KR20030070244A

KR20030070244A - 고속 최적화된 무선마이크 장치 및 그 제어방법

Info

Publication number: KR20030070244A
Application number: KR1020020009310A
Authority: KR
Inventors: 남효철
Original assignee: 주식회사 애드일렉코
Priority date: 2002-02-21
Filing date: 2002-02-21
Publication date: 2003-08-29
Also published as: US7542813B2; KR100519260B1; AU2002243091A1; US20040196986A1; WO2003071829A1

Abstract

본 발명은 음성의 손실을 가져오지 않으면서 연산량을 대폭적으로 줄임으로써, 구현되는 시스템의 전력 소모와 복잡성을 최소화할 수 있는 고속 최적화된 MP3 음성 부호화기 및 복호화기를 구비하고 있는 무선 마이크 장치 및 그 제어방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

즉, 입력 음성신호를 MP3 신호로 변환하고 고주파로 변조·송출하기 위하여 MP3 음성 엔코더와, FEC 엔코더, 변조기, PN 스프레딩부, 고주파 변조기, 전력증폭기, 제1 제어부를 구비하는 송신부와; 이 송신부 신호를 수신하여 PN 역확산, FEC 디코딩 및 MP3 디코딩하여 원래의 음성신호로 변환·출력하기 위하여 저잡음 증폭기, 고주파 복조기, PN 디스프레딩부, 복조기, FEC 디코더, MP3 음성 디코더, 음성 인터페이스, 발진기, PLL 회로, 제2 제어부를 구비하는 수신부로 구성된 마이크 장치에 있어서, 상기 MP3 음성 엔코더는 심리 음향모델을 사용하지 않고 그에 따라 반복루프에 있어 외부 반복 루프를 구동하지 않으면서 제1 소정 비트율 이상으로 양자화를 수행함에 의하여 상기 마이크로부터 입력되는 음성 신호를 MP3 음성 신호로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치가 제공된다.

Description

고속 최적화된 무선마이크 장치 및 그 제어방법{RAPIDLY OPTIMIZED WIRELESS MIKE AND METHOD THEREOF}

본 발명은 무선 마이크 장치 및 그 제어방법에 관한 것으로서, 특히 음성의 손실을 가져오지 않으면서 연산량을 줄여, 구현되는 시스템의 전력 소모와 복잡성을 최소화할 수 있는 고속 최적화된 MP3 음성 부호화기 및 복호화기를 구비하고 있는 무선 마이크 장치 및 그 제어방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

일반적으로 음성신호를 많은 사람들이 청취할 수 있도록 하기 위해서는 마이크 장치를 많이 사용하고 있다. 마이크 장치는 음성신호를 마이크를 통해 전기적인 신호로 변환하고, 이를 증폭한 후 스피커로 출력하는 것으로 사용자가 말한 작은 크기의 음성신호를 크게 증폭 및 출력하여 넓은 장소에 있는 많은 사람들이 들을 수 있다.

마이크 장치로는 유선과 무선방식이 있다. 유선방식은 마이크와 증폭장치를 연결선으로 연결하여 마이크에서 출력되는 음성신호를 연결선을 통해 증폭장치로 입력시키는 것으로 구성이 간단한 반면에 사용자가 연결선에 의해 이동이 제한되는 문제점이 있다.

그리고 무선 방식은 마이크와 송신기를 연결하여 마이크의 입력신호를 고주파 신호로 변환하여 송출하고, 송신기가 송출한 고주파 신호는 수신장치가 수신하여 원래의 음성신호로 변환한 후 증폭 및 스피커로 출력하는 것이다.

무선방식은 연결선으로 연결함이 없이 사용자가 간단히 마이크 및 송신기만을 휴대하면 되는 것으로서 사용자의 이동이 제한을 받지 않으므로 자유로운 움직임이 필요한 무대 연기 및 강의 등에서 널리 사용되고 있다.

국내 무선마이크 시장은 그 개발 이력에 비해 품질 개선 및 시장 진입에 있어 다소 더딘 경향을 보이고 있다. 방송 및 연주용으로는 해외 업체의 제품이 선호되고 있으며, 일반 산업용 위주의 무선마이크 제품을 중심으로 시장을 형성하고 있다. 특히, 무선 마이크는 그 응용분야에 비해 상당한 기술력의 축적을 필요로 하기 때문에 국내 중소기업의 경우 적극적인 기술개발에 나서지 못하고 있는 실정이다.

이러한 무선 마이크 기술 개발 방향은 오디오 품질을 지속적으로 개선하고 동시에 사용자의 수를 높이며, 상대적으로 열세인 주파수 정책의 난관을 해결하는 것이라고 할 수 있다. 특히 주파수 문제는 최근 몇 년 전부터 이에 대한 해결책으로 2.4Ghz대의 ISM Band를 그 대안으로 모색하여 왔다.

그리고, 디지털 전송 및 노이즈 문제를 고려하여 Spread spectrum을 적용하는 방안이 함께 모색되어 왔는데, 본 출원의 출원인이 출원하여 등록받은 특허출원10-1999-21675의 "와이어리스 마이크"에서는 Spread spectrum 기술을 적용하는 와이러리스 마이크 장치가 개시되어 있다.

또한, 오디오의 전송을 위한 압축 기술 역시 다양하게 발전하여 왔으며 본 출원인이 출원하고 등록받은 특허출원 10-1999-21675의 "와이어리스 마이크"에서는 오디오의 전송을 위한 압축 및 구현 기술로서 MP3형식으로 변환하여 송신하는 방식이 또한 개시되어 있다. 그러나, 상기 특허출원 10-1999-21675에서는 무선 마이크에 있어서 요구되는 수준의 음성 데이터를 MP3 음성신호로 변환하는 고속 최적화 기술이 공개되어 있지 않다.

무선 마이크 장치에 있어서 이러한 고속 최적화 기술이 요구되는 이유는 일반적으로 MP3 플레이어에서 요구되는 수준의 MP3부호화기를 무선 마이크에 적용하기에는 부적당하기 때문이다.

왜냐하면 일반적인 MP3 플레이어는 부호화와 복호화에 있어 실시간 처리를 요구하지 않기 때문에 - 즉, 부호화 후에 일시 저장하고 그리고 부호화가 모두 끝나면 일정시간이 경과한 후에 복호화되는 경우가 많기 때문에 - 부호화 및 복호화가 고속으로 진행될 필요가 없으며, 이에 따라 실시간으로 부호화와 복호화를 수행해야 하는 무선 마이크 장치에 대해서는 종래 MP3 플레이어 등에 이용되기 어렵기 때문이다.

따라서, 본 발명은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 음성의 손실을 가져오지 않으면서 연산량을 줄여 구현되는 시스템의 전력 소모와 복잡성을 최소화할 수 있는 고속 최적화된 MP3 음성 부호화기 및 복호화기를 구비하고 있는 무선 마이크 장치 및 그 제어방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 본 발명의 무선 마이크 장치의 송신부의 구성을 보인 회로도이다.

도 2는 본 발명의 무선 마이크 장치의 수신부의 구성을 보인 회로도이다.

도 3은 도1의 MP3 음성 엔코더의 내부 블럭도이다.

도 4는 심리 음향 모델에 대한 개념도이다.

도 5는 도 2의 MP3 음성 디코더의 내부 블럭도이다.

도 6은 MP3 음성 디코딩 과정을 나타내는 흐름도이다.

< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100 : 서브 밴드 필터 뱅크 110 : 하이브리드 변환부

120 : FFT 130 : 심리 응향 모델링부

140 : 반복 루프부 200 : 헤더 추출부

210 : 사이드 정보 추출부 220 : 스케일 팩터 추출부

230 : 허프만 복호화부 240 : 역양자화부

250 : 엘리어싱 처리부 260 : 하이브리드 변환부

270 : 서브밴드 합성 필터 뱅크부

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은 마이크를 통해 입력되는 음성신호를 MP3 음성신호로 변환하고 FEC 엔코딩 및 PN 확산한 후 고주파 신호로 변조하여 송출하기 위하여 MP3 음성 엔코더와, FEC 엔코더, 변조기, PN 스프레딩부, 고주파 변조기, 전력증폭기, 제1 제어부를 구비하는 송신부와 상기 송신부의 송출신호를 수신하여 PN 역확산, FEC 디코딩 및 MP3 디코딩하여 원래의 음성신호로 변환한 후 출력하기 위하여 저잡음 증폭기, 고주파 복조기, PN 디스프레딩부, 복조기, FEC 디코더, MP3 음성 디코더, 음성 인터페이스, 발진기, PLL 회로, 제2 제어부를 구비하고 있는 수신부로 구성된 마이크 장치에 있어서, 상기 MP3 음성 엔코더는 제1 소정 비트율 이상으로 양자화를 수행하여 심리 음향 모델을 사용하지 않고 그에 따라 반복루프에 있어 외부 반복 루프를 구동하지 않으면서 상기 마이크로부터 입력되는 음성 신호를 MP3 음성 신호로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명은 마이크를 통해 음성신호를 입력받아 MP3 음성 엔코더에서 심리 음향 모델을 사용하지 않으며, 또한 상기 심리 음향 모델을 사용하지 않음에 따라 그 반복루프에 있어서도 외부 반복 루프를 구동함이 없이, 소정 비트율 이상으로 양자화를 수행함에 의하여 상기 마이크로부터 입력되는 음성 신호를 MP3 음성 신호로 변환하여 출력하는 제 1 단계; FEC 엔코더가 상기 MP3음성 엔코더의 출력신호를 입력받아 FEC(Forward Error Correction) 엔코딩하는 제 2 단계; 변조기가 상기 FEC 엔코더의 출력신호를 반송파 신호로 변조하여 출력하는 제 3 단계; 상기 변조기의 출력신호를 PN(Pudo Noise) 확산하고, 고주파 신호로 변조하여 증폭한 후 안테나를 통하여 공중으로 송출하는 제 4 단계; 상기 제 4 단계에서 송출된 신호를 안테나를 통해 수신하여 수신된 고주파 신호를 저잡음 증폭하고, 고주파 신호를 복조하여 확산신호를 검출하며, 복조된 확산신호를 역확산하여 원래의 신호로 변환하는 제 5 단계; 및 상기 제 5 단계의 출력신호를 복조하여 반송파를 제거하고, FEC 디코딩하여 MP3 신호로 변환하여 출력하는 제 6 단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 무선 마이크 장치 및 그 제어방법을 상세히 설명한다.

도면을 참조하면, 마이크(10)를 통해 음성신호를 입력하는 마이크 인터페이수(11), 마이크 인터페이스부(11)를 통해 입력되는 음성신호를 고속 최적화 방식에 따라 MP3 신호로 변환하는 MP3 음성 엔코더(12), MP3음성 엔코더(12)의 출력신호를 FEC(Forward Error Correction) 엔코딩하는 FEC 엔코더(13), FEC 엔코더(13)의 출력신호를 반송파 신호로 변조하는 변조기(14)와, 상기 변조기(14)의 출력신호를 PN(Pudo Noise) 확산하는 PN 스프레딩(spreading)부(15), 상기 PN 스프레딩부(15)의 출력신호를 고주파 신호로 변조하는 고주파 변조기(16)와, 상기 고주파 변조기(16)의 출력신호를 증폭한 후 안테나(18)를 통하여 공중으로 송출하는 전력증폭기(17)와, 상기 MP3 음성 엔코더(12) 및 상기 FEC 엔코더(13)의 엔코딩 동작을 제어함과 아울러 상기 PN 스프레딩부(15)의 PN 확산 동작을 제어하는 제어부(19)로 구성된다.

이와 같이 구성된 본 발명의 마이크 장치의 송신부는 마이크(10)에서 전기적인 신호로 변환되는 음성신호가 마이크 인터페이스부(11)를 통해 MP3 음성엔코더(12)로 입력되어 제어부(19)의 제어에 따라 MP3 신호로 엔코딩되며, 일 예로서 출력 비트율이 128kbps라고 가정한다.

상기 MP3 음성 엔코더(12)에서는 비트율이 충분히 높아서(채널당 128kbps 이상) 심리 음향 모델링 과정을 수행하지 않도록 구현되어 있으며, 이러한 심리 음향 모델링 과정을 생략하게 되더라도 심리 음향 모델을 사용한 경우와 음질의 차이를 느끼지 못하게 되고, 그에 따라 반복 루프에 있어서 외부 루프를 필요로 하지 않게 된다.

다음에, 상기 MP3 음성 엔코더(12)에서 엔코딩된 MP3 음성신호는 FEC 엔코더(13)에서 제어부(19)의 제어에 따라 FEC 엔코딩되고, 변조기(14)에서 반송파 신호로 변조된 후 PN 스프링부(15)로 입력된다.

상기 FEC 엔코더(13)에서는 RS 부호화를 수행하는데 RS부호는 연집 오류에 견인하다는 장점을 가지고 있으며, 심볼 단위의 인터리버와 결합할 경우 강력한 FEC가 가능하다. RS 부호화율은 (255, 144)부호를 가정하고 변조될 경우 프레임 오버헤드가 더해지면 150ksym/sec의 심볼율을 가지게 된다. 여기에서 인터리빙 깊이는 무선 채널의 특성에 따라 설정이 되어야 하며, 실내 무선 환경과 같이 저속의 페이딩을 보일 경우 인터리빙의 주기를 증가시킬 수밖에 없는데 이는 복조 지연 시간과 관계가 있으므로 지나치게 큰 지연을 초래하기 않은 한도 내에서 deep fading에 대한 오류를 복구할 수 있도록 인터리빙 주기를 설정할 필요가 있다. 일 예로 255바이트의 길이를 가지는 부호어를 약 8msec동안 전송하게 되는 경우에 7개의 전송 프레임 구간에 대하여 인터리빙을 하게 되면 약 56msec의 지연시간이 인터리버에 의하여 발생된다고 볼 수 있다. 그리고, 2.4GHz의 대역에서 수신 신호크기가 10dB이상 fad되는 구간의 평균값이 약 10msec라고 가정하면 적절한 선택이라 볼 수 있다.

한편, PN 스프링부(15)는 제어부(19)의 제어에 따라 입력되는 신호를 의사 잡음으로 확산시키고, 이 확산된 신호가 고주파 변조기(16)에서 고주파 신호로 변조되고, 전력 증폭기(17)에서 증폭된 후 안테나(18)을 통해 공중으로 송출된다. 일예로 확산계수 31의 Gold 부호에 의해 확산된 후 2.4GHz로 up-conversion 되어 전송된다.

여기에서 PN 부호는 칩 단위의 동기가 보장이 되지 않는 비동기 CDMA 시스템에서 다중접속부호로써 선호되고 있으며, 그 이유는 자기상관 특성이 다소 떨어지는 반면, 교차상관특성이 우수하다는 장점을 가지고 있기 때문이다.

PN 부호는 ML-SSRS 부호의 Preferred Pair를 이용하여 생성이 되며, 3가지 교차상관 값만을 가지는 것이 특징이다.

이에 도시된 바와 같이 송신부가 송출하여 안테나(20)를 통해 수신되는 고주파 신호를 저잡음 증폭하는 저잡음 증폭기(21)와, 상기 저잡음 증폭기(21)에서 증폭된 고주파 신호를 복조하여 확산신호를 검출하는 고주파 복조기(22)와, 상기 고주파 복조기(22)에서 복조된 확산신호를 역확산하여 원래의 신호로 변환하여 PN 디스프레딩부(23)와, 상기 PN 디스프레딩부(23)의 출력신호를 복조하여 반송파를 제거하는 복조기(24)와, 상기 복조기(24)의 출력신호를 FEC 디코딩하여 MP3 신호로변환하는 FEC 디코더(25)와, 상기 FEC 디코더(25)의 출력신호를 디코딩하여 원래의 음성신호로 변환하는 MP3 음성 디코더(26)와, 상기 MP3음성 디코더(26)에서 디코딩된 신호를 출력하는 음성 인터페이스부(27)와, 발진하여 발진신호를 출력하는 발진기(28)와, 상기 발진기(28)의 출력신호를 안정화시키는 PLL 회로(29), 상기 PLL 회로(29)의 출력신호에 따라 상기 PN 디스프레딩부(23)와, FEC 디코더(25) 및 MP3 음성 디코더(26)의 동작을 제어함과 아울러 표시부(30)에 동작 상태를 표시하는 제어부(31)로 구성되어 있다.

이와 같이 구성된 마이크 장치의 수신부는 발진기(28)가 발진하여 발진신호를 출력하고, 출력된 발진신호는 PLL 회로(29)를 통해 안정화된 후 제어부(31)로 입력되는 것으로서 상기 제어부(31)가 이 입력된 발진신호를 상기 송신부가 송신한 신호의 복조에 사용한다.

그리고, 상기 송신부가 송출하는 고주파 신호를 안테나(20)를 통해 수신하여 저잡음 증폭기(21)에서 저잡음 증폭하고, 고주파 복조기(22)에서 고주파 복조되어 PN 디스프레딩부(23)로 입력된다.

상기 PN 디스프레딩부(23)는 고주파 복조기(22)에서 복조되어 입력되는 신호를 제어부(31)의 제어에 따라 역확산하여 출력한다.

여기서, 잡음의 제거는 통상의 방법과 같이 위상차를 이용한다.

상기 PN 디스프레딩부(23)에서 역확산 된 신호는 복조기(24)에서 복조되어 반송파 신호가 제거되고, FEC 디코더(25)에서 제어부(31)의 제어에 따라 FEC 디코딩되어 MP3 음성신호가 검출되고, MP3 음성 디코더(26)에서 다시 디코딩되어 원래의 아날로그 음성신호로 변환된다.

상기 MP3 음성 디코더(26)에서 출력되는 아날로그 음성신호는 음성 인터페이스부(27)를 통해 출력되는 것으로서 출력되는 아날로그 음성신호는 증폭기 등을 통해 증폭된 후 스피커로 출력된다.

도 3은 도 1의 MP3 음성 엔코더의 내부 블럭 구성도이다.

도면을 참조하면, 도 1의 MP3 음성 엔코더는 서브밴드 필터뱅크(100), 하이브리드 변환부(110), FFT(120), 심리 음향 모델링부(130), 반복루프부(140)을 구비하고 있으며, 반복 루프부(140)은 양자화부와 허프만 부호화부를 구비하고 있다.

서브밴드 필터뱅크(100)에서는 마이크 인터페이스부로부터 오디오 신호를 입력받아 32개의 서브밴드 샘플로 변환하여 오디오 신호의 통계적인 중복성을 제거한다.

그리고, 상기 서브밴드 필터뱅크(100)에서 수행하는 서브밴드 필터뱅크 과정은 기존의 MPEG 오디오 계층-Ⅱ에서 사용하는 방법과 동일하므로 32개의 서브밴드 샘플을 얻기 위해 6432의 MAC 연산을 수행하는 대신 32-point DCT(Discrete Cosine Transform)을 이용하는 고속 필터 뱅크 알고리즘으로 대체할 수 있다.

이때, DCT의 경우 많은 고속 알고리즘이 존재하며 구현하고자 하는 시스템에서 가장 효율적인 성능을 내는 DCT 방법을 사용하면 수행시간을 보다 개선할 수 있다.

여기에서는 프로그램의 기술을 최소화하면서도 DSP의 MAC 연산을 최대로 활용할 수 있는 일반적인 32-point DCT 방법을 채택하였다.

다음으로, 하이브리드 변환부(110)에서는 서브밴드 필터뱅크(100)에서 변환된 서브밴드 샘플을 다시 MDCT(Modified Discrete Cosine Transform)을 수행함으로 주파수 해상도를 향상시킨다.

이와 동시에 FFT(120)를 사용하는 심리음향 모델링부(130)에서는 인간의 청각 특성에 의한 지각적인 중복성을 제거하기 위하여 귀에 들리지 않은 잡음 레벨인 마스킹 임계값(Masking Threshhold)를 얻는다.

반복루프부(140)는 마스킹 임계값을 근거로 하여 주관적으로 양자화 잡음이 신호의 의해 마스킹될 수 있도록 MDCT 스펙트럼의 양자화 비트를 할당하고, 양자화를 수행하며, 허프만 부호화 과정을 수행한다.

잡음을 완전히 마스킹시킬 수 없을 때에는 주관적 잡음을 최소화하도록 스케일 팩터 밴드 별로 비트를 할당하고 양자화된 MDCT 스펙트럼은 허프만 부호화되어 부가 정보와 함께 비트열로 만들어진다.

한편, MP3 음성 엔코더의 부호화 과정중에 심리음향 모델링부(130)에서 수행하는 심리 연산 모델링 과정이 차지하는 연산량의 비중이 상대적으로 높으며, 특히 심리음향 모델링은 DSP 칩에서는 구현에 적합하지 않은 많은 연산과 지수 연산등을 포함하고 있기 때문에 부호화기의 실시간 구현에 있어서 가장 어려운 장애 요소가 된다.

오디오 부호화 과정에서 심리 음향 모델을 사용하는 주목적은 비트율이 매우 낮은 오디오 신호 압축에서 양자화 오차를 입력신호의 특성에 따라 귀에 들리지 않도록 주파수 영역에서 적절히 배치하는 것이다. 비트율이 충분히 높아서(채널당128kbps 이상) 일반적인 양자화를 통해서도 음질의 손실이 없는 경우는 심리 음향 모델을 사용하지 않고 부호화를 하여도 심리 음향 모델을 사용한 경우와 음질의 차이를 느끼지 못할 수 있다.

도면에서 도 4는 비트율과 심리 음향 모델 사용 유무에 따른 양자화 오차의 분호에 대한 개념도이다. 도면에서 A와 B는 같은 비트율로 양자화를 하고 각각 심리 음향 모델을 사용하지 않거나(A) 사용한 경우(B)를 나타낸다. B의 경우는 잡음 변형(Noise Shaping)이라 하여 양자화 잡음을 귀에 들리지 않은 부분인 마스킹 임계값보다 작은 곳에 분포하도록 배치하게 된다.

그러나, A와 같이 양자화 잡음이 분포하도록 양자화하면 양자화 잡음이 마스킹 레벨보다 큰 부분에서 지각적 손실을 가져온다.

C의 경우 A,B의 경우보다 비트율이 높아져서(예를 들면 128kbps) 심리 음향 모델을 사용하지 않고 균등하게 양자화 스템을 결정한 경우에도 전체적인 양자화 오차의 수준이 충분히 낮아 마스킹 임계값을 넘지 않은 경우를 나타낸다. C의 경우처럼 평균적인 양자화 잡음이 매우 낮은 경우, 즉 비트율이 충분히 높은 경우는 심리 음향 모델을 사용할 필요가 없음을 알 수 있다.

이러한 내용을 근거로 128kbps에서 심리 음향 모델을 사용 유무에 따른 음질 변화를 알아보기 위해 비공식적인 주관적 음질 평가 실험을 수행하였으며, 그 결과 모든 시료에 대해 심리 음향 모델의 사용 여부에 따른 음질 차이를 거의 느끼지 못할 뿐만 아니라 원음을 대해서도 전혀 차이를 느끼지 못하는 것을 알 수 있다.

한편, 심리 음향 모델을 사용한 경우와 사용하지 않은 경우의 실제 복호화된시간축 파형이 어떻게 다른가를 비교한 결과, 오차가 많은 발생한 경우는 MDCT 수행 과정에서 단구간 윈도우가 사용되는 그래뉼(granule; 부호화가 수행되는 최소 단위(576 샘플))이며 장구간 윈도우가 사용되는 그래뉼에서는 오차가 대부분 0인 것으로 나타났다. 심리 음향 모델을 사용하지 않는 경우에는 단구간 윈도우가 사용되지 않기 때문에 적은 오차가 발생된다. 그러나 이때의 오차는 원신호에 의해 모두 마스킹 될 만큼 충분히 작아서 음질에 전혀 영향을 미치지 않으며, 실험 결과 여러 가지 시료에서 실제로 단구간 윈도우를 사용하는 경우는 평균 1% 정도밖에 않되는 것으로 나타났다.

이는 부호화 비트율이 충분히 높은 경우는 심리 음향 모델 사용 여부와 상관없이 부호화된 음질이 원음에 비해 손실이 거의 없음을 알 수 있다. 따라서, 본 발명에서는 심리 음향 모델을 사용하지 않도록 함으로 연산량을 줄였다.

한편, 반복 루프부(140)의 반복루프는 심리 음향 모델 결과를 바탕으로 양자화와 허프만 부호화를 실제로 수행하는 루틴이다. 본래의 반복 루프는 2개의 루프가 서로 맞물려서 내부 루프가 양자화를 수행한 후 외부 루프에서 양자화된 결과가 심리 음향 모델의 요구사항을 만족하는 지 점검하고, 그렇지 못한 경우에 조건이 만족될 때까지 내부 루프를 돌려서 새롭게 양자화를 하도록 지시하게 된다.

따라서, 신호의 특성에 따라 루프의 반복회수는 크게 다를 수 있으며 심한 경우는 외부 루프가 15회 이상 돌기도 하고 각각의 외부 루프 1회당 30~50회 가량 내부 루프가 수행되기도 한다. 또한, 매 루프마다 새로 수행되어야 하는 양자화와 역양자화 과정은 비선형 양자화를 위해 복잡한 지수 연산이 포함되어 DSP 에서의구현이 용이하지 않다. 따라서 반복 회수를 줄이게 되면 연산량에서 많은 이득을 가져올 수 있다.

본 발명에서는 심리 음향 모델을 사용하지 않음으로 심리 음향 모델 결과와 양자화 오차의 관계를 검증하는 외부 반복 루프가 필요하지 않다. 즉, 전체 반복 루프 중에서 내부 반복 루프만으로 음질 손실 없이 부호화가 가능하다. 이때 외부 반복 루프에서 결정해주는 스케일 팩터와 같은 값들은 미리 0으로 정의하여 준다. 또한, 양자화 스템 크기를 결정하는 내부 반복 루프의 반복 횟수를 최소화하기 위해서 초기 양자화 스텝 크기로부터 최종 양자화 스텝크기로의 능동적 적응을 위한 함수를 제안하여 사용한 결과, 30~50회 정도의 루프 반복 회수가 단 2~3회만에 처리되어 평균적으로 10배 이상 수행시간이 개선되었다.

도 5는 도 2의 MP3 음성 디코더의 내부 블럭도이며, 도 6은 MP3 음성 디코딩 과정을 나타내는 흐름도이다.

도면을 참조하면, MP3 음성 디코더는 헤더 추출부(200), 사이드 정보 추출부(210), 스케일 팩터 추출부(220), 허프만 복호화부(230), 역양자화부(240), 엘리어싱부(250), 하이브리드 변환부(260), 서브밴드 합성 필터 뱅크부(270)를 구비하고 있다.

모든 엠펙 비트스트림은 프레임(1152샘플) 단위의 비트들의 집합으로 구성된다. 각 엠펙 포맷에 대한 초당 고정된 프레임수는 정해진 비트레이트(128kbps)와 샘플링 주파수(32KHz)에 대해 각 입력 프레임의 고정된 크기를 갖고 고정된 출력샘플의 생성을 의미한다.

엠펙 오디오에서 프레임은 서로 독립적이다. 따라서, 프레임의 시작은 프레임의 맨앞에 있는 동기 비트패턴을 찾음으로써 수행된다. 헤더 추출부(200)는 동기 비트패턴을 찾은 다음 프레임 헤더를 읽으며(단계 S110), 사이드 정보 추출부(210)는 사이드 정보를 읽을 수 있다(단계 S120).

헤드와 사이드 정보는 프레임이 어떻게 부호화되었는지에 대한 정보를 함유하고 있다. 그래서 복호화기는 프레임에 담겨 있는 데이터와 어떤 연관이 있는지를 알게 된다.

스케일 펙터 추출부(220)는 헤더 다음에 전송되는 처음 데이터를 읽음으로 각각의 주파수 밴드에 대한 이득을 제어하는 스케일 팩터를 추출할 수 있다(단계 S130).

다음으로 허프만 복호화부(230)에 의해 허프만 복화화가 이루어지는데(단계 S140) 허프만 복호화 테이블은 허프만 부호화때 선택적으로 테이블을 이용하는 것과는 달리 적합한 허프만 테이블을 선택하여야 한다.

역양자화부(240)은 허프만 복호화 과정을 거친 후에 생긴 정수값들은 스케일 팩터에 의해 실제 주파수 영역에서의 에너지값으로 재조정한다(단계 S150). 입력스트림이 스테레오인 경우에는 스테레오 처리 과정을 거치게 된다.

이후에, 엘어리싱처리부(250)에서는 양자화때 발생하는 엘어리싱 왜곡을 완화하기 위해 대칭적으로 각 주파수 밴드에서의 주파수 값들을 서로 더한다(단계 S160).

지금까지 모든 신호는 주파수 영역에서 처리되었는데 하이브리드변환부(260)에서 주파수-시간 변환을 수행함으로, 즉 엘어리싱의 처리 결과를 MDCT의 역변환의 입력으로 들어가도록 함으로써 주파수-시간 변화를 수행한다(단계 S170).

이렇게 처리된 샘플들은 서브밴드 합성 필터 뱅크부(270)로 들어가게 되며, 이 서브밴드 합성 필터 뱅크부(270)는 MDCT역변환을 거치는 동안 생기는 불연속성을 제거하기 위하여 중첩-가산 방식을 적용한다(단계 S180).

마지막으로 저역통화 필터링이 사인 파형 형태의 윈도우를 취함으로써 수행되고 최종 PCM 샘플들이 출력된다(단계 S190).

한편, 서브밴드 합성 필터 뱅크 과정은 32*64의 합성행렬을 거쳐야 하지만 1그래뉼(granule; 부호화가 수행되는 최소 단위(576 샘플))을 처리하기 위해서는 18회 반복되어야 하므로 곱셈 및 덧셈 연산이 소요되는 행렬(32*64=2048)이 있다는 것은 많은 부담이 된다.

그러나 엠펙 오디오 표준에서는 샘플들을 한 영역에서 다른 영역으로 변환하기 위해 DCT를 이용한다. 이때문에 합성행렬의 원소들은 DCT의 커널(kernal)과 유사한 형태를 가지게 되는 데 이 점과 함께 코사인 함수의 대칭성을 이용하여 행렬 연산 과정을 32-point의 IDCT(invers DCT)로 변형함으로써 계산량을 절반으로 줄일 수 있다.

이때, DCT는 다시 여러가지 고속 DCT 연산을 사용할 수 있으므로 보다 빠르게 서브 밴드 과정을 처리할 수 있다.

또한, 하이브리드 변환부(260)는 본래 심리 음향 모델 결과로부터 결정된 블록타입(단구간 : Short 또는 장구간 : long)에 따라 다른 크기의 변환을 수행해야 한다. 그러나 여기에서는 항상 장구간 윈도우만을 사용하므로 하이브리드 변환은 18point의 경우만 수행하면 된다.

하이브리드 변환도 서브밴드합성필터뱅크에 적용하였던 매트릭스 변환방법을 이용하여 매트릭스 연산량을 줄였다.

또한, 역양자화부(240)는 역양자화 과정에서 발생하는 지수승수식에 대한 연산을 쉽게 처리하기 위해 허프만 복호화된 값이 256이하인 경우에 미리 계산된 테이블을 이용한다. 256보다 클 경우 최대값을 256으로 하거나 수치 해석방법을 이용하여 지수승 연산을 한다.

한편, 허프만 복호화과정은 미리 일정 부분을 잘라내어 검색속도를 빠르게 하도록 데이블을 다시 정하였다.

즉, 기존 허프만 복호화 블럭의 경우 엠펙 오디오 표준에서 정한 테이블을 이용하여 비트별 비교에 따를 X와 Y값을 순차적으로 추출해낸다. 허프만 테이블에서 원하는 부호의 검색 및 복호를 위해서는 부호의 길이에 상관없이 같은 복호 알고리즘을 적용되므로 짧은 부호의 경우 불필요한 시간 소모가 발생하게 된다. 이러한 단점을 극복하기 위해 미리 일정부분을 잘라내에 검색속도를 빠르게 하도록 테이블을 다시 정하였다.

허프만 부호화된 길이의 정도에 따라 해당하는 H_cue 테이블을 선택하여 lag에 저장한다. lag에 저장된 값을 1비트 오른쪽으로 이동시킨 다음 해당하는 테이블의 주소에 lag값을 더한다. lag가 1보다 큰지를 비교한 다음 해당하는 루틴으로 간다. 마지막으로 h_tab 주소가 가리키는 값과 chunk를 비교하여 h_tab의 주소를 증가시키거나 감소시켜 보정한다. 최종 x에 해당하는 값은 h_tab 주소가 가르키는 값을 오른쪽으로 4비트 이동시킨 다음 0x1f로 bitwise And 시킨 다음 추출한다. y값은 오른쪽으로 8비트 이동시킨 다음 0x1f로 마스킹을 한 다음 얻는다.

이상 본 발명을 바람직한 실시예를 사용하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 범위는 특정 실시예에 한정되는 것은 아니며, 첨부된 특허청구범위에 의해서 해석되어야 할 것이다.

상기와 같은 본 발명에 따르면, 송신단에서 음향 모델링 과정과 외부 루프가 생략된 MP3 부호화기를 사용하고, 수신단에서 최적화된 MP3 복호화기를 사용함으로 실시간으로 양질의 음질을 제공할 수 있는 무선마이크 장치를 제공하는 효과가 있다.

Claims

마이크를 통해 입력되는 음성신호를 MP3 음성신호로 변환하고 FEC 엔코딩 및 PN 확산한 후 고주파 신호로 변조하여 송출하기 위하여 MP3 음성 엔코더와, FEC 엔코더, 변조기, PN 스프레딩부, 고주파 변조기, 전력증폭기, 제1 제어부를 구비하는 송신부와; 상기 송신부의 송출신호를 수신하여 PN 역확산, FEC 디코딩 및 MP3 디코딩하여 원래의 음성신호로 변환한 후 출력하기 위하여 저잡음 증폭기, 고주파 복조기, PN 디스프레딩부, 복조기, FEC 디코더, MP3 음성 디코더, 음성 인터페이스, 발진기, PLL 회로, 제2 제어부를 구비하고 있는 수신부로 구성된 마이크 장치에 있어서,

상기 MP3 음성 엔코더는, 심리 음향 모델을 사용하지 않으며, 또한 상기 심리 음향 모델을 사용하지 않음에 따라 그 반복루프에 있어서도 외부 반복 루프를 구동함이 없이, 제1 소정 비트율 이상으로 양자화를 수행함에 의하여 상기 마이크로부터 입력되는 음성 신호를 MP3 음성 신호로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 MP3 음성 엔코더는,

상기 마이크로부터 오디오 신호를 입력받아 32개의 서브밴드 샘플로 변환하여 오디오 신호의 통계적인 중복성을 제거하는 서브밴드 필터뱅크;

상기 서브밴드 필터뱅크에서 변환된 서브밴드 샘플을 다시 MDCT(Modified Discrete Cosine Transform)을 수행함으로 주파수 해상도를 향상시키기 위한 제1 하이브리드 변환부; 및

상기 제1 하이브리드 변환부에서 출력되는 음성신호를 입력받아 제1 소정 비트율 이상의 비트율로 양자화를 수행하고, 허프만 부호화를 수행하는 반복루프부를 포함하며,

상기 반복 루프부는 심리 음향 모델을 사용하지 않음으로 심리 음향 모델 결과와 양자화 오차의 관계를 검증하는 외부 반복 루프가 필요하지 않으며, 그에 따라 외부 반복 루프에서 결정해주는 스케일 팩터값이 제2 소정값으로 정의되는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제1 소정값은 128kbps인 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 서브밴드 필터 뱅크부는 서브밴드 필터뱅크 과정은 수행하는데 있어 기존의 MPEG 오디오 계층 -Ⅱ에서 사용하는 방법과 동일하므로 32개의 서브밴드 샘플을 얻기 위해 6432의 MAC 연산을 수행하는 대신 32-point DCT(Discrete Cosine Transform)을 이용하는 고속 필터 뱅크 알고리즘으로 대체하여 서브 밴드 필터 뱅크 과정을 수행하는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 MP3 음성 디코더는,

엠펙 오디오에서 프레임에서 프레임의 동기 비트패턴을 찾고, 프레임 헤더를 읽고, 사이드 정보를 추출하며, 스케일 팩터를 추출하는 부가 정보 추출부;

적합한 허프만 테이블을 선택하여 허프만 부호화를 수행하는 허프만 복호화부;

허프만 복호화 과정을 거친 후에 생긴 정수값들은 스케일 팩터에 의해 실제 주파수 영역에서의 에너지값으로 재조정하는 역양자화부;

양자화때 발생하는 엘어리싱 왜곡을 완화하기 위해 대칭적으로 각 주파수 밴드에서의 주파수 값들을 서로 더하여 엘어리싱 왜곡을 제거하는 엘어리싱 처리부;

엘어리싱의 처리 결과를 MDCT의 역변환의 입력으로 들어가도록 함으로써 주파수-시간 변화를 수행하는 제2 하이브리드 변환부; 및

MDCT역변환을 거치는 동안 생기는 불연속성을 제거하기 위하여 중첩-가산 방식을 적용하는 서브밴드 합성 필터 뱅크부를 구비하고 있는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 5 항에 있어서,

상기 서브밴드 합성 필터 뱅크부가 수행하는 행렬 연산 과정을 32-point의IDCT(invers DCT)로 변형함으로써 계산량을 절반으로 줄일 수 있도록 한 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 제 2 하이브리드 변환부는 상기 서브밴드합성필터뱅크부에서 적용하였던 매트릭스 변환방법을 이용하여 매트릭스 연산량을 줄이도록 하는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
제 5 항에 있어서,

상기 허프만 복호화부는 미리 일정부분을 잘라내에 검색속도를 빠르게 하도록 정한 테이블을 이용하여 허프만 복호화를 수행하는 것을 특징으로 하는 고속 최적화된 마이크 장치.
마이크를 통해 음성신호를 입력받아 MP3 음성 엔코더에서 심리 음향 모델을 사용하지 않으며, 또한 상기 심리 음향 모델을 사용하지 않음에 따라 그 반복루프에 있어서도 외부 반복 루프를 구동함이 없이, 소정 비트율 이상으로 양자화를 수행함에 의하여 상기 마이크로부터 입력되는 음성 신호를 MP3 음성 신호로 변환하여 출력하는 제 1 단계;

FEC 엔코더가 상기 MP3음성 엔코더의 출력신호를 입력받아 FEC(Forward Error Correction) 엔코딩하는 제 2 단계;

변조기가 상기 FEC 엔코더의 출력신호를 반송파 신호로 변조하여 출력하는 제 3 단계;

상기 변조기의 출력신호를 PN(Pudo Noise) 확산하고, 고주파 신호로 변조하여 증폭한 후 안테나를 통하여 공중으로 송출하는 제 4 단계;

상기 제 4 단계에서 송출된 신호를 안테나를 통해 수신하여 수신된 고주파 신호를 저잡음 증폭하고, 고주파 신호를 복조하여 확산신호를 검출하며, 복조된 확산신호를 역확산하여 원래의 신호로 변환하는 제 5 단계; 및

상기 제 5 단계의 출력신호를 복조하여 반송파를 제거하고, FEC 디코딩하여 MP3 신호로 변환하여 출력하는 제 6 단계를 포함하여 이루어진 고속 최적화된 무선 마이크 제어 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 제 1 단계의 상기 MP3 음성 엔코더의 엔코딩 과정은,

상기 마이크로부터 오디오 신호를 입력받아 32개의 서브밴드 샘플로 변환하여 오디오 신호의 통계적인 중복성을 제거하는 제 7 단계;

상기 제 7 단계에서 변환된 서브밴드 샘플을 다시 MDCT(Modified Discrete Cosine Transform)을 수행함으로 주파수 해상도를 향상시키는 제 8 단계; 및

상기 제 8 단계에서 출력되는 음성신호를 입력받아 소정 비트율 이상의 비트율로 양자화를 수행하고, 반복루프부에서 외부 루프를 사용하지 않고 내부 루프만을 사용하여 허프만 부호화를 수행하는 제 9 단계를 포함하여 이루어진 고속 최적화된 무선 마이크 제어 방법.
제9 항 또는 제 10 항에 있어서,

상기 제 6 단계의 상기 MP3 음성 디코딩을 수행하는 과정은,

엠펙 오디오에서 프레임에서 프레임의 동기 비트패턴을 찾고, 프레임 헤더를 읽고, 사이드 정보를 추출하며, 스케일 팩터를 추출하는 제 10 단계;

적합한 허프만 테이블을 선택하여 허프만 부호화를 수행하는 제 11 단계;

허프만 복호화 과정을 거친 후에 생긴 정수값들은 스케일 팩터에 의해 실제 주파수 영역에서의 에너지값으로 재조정하는 제 12 단계;

양자화때 발생하는 엘어리싱 왜곡을 완화하기 위해 대칭적으로 각 주파수 밴드에서의 주파수 값들을 서로 더하여 엘어리싱 왜곡을 제거하는 제 13 단계;

엘어리싱의 처리 결과를 MDCT의 역변환의 입력으로 들어가도록 함으로써 주파수-시간 변화를 수행하는 제 14 단계; 및

MDCT역변환을 거치는 동안 생기는 불연속성을 제거하기 위하여 중첩-가산 방식을 적용하는 제 15 단계를 포함하여 이루어진 고속 최적화된 마이크 제어 방법.