JPH08163056A

JPH08163056A - 音声信号帯域圧縮伝送方式

Info

Publication number: JPH08163056A
Application number: JP6306379A
Authority: JP
Inventors: Minoru Sakaibori; 稔境堀; Makoto Onishi; 誠大西
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1994-12-09
Filing date: 1994-12-09
Publication date: 1996-06-21

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】アナログ波形の合成に際して、システムパラ
メータが干渉して生じる雑音成分が発生しないようにし
た音声信号帯域圧縮伝送方式を提供する。【構成】ダウンサンプリング回路１０９から出力され
た基底信号をパワー検出回路１１３に入力して絶対値を
取り出し、白色雑音発生器１１４から発生された低周波
雑音信号に乗算して、線形予測分析器１０３で求められ
ている線形予測係数ａ_iとは何も相関の無い基底信号を
得、これを線形予測合成器１１０に供給し、線形予測分
析器１０３で求められている線形予測係数ａｉ（ｉ＝
１、２、３、…、Ｎ−１）を回帰係数として用い、基底
信号に自己回帰システム演算を施し、狭帯域時系列信号
を得るようにしたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、アナログ波形の状態で
音声信号の帯域圧縮を可能にした帯域圧縮伝送方式に係
り、特に狭帯域の無線伝送回路でのアナログ伝送に好適
な音声信号帯域圧縮伝送方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動通信における周波数有効利用
の必要性がとみに高まっているが、その対応策の一種に
音声信号の帯域圧縮技術があり、従来から盛んに開発、
研究が進められている。そして、この帯域圧縮技術の中
で現在主流を占めている方式としては、ＬＰＣ分析を用
い、分析結果の線形予測係数と残差信号をディジタル化
してディジタル信号として伝送するＣＥＬＰ方式等があ
る。

【０００３】一方、ＬＰＣ分析結果をアナログ信号とし
て伝送する方式としては、特願平５−３０５４６０号の
出願に係る「音声信号帯域圧縮伸張装置並びに音声信号
の帯域圧縮伝送方式及び再生方式」と題する発明があ
り、これらが、本発明との関連では、先行技術となって
いる。

【０００４】そこで、この先行技術について説明する
と、これは、人体の発声機構を自己回帰システムの一種
として捉え、音声信号をこの自己回帰システムにより生
成された信号としてシミュレートし、予測分析によって
システムパラメータを抽出するのである。そして、この
システムパラメータを、音声信号の主要部分である低域
成分を基底信号としたアナログ波形の中に自己相関情報
の形で埋め込んだ上で、送信側ではサンプリングレート
を低下させて伝送し、受信側ではサンプリングレートを
元に戻すことにより、音声信号の帯域圧縮が得られるよ
うにしたもので、第１と第２の先行技術があり、更に詳
しく説明すると、以下の通りである。

【０００５】まず、図３は、第１の先行技術における送
信側の構成を示すブロック図で、伝送すべき音声信号ｙ
(ｔ)は入力端子１０１に供給され、まずＡ／Ｄ(アナロ
グ・ディジタル)変換器１０２により標本化され、ディ
ジタル信号ｙ(ｎΔｔ)にされる。ここで、信号ｙ(ｔ)は
時刻ｔにおける音声信号の値で、信号ｙ(ｎΔｔ)は、上
記したように、時刻ｎΔｔ(ｎ＝整数)における音声信号
の値である。

【０００６】ここで、原音声信号ｙ(ｔ)の周波数成分の
下限周波数ｆ_L＝３００Ｈｚ、上限周波数ｆ_m＝４０００
Ｈｚとし、サンプリング時間間隔Δｔを Δｔ＝１／２ｆ_m＝１２５μｓ(サンプリング周波数８Ｋ
Ｈｚ) とする。次に、このディジタルの音声信号ｙ(ｎΔｔ)を
自己回帰形の信号として捉え、システムパラメータとし
て線形予測係数ａ_iを用い、

【０００７】

【数１】

【０００８】と定義する。ここで、右辺の第１項は、人
体の発声機構における声帯振動又は呼気による音源信号
を表わし、第２項は、同じく声道によるフィルタリング
作用を表わすものと考えられている。

【０００９】そこで、この、Ａ／Ｄ変換器１０２の出力
である音声信号ｙ(ｎΔｔ)は、線形予測(ＬＰ)分析器１
０３と逆フィルタリング回路１０４に供給され、まず、
一方の線形予測分析器１０３では、線形予測係数ａ_i(ｉ
＝１、２、３、……、Ｎ−１)の推定値が求められる。

【００１０】他方、逆フィルタリング回路１０４では、
この線形予測係数ａ_iを用い、時系列信号からなるディ
ジタルの音声信号ｙ(ｎΔｔ)に対して、次の(数２)式に
よる演算を施し、予測残差信号ｘ(ｎΔｔ)を得るように
なっており、これにより線形予測システムを構成してい
る。

【００１１】

【数２】

【００１２】この、逆フィルタリング回路１０４の出力
である予測残差信号ｘ(ｎΔｔ)は、ｆ_L〜ｆ_mの周波数成
分を含むので、次に、ｆ_m／Ｃを遮断周波数とする低域
ろ波器１０５と高域ろ波器１０６を用い、それぞれ低周
波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃと、高周波成分ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mとに分
離する。そして、低周波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃは可変利得増
幅器１０７の出力と共にダウンサンプリング回路１０９
に供給され、高周波成分ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mは可変利得増幅器
１０７の利得制御信号として用いられる。

【００１３】雑音信号発生器１０８は、周波数範囲が０
Ｈｚからｆ_LＨｚまでの低周波数の雑音信号を発生し、
この雑音信号を可変利得増幅器１０７に供給している。
従って、この可変利得増幅器１０７の出力からは、残差
信号ｘ(ｎΔｔ)の高周波成分ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mの電力レベル
に連動して電力レベルが制御された低周波雑音信号が得
られることになり、この低周波雑音信号と残差信号ｘ
(ｎΔｔ)の低周波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃとが加算され、時系
列信号ｘ'(ｎΔｔ)としてダウンサンプリング回路１０
９に入力されることになる。

【００１４】この時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)は、０〜ｆ_m／
Ｃの周波数成分からなるので、ダウンサンプリング回路
１０９でサンプル値を間引くことによりサンプルレート
を低下させ、基底信号ｘ'(ｎΔＴ)に変換される。ここ
で、 ΔＴ＝ＣΔｔであり、Ｃ＝５とすると、サンプルレートは１／５に低
下され、サンプリング時間間隔ΔＴ＝６２５μｓとな
る。

【００１５】次に、この基底信号ｘ'(ｎΔＴ)は、線形
予測(ＬＰ)合成器１１０に供給され、ここで、線形予測
分析器１０３で求められている線形予測係数ａ_i(ｉ＝
１、２、３、……、Ｎ−１)を回帰係数として用い、基
底信号ｘ'(ｎΔＴ)に、次の(数３)による自己回帰シス
テム演算を施し、狭帯域時系列信号ｗ(ｎΔＴ)を得る。

【００１６】

【数３】

【００１７】次に、このようにして、線形予測合成器１
１０の出力に得られた狭帯域時系列信号ｗ(ｎΔＴ)は、
Ｄ／Ａ(ディジタル・アナログ)変換器１１１に供給さ
れ、アナログ波形の信号に復元され、出力端子１１２に
狭帯域アナログ信号ｗ(ｔ)を得るのである。

【００１８】そこで、この狭帯域アナログ信号ｗ(ｔ)に
ついてみると、それは０〜ｆ_m／Ｃ、すなわち、０Ｈｚ
〜８００Ｈｚの周波数成分からなっている。一方、原音
声信号ｙ(ｔ)の周波数成分は、上記したように、下限周
波数ｆ_L＝３００Ｈｚ、上限周波数ｆ_m＝４０００Ｈｚで
あり、従って、この先行技術によれば、Ｃ＝５なので、
３００Ｈｚ〜４０００Ｈｚの周波数範囲が１／Ｃ、すな
わち、０Ｈｚ〜８００Ｈｚの周波数範囲に帯域圧縮され
ることになる。こうして、出力端子１１２に得られた、
狭帯域アナログ信号ｗ(ｔ)は、所定の信号伝送系、例え
ば電話回線や無線チャネルなどに乗せられ、受信側に伝
送されることになる。

【００１９】次に、図４は、第１の先行技術における受
信側の構成を示すブロック図で、図３の送信側から伝送
されてきて入力端子２０１に供給された狭帯域アナログ
信号ｗ(ｔ)は、まずＡ／Ｄ(アナログ・ディジタル)変換
器２０２により標本化され、時系列ディジタル信号ｗ
(ｎΔＴ)に変換される。

【００２０】ついで、この時系列ディジタル信号ｗ(ｎ
ΔＴ)は、線形予測分析器２０３と逆フィルタリング回
路２０４に供給され、まず、線形予測分析器２０３で
は、線形予測分析により線形予測係数ａ_i(ｉ＝１、２、
３、……、Ｎ−１)の値を復元する。

【００２１】他方、逆フィルタリング回路２０４では、
この線形予測係数ａ_iを用い、時系列信号からなるディ
ジタルの音声信号ｗ(ｎΔＴ)に対して、次の(数４)式に
よる演算を施し、予測残差信号からなる再生基底信号
ｘ'(ｎΔＴ)を得るようになっており、これにより線形
予測システムを構成している。

【００２２】

【数４】

【００２３】次に、この再生基底信号ｘ'(ｎΔＴ)は、
アップサンプリング回路２０５に供給され、ここで、送
信側のダウンサンプリング回路１０９により間引かれて
いるサンプル位置に０を埋め込む処理を受け、これによ
りサンプリングレートが高められ、元のサンプリング周
波数を持つ再生時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)に戻される。従
って、このサンプリングレートΔｔは、Δｔ＝１２５μ
ｓになる。

【００２４】続いて、この再生時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)
は、帯域ろ波器２０６と低域ろ波器２０７に供給され
る。そして、まず、帯域ろ波器２０６では、再生時系列
信号ｘ'(ｎΔｔ)の低周波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃが抽出さ
れ、これが可変利得増幅器２０８の出力と共に線形予測
合成器２１０に供給される。

【００２５】また、この、帯域ろ波器２０６から抽出さ
れた低周波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃは、高域周波数信号生成回
路２０９にも供給され、これにより、この高域周波数信
号生成回路２０９からは、ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mの周波数範囲を
有する高域周波数信号が発生され、可変利得増幅器２０
８の入力に供給されるようになっている。他方、低域ろ
波器２０７では、再生時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)の低周波
成分０〜ｆ_Lが抽出され、これにより可変利得増幅器２
０８の利得が制御されるようになっている。

【００２６】従って、可変利得増幅器２０８からは、再
生時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)の低周波成分０〜ｆ_Lの電力レ
ベルに連動し、結果として、送信側での予測残差信号ｘ
(ｎΔｔ)の高域周波数成分ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mと等しい電力レ
ベルを有する、同じく周波数成分ｆ_m／Ｃ〜ｆ_mの高域周
波数信号が出力されることになり、これが帯域ろ波器２
０６から抽出される低周波成分ｆ_L〜ｆ_m／Ｃに加算さ
れ、駆動信号ｘ"(ｎΔｔ)が得られることになり、そし
て、この駆動信号ｘ"(ｎΔｔ)が線形予測合成器２１０
に供給される。

【００２７】ここで、この駆動信号ｘ"(ｎΔｔ)につい
てみると、その元になる再生時系列信号ｘ'(ｎΔｔ)
が、アップサンプリング回路２０５によりサンプリング
レートが高められていて、元のサンプリング周波数を持
つ信号に戻されている。従って、そのサンプリング時間
間隔は１２５μｓになっていて、且つ、その周波数成分
は、ｆ_L〜ｆ_m(３００〜４０００Ｈｚ)の範囲に戻されて
いる。

【００２８】線形予測合成器２１０では、線形予測分析
器２０３で求められている線形予測係数ａ_i(ｉ＝１、
２、３、……、Ｎ−１)を回帰係数として用い、この駆
動信号ｘ"(ｎΔｔ)に、次の(数５)による自己回帰シス
テム演算を施し、時系列信号からなる再生音声信号ｙ'
(ｎΔt)を得る。

【００２９】

【数５】

【００３０】そして、このようにして、線形予測合成器
2１０の出力に得られた再生音声信号ｙ'(ｎΔt)は、続
いてＤ／Ａ変換器２１１に供給され、アナログ波形の信
号に復元され、出力端子２１２にアナログの音声信号
ｙ'(ｔ)を得るのである。

【００３１】ここで、この再生音声信号ｙ'(ｎΔt)を表
わしている(数５)と、送信側での原音声信号ｙ(ｎΔt)
を表わしている前記の(数１)を併記してみると、以下の
ようになる。

【００３２】

【数１】

【００３３】

【数５】

【００３４】そして、これらの数式を比較してみると明
らかなように、相違点は、右辺の第１項が、数式１の原
音声信号ｙ(ｎΔt)では予測残差信号ｘ(ｎΔt)となって
いるのに対して、数式５の再生音声信号ｙ'(ｎΔt)で
は、それが駆動信号ｘ"(ｎΔｔ)になっている点だけで
ある。

【００３５】しかして、上記の説明から明らかなよう
に、予測残差信号ｘ(ｎΔt)と駆動信号ｘ"(ｎΔｔ)とで
は、周波数範囲がｆ_L〜ｆ_m／Ｃにあるときには全く同じ
であり、周波数範囲がｆ_m／Ｃ〜ｆ_mになっているとき、
原音声信号ｙ(ｎΔt)の高域成分が等電力レベルの高域
生成成分で入れ替わっている。

【００３６】しかしながら、この第１の先行技術では、
音声のスペクトル情報は、線形予測係数ａ_i(ｉ＝１、
２、３、……、Ｎ−１)として抽出され、伝送されてお
り、従って、音声情報の一部が、この高域生成成分によ
り置き換えられていても、音声情報の喪失は極く僅かで
済み、充分に明瞭な音声を再生することができ、周波数
帯域を充分に圧縮することができる。

【００３７】次に、第２の先行技術について、図５によ
り説明すると、これは、狭帯域アナログ信号内における
ピッチ情報の残留を抑える点に配慮したもので、図３の
場合と同じく、送信側の構成を示したブロック図で、図
３と同一もしくは同等の部分には同じ符号を付し、詳細
は省略する。

【００３８】まず、この図５の第２の先行技術におい
て、ダウンサンプリング回路１０９までの処理は、図３
の第１の先行技術と同じである。そして、このダウンサ
ンプリング回路１０９と線形予測合成器１１０の間に第
２の線形予測分析器３０１と第２の逆フィルタリング回
路３０２、それに自己回帰システム型の第２の線形予測
合成器３０３が付加されており、この点が、図３の第１
の先行技術とは異なっている。従って、ここでは、線形
予測分析器１０３を、第１の線形予測分析器と称し、逆
フィルタリング回路１０４と線形予測合成器１１０も、
それぞれ第１の逆フィルタリング回路と第１の線形予測
合成器と称することにする。

【００３９】そして、この図５の方式では、ダウンサン
プリング回路１０９の出力である基底信号を第２の線形
予測分析器３０１に入力し、ここで、ピッチ成分に対応
した線形予測係数ａ_i’を抽出する。そして、このピッ
チ成分に対応した線形予測係数ａ_i’を用い、第２の逆
フィルタリング回路３０２により、ピッチ情報の残留を
抑えた基底信号を、この逆フィルタリング回路３０２の
出力に得るようにしてある。

【００４０】また、同時に、このピッチ成分に対応した
線形予測係数ａ_i’を用い、第２の線形予測合成器３０
３により、雑音信号発生器１０８から供給されている低
周波白色雑音信号に対しても線形予測合成処理を施し、
その出力を可変利得増幅器１０７に入力して、残差信号
の高周波成分の電力レベルに連動して電力レベルが制御
された低周波雑音信号を得るようにしてある。

【００４１】そして、この後、逆フィルタリング回路３
０２の出力に得られる基底信号と、可変利得増幅器１０
７の出力に得られる低周波雑音信号とを加算して、第１
の線形予測合成器１１０の駆動入力信号とする。

【００４２】こうして、線形予測合成器１１０の出力に
得られた狭帯域の時系列ディジタル信号は、以後、図３
の方式と同じく、Ｄ／Ａ変換器１１１に供給されてアナ
ログ波形の信号に復元され、出力端子１１２に狭帯域ア
ナログ信号を得るのである。

【００４３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術(先行技
術)は、装置を具現化するに当り、ハードウエア又はソ
フトウエアの制限上、例えば、線形予測係数ａ_i の次数
を比較的次数の低い実用的な値とする必要がある等の理
由から、ディジタル数値情報であるシステムパラメータ
の分離が、必ずしも理想的には得られない点について配
慮がされておらず、基底信号とシステムパラメータによ
る狭帯域信号の合成に際して、基底信号とシステムパラ
メータとの相互干渉による漏話が生じ、受信側でシステ
ムパラメータの再生が正確に行えないという問題があっ
た。

【００４４】すなわち、逆フィルタリング回路１０４の
出力である予測残差信号内に音声ピッチと呼ばれる低周
波スペクトルが残留してしまい、この結果、狭帯域アナ
ログ信号内にもピッチ情報が残留してしまい、これが、
受信側での線形予測分析器で予測係数として抽出されて
しまうため、受信側での予測係数は、送信側の元の値を
忠実に反映した形では復元されなくなって、音声の劣化
を生じてしまうのである。

【００４５】そして、このことは、音声のスペクトル情
報が失われるだけでなく、基底信号とシステムパラメー
タの干渉による雑音成分を発生し、再生音声品質を極度
に劣化させてしまうことを意味する。

【００４６】より具体的にいえば、まず音声信号の主要
部分、すなわち低域成分と、システムパラメータとを合
成し、これをアナログ波形として伝送すればよいのであ
るが、このとき、両者に何らかの相関があった場合は、
伝送段階で一方の情報が他方の情報に混入してしまうの
で、上記の問題が生じるのである。

【００４７】一方、上記の第２の先行技術によっても、
全てのピッチ成分に対応した線形予測係数ａ_i’を抽出
することはできないし、逆フィルタリング回路３０２の
入力として元の音声信号の成分を使用しているだけに、
その出力は、システムパラメータと相関のない信号には
ならないので、やはり、受信側でシステムパラメータの
再生が正確に行えないという問題があった。

【００４８】本発明の第１の目的は、狭帯域信号の合成
に際して、基底信号とシステムパラメータが干渉するこ
とにより生じる雑音成分を発生しないようにした音声信
号帯域圧縮伝送方式を提供することにある。

【００４９】次に、本発明の第２の目的は、アナログ波
形の状態で帯域圧縮伝送処理を可能にするため、送信側
で、その伝送信号に埋め込んだシステムパラメータを受
信側で取りだしたときに、それが忠実に再現できるよう
にした音声信号帯域圧縮伝送方式を提供することにあ
る。

【００５０】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的は、音声
信号のスペクトル情報を、これとは全く相関の無い時系
列信号を用い、その中に自己相関の形で埋め込むように
して達成される。つまり、基底信号として、線形予測係
数ａ_i とは全く相関の無い白色雑音信号を用意する。そ
して、システムパラメータとして、上記線形予測係数ａ
_i を用いた自己回帰システムに上記基底信号を供給し、
この基底信号の中に、音声信号のスペクトル情報を担う
線形予測係数を自己相関の形で埋め込むようにして合成
し、この合成信号をアナログ波形で伝送することによ
り、上記目的が達成されるのである。

【００５１】次に、上記第２の目的は、上記白色雑音信
号の電力レベルを、音声信号の低域成分の電力レベルに
連動させて基底信号を作成し、これから受信側で電力レ
ベルを再生することで達成される。

【００５２】

【作用】基底信号として用いられている白色雑音信号
は、線形予測係数ａ_iとは全く相関がないので、音声信
号の主要部分、すなわち低域成分(基底信号)とシステム
パラメータの間にも相関は生じ得ない。従って、狭帯域
信号の合成段階で一方の情報が他方の情報に混入してし
まうことは無くなり、この結果、アナログ波形の状態で
伝送した線形予測係数ａ_i が忠実に再現できるようにな
るので、音声信号の主要部分が忠実に伝送され、高効率
の帯域圧縮を図ることができ、受信側で高品質の音声信
号を再生できることになる。

【００５３】

【実施例】以下、本発明による音声信号帯域圧縮伝送方
式について、図示の実施例により詳細に説明する。図１
は本発明の第１の実施例で、送信側の構成を示したもの
である。なお、受信側の構成は、図４で説明した先行技
術の受信側と同じ構成でよいので、説明は省略する。

【００５４】この第１の実施例において、まず、１１３
はパワー検出回路で、両波整流回路などの非線形回路か
らなる絶対値回路で構成され、入力された信号の絶対値
を出力する働きをする。次に、１１４は白色雑音発生器
で、これは、その名の通り、白色雑音を発生する働きを
する。なお、この実施例では、新たに、これらパワー検
出回路１１３と、白色雑音発生器１１４が設けられ、こ
れらの出力が加算されて線形予測合成器１１０に入力さ
れるように構成されているが、これら以外の構成は、図
３で説明した第１の先行技術と同じであり、従って、そ
れらについての詳しい説明は省略する。

【００５５】次に、この実施例の動作について説明す
る。入力端子１０１に供給されたアナログ波形の音声信
号はＡ／Ｄ変換器１０２によって標本化され、ディジタ
ル信号に変換される。この信号が線形予測分析器１０３
と逆フィルタリング回路１０４に供給され、まず、線形
予測分析器１０３では、線形予測係数ａ_i（ｉ＝１、
２、３、……、Ｎ−１）の推定値が求められ、他方、逆
フィルタリング回路１０４では、この線形予測係数ａ_i
を用い、時系列信号からなる予測残差信号を得るように
なっており、これにより線形予測システムを構成してい
る。

【００５６】この予測残差信号は、元の音声信号の全周
波数成分を含むので、低域ろ波器１０５と高域ろ波器１
０６により低周波成分と高周波成分とに分離される。そ
して、低周波成分は可変利得増幅器１０７の出力と共に
ダウンサンプリング回路１０９に供給され、高周波成分
は可変利得増幅器１０７の利得制御信号として用いられ
る。雑音信号発生器１０８は、０Ｈｚからの低周波数の
雑音信号を発生し、この雑音信号を可変利得増幅器１０
７に供給するようになっており、従って、この可変利得
増幅器１０７の出力には、残差信号に含まれている高周
波成分の電力レベルに連動して、電力レベルが制御され
た低周波雑音信号が得られることになる。

【００５７】そして、この低周波雑音信号と、低域ろ波
器１０５から出力される残差信号の低周波成分とが加算
され、時系列信号としてダウンサンプリング回路１０９
に入力されることになり、ここでサンプル値を間引くこ
とによりサンプルレートが低下された基底信号が、この
ダウンサンプリング回路１０９から出力されることにな
る。

【００５８】このダウンサンプリング回路１０９から出
力された基底信号は、次いでパワー検出回路１１３に入
力され、その絶対値が出力される。そこで、白色雑音発
生器１１４から発生された低周波白色雑音信号に、パワ
ー検出回路１１３から出力された基底信号の絶対値を乗
算してやれば、線形予測分析器１０３で求められている
線形予測係数ａ_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ−１）とは
何も相関が無い基底信号が得られることになる。

【００５９】何故なら、白色雑音発生器１１４から発生
された低周波白色雑音信号は、もともと線形予測分析器
１０３で求められている線形予測係数ａ_i（ｉ＝１、
２、３、…、Ｎ−１）とは独立して発生されたものであ
るから、それとの間に相関が有りよう筈が無く、他方、
この白色雑音発生器１１４から発生された低周波白色雑
音信号に基底信号の絶対値が乗算されているのであるか
ら、基底信号としての情報は充分に持っているからであ
る。

【００６０】この基底信号は、線形予測係数ａ_i（ｉ＝
１、２、３、…、Ｎ−１）とは何も相関が無いので、ピ
ッチ成分を含まないものとなっており、これが、線形予
測合成器１１０に供給され、ここで、線形予測分析器１
０３で求められている線形予測係数ａｉ（ｉ＝１、２、
３、…、Ｎ−１）を回帰係数として用い、基底信号に自
己回帰システム演算を施し、狭帯域時系列信号を得る。

【００６１】こうして、線形予測合成器１１０の出力に
得られた狭帯域時系列信号はＤ／Ａ変換器１１１に供給
され、アナログ波形の信号に復元され、出力端子１１２
に狭帯域アナログ信号を得るのである。このとき、基底
信号には、ピッチ成分が含まれていないので、狭帯域ア
ナログ信号内にピッチ情報が残留することは無い。

【００６２】そして、この出力端子１１２で得られた狭
帯域アナログ信号は、所定の信号伝送系、例えば電話回
線や無線チャネル等に載せられ、受信側に伝送されるこ
とになる。

【００６３】従って、この実施例によれば、基底信号が
ピッチ成分を含まないものとなっているので、狭帯域ア
ナログ信号内のピッチ情報の残留は本質的に起こり得
ず、この結果、予測係数の次数を増加させなくても、受
信側での線形予測分析器で得られる予測係数は、送信側
の元の値を忠実に反映した形で復元されるので、音声の
スペクトル情報が失われることがなくなり、狭帯域化に
伴う音声の劣化を充分に抑えることができる。

【００６４】次に、本発明による音声信号帯域圧縮伝送
方式の第２の実施例を図２に示す。なお、ここでも、第
１の実施例と同一もしくは同等の部分には同じ符号を付
し、それらについての詳しい説明は省略する。

【００６５】図２に示す第２の実施例において、ダウン
サンプリング回路１０９までの処理は、第１の実施例と
同じで、パワー検出回路(絶対値回路)１１３を除き、ダ
ウンサンプリング回路１０９の後に第２の線形予測分析
器３０１と、第２の逆フィルタリング回路３０２、それ
に自己回帰システム型の第２の線形予測合成器３０３を
付加した点が異なっている。従って、以下、線形予測分
析器１０３を第１の線形予測分析器と呼び、逆フィルタ
リング回路１０４と線形予測合成器１１０も、それぞれ
第１の逆フィルタリング回路と第１の線形予測合成器と
称する。

【００６６】ダウンサンプリング回路１０９の出力であ
る基底信号は、第２の線形予測分析器３０１に入力さ
れ、ここで、ピッチ成分に対応した線形予測係数ａ_i’
が抽出される。そして、このピッチ成分に対応した線形
予測係数ａ_i’を用いて、第２の逆フィルタリング回路
３０２により、ピッチ情報の残留が抑えられた基底信号
が、この逆フィルタリング回路３０２の出力に得られる
ようにしてある。

【００６７】同時に、このピッチ成分に対応した線形予
測係数ａ_i’を用い、第２の線形予測合成器３０３によ
り、雑音信号発生器１０８から供給されている低周波白
色雑音信号に対しても線形予測合成処理を施し、その出
力を可変利得増幅器１０７に入力して、残差信号の高周
波成分の電力レベルに連動して電力レベルが制御された
低周波雑音信号を得るようにしてある。

【００６８】次に、この第２の実施例では、逆フィルタ
リング回路３０２の出力である基底信号を、線形予測分
析器１０３で求められている線形予測係数ａ_i（ｉ＝
１、２、３、…、Ｎ−１）とは無相関な基底信号にする
ため、ランダム化するようになっており、このため、白
色雑音発生器１１４で発生した白色雑音信号を使用する
ようになっている。

【００６９】そして、このとき、この基底信号のスペク
トル包絡を長周期的に見たときに、その極性が保存され
ているようにするため、白色雑音発生器１１４からは正
極性の低周波雑音信号が発生されるようにしてある。つ
まり、逆フィルタリング回路３０２の出力である基底信
号と、白色雑音発生器１１４から発生した正極性の低周
波雑音信号から、元の基底信号の極性を保った基底信号
が得られるようにするのである。

【００７０】この基底信号は、上記したように、ピッチ
成分を含まない白色雑音信号となっており、この基底信
号と、可変利得増幅器１０７の出力に得られる低周波雑
音信号とを加算して、第１の線形予測合成器１１０の駆
動入力信号とする。

【００７１】こうして、線形予測合成器１１０の出力に
得られた狭帯域の時系列ディジタル信号は、以後、図１
の実施例と同じく、Ｄ／Ａ変換器１１１に供給されてア
ナログ波形の信号に復元され、出力端子１１２に狭帯域
アナログ信号を得る。

【００７２】以上のような方式で出力端子１１２で得ら
れた狭帯域アナログ信号は、所定の信号伝送系、例えば
電話回線や無線チャネル等に載せられ、受信側に伝送さ
れることになる。

【００７３】従って、この第２の実施例によっても、基
底信号がピッチ成分を含まないものとなっているので、
狭帯域アナログ信号内のピッチ情報の残留は本質的に起
こり得ず、この結果、予測係数の次数を増加させなくて
も、受信側での線形予測分析器で得られる予測係数は、
送信側の元の値を忠実に反映した形で復元されるので、
音声のスペクトル情報が失われることがなくなり、狭帯
域化に伴う音声の劣化を充分に抑えることができる。

【００７４】ところで、上述の第１及び第２の実施例に
おいては、白色雑音発生器１１４から出力される白色雑
音信号が、ほぼ理想的なランダム信号である場合につい
て説明したが、実用化に際しては、この白色雑音信号と
して、有限長の信号、即ち、周期性を有する疑似ランダ
ム信号を用いる方が実用的である。

【００７５】しかし、この疑似ランダム信号を用いた場
合には、その中に、システムパラメータと相関性のある
信号成分が、若干ではあるが含まれてしまうため、線形
予測合成処理を行う際に、この疑似ランダム信号を基に
して生成した基底信号とシステムパラメータとの間に相
互干渉が生じ、その結果、再生音声品質が幾分劣化する
虞れを生じる。

【００７６】そこで、この点に配慮し、更に実用化に適
した本発明の実施例でを図６、図７を用いて詳細に説明
する。まず、図６は、本発明の第３の実施例で、送信側
の構成を示したものである。なお、受信側の構成は、図
４で説明した先行技術の受信側と同じ構成でよいので、
説明は省略する。

【００７７】入力端子４０１にはアナログ音声信号が供
給され、Ａ／Ｄ変換器４０２によって標本化され、ディ
ジタル信号にされ、この信号が線形予測分析器４０３と
逆フィルタリング回路４０４に供給される。

【００７８】線形予測分析器４０３では線形予測係数ａ
_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ−１）の推定値が求めら
れ、他方、逆フィルタリング回路４０４では、この線形
予測係数ａ_i を用い、時系列信号からなる予測残差信号
を得るようになっており、これにより線形予測システム
を構成している。

【００７９】この予測残差信号は、元の音声信号の全周
波数成分を含むので、低域ろ波器４０５と高域ろ波器４
０６により、低周波成分と高周波成分に分離する。そし
て、低周波成分は可変利得増幅器４０７の出力と共にダ
ウンサンプリング回路４０９に供給され、高周波成分は
可変利得増幅器４０７の利得制御信号として用いられ
る。

【００８０】雑音信号発生器４０８は、０Ｈｚからの低
周波数の雑音信号を発生し、この雑音信号を可変利得増
幅器４０７に供給している。従って、この可変利得増幅
器４０７の出力からは、残差信号の高周波成分の電力レ
ベルに連動して電力レベルが制御された低周波雑音信号
が得られることになり、この低周波雑音信号と残差信号
の低周波成分とが加算され、合成された時系列信号とし
てダウンサンプリング回路４０９に入力されることにな
る。そして、このダウンサンプリング回路４０９から、
サンプル値を間引くことによりサンプルレートを低下さ
せた基底信号が出力されることになる。

【００８１】次に、この基底信号は、パワー検出回路
(非線形回路)４１３、すなわち入力の絶対値を出力する
絶対値回路(両波整流回路)に入力される。一方、白色雑
音発生器４１４で発生された疑似ランダム信号は、逆フ
ィルタリング回路４１５に供給され、ここで、線形予測
分析器４０３で求められている線形予測係数ａ_i（ｉ＝
１、２、３、…、Ｎ−１）を用いて時系列信号からなる
予測残差信号を得るようになっており、これにより線形
予測システムを構成するようになっている。

【００８２】そして、逆フィルタリング回路４１５から
得られる時系列信号と、パワー検出回路４１３から出力
される絶対値から基底信号が得られることになり、線形
予測分析器４０３で求められている線形予測係数ａ
_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ−１）とは完全に無相関な
基底信号が得られることになる。

【００８３】従って、この基底信号は完全にピッチ成分
を含まないものとなっており、これが線形予測合成器４
１０に供給され、ここで、線形予測分析器４０３で求め
られている線形予測係数ａ_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ
−１）を回帰係数として用い、基底信号に自己回帰シス
テム演算を施し狭帯域時系列信号を得る。

【００８４】このようにして、線形予測合成器４１０の
出力に得られた狭帯域時系列信号はＤ／Ａ変換器４１１
に供給され、アナログ波形の信号に復元され、出力端子
１１２に狭帯域アナログ信号を得るのである。

【００８５】次に、本発明による第４の実施例を、図７
を用いて説明する。なお、図６の実施例と同一もしくは
同等の部分には同じ符号を付し、詳細は省略する。

【００８６】この図７の実施例において、ダウンサンプ
リング回路４０９までの処理は図６の実施例と同じであ
り、パワー検出回路４１３を取り除き、ダウンサンプリ
ング回路４０９の後に第２の線形予測分析器５０１と、
第２の逆フィルタリング回路５０２、それに自己回帰シ
ステム型の第２の線形予測合成器５０３が付加されてい
る点で、図６に示す第３の実施例と異なっているもので
ある。

【００８７】従って、この図７の実施例では、線形予測
分析器４０３は、第１の線形予測分析器と称し、逆フィ
ルタリング回路４０４と線形予測合成器４１０も、それ
ぞれ第１の逆フィルタリング回路と第１の線形予測合成
器と称することにする。

【００８８】ダウンサンプリング回路４０９の出力であ
る基底信号を第２の線形予測分析器５０１に入力し、こ
こで、ピッチ成分に対応した線形予測係数ａ_i’を抽出
する。そして、このピッチ成分に対応した線形予測係数
ａ_i’を用いて、第２の逆フィルタリング回路５０２に
より、ピッチ情報の残留を抑えた基底信号を、この逆フ
ィルタリング回路５０２の出力に得るようにしてある。

【００８９】同時に、このピッチ成分に対応した線形予
測係数ａ_i’を用い、第２の線形予測合成器５０３によ
り、雑音信号発生器４０８から供給されている低周波白
色雑音信号に対しても線形予測合成処理を施し、その出
力を可変利得増幅器４０７に入力して、残差信号の高周
波成分の電力レベルに連動して電力レベルが制御された
低周波雑音信号を得るようにしてある。

【００９０】また、白色雑音発生器４１４で発生した疑
似ランダム信号が、逆フィルタリング回路４１５に供給
され、線形予測分析器４０３で求められている線形予測
係数ａ_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ−１）を用いて時系
列信号からなる予測残差信号を得るようになっており、
これにより線形予測システムを構成している。

【００９１】次に、逆フィルタリング回路５０２の出力
である基底信号を、線形予測分析器４０３で求められて
いる線形予測係数ａ_i（ｉ＝１、２、３、…、Ｎ−１）
とは無相関な基底信号にするためにランダム化する。そ
のために、逆フィルタリング回路４１５で発生した時系
列信号を使用することになるわけだが、ここで、この基
底信号のスペクトル包絡を長周期的に見たときに、極性
が保存されているようにするため、逆フィルタリング回
路４１５で発生した時系列信号は正極性の時系列信号と
する。

【００９２】つまり、逆フィルタリング回路５０２の出
力である基底信号と、逆フィルタリング回路４１５から
発生した正極性の時系列信号から、元の基底信号の極性
を保った基底信号が得られるようにするのである。この
基底信号は、ピッチ成分を含まない白色雑音信号となっ
ており、この基底信号と、可変利得増幅器４０７の出力
に得られる低周波雑音信号とを加算して、第１の線形予
測合成器４１０の駆動入力信号とする。

【００９３】こうして、線形予測合成器４１０の出力に
得られた狭帯域の時系列ディジタル信号は、以後、第３
の実施例と同様にＤ／Ａ変換器４１１に供給されてアナ
ログ波形の信号に復元され、出力端子４１２に狭帯域ア
ナログ信号を得る。

【００９４】以上のような方式で出力端子４１２で得ら
れた狭帯域アナログ信号は、所定の信号伝送系、例えば
電話回線や無線チャネル等に乗せられ、受信側に伝送さ
れることになる。

【００９５】従って、これら第３と第４の実施例によれ
ば、予測係数の次数を増加させることなく、狭帯域アナ
ログ信号内のピッチ情報の残留を充分に抑えるどころか
完全に抑止でき、従って、受信側での線形予測分析器で
得られる予測係数は、送信側の元の値を忠実に反映した
形で復元される。すなわち、音声のスペクトル情報は失
われず、音声の劣化は生じない。

【００９６】

【発明の効果】本発明によれば、元の音声と比較しても
ひけをとらない音声が受信側で得られることになる。す
なわち、高品質の音声伝送方式及び再生方式を容易に得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による音声信号帯域圧縮伝送方式の第１
の実施例における送信側の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明による音声信号帯域圧縮伝送方式の第２
の実施例における送信側の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】従来の音声信号帯域圧縮伸張装置の送信側の構
成を示すブロック図である。

【図４】従来の音声信号帯域圧縮伸張装置の受信側の構
成を示すブロック図である。

【図５】従来の音声信号帯域圧縮伸張装置のピッチ成分
の残留を防ぐための送信側の構成を示すブロック図であ
る。

【図６】本発明による音声信号帯域圧縮伝送方式の第３
の実施例における送信側の構成を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明による音声信号帯域圧縮伝送方式の第４
の実施例における送信側の構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１０１、２０１、４０１入力端子１０２、２０２、４０２Ａ／Ｄ(アナログ・ディジタ
ル)変換器１０３、２０３、３０１、４０３、５０１線形予測分
析器１０４、２０４、３０２、４０４、４１５、５０２逆
フィルタリング回路１０５、２０７、４０５低域ろ波器１０６、２０６、４０６高域ろ波器１０７、２０８、４０７可変利得増幅器１０８、４０８雑音信号発生器１０９、４０９ダウンサンプリング回路１１０、２１０、３０３、４１０、５０３自己回帰シ
ステム型の線形予測合成器１１１、２１１、４１１Ｄ／Ａ(ディジタル・アナロ
グ)変換器１１２、２１２、４１２出力端子１１３、４１３パワー検出回路(両波整流回路、絶対
値回路）１１４、４１４白色雑音発生器２０５アップサンプリング回路２０９高域周波数信号生成回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側に、少なくとも、伝送すべき音声
信号からシステムパラメータを抽出する線形予測分析手
段と、該システムパラメータを用いて上記音声信号から
予測残差信号を得る逆フィルタリング処理を行うための
線形予測システムと、該予測残差信号の高域成分を除去
するフィルタ手段と、該フィルタ手段の出力信号のサン
プリングレートを所定の割合で低下させて基底信号を得
るダウンサンプリング手段と、上記システムパラメータ
を用いて該基底信号から狭帯域時系列信号を得る線形予
測合成手段とが設けられ、受信側には、少なくとも、上記狭帯域時系列信号から再
生基底信号を生成する逆フィルタリング処理を行うため
の線形予測システムと、該再生基底信号のサンプリング
レートを所定の割合で高めて再生時系列信号を得るアッ
プサンプリング手段と、該再生時系列信号より高域成分
を生成する手段と、該生成した高域成分を上記再生基底
信号に付加して駆動信号を得る手段と、上記システムパ
ラメータを用いて該駆動信号から再生音声信号を得る線
形予測合成手段とが設けられている音声信号帯域圧縮伝
送方式において、上記ダウンサンプリング手段の出力である基底信号の電
力レベルを検出する手段と、白色雑音発生器から発生した時系列信号に上記基底信号
の電力レベルを乗算して第２の基底信号を得る手段とを
設け、上記送信側の線形予測合成手段の入力である基底信号
が、上記第２の基底信号になるように構成したことを特
徴とする音声信号帯域圧縮伝送方式。
【請求項２】送信側に、少なくとも、伝送すべき音声
信号のホルマントに対応した第１のシステムパラメータ
を抽出する第１の線形予測分析手段と、該第１のシステ
ムパラメータを用いて上記音声信号から第１の予測残差
信号を得る第１の線形予測システムと、該第１の予測残
差信号の低域成分をダウンサンプリングして上記音声信
号のピッチに対応した第２のシステムパラメータを抽出
する第２の線形予測分析手段と、該第２のシステムパラ
メータを用いて上記第１の予測残差信号の低域成分から
第２の予測残差信号を得る第２の線形予測システムと、
上記第２のシステムパラメータを用いて白色雑音源から
低周波雑音信号を得る第１の線形予測合成手段と、該第
１の線形予測合成手段の出力信号を上記第２の予測残差
信号に付加して基底信号を得る手段と、上記第１のシス
テムパラメータを用いて該基底信号から狭帯域波形音声
信号を得る第２の線形予測合成手段とが設けられ、受信側には、少なくとも、上記狭帯域時系列信号から再
生基底信号を生成する逆フィルタリング処理を行うため
の線形予測システムと、該再生基底信号のサンプリング
レートを所定の割合で高めて再生時系列信号を得るアッ
プサンプリング手段と、該再生時系列信号より高域成分
を生成する手段と、該生成した高域成分を上記再生基底
信号に付加して駆動信号を得る手段と、上記システムパ
ラメータを用いて該駆動信号から再生音声信号を得る線
形予測合成手段とが設けられている音声信号帯域圧縮伝
送方式において、上記基底信号と白色雑音発生器から発生した時系列信号
を乗算して第２の基底信号を得る手段を設け、上記送信側の第２の線形予測合成手段の入力である基底
信号が、上記第２の基底信号になるように構成したこと
を特徴とする音声信号帯域圧縮伝送方式。
【請求項３】送信側に、少なくとも、伝送すべき音声
信号からシステムパラメータを抽出する線形予測分析手
段と、該システムパラメータを用いて上記音声信号から
予測残差信号を得る逆フィルタリング処理を行うための
第３の線形予測システムと、該予測残差信号の高域成分
を除去するフィルタ手段と、該フィルタ手段の出力信号
のサンプリングレートを所定の割合で低下させて基底信
号を得るダウンサンプリング手段と、上記システムパラ
メータを用いて該基底信号から狭帯域時系列信号を得る
線形予測合成手段とが設けられ、受信側には、少なくとも、上記狭帯域時系列信号から再
生基底信号を生成する逆フィルタリング処理を行うため
の第４の線形予測システムと、該再生基底信号のサンプ
リングレートを所定の割合で高めて再生時系列信号を得
るアップサンプリング手段と、該再生時系列信号より高
域成分を生成する手段と、該生成した高域成分を上記再
生基底信号に付加して駆動信号を得る手段と、上記シス
テムパラメータを用いて該駆動信号から再生音声信号を
得る線形予測合成手段とが設けられている音声信号帯域
圧縮伝送方式において、送信側に、上記システムパラメータを用いて白色雑音信
号発生器の出力信号から第３の予測残差信号を得る逆フ
ィルタリング処理を行うための第５の線形予測システム
と、上記ダウンサンプリング手段の出力である基底信号の電
力レベルを検出する手段と、該基底信号の電力レベルに上記第３の線形予測システム
の出力である予測残差信号を乗算して第３の基底信号を
得る手段とを設け、上記送信側の線形予測合成手段の入力である基底信号
が、上記第３の基底信号になるように構成したことを特
徴とする音声信号帯域圧縮伝送方式。
【請求項４】請求項３に記載の音声信号帯域圧縮伝送
方式において、上記第３の基底信号を得る手段が、上記基底信号の電力レベルに上記第３の線形予測システ
ムの出力である予測残差信号の正極性の時系列信号を乗
算して上記第３の基底信号を得るように構成されている
ことを特徴とする音声信号帯域圧縮伝送方式。
【請求項５】請求項３又は請求項４に記載の音声信号
帯域圧縮伝送方式において、上記予測残差信号の高域成分の電力レベルに連動した電
力レベルを有する低周波雑音信号と、上記フィルタ手段
の出力信号とを加算して合成信号を生成する手段と、該合成信号のサンプリングレートを所定の割合で低下さ
せて上記基底信号を得るダウンサンプリング手段とが設
けられていることを特徴とする音声信号帯域圧縮伝送方
式。