한 실시예들은 유쾌한 오디오 성분을 포함하면서 광대역 신호의 협대역 신호로의 변환을 실현한다.

도 4 는 기존의 광대역 디코더에 결합될 수 있는 일 실시예의 블록도이다.본 실시예는, 광대역 신호가 협대역 신호로 변환될 때 신호 정보의 손실을 저감시키도록 구성된 광대역-대-협대역 변환 장치이다. 신호 정보의 보존은 최종 사용자에 대해 지각적으로 유쾌한 오디오 신호를 발생한다.

(나타내지 않은) 기지국은 광대역 디코더 (40) 로 입력될 정보 비트의 스트림을 수신한다. 광대역 디코더 (40) 는 G.722 ITU-T 에 따른 파형 또는 3400 Hz 로 대역이 제한되지 않는 임의의 다른 파형을 출력하도록 구성될 수 있다. 파형의 대역폭 변동은 본 실시예의 범위에 영향을 주지 않는다. 기지국의 (나타내지 않은) 제어 소자는 광대역 디코더 (40) 의 출력이 협대역 터미널로 송신될 것인지 판정한다. 이하, 광대역 신호를 협대역 신호로 변환할 것인지 판정하는 방법 및 장치를 설명한다. 광대역 디코더 (40) 의 출력이 협대역 터미널 또는 협대역 시스템으로 송신되어야 한다면, (나타내지 않은) 제어 소자는 광대역 디코더 출력을 광대역-대-협대역 변환 장치 (44) 로 송신하는 스위치 (42) 를 활성화 한다. 광대역-대-협대역 변환 장치 (44) 는, 그 출력이 다운-샘플러 (48) 에 결합되는 대역폭 스위칭 필터 (BSF ; 46) 를 구비한다.

대역폭 스위칭 필터 (46) 는 중간 범위의 주파수에서 5 dB 내지 10 dB 의 기울기를 가진 곡선에 의해 특징지워지는 주파수 응답을 갖는 임의의 필터로 구현될 수 있다. 최적의 중간-범위는 1000 Hz 와 3400 Hz 사이지만, 본 실시예의 범위에 영향을 미치지 않으면서, 800 내지 3500 Hz 또는 1100 내지 3300 Hz 와 같이 좀더 크거나 작은 범위를 이용할 수도 있다. 협대역 응답을 근사하기 위해서, 중간-범위를 초과하는 주파수는 감쇠된다. 도 3B 는 소망의 기울기를 가진 주파수 응답의 대표적인 일례이다. 그러나, 상이한 형태의 곡선을 가진 필터가 이용될 수도 있다. 예를 들어, 도 3C 는 본 실시예에 이용될 수 있는, 일직선의 기울기를 가진 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 도 3D 는, 스펙트럼이 변하는 기울기를 가진 선형 세그먼트를 구비하는 또 하나의 유용한 주파수 응답을 나타낸다. 대역폭 스위칭 필터 (46) 는 일정한 필터 계수를 가진 고정 필터 (fixed filter) 또는 업데이트되는 필터 계수를 가진 적응 필터 (adaptive filter) 로 구현될 수 있다. 이러한 설계 선택은 소정의 시스템 파라미터에 따라 행해져야 하며, 본 실시예의 범위에 영향을 미치지 않는다.

y(n) = x(Mn) (M 은 양의 정수값) 이 되도록, 입력 시퀀스 x(n) 으로부터 새로운 샘플 시퀀스 y(n) 을 결정할 수 있는 임의의 장치로, 다운-샘플러 (48) 를 구현할 수 있다.

일 실시예에서, 광대역 신호는 통상적으로 16 kHz 에서 샘플링되고 협대역 신호는 통상적으로 8 kHz 에서 샘플링되기 때문에, 샘플의 데시메이션은 M=2 의 레이트 (rate) 에서 발생한다. 대역폭 스위칭 필터 (46) 에 의해 필터링이 수행된 후에 데시메이션이 발생하기 때문에, 협대역 목표 터미널에서 보간기를 사용하여 스위칭된 신호의 데이메이션된 부분을 리커버링할 수 있다.

도 5 는 광대역 디코더에 결합된, 또 하나의 광대역-대-협대역 스위칭 장치의 블록도이다. 본 실시예에서는, 광대역-대-협대역 스위칭 장치가 광대역 신호를 협대역 신호로 변환하는데 필요한 계산 횟수를 감소시키도록 구성된다.

(나타내지 않은) 기지국은 광대역 디코더 (50) 로 입력하기 위한 정보 비트의 스트림을 수신한다. 광대역 디코더 (50) 는, 본 실시예의 범위에 영향을 미치지 않으면서, G.722 ITU-T 에 따른 파형 또는 3400 Hz 보다 높은 주파수 성분을 가진 임의의 다른 파형을 출력한다. 기지국의 (나타내지 않은) 제어 소자는 광대역 디코더 (50) 가 협대역 터미널로 송신할 것인지 또는 협대역 시스템을 통해 송신할 것인지 판정한다. 광대역 디코더 (50) 의 출력이 협대역 터미널로 송신되어야 하거나 협대역 시스템을 통해 송신되어야 한다면, (나타내지 않은) 제어 소자는 광대역 디코더 출력을 광대역-대-협대역 변환 장치 (54) 로 송신하도록 스위치 (52) 를 활성화 한다. 광대역-대-협대역 변환 장치 (54) 는, 그 출력이 BSF (bandwidth switching filter ; 58) 에 결합되는 다운-샘플러 (56) 를 구비한다.

일 실시예에서, 다운-샘플러는 M=2 의 레이트에서 샘플들을 데시메이팅한다. 통상적인 광대역 시스템에서, 신호는 16 kHz 의 레이트에서 샘플링된다. 다운-샘플러가 M=2 의 레이트에서 동작하면, 샘플의 절반은 폐기되며 대역폭 스위칭 필터 (58) 는 8 kHz 신호상에서 동작하게 된다. 따라서, 도 5 의 대역폭 스위칭 필터 (58) 는 도 4 의 대역폭 스위칭 필터 (46) 보다 산술적으로 덜 복잡하게 구성될 수 있다. 그러나, 도 4 의 대역폭 스위칭 필터와 유사하게, 대역폭 스위칭 필터 (58) 는 중간-범위 주파수 사이에서 5 내지 10 dB 의 기울기를 가진 곡선에 의해 특징지워지는 주파수 응답을 갖는 임의의 필터로 구현될 수 있다.

상술한 실시예들은 기존의 광대역 디코더와 함께 사용될 수 있는 애드-온 컴포넌트 (add-on components) 로서 설명되었다. 그러나, 출력 신호의 주파수 스펙트럼이 고주파 강조를 나타내는 신규하고 복잡한 광대역 디코더의 일 실시예가계획된다.

도 6 은 논-플랫 주파수 스펙트럼의 협대역 신호를 출력하도록 구성된 광대역 디코더 (60) 의 기능 블록도이다. 디코더 (60) 는 음성 분석 소자 (62) 및 후-처리 소자 (64) 를 구비한다. 음성 분석 소자 (62) 는 음성 신호의 파라미터를 전달하는 음성 정보 및 적절한 여기 신호 (excitation signal) 를 수신한다. 음성 신호를 파라미터화 하는 많은 예들은, 필터 모델의 계수가 자동상관값들 (autocorrelation values) 로부터 디코더에서 재생성될 수 있는 LPC (linear predictive coding) 기술을 이용한다. 다른 방법으로, LPC 계수의 값들이 인코딩 소스로부터 디코더로 직접 송신될 수 있다. 미국 특허 제 5,414,796 호에, 다양한 LPC 기술에 대한 설명이 개시되어 있다.

음성 합성 소자 (62) 로부터 합성된 음성은 일반적으로 의미가 명료하다. 그러나, 합성된 음성의 품질은 왜곡될 수 있다. 따라서, 후-처리 소자 (64) 는 합성된 음성을 보강하여 보다 "자연스러운" 효과를 발생할 필요가 있다. 후-처리 소자 (64) 는 하나 이상의 후-필터 (66) 및 하나의 대역폭 스위칭 필터 (68) 를 구비한다. 종래의 후-필터 (66) 는 피치 후-필터 (pitch post filter), 포르만트 후-필터 (formant post filter), 및 틸트 보상 필터 (tilt compensation filter) 의 조합을 구비할 수 있다. 그러나, 신호의 광대역 주파수 스펙트럼 전체가 처리되기 때문에, 종래의 후-필터 (66) 는 본 실시예의 소정 주파수 강조를 보장하지 않는다. 후-필터 (66) 에 결합된 대역폭 스위칭 필터 (68) 는 주파수의 특정 서브그룹에 대한 강조를 보장한다. (나타내지 않은) 제어 소자는 후-필터의 출력을 대역폭 스위칭 필터 (68) 를 통해 송신할 것인지를 제어한다.

대역폭 스위칭 필터 (68) 는 상기 실시예에서 설명한 바와 같이 구현될 수 있으며, 스펙트럼 진폭 (spectrum magnitude) 의 곡선은 약 1000 Hz 내지 3400 Hz 의 주파수 범위 사이에서 최소한 5 dB 내지 10 dB 의 기울기를 갖는다. 본 실시예의 범위에 영향을 미치지 않으면서, 대역폭 스위칭 필터 (68) 와 후-필터 (66) 의 배치 순서를 바꿀 수 있다.

도 7 은 광대역-대-협대역 신호 변환을 광대역 시스템 내에 구현할 것인지 v판정하는 흐름도이다. 단계 70 에서, 기지국내에 위치하는 제어 소자는 가입자 유닛으로부터의 광대역 신호 송신의 도달을 통지받는다. 통상적인 무선 통신 시스템에서, 이와 같은 어떠한 신호 송신의 도달 통지는 호 설정 또는 등록 주기 동안에 전달된다. 호 설정 주기 동안, 신호 송신의 최종 목적지 어드레스에 관한 정보가 제어 소자로 송신된다. 최종 목적지 어드레스는 통상적으로 가입자 유닛의 사용자에 의해 입력된 전화 번호 또는 사용자에 의해 선택된 저장 어드레스에 대응한다. 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 참조하는, "Method and Apparatus for Providing A Call Identifier In a Distributed Network System" 이라는 명칭의 미국 특허 제 5,844,899 호에, 호 설정 과정의 일례가 개시되어 있다.

단계 72 에서, 제어 소자는 신호 송신의 최종 목적지 어드레스와 광대역 시스템내에 사용된 이동 가입자 유닛의 데이터베이스를 비교한다. 도 1 에 나타낸 바와 같은 CDMA 시스템에서, 이동 가입자 데이터베이스는 이동 스위칭 센터 (18) 에서 발견된다. 최종 목적지 번호가 데이터베이스내에서 발견되면, 단계74 에서, 제어 소자는 협대역 신호로의 변환없이 광대역 신호의 디코딩을 진행한다. 데이터베이스내에서 최종 목적지 번호가 발견되지 않으면, 단계 76 에서, 제어 소자는 광대역 디코더의 출력을 (그 구현이 상술되어 있는) 광대역-대-협대역 변환 장치로 라우팅하는 스위치를 활성화한다.

다른 방법으로, 통신 시스템이 광대역 및 협대역 가입자 유닛 모두를 지원하며 신호가 광대역 터미널에 기인하면, 이동 가입자 유닛의 데이터베이스가 광대역 이동 가입자 유닛의 데이터베이스로 대체되어 상술한 방법의 단계들이 수행될 수 있다.

다른 방법으로, 이동 가입자 유닛의 데이터베이스를, 이동 가입자 및 유선 가입자를 포함하는, 등록된 통신 가입자 유닛 모두의 데이터베이스로 대체할 수 있으며, 이 경우, 통신 터미널의 대역폭 용량도 저장된다. 따라서, 최종 목적지 번호가 데이터베이스상에 존재하는지 판정하는 대신에, 최종 목적지 번호가 광대역 터미널에 의해 지원되는지를 판정한다.

또 다른 실시예에서, 광대역 통신 시스템이 통신 유닛들간의 복수개 통신 링크, 즉, 전자 회의 (teleconferencing) 를 허용하면, 제어 소자는 복수개 광대역 신호를 복수개 협대역 신호로 변환하도록 프로그램되거나 구성된다. 이러한 변환으로 인해, 시스템은 전자 회의 호에서의 참가자 수를 증가시킬 수 있다.

도 8 은 광대역-대-협대역 신호 변환의 구현 여부를 판정하는 또 하나의 방법에 대한 흐름도이다. 목적지가 광대역 디코더에 의해 서비스되지 않을 경우, 본 실시예는 광대역 신호를 협대역 신호로 변환하는 기지국 광대역 보코더에 의해구현된다.

단계 80 에서, 기지국은 원격 유닛으로부터 인코딩된 신호를 수신하여 디코딩한다. 인코딩된 신호는 광대역 음성 신호 및 시그널링 오버헤드를 구비한다. 목적지 어드레스는 시그널링 오버헤드내에 포함되어 있다. 단계 82 에서, 디코딩된 신호는, 광대역 음성 신호가 다수-비트 PCM (pulse code modulation) 출력으로 변환되는 기지국 제어기로 전달된다. 의사랜덤 검출 코드가 PCM 출력내에 삽입된다. 삽입된 PCM 출력은, 단계 84 에서, 이동 스위칭 센터를 통해 목적지로 송신된다.

기지국과 목적지 사이의 물리적 매질이 광대역 송신을 지원하고 목적지가 광대역 디코더에 의해 지원되면, 단계 86 에서, 목적지는 의사랜덤 검출 코드를 검출하고 기지국과의 통신 세션을 설정한다. 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 참조하는, "Method and Apparatus for Detection of Tandem Vocoding to Modify Vocoder Filtering" 이라는 명칭의 미국 특허 제 5,903,862 호에, 직렬 보코더 동작의 세부적인 구현이 개시되어 있다. 단계 87 에서, 기지국 보코더 및 목적지 보코더는 협대역 음성 신호로의 변환없이 광대역 음성 신호를 송신한다.

다른 방법으로, 기지국에서의 광대역 보코더가 목적지에서의 광대역 보코더와 동일한 구성을 가지면, 직렬 보코딩 (tande, vocoding) 은 바이패스된다. 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 참조하는, "Detection and Bypass of Tandem Vocoding Using Detection Codes" 라는 명칭의 미국 특허 제 5,956,673 호에, 보코더 바이패스의 상세한 구현이 개시되어 있다. 목적지 광대역 보코더가바이패스될 수 있으면, 기지국은 협대역 신호로의 변환없이 광대역 신호를 출력할 수 있다.

목적지가 광대역 디코더에 의해 서비스되지 않으면, 단계 88 에서, 기지국은, 상기 실시예에서 설명한 바와 같이, 광대역-대-협대역 변환을 구현한다.

이와 같이, 광대역-대-협대역 신호 변환에 대한 신규하고 향상된 방법 및 장치를 설명하였다. 당업자는, 여기에서 개시된 실시예들과 관련하여 설명한 다양한 예시적 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다는 것을 알 수 있다. 다양한 예시적 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계들은 대체로 이들의 기능으로 설명되었다. 이러한 기능을 하드웨어, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현할 것인지는 전체 시스템에 부과된 특정한 애플리케이션 및 설계 제약에 의존한다. 당업자는 이러한 환경하에서의 하드웨어, 소프트웨어, 및 펌웨어의 상호 교환성 및 특정한 애플리케이션 각각에 대해 설명된 기능을 구현하는 최선의 방법을 알 수 있다.

여기에서 개시된 실시예들과 관련하여 설명된 다양한 예시적 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계의 구현은 DSP (digital signal processor), ASIC (application specific integrated circuit), FPGA (field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능한 논리 장치, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트로 구현되거나 수행될 수 있다. 한 세트의 펌웨어 명령어를 수행하는 프로세서, 어떠한 종래의 프로그램 가능한 소프트웨어 모듈 및 프로세서, 또는 이들의 조합이 여기에서 설명한 제어 소자의 기능을 수행하도록 설계될수 있다. 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있지만, 다른 방법으로, 프로세서는 어떠한 종래의 프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, 또는 스테이트 머신일 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 이동가능한 디스크, CD-ROM, 또는 업계에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 예시적인 프로세서가 저장 매체에 결합되어 저장 매체로부터 정보를 판독하고 저장 매체에 정보를 기입한다. 다른 방법으로, 저장 매체가 ASIC 에 상주할 수 있다. ASIC 은 전화기 또는 다른 사용자 터미널에 상주할 수 있다. 다른 방법으로, 프로세서 및 저장 매체가 전화기 또는 다른 사용자 터미널에 상주할 수 있다. 프로세서는 DSP 와 마이크로프로세서의 조합으로 또는 DSP 코어 등과 관련된 2 개의 마이크로프로세서로 구현될 수 있다. 또한, 당업자는, 상기 설명 전체를 통해 언급될 수 있는 데이터, 지시어, 명령어, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩이 전압, 전류, 전자파, 자기장 또는 자기 입자 (magnetic field or particles), 광학 필드 또는 광학 입자 (optical fields or particles), 또는 이들의 어떠한 조합으로 표현된다는 것을 알 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들을 나타내고 설명하였다. 그러나, 당업자는, 본 발명의 정신 또는 범위를 벗어나지 않으면서도, 여기에서 개시된 실시예들을 다양하게 변형할 수 있음을 알 수 있다.

Claims

광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 장치로서,

광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 것인지 판정하는 제어 소자;

상기 제어 소자에 결합되어, 상기 제어 소자가 상기 광대역 음성 신호의 변환을 판정하면 상기 제어 소자에 의해 활성화되는 스위치;

상기 스위치가 활성화되면, 상기 광대역 음성 신호를 수신하는 대역폭 스위칭 필터; 및

상기 대역폭 스위칭 필터의 출력 신호를 데시메이팅 (decimating) 하는 다운 샘플러를 구비하고,

상기 대역폭 스위칭 필터는 상기 광대역 음성 신호의 주파수 스펙트럼 일부를 강조하여 논-플랫 (non-flat) 주파수 스펙트럼을 가진 출력 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 주파수 스펙트럼의 일부는 1000 Hz 와 3400 Hz 사이의 주파수인 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 논-플랫 주파수 스펙트럼은 5 dB 와 10 dB 사이의 기울기를 가진 곡선을 갖는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 3 항에 있어서,

상기 5 dB 와 10 dB 사이의 기울기를 가진 곡선은 1000 Hz 와 3400 Hz 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 다운 샘플러는 M=2 의 레이트에서 데시메이팅하고,

y(n) = x(Mn) 의 관계식에 의해, 출력 신호 y(n) 이 입력 신호 x(n) 에 관련되는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 대역폭 스위칭 필터는 또한 상기 광대역 음성 신호의 고주파 부분을 감쇠시키는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 장치로서,

광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환할 것인지 판정하는 제어 소자;

상기 제어 소자에 결합되어, 상기 제어 소자가 상기 광대역 음성 신호의 변환을 판정하면 상기 제어 소자에 의해 활성화되는 스위치;

상기 스위치에 결합되어, 상기 스위치가 활성화되면 상기 광대역 음성 신호를 데시메이팅하는 다운 샘플러; 및

데시메이팅된 광대역 음성 신호를 수신하는 대역폭 스위칭 필터를 구비하고,

상기 대역폭 스위칭 필터는 상기 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 일부를 강조하여 논-플랫 주파수 스펙트럼을 가진 출력 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 주파수 스펙트럼의 일부는 1000 Hz 와 3400 Hz 사이의 주파수인 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 논-플랫 주파수 스펙트럼은 5 dB 와 10 dB 사이의 기울기를 가진 곡선을 갖는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 9 항에 있어서,

상기 5 dB 와 10 dB 사이의 기울기를 가진 곡선은 1000 Hz 와 3400 Hz 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 다운 샘플러는 M=2 의 레이트에서 데시메이팅하고,

y(n) = x(Mn) 의 관계식에 의해, 출력 신호 y(n) 이 입력 신호 x(n) 에 관련되는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 대역폭 스위칭 필터는 또한 상기 광대역 음성 신호의 고주파 부분을 감쇠시키는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
광대역 음성 신호를 디코딩하고 상기 광대역 음성 신호를 협대역 음성 신호로 변환하는 장치로서,

합성된 광대역 음성 신호를 생성하는 음성 합성 소자; 및

합성된 광대역 음성 신호를 보강하는 후-처리 소자를 구비하고,

상기 후-처리 소자는,

후-필터 소자; 및

상기 합성된 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 중간 범위를 강조하고 상기 합성된 광대역 음성 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 상위 범위를 감쇠하는 대역폭 스위칭 필터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 주파수 스펙트럼의 중간 범위는 1000 Hz 와 3400 Hz 사이인 것을 특징으로 하는 변환 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 주파수 스펙트럼의 상위 범위는 3400 Hz 를 초과하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.
무선 통신 시스템에서 발생하는 광대역 파형을 송신하는 방법으로서,

기지국으로부터 목적지로 송신하기 위한 광대역 파형을 전달하는 신호를 상기 기지국에서 수신하는 단계;

상기 목적지가 상기 광대역 파형을 처리할 수 있는지 판정하는 단계;

상기 목적지가 상기 광대역 파형을 처리할 수 없으면, 상기 광대역 파형을 논-플랫 주파수 응답을 가진 협대역 파형으로 변환하는 단계; 및

상기 목적지가 상기 광대역 파형을 처리할 수 있으면, 상기 광대역 파형을 협대역 파형으로 변환하지 않고, 상기 광대역 파형을 상기 기지국으로부터 상기 목적지로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 목적지가 상기 광대역 파형을 처리할 수 있는지 판정하는 단계는, 상기 목적지가 광대역 보코더에 의해 지원되는지 판정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 목적지가 광대역 보코더에 의해 지원되는지 판정하는 단계는,

상기 광대역 파형을 전달하는 PCM (pulse code modulation) 신호내에 검출 코드를 삽입하는 단계; 및

상기 목적지가 상기 검출 코드를 검출하면, 제 2 기지국을 통해, 상기 목적지로부터 상기 검출 코드의 확인 응답 (acknowledgement) 을 송신하는 단계를 포함하고,

상기 제 2 기지국은 상기 목적지 및 상기 무선 통신 시스템과의 통신을 지원하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
광대역 신호를 협대역 신호로 변환할 것인지 판정하는 방법으로서,

원격 유닛으로부터 발생하는 최종 목적지 어드레스를 수신하는 단계;

상기 최종 목적지 어드레스를 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스와 비교하는 단계;

상기 최종 목적지 어드레스가 상기 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스 중 하나와 일치하면, 상기 광대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 전송하는 단계; 및

상기 최종 목적지 어드레스가 상기 식별 데이터베이스내의 복수개 어드레스 중 하나와 일치하지 않으면,

상기 광대역 신호를 논-플랫 주파수 응답을 갖는 상기 협대역 신호로변환하는 단계; 및

상기 협대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 판정 방법.
광대역 신호를 협대역 신호로 변환할 것인지 판정하는 장치로서,

메모리; 및

상기 메모리내에 저장된 명령어 세트를 구현하는 프로세서를 구비하고,

상기 명령어 세트는,

원격 유닛으로부터 발생하는 최종 목적지 어드레스를 수신하는 단계;

상기 최종 목적지 어드레스를 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스와 비교하는 단계;

상기 최종 목적지 어드레스가 상기 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스 중 하나와 일치하면, 상기 광대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 송신하는 단계; 및

상기 최종 목적지 어드레스가 상기 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스 중 하나와 일치하지 않으면,

상기 광대역 신호를 논-플랫 주파수 응답을 갖는 상기 협대역 신호로 변환하는 단계; 및

상기 협대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 송신하는 단계를 수행하는 것을 특징으로 하는 판정 장치.
광대역 신호를 협대역 신호로 변환하는 장치로서,

상기 광대역 신호에 대한 주파수 응답의 중간-범위 부분을 강조하고 상기 광대역 신호에 대한 주파수 응답의 상위 범위 부분을 감쇠하는 필터; 및

상기 광대역 신호의 샘플링 레이트를 데시메이팅하는 다운 샘플러를 구비하고,

상기 필터의 출력은 논-플랫 주파수 응답을 가진 협대역 신호인 것을 특징으로 하는 변환 장치.
광대역 신호를 협대역 신호로 변환하는 장치로서,

최종 목적지 어드레스 및 원격 유닛으로부터 발생하는 광대역 신호를 수신하는 수단;

상기 최종 목적지 어드레스를 식별 데이터베이스내의 복수개 목적지 어드레스와 비교하는 수단;

상기 광대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 전송할 것인지 또는 상기 광대역 신호를 논-플랫 주파수 응답을 가진 상기 협대역 신호로 변환할 것인지 판정하는 수단; 및

상기 협대역 신호를 상기 최종 목적지 어드레스로 전송하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 변환 장치.