KR20020086754A - 일련의 엠-비트 정보어의 변조신호로의 변환방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 오디오 또는 비디오 신호, 컴퓨터 데이터 등을 광학 또는 광자기 디스크 등의 기록매체 상에 기록하는데 사용된 디지털 변조방법 및 장치에 관한 것이다. m 비트의 데이터 워드는, 변환 테이블에 따라 n비트의 코드어로 변환된다. 이 코드어는 연속적인 "1"들 사이에 적어도 d개의 "0"과 k개 미만의 "0"이 생기는 (d,k) 제약을 만족한다. n-비트 코드어는 병합어 다음에 오는 코드어의 선행 "1"과 병합어의 후미 "1" 사이에 적어도 d개의 "0"이 있고, 상기 병합어에 선행하는 코드어의 후미 "1"과 병합어의 선행 "1" 사이에 적어도 d개의 "0"이 있도록 선택된 p-비트 병합어로 대체한다. 상기 대체 코드어와 병합어의 연접의 모듈로-2 적분 후 얻어진 상기 변조신호의 가장 낮은 직류 불균형을 초래하는 상기 조건을 만족하는 병합어가 선택된다. 그 후, "1"이 천이가 되고 "0"이 천이가 없게 되는 모듈로-2 적분된 대체 코드어와 병합어의 연접에 의해 변조신호를 발생한다. 단일 동기어는 주기적으로 삽입된다.

Description

일련의 엠-비트 정보어의 변조신호로의 변환방법{METHOD OF CONVERTING A SERIES OF M-BIT INFORMATION WORDS INTO A MODULATED SIGNAL}

일련의 m-비트 정보어(information word)를 변조신호로 변환하는 방법, 기록매체 제조방법, 코딩장치, 디코딩장치, 기록(recording)장치, 판독장치, 신호 및 기록매체를 제공한다.

본 발명은, 일련의 m(m은 정수)-비트 정보어를 변조신호로 변환하는 방법에 관한 것으로, 수신된 각 정보어에 대해 n-비트 코드어를 전달하여, 그 전달된 코드어를 상기 변조신호로 변환된 p-비트 병합어로 대체하고, (n+p)는 m을 초과하고, 상기 일련의 정보어가 변환 규칙에 따라 일련의 대체 코드어와 병합어로 변환되어, 상기 대응 변조신호가 소정 기준을 만족하는 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 상기 방법에 따라 얻어진 신호를 기록한 기록매체를 제조하는 방법에 관한 것이다.

또한, 본 발명은, 상기 청구된 방법을 수행하되, m-비트 정보어를 n-비트 코드어로 변환하는 m-대-n 비트 변환기와, 상기 p-비트 병합어를 선택하는 수단과, 상기 대체 n-비트 코드어와 p-비트 병합어를 변조신호로 변환하는 수단을 구비한 코딩장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명은 이러한 형태의 코딩장치를 사용한 기록장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명은 신호에 관한 것이다.

또한, 본 발명은 상기 신호를 기록한 기록매체에 관한 것이다.

또한, 본 발명은, 방사빔에 의해 기록매체의 방사 감지층을 주사하는 광학계와, 상기 방사 감지층에서 방사빔에 의해 형성된 패턴이 이 변조부에 인가된 제어신호에 대응하도록 상기 방사빔을 변조하는 변조부를 구비하는 상기 기록매체를 제작하는 장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명은, 상기 신호를 논리값이 낮거나 높은 비트의 스트링으로 변환하되 이 비트 스트링이 상기 정보 신호부에 대응하는 n-비트 코드어를 포함하는 변환수단을 구비하고, 또한, 상기 일련의 코드어를 상기 일련의 정보어로 변환하고, 코드어 종속(code word-dependent) 정보어를 변환할 각 코드어에 할당하는 변환수단을 구비하여, 상기 신호를 일련의 m-비트 정보어로 변환하는 디코딩장치에 관한 것이다.

끝으로, 본 발명은 이러한 형태의 디코딩장치를 사용한 판독장치에 관한 것이다.

이러한 방법, 장치, 기록매체 및 신호는, K.A.Schouhamer Immink에 의한 Chater 5, Prentice-Hall, 1991, ISBN 0-13-140047-9에 "Coding Techniques for Digital Recorders"에 공지되어 있다. 상기 제목에 있어서, 예를 들면, 인코더는, 2개의 연속적인 "1" 사이의 "0"의 수가 d와 k개 사이에 있는 경우 일련의 m-비트 정보어를 일련의 비트로 변환하는데 사용된 것으로 기재되어 있다. 이들 제약도, d-제약 및 k-제약 또는 dk-제약으로 언급되어 있다. 특정 종래의 방법에 있어서는, (상기 제목의 114-117페이지 참조) 변환 테이블에 따라 m-비트 정보어를 n-비트 코드어로 변환하고, 이때 p-비트 병합어는 연속적인 코드어 사이에 삽입되고, m, n, p는 정수, (n+p)는 m을 초과하고, p는 d를 초과하거나 같다. 코드어와 병합어는 대체 코드어와 병합어의 연접의 dk-제약을 만족하도록 선택된다. 대체 코드어와 병합어는, 모듈로-2 적분동작을 거쳐 고신호값 또는 저신호값의 비트 셀로 형성된 대응 신호로 변환되고, "1"-비트는 고신호값에서 저신호값으로 또는 저신호값에서 고신호값으로 변하는 만큼 변조신호를 나타낸다. 또한, "0"-비트는 2개의 비트 셀 사이의 천이에서 신호값의 변화가 없는 것을 나타낸다. 연속적인 변조신호의 천이 사이의 최소 거리는 d+1비트 간격이고 상기 연속적인 변조신호의 천이 사이의 최대거리는, k+1비트 간격이다. 상기 시스템이 셀프클록인 것이 바람직하므로 dk-제약을 부여하고, 이 셀프클록은 변조신호에서의 연속적인 천이가 너무 멀지 않아야 되는 것이 요구되고, 또한 상기 변조신호의 2개의 천이는 심볼간 간섭을 제한하기 위해서 다음에 너무 가깝게 안 되는 것이 요구된다. 또한, 변조신호의 저주파 성분은, 가능한 작게 유지되어야 한다. 이러한 신호를 소위 직류없는 신호(dc-free)라고도 부른다. 상기 직류없는 신호를 사용하는 첫 번째 이유는, 기록 채널이 보통 저주파 성분에 응답하지 않기 때문이다. 또한, 상기 신호에서의 저주파 성분의 억제는, 기록된 신호에 의해 방해받지 않는 연속적인 트랙킹 제어가 가능하기 때문에, 상기 트랙에 그 신호를 기록한 광학 기록매체로부터 신호를 판독하는 경우 매우 유리하다. 상기 저주파 성분의 양호한 억제에 의해 청취 가능한 잡음을 덜 방해를 받으면서 트랙킹을 향상시킨다.

광학 또는 광자기 기록매체의 오디오 신호를 기록 및 판독하는 그러한 신호들의 사용예는, 미국특허 명세서 4,501,000에서 발견할 수 있다. 상기 명세서에는, EFM 변조방식이 기재되어 있고, 이 방식은 콤팩트디스크(CD) 또는 미니 디스크(MD) 상에 정보를 기록하는데 사용된다. 상기 EFM 변조신호는, 일련의 m(=8)-비트 정보어를 일련의 n(=14)-비트 코드어로 변환하여 얻어지고, 이때 p(=3) 병합어는 연속적인 코드어 사이에 삽입된다. 14비트의 각 코드어는, 적어도 d(=2) 및 최대 k(=10)"0"이 2개의 연속적인 "1" 사이에 위치하는 조건을 만족한다. 또한, 이 조건을 만족하려면 코드어 사이에 3-비트 병합어를 사용한다. 8개가 가능한 3-비트 병합어 중 4개의 3-비트 병합어, 즉 "001", "010", "000" 및 "100"을 사용하는 것이 허락된다. 나머지 가능한 3-비트 병합어, 즉 "111", "011", "101" 및 "110"은, 이들이 상기 기재된 d(=2)-제약을 위반하기 때문에 사용되지 않는다. 4개의 허용된 병합어 중 하나를 선택하여, 대체 코드어와 병합어가 직렬로 된 뒤에 얻어진 비트 스트링이 상기 dk-제약을 만족하고, 상기 대응 모듈로-2 적분신호에서 주행 디지털 합값은 거의 일정하다. 특정 순간에 상기 주행 디지털 합값, RDS(running digital sum value)은, 이 특정 순간 전에 위치된 상기 변조신호 부분에에서 산출된 고신호값의 비트 셀의 수와 저신호값의 비트 셀의 수 사이의 차이를 의미하는 것을 알 수 있다. 거의 일정한 주행 디지털 합값이 의미하는 것은, 상기 신호의 주파수 스펙트럼이 저주파수 영역의 주파수 성분을 포함하지 않는다는 것이다. 상술한 규칙에 따라 상기 병합어를 결정함으로써, 상기 변조신호의 저주파 성분은 감소될 수 있다. 한편, 3-비트 병합어의 선택은, 채널신호가 거의 직류가 없고, 또한 상기 채널신호에 대한 dk-제약을 만족하는 요구사항에 의거한다. EFM 신호의 디코딩은, 매우 단순하다. 3비트 병합어는 디코더에 의해 스??(skip)되고, 14-비트 코드어는 룩업 테이블 또는 PLA 등을 사용하여 정보 바이트로 전환된다.

Radio and Electronic Engineer, vol.53,pp.63-66, 1983에 발표된, "Optimization of Low-frequency Properties of Eight-to-Fourteen Modulation(EFM)"라 칭해진 논설에는 K.A.Schouhamer Immink and U.Gross에 의한 저주파 성분을 억제하는 개선된 방법이 기재되어 있다. 상기 논설에서, 작자는 p-비트 병합어의 선택이 단일 공개 코드어에 의존할 뿐만 아니라, 이와 대조하여 q 공개 코드어를 사용하여 선택을 하는데, 이때 q는 1을 초과하는 정수이다. 상기 논설에 의하면, 소위 이 룩 어헤드 전략은 저주파 억제 품질을 향상시킨다고 결론을 내릴 수 있다. 상기 전략의 중요한 단점은, 가산, 비교, 버퍼링 등과 같은 연산 수가 상기 선택 과정에서 포함된 코드어의 수에 의해 지수적으로 증가하기 때문에 저주파 억제를 수행하기 어렵다. 일례에 의해, 2개의 코드어를 사용하는 룩 어헤드 전략은, 4 x 4=16 가산/비교 연산을 필요로 하고, 3개의 코드어를 사용하는 전략은 4 x 4 x 4=64 가산/비교 연산 등을 필요로 한다. 여러 가지 응용의 경우, 상기 선택 회로의 속도와 전력 소비가 증가하는 경우, 상기 룩 어헤드 전략은 실질적으로 이용할 수 없다.

IEE Electronics Letters, vol.33,no.23, pp.1943-1944,Nov.1997에서 발표된 "Weakly constrained codes"라는 최근 논설에는, 작자, K.A.Schouhamer Immink는, 약하게 제약된 코드라고 하는 신형 제약 코드가 기재되었다. 약하게 제약된 코드는, (낮은) 가능성 P를 갖는 소정의 제약을 위반하는 시퀀스를 생성하기 때문에dk-제약을 따르지 않는다. 상기 작자는, 상기 채널이 오류가 있을 경우, 완전히 제약된 시퀀스를 상기 채널에 제공하는 것은 무의미하다고 주장한다. 소정의 dk-제약의 위반은, 저주파 성분을 감소시키는데 사용될 수 있는 추가적인 자유도를 제공한다. 상기 d-제약의 위반, 즉 d보다 작은 "0"의 런(run)은, 십볼간 간섭으로부터 오류가 나기 쉽다는 것을 알 수 있다. k-제약의 위반은, 클록 동기화의 손실이 쉽게 일어날 수 있어, 순차로 갑작스러운 오류가 일어날 수 있다. 그러므로, 이 방법은, 수신기의 사이트에서 피할 수 없이 비트 검출 오류가 일어나는 만큼 dk-제약의 위반 주파수가 매우 작은 것이 매우 효과적이지 않다.

정보 기록은, 판독 및 기록속도를 일정하게 증가시킬 필요가 있다. 그러나, 판독속도의 증가 목적은, 트랙킹 메카니즘의 높은 서보 밴드폭을 요구하고, 순차로, 상기 기록된 신호에서의 저주파 성분의 억제에 관한 더욱 심한 제약을 설정한다. 또한, 저주파 성분의 억제를 향상시키면, 상기 트랙킹 메카니즘으로부터 생기는 청취 가능한 잡음을 억제하는데 유리하다. 이 때문에, 많은 노력을 해서 상기 신호가 저주파 성분을 포함하는 것을 방지하는 것이 바람직하다.

따라서, 본 발명의 목적은, 고효율에 의한 저주파 성분을 억제하고, 가산/비교 연산 등의 작은 계산 부하에 의한 이 목표를 달성할 수 있는 디지털 변조방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은, 본 발명의 처리에 의해 변조된 디지털 데이터를 기록한 광학 또는 광자기 디스크 등의 정보 기록매체를 제공하는데 있다.

종래 기술에서의 문제점에 대한 해결 가능한 대책은, 대체 병합어와 코드어가 종속될 경우 상기 소정 dk-제약을 만족시키는 것을 그들 병합어만이 허락하므로, 종래의 방법은 병합어의 선택에 상당히 제한된다는 결과에 의거한다.

본 발명의 제 1 국면에서는, m-비트 정보어를 n-비트 코드어로 변환하는 디지털 변조방법을 제공하고, 이때 p-비트 병합어는 연속적인 코드어 사이에 삽입되고, m, n, p는 정수이고, (n+p)는 m을 초과한다. 코드어는 d-제약 및 k-제약 모두를 따르지만, 상기 병합어는 상기 d-제약을 준수할 필요는 없다. d보다 작은 "0"의 런(run)은, 심볼간 간섭으로부터 생기는 오류가 나기 쉽다. 그러나, 상기 병합어는 상기 수신기에 정보를 제공하지 않기 때문에, 상기 병합어의 d-제약은 상기 수신된 코드어의 신뢰성을 손상시키지 않고 위반할 수 있다. 그 후, 선택된 병합어의 세트의 크기의 증가 결과, 상기 변조신호의 저주파 성분은, 종래의 방법 또는 장치의 규칙하에 발생된 변조신호에 대해 상당히 감소될 수 있다. 이 실시예는, 상기 변조신호에 있는 저주파 성분의 출현은 종래기술보다 아주 잘 피할 수 있다는 이점이 있다.

본 발명의 다른 실시예는, 동기(sync)어를 일련의 코드어에 삽입하되, 이 동기어는 대체 병합어와 코드어의 연접에 의해 형성된 비트 스트림에서 일어날 수 없는 비트 패턴을 나타내는 것을 특징으로 한다. 선택회로는, 대체 코드어와 연장된 경우 동기 패턴을 발생하는 p-비트 병합어들을 배제한다. 상기 배제 규칙은, 연속적인 '1'들 사이의 u개의 "0"들을 포함하는 p-비트 병합어를 처리하되, 이때 u는 모두 "0" 워드이므로, d 미만의 정수이다. 본 실시예는, 모든 "0"들이 워드이므로 판독 메카니즘은 짧은 "0" 런길이를 검출할 경우에, 잘못된 동기패턴이 발생되지않는다는 이점이 있다.

본 발명의 이들 내용 및 다른 목적, 특징 및 이점은, 본 발명의 바람직한 실시예로부터 더욱 완전히 명백해질 것이다:

도 1은 본 발명의 실시예의 간단한 블록도,

도 2는 변조 데이터의 설명에 사용하기 위한 개략도,

도 3은 연속적인 코드어와 p-비트 병합어의 연접의 설명에 사용하기 위한 도면,

도 4a 내지 도 4h는 8-비트 정보어를 14-비트 코드어로 및 이와는 반대로 변환하기 위한 변환 테이블을 나타낸 개략도이다.

본 발명의 바람직한 실시예에서는, 연속적인 n-비트 코드어를 p-비트 병합어로 대체한다. 본 발명의 제 1 국면에서, 인코더는, 대체 코드어와 병합어로 구성된 시퀀스가 병합어의 선행 "1"과 상기 병합어에 선행하는 코드어의 후미 "1" 사이와, 병합어의 후미 "1"과 상기 병합어 뒤에 오는 코드어의 선행 "1" 사이에서 적어도 d개의 "0"인 조건을 만족하도록 연속적인 코드어 사이에서 사용하기 위한 허락된 p-비트 병합어로 구성된 세트를 발생한다. 본 발명의 제 2 국면에서, 인코더는, 코드어 연접에 있어서 0에 가장 근접한 누적 직류 불균형을 초래하는 워드를 병합하고, 모듈로-2 적분 후 워드를 병합하는 상기 허락된 병합어로 이루어진 세트로부터 선택한다. 예를 들면, EFM 코드에서, d=2, k=10, n=14, m=8 및 p=3일 경우, 허락된 8개의 가능한 병합어 중 4개의 3-비트 병합어, 즉 "001", "010", "000" 및 "100"이있다. 본 발명의 일 예에서, 예로서, 나머지 3-비트 병합어, 즉 "111", "011", "101" 및 "110"은 사용되게 허용된다. 그러나, 3개의 제약이 있다. 즉, 먼저, 대체 14-비트 코드어와 3-비트 병합어의 종속에 있어서 k(=10) 제약을 위반하지 않아야 하고, 두 번째로는 대체 14-비트 코드어와 3-비트 병합어의 종속에 있어서 동기 패턴을 발생하지 않아도 되고, 세 번째로는 상기 코드어의 신뢰성을 보호하기 위해서, 병합어에 인접하는 2개의 코드어의 시작 또는 끝에서의 연속적인 "0"의 수는 적어도 d(=2)개이어야 한다. 테이블 1은, 허용된 병합어의 세트를 발생하는 과정, 대응한 RDS의 계산 및 매우 적은 직류 불균형을 초래하는 병합어의 선택을 개략적으로 나타낸 것이다.

[테이블 1]

테이블 1은, 십진수 64인 8-비트 정보어 "01000000"의 변환 뒤에, 십진수 95인 8-비트 정보어 "01011111"을 상세하게 나타낸 것이다. 도 4a-4h에 도시된 변환 테이블에 따라, 상기 정보어는 14-비트 코드어 "01001000100100"과"00100000000100" 각각으로 변환된다. 예시된 경우에서는, 코드어 "01001000100100"의 끝에서 RDS는 +5라고 가정한다. 특정의 경우를 고려하는 경우, 모든 가능한 3-비트 병합어는 소정 제약을 위반하지 않고 사용할 수 있다. 테이블 1은, 3-비트의 모든 가능한 병합어를 나타내고, 병합어와 코드어가 연접되고 모듈로-2 적분된 후 그 결과인 RDS를 나타낸다. 본 발명에 의하면, 인코더는, 0에 가장 근접한 RDS가 생기는 특정 병합어, 즉 "101"을 선택한다. 그래서, 병합어 "101"과 코드어 "00100000000100"에 종속한 후 RDS가 0이다. 이 방법으로, 상기 변조신호의 직류 레벨이 거의 일정한 레벨로 유지되고 있고, 상기 변조신호의 주파수 스펙트럼은 억제된 저주파 성분을 나타낼 것이다. 이때, 병합 비트는 소정 (d)-제약을 준수하는 경우, 종래의 인코더는 병합어 "000"을 선택하여, 가장 큰 RDS, 즉 +4가 될 것이다. 이 실시예는, 상기 발명된 방법에 따라 얻어진 신호가 종래의 방법에 의해 발생된 변조신호의 직류 레벨보다 더욱 일정한 직류 레벨을 나타낸 것을 나타낸다.

[테이블 2]

본 발명의 다른 실시예로서, 테이블 2는, 코드어 "01001000100100"과 "01000001001001"이 연접하는 경우에 모든 3-비트 병합어를 발생하는 과정을 나타낸다. 병합어 "001", "011", "101" 및 "111"은, 병합어의 후미 "1"과 코드어 "01000001001001"의 선행 "1"이 d(=2)개의 "0"미만으로 떨어져 있기 때문에 허락되지 않는다. 코드어 "01001000100100"의 끝에서의 RDS는 +5라고 가정한 경우, 후보 병합어와 14-비트 코드어가 연접되고 모듈로-2로 적분된 후 RDS는 테이블 2에 열거되어 있다. 본 발명의 국면에 따르면, 인코더는, 0에 가장 근접한 RDS가 생기는 병합어, "110"을 선택한다. 그래서, 병합어 "110"과 코드어 "01000001001001"을 종속한 후 RDS는, +2이다. 이때, 종래 인코더는, 상기 병합어가 소정 (d)-제약을 따르는 경우, 병합어 "000"을 선택하고, 이것에 의해 보다 큰 RDS, 즉 +4가 될 것이다.

상기에서는 모든 가능한 p-비트 병합어를 발생하는 수단을 포함하는 인코더를 예시하였다. 이 인코더는, 주어진 제약을 만족하고 상기 RDS의 최소 절대치를 달성하는 그 p-비트 병합어를 선택하는 수단을 더 구비한다. 항상 p-비트 병합어와 n-비트 코드어가 연접하는 RDS의 동일한 값이 될 가능한 워드의 세트 내의 p-비트 병합어일 수 있다는 것은 당업자에게 있어서 명백할 것이다. 이 특성은, 이용하여 선택 세트, 계산 부하 및/또는 선택회로의 하드웨어 요구사항을 감소시키는데 이롭다. 예를 들면, p=3일 경우 병합어 "111"과 "010"은 항상 RDS가 동일 값이 될 것이라는 것을 쉽게 증명할 수 있다. 상기 워드 중 하나, 예를 들면 "111"은 상기 선택 세트로부터 배제될 수 있어, 상기 선택의 크기는, 8에서 7워드로 감소된다. p-비트 병합비트는 상기에서 기재된 RDS보다 다른 표준에 의거하여 선택될 수 있다는 것은당업자에게 있어서 명백할 것이다.

바람직하게는, 상기 인코딩된 신호는, q 대체 병합어와 코드어의 시퀀스를 포함하고, 이때 q는 정수이다. 상기 인코딩된 신호 부분 사이에, 동기(sync) 신호를 삽입한다. 바람직하게는, 상기 동기신호는 인코딩된 신호의 시퀀스에서 생길 수 없다. 종래에, 동기 패턴은, 논리적으로 "0"인 일련의 s 비트를 포함하되, 이때 s는 k를 초과하는 정수이거나, 동기 패턴은 논리적으로 "1"인 비트로 분리된 논리적인 "0"값을 갖는 2개의 일련의 k비트로 구성된다. 후보 병합어로부터 p-비트 병합어를 선택하여 대체 병합어와 코드어의 연접은, 동기 패턴과 같은 패턴을 포함하지 않는다. 상기 정보는 연속하여 이격된 마크에 저장되고, 연속적인 코드어에 따라 연속적인 마크 사이의 마크와 공간 사이의 길이는 불연속적으로 가변된다. 병합어 "111", "011", "101" 및 "110"은 판독 스폿의 크기에 대해 짧은 길이를 갖는 마크 또는 공간을 발생할 것이라는 것을 알아야 한다. 이들 공간 및 마크의 길이는, 너무 짧아서 픽업부는 그들을 관찰할 수 없다. 이는, 병합어 "111", "011", "101" 및 "110"은 디코딩장치에 의해 "000"으로서 검출될 것이라는 것을 의미하고, 다음에 검출회로는 잘못된 동기 패턴을 검출하거나 또는 이 검출회로에 의해 k 제약의 위반이 일어날지도 모른다는 것을 의미한다. 바람직한 실시예에서, 병합어 선택회로는, 병합어 "111", "011", "101" 및 "110"을 동기패턴 또는 k-제약의 계산에서 "000"으로서 처리함으로써 잘못된 동기패턴 및/또는 잘못된 k-제약 위반의 발생을 피할 수 있다. 예를 들면, k=10일 경우 선택회로는, 병합어들에 의해 잘못된 k(=10)-제약 위반이 일어날지도 모르기 때문에, '00001100000' 또는 '00010100000'등과 같은 시퀀스를 발생하는 병합어를 배제할 것이다. 동기 패턴이 '100000000001000000001'일 경우, 선택회로는 '10011000000100000000001' 또는 '10000000000100010100001' 등과 같은 시퀀스를 발생하고, 잘못된 동기패턴을 발생할지도 모르는 병합어를 배체할 것이다.

본 발명의 일 실시예는 이하 도면을 참조하여 설명한다.

도 1에서, 도면부호 1은, 광학 또는 광자기 디스크와 같은 기록매체 상에 기록되는 디지털 데이터를 공급하는 입력단자이고, 도면부호 2는 입력 데이터를 m 병렬 비트의 데이터로 변환하는 직병렬 변환기이고, 도면부호 3은 데이터 변환기이다. 상기 데이터 변환기는, 데이터 비트 d1, ..., d8을 공급하고 데이터 비트를 17 채널 비트 c1, ...,c17로 변환한다. 17-비트 워드는, 2부분, 즉 채널 비트 c1,...,c14를 갖는 14-비트 코드어와 채널비트 c15,...,c17을 갖는 3-비트 병합어로 이루어진다. ROM, PLA 등으로 이루어진 데이터 변환기에 의해 14-비트 워드를 발생한다. 데이터 변환기는, 데이터 비트 d1,...,d8을 14비트 형태의 출력 채널비트 c1,...,c14로 변환한다. 도 4a 내지 도 4h에 도시된 코드 변환 테이블은, 이러한 변조기에 의해 얻어진 n(=14)개의 코드 비트(c1 내지 c14)는 결코 적어도 k(=2)개 및 최대 d(=10)개의 "0"을 연속적인 "1"들 사이에 두지 않는다는 규칙을 따른다. 클록 발생기(6)는, 상기 회로에 대한 클록신호를 발생한다. 데이터 변환기(3)는, 3-비트 워드, c15,...c17을 발생하는 보조수단을 갖는다. 이 보조수단은, ROM, PLA 등으로 이루어지거나 또는 상술한 특정 사양을 만족하도록 3-비트 워드를 결정하도록 프로그램된 컴퓨터를 사용하여 설치될 수 있다.

도 2는 상술한 방법을 실행하여 본 발명에 따른 코딩장치의 예를 나타낸다. 도 2에서, 도면부호 21은 기록매체 상에 기록하기 전에 변환되는 신호 데이터를 공급하는 입력단자, 도면부호 22는 입력 데이터를 8개의 병렬 비트의 데이터로 변환하는 직병렬 변환기 및 도면부호 23은 데이터 변환기를 나타낸다. ROM, PLA 및 기타로 이루어진 데이터 변환기(23)는, 8비트 형태의 데이터 비트 d1,...,d8를 공급하고, 14비트 형태의 코드어 c1, c2,..., c14를 공급한다. 변환 테이블은, 상기 언급된 EFM 변조와 같은 도 4a 내지 도 4h에 있다. 결합 비트 가산기(25)는, 소정의 dk-제약을 만족하는 여러 가지 후보 병합어를 발생한다. 상기 후보 병합어의 세트는, ROM, PLA 및 기타에 저장되는 것이 바람직하다. 선택회로(26)는, 후보들로부터 0에 가장 가까운 RDS를 갖는 1을 선택한다. 선택회로는, 14-비트 코드어 만큼 연접된 각각의 가능한 후보 병합어의 RDS를 계산하는 산술부를 구비한다. 신호 발생기(29)는, 상기 선택회로(27)에 대한 타이밍 제어를 하기 위한 신호를 발생한다. 단자 29와 30으로부터 빼낸 대체 병합어와 코드어의 연접의 모듈로-2 적분 후 얻어진 변조신호는, 기록 증폭기를 통해 광학 픽업 또는 다른 기록수단으로 진행하여, 광학 또는 광자기 디스크 또는 테이프 또는 다른 기록매체 등의 도시되지 않은 광학 기록매체 상에 기록된다.

도 3은 2개의 m(=14)-비트 코드어와 p-비트 병합어의 연접을 나타낸다. 바람직한 실시예에서 p값은 3 또는 2이다.

도 4a-4h는 8-비트 데이터 워드, d1,...,d8을 14-비트 코드어 c1,...,c14로 변환하기 위한 바람직한 변환 테이블을 나타낸다. 이 변환 테이블은, 연속적인 "1"사이에 적어도 2개 그리고 최대 10개의 "0"이 항상 있다는 규칙을 준수한다. 도 4a-4h에 도시된 것들과 다른 코드 변환 테이블을 사용할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

상기 설명으로부터 본 발명은 디스크형 기록매체 상에 디지털 정보를 기록 및 재생하는 개선된 시스템을 제공한다는 것을 알 수 있다. 이격된 마크에 연속적으로 정보를 저장하고, 연속적인 마크 사이의 마크와 공간의 길이는 연속적인 코드어에 따라 불연속적으로 가변한다. 따라서, 디지털 정보는, 상기 기록신호의 저주파 성분의 개선된 억제에 의해 저장된다.

본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 본 발명을 설명하였지만, 본 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않고, 본 발명이 속한 기술분야의 당업자에게 있어서 다양한 변형이 이루어질 수 있다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구범위로 한정되지 않는다. 어떠한 참조 부호도 청구범위를 한정하지 않는다. 또한, 용어 "포함한다"는 청구범위에 나열된 것 이외의 구성요소 또는 단계의 존재를 배제하지 않는다. 구성요소 앞의 "a" 또는 "an" 용어의 사용은, 상기와 같은 복수의 구성요소의 존재를 배제하지 않는다.

Claims (9)

1. 이진 데이터 비트의 시퀀스를 이진 채널비트의 시퀀스로 코딩하되, m(m은 정수)개의 데이터 비트의 연속적이고 순차적인 블록들이, 변환 테이블에 따라 순차적인 n(n은 m을 초과하는 정수)-비트 코드어로 코딩되고, 상기 코드어가 연속적인 "1"이 적어도 d개 및 최대 k개의 "0"만큼 이격되도록 하는 dk-제약을 만족하고, 상기 연속적인 코드어 사이에 p(p는 정수)-비트 병합어가 삽입되고, 상기 대체 코드어와 병합어의 연접이, 상기 병합어의 선행 "1"과 상기 병합에 선행하는 코드어의 후미 "1" 사이에서 적어도 d개의 "0"이 있고, 병합어의 후미 "1"과 이 병합어 다음에 오는 코드어의 선행 "1" 사이에 적어도 d개의 "0"이 있는 조건을 만족하는 코딩방법에 있어서,

   상기 병합어는 상기 d 제약을 준수하지 않아도 되는 것을 특징으로 하는 코딩방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 p-비트 병합어는, 대체 코드어와 병합어의 연접의 연속적인 "1" 사이에 최대 s(s는 k와 같거나 k를 초과하는 정수)개의 "0"의 수를 제약하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 코딩방법.
3. 제 1 및 제 2 항에 있어서,

   상기 p-비트 병합어는, 상기 대체 코드어와 병합어의 연접의 모듈로-2 적분 후 발생된 신호의 누적 직류 불균형을 줄이도록 동작하는 것을 특징으로 하는 코딩방법.
4. 제 1항, 제 2항 및 제 3항에 있어서,

   이진 디지털 신호를 인코딩하며, 이때, d=2, k=10, m=8, n=14 및 p=3인 것을 특징으로 하는 코딩방법.
5. 제 1항, 제 2항 및 제 3항에 있어서,

   이진 디지털 신호를 인코딩하며, 이때, d=2, k=10, m=8, n=14 및 p=2인 것을 특징으로 하는 코딩방법.
6. 선행하는 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 기재된 방법에 따라 인코딩된 신호를 디코딩하는 것을 특징으로 하는 디코더.
7. 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 기재된 코딩 방법에 따라 형성된 정보 구조를 기록한 것을 특징으로 하는 정보 기록매체.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 정보매체는, 광학적으로 판독 가능한 기록매체를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 기록매체.
9. 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 기재된, 이진 데이터 비트의 시퀀스를 이진 채널 비트의 시퀀스로 코딩하는 방법을 실행하는 것을 특징으로 하는 코딩장치.