KR20010041404A

KR20010041404A - 적외선 신호 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20010041404A
Application number: KR1020007009537A
Authority: KR
Inventors: 펠러프릿츠; 허트발터; 잉햄브라이언알
Original assignee: 포만 제프리 엘; 인터내셔널 비지네스 머신즈 코포레이션
Priority date: 1999-01-11
Filing date: 1999-04-21
Publication date: 2001-05-15
Also published as: PL342885A1; CZ20003270A3; IL138080A; US6850709B1; IL138544A0; JP2002535873A; EP1062752A1; WO2000042719A1; TW437188B; CN1292955A; DE69920671T2; KR100378329B1; HUP0101092A2; DE69920671D1; EP1062752B1; IL138080A0; JP3568122B2; HUP0101092A3; CA2322685A1; CA2322685C

Abstract

본 발명은 무선 광학 네트워크 내의 접속성(connectivity)을 개선시키는 장치 및 방법에 관한 것이다. 따라서, 적외선 신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 적어도 2 개 이상의 수신 유닛이 사용된다. 디지털 신호는 프레임으로 데이터를 나타내는데, 각 프레임은 프리앰블을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함한다. 선택기는 프리앰블의 신호 대 잡음비와 연관된 척도를 결정하고 후속 처리에 최적인 신호를 선택하기 위해 척도를 비교한다.

Description

적외선 신호 송수신 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR IMPROVED CONNECTIVITY IN WIRELESS OPTICAL COMMUNICATION SYSTEMS}

오늘날, 많은 장치와 대부분의 이동 컴퓨터(mobile computers)는 통신 링크로서 무선 적외선 설비(wireless infrared facilities)를 구비하고 있다. 전형적으로, 적외선 링크는 방향성(directional) 또는 비방향성(non-directional) 수신기와 송신기를 채용하는지 여부 및 수신기와 송신기 사이에 연속된 가시선 경로(uninterrupted line-of-sight path)가 존재하는지 여부에 따라 분류된다. 현재, 조향된 (directed) 가시선 링크가 가장 널리 사용되는데, 이후로부터는 LOS(ling-of-sight links)로 약칭한다. LOS는 방향성 수신기 및 송신기를 채용하므로, 경로 손실(path loss)이 최소화되고, 다중경로 왜곡(multipath distortion)을 무시할 수 있다. 또 다른 디자인은 비방향성, 비 LOS 링크로서, 확산 (diffuse)링크라고도 지칭하며, 천장이나 벽과 같은 연장된 표면으로부터의 빛의 확산 반사(diffuse reflection)에 의존한다.

적외선 신호를 송신하고 수신할 수 있는 유닛을 송수신기(a transceiver)라 한다. 실용적인 무선 적외선 송수신기는 하나의 광학적 수신기(optical receiver)와 하나의 광학적 송신기(emitter)를 사용하도록 제한되는데, 광학적 수신기는 광 다이오드(PD : photodiode)일 수 있고 광학적 송신기는 발광 다이오드(LED : light emitting diode)일 수 있다. 현재 LOS 전파(propagation)에 기초한 송수신기의 유형은 점간(point-to-point) 통신에 가장 적합하며, 무선 적외선 네트워킹 환경에서 동작하는 이동 또는 고정 플랫폼에서의 통합(integration)에는 적합하지 않다. 이들 송수신기는 광학적 송신기 특성과 비교할 때 근본적으로 다른 수신 특성을 갖는 하나의 광학적 송신 구성요소만을 포함하는 것이 보통이다. 이러한 송수신기는 광학적 패리티 규칙(optical parity rule)을 위반한다. 이는 수신기가 약 ±60˚의 광각(wide-angle)이라고도 하는 수신각 φ_R을 나타내고, 송신기는 약 ±15˚의 협각(narrow-angle)이라고도 하는 송신각 φ_E를 포함하기 때문이다. 이로 인해, 전형적인 네트워킹 애플리케이션에서 접속 범위(connectivity coverage)가 불충분해지고, 링크 성능이 열화(degrade)된다. 접속 범위가 불충분하다는 것은 ⅰ) 네트워크 가입자(participants)가 다른 어떤 가입자에 접속될 수 없고, ⅱ) 어떤 링크는 신뢰할 수 없으며, ⅲ)어떤 링크는 애플리케이션에 대해 충분한 대역폭을 제공할 수 없어 원하는 데이터 레이트를 달성할 수 없음을 의미한다. 나아가, 낮은 데이터 레이트 및/또는 높은 에러 레이트로 인해 데이터 처리량이 감소하는데, 이는 부적절한 충돌 회피 메커니즘(a collision avoidance mechanism)과 링크 품질 저하로 인해 성능 열화가 발생함을 의미한다.

광학적 패리티 개념은 1997년 4월 15 - 17, 캐나다의 토론토에서 개최한 Standards contribution to Infrared Data Association(IrDA), 버전 0.1 (휴렛 패커드 사 및 IBM 사)의 기고 "Request for Comments on Advanced Infrared(AIr) IrPHY Physical Layer Specification"에 개시되었다.

1998년 3월 26일에 출원된 "Optoelectronic Transceiver"라는 제목의 미국 출원 번호 제 048,749 호에는 광학적 송수신기 패리티 개념이 개시되어 있다. 이 미국 특허 출원은 현재 본 출원의 양수인에게 양도되어 있다.

미국 특허 제 5,566,022 호는 적외선 통신 시스템에 관한 것이다. 이 시스템은 자유 대기(free air)를 통해 적외선 신호를 수신하고 송신하는 다수의 적외선 송수신기를 포함하고 있다. 각 적외선 송신기의 등록(registration) 및 제어를 위해 회로가 수신 신호의 도착 방향을 판단하고 이 정보를 전용 로직 제어기(DLC : dedicated logic controller)로 제공한다.

적외선 통신의 중요한 특성 중 하나는 수신 방향에 대한 민감도(sensitivity)이다. 1995년 6월 18 - 22, 미국 시애틀에서의 IEEE International Conference on Communication에서, 엠 알 팩라반(M. R. Pakravan)과 엠 케이브라드(M. Kavehrad)의 발표 "Direction Diversity for Indoor Infrared Wireless Communication Receivers"는 시뮬레이션을 통한 수신 신호의 특성에 대한 회전(rotation) 효과를 논의하고 있다.

International Journal of Wireless Information Networks, Vol. 2, No. 4 (1995년)에서 엠 알 팩라반과 엠 케이브라드에 의한 발표 "Design Considerations for Broadband Indoor Infrared Wireless Communication Systems"는 전술한 발표와 유사하며, 채널 파라미터에 대한 시야(field-of-view)와 수신기 방향의 영향에 대해 논의하고 있다.

1996년 6월 23 - 27, 미국 달라스에서의 IEEE International Conference on Communication에서, 에이 피 탱(A. P. Tang)과 제이 엠 칸(J. M. Kahn)에 의한 논문 "Wireless Infrared Communication Links using Multi-Beam Transmitters and Imaging Receivers"에서는 적외선 링크에 영상 수신기(imaging receivers)를 사용하는 것에 대해 분석하고 있다.

IEEE Transactions of Communication에 제출된 미국, 버클리, 캘리포니아 대학교의 제이 비 캐루터스(J. B. Carruthers)와 제이 엠 칸에 의한 연구 보고서 "Angle Diversity for Nondirected Wireless Infrared Communication"에서는 다수 구성요소 각 다이버시티 시스템(multi-element angle-diversity systems)의 실용적인 고려사항에 대해 논의하고 있다. 불행히도, 위 보고서는 아날로그 고차 신호 선택/집중(selection/ concentration) 방안과 결합된 매우 복잡하고 비싼 광학적 수신기 어레이에 기초하고 있기 때문에, 본 문제점에 대한 실용적인 해법을 제공하지는 못 하고 있다.

International Journal of Wireless Information Network, Vol. 4, No. 4 (1997)에서 알 티 발라다스(R. T. Valadas), 에이 알 타바레스(A. R. Tavares), 에이 엠 드 올리베이라 듀어트(A. M. de Oliveira Duarte)에 의한 발표 "Angle Diversity to Combat the Ambient Noise in Indoor optical Wireless Communication Systems"는 수 개의 광 다이오드의 아날로그 전류에 기초하여 수 개의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratios)를 추정하는 이론적인 접근 방법을 설명하고 있다.

Journal of the Chinese Institute of Electrical Engineering, Vol. 2, No. 4 (1995)에서 포안 성(Po-An Sung), 야쿠 선(Ya-Ku Sun), 광쳉 첸(Kwang-Cheng Chen)에 의한 기사 "Signal Processing of High Speed Nondirective Infrared Wireless Communications"에서는 서로 다른 다이버시티 기법에 관한 이론적이고 수치적인 결과를 나타내고 있다.

전술한 모든 문서들은 수 개의 이론적인 접근 방법과 시뮬레이션을 설명하고 있지만 알려진 기술적 문제점에 대한 실제적인 해법은 제시하고 있지 않다.

또한, 리피터 스테이션(repeater station)이나 프린터와 같은 고정 접속점과 랩탑 컴퓨터(laptop computers)와 같은 이동 플랫폼과 사이의 네트워크 접속 범위는 전형적인 사용자 시나리오(scenarios)에는 불충분한 것으로 생각되는데, 이들은 모두 통상적인 무선 적외선 송수신기를 구비하고 있다. 보통, 하나의 신호 송수신기가 이동 플랫폼 또는 소정의 고정 플랫폼에서 사용되면, 전술한 문제점과 무선 광학 네트워킹 애플리케이션에서의 단점이 나타난다. 랩탑 컴퓨터와 같은 소정의 플랫폼은 2 개의 송수신기를 구비하므로, 사용자는 수동으로 2 개의 송수신기 중 어느 것을 사용할 지를 결정해야 한다. 따라서, 현재의 적외선 송수신기는 다중점 접속(multi- point connectivity)에 기초하는 장래의 무선 적외선 애플리케이션에는 적당하지 않다.

발명의 개요

본 발명의 목적은 적외선 신호를 수신하고 수 개의 수신된 적외선 신호로부터 최적의 신호를 선택하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 종래 기술의 단점을 극복하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 무선 광학 네트워크에서 접속성(connectivity)을 향상시키는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 적외선 신호의 신뢰할 수 있는 수신을 위한 단순하고 빠른 광학 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 적외선 신호를 수신 또는 송수신하여 충분한, 또는 주지의 장치보다 나은 접속성을 제공하는, 즉, 각 네트워크 가입자가 충분한 대역폭으로 모든 다른 가입자와 접속할 수 있는 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 신뢰할 수 있는 통신 링크를 얻기 위해 적외선 신호를 수신 또는 송수신하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명은 적외선 신호(an infrared signal)를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 최적 신호(the most suitable signal)를 선택하는 방안에 관한 것이다.

본 발명은 첨부하는 개략도를 참조하여 보다 상세히 설명된다.

도 1은 3 개의 송수신기, 동반 신호(accompanying signals), 선택기를 구비하는 본 발명에 따른 장치의 개략도,

도 2는 비교기와 소정의 샘플링 및 카운팅 유닛(sampling and counting units)의 개략도,

도 3은 오버샘플링된 비트 시퀀스의 분석 단계를 도시하는 도면,

도 4는 선택기의 기본적인 내부 구조를 도시하는 도면,

도 5는 본 발명에 따라 3중 채널 다이버시티(three-fold channel diversity)를 갖는 적외선 통신 시스템의 기본적인 실시예를 도시하는 도면,

도 6은 또 다른 3중 채널 다이버시티를 갖는 적외선 통신 시스템의 기본적인 실시예를 도시하는 도면.

모든 도면은 명확성을 위한 것으로서, 실제 치수로 도시되지 않았으며 실제 축적으로 도시된 치수 사이에 연관관계도 없다.

본 발명은 무선 광학 네트워크에서 접속성을 향상시키며, 특히 다중점 접속에 적절한 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명은 적외선 신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 적어도 2 개 이상의 수신 유닛을 사용한다. 디지털 신호는 프레임 형식으로 데이터를 표현하며, 각 프레임은 프리앰블(a preamble)을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함한다. 수신된 각 신호는 동일한 소스, 즉, 동일한 송신기로부터 온다고 가정할 수 있으므로, 수신된 각 신호에 대한 프리앰블은 동일하다. 선택기는 프리앰블의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)와 연관된 척도(a measure)를 결정하고 후속 처리를 위한 최적 신호(best suited signal)를 선택하기 위해 척도를 비교한다. 따라서, 선택기는 프리앰블 또는 프리앰블의 적어도 일부에 대한 신호 대 잡음비의 대응 척도를 간접적으로 추정한다. 그러므로, 신호가 정확히 어느 방향으로부터 왔느냐 하는 것은 중요하지 않으며, 최적 신호일 것이 요구된다. 최선 또는 최적 신호는 최저 에러 레이트 또는 최고 신호 대 잡음비를 갖는 신호로서, 잡음이나 다른 왜곡에 의해 가장 적은 영향을 받는 신호를 나타낸다. 최선 신호가 반드시 최강 신호(strongest signal)일 필요는 없다는 점에 유의해야 한다. 또한, 최적 신호를 결정하기 위해 프리앰블 전체가 사용되거나 조사될 필요는 없다. 이는 수신된 신호의 품질 및 인식 효율(efficiency of recognition) 또는 하드웨어에서 구현되는 분석 방안에 의존한다.

본 발명은 무선 광학 네트워크 내에서의 접속성을 향상시키며, 이동 플랫폼 또는 랩탑 컴퓨터와 같은 휴대용 장치와 리피터 스테이션(repeater station), 프린터, 주변 기기와 같은 고정 접속점(fixed access points) 사이의 다중점 접속성(multi-point connectivity)에 특히 적합하다. 전형적인 사용자 시나리오는 회의실 내의 다수의 스테이션을 포함하는 원탁 구성(a round-table configuration)일 수 있다.

본 발명은 적어도 2 개 이상의 수신 유닛으로부터 얻은 이진 신호를 처리한다는 장점과 함께 간단한 광학 수신기만을 필요로 한다는 장점이 있다. 간단한 변환기는 수신한 적외선 신호를 디지털 신호로 변환하는데, 디지털 신호는 각 디지털 신호와 동일한 프리앰블을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함하는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타낸다. 본 발명의 다른 장점은 각 신호에 대해 프리앰블이 동일하므로, 수 개의 수신된 적외선 신호로부터 최적 신호가 빨리 선택되고 후속 처리를 위해 사용될 수 있다는 것이다. 또한, 본 발명에 따른 장치 또는 수신 유닛을 구비하는 통신 설비는 전과 같이 정밀하게 정렬될 필요가 없으며 다중점 네트워킹 애플리케이션에도 적합하다.

프레임의 프리앰블이 알려진 주기적 펄스 시퀀스, 바람직하게는 정의된 주기를 갖는 펄스 시퀀스를 포함하면, 디지털 수신 유닛 또는 디지털 처리 유닛에 의해 사전정의된 심벌 시퀀스를 예측할 수 있고, 이 유닛은 PLL이라고도 지칭하는 위상 동기 루프(phase-locked loop)에 의해 충분한 캐리어 센싱(carrier sensing), 심벌 클럭 동기화, 칩 클럭 위상 획득을 수행할 수 있다

각 수신 유닛 내의 수신된 적외선 신호가 이진 판단 유닛(a binary decision-unit)에 의해 디지털 신호로 변환되면, 디지털 처리에 의해 후속 처리를 수행할 수 있다. 수신된 적외선 신호는 단순한 이진 판단 장치에 의해 변환될 수 있는데, 이는 용이하게 구현할 수 있다. 장거리 전송이 불가능한, 약한 아날로그 신호에 비해, 변환된 디지털 신호는 잡음이 추가되지 않으면서도 선택기 또는 다른 처리 유닛까지 장거리 전송이 가능하다는 커다란 장점이 있다. 또한, 적절한 장소 또는 중앙에 배치될 수 있는 선택기가 하나만 필요하다. 전선을 통해 전송된 아날로그 신호는 간섭에 민감하며 잡음 픽업(noise pick-up)을 겪게 된다. 특히, CD-ROM 드라이브나 다른 장비가 배경 잡음, 잡음 펄스, 또는 기생 주파수(parasitic frequencies)를 생성하는 컴퓨터나 랩탑 환경에서는, 디지털 처리를 하는 것이 실제로 보다 견실하고 신뢰할 수 있는 결과를 얻게 한다.

프리앰블의 디지털 신호가 오버샘플링(oversample)되고 가중(weight)되면, 2 개 이상의 수신 경로 또는 채널 상에 존재하는 신호 대 잡음비 - 이후로부터는 SNR이라 약칭함 - 를 추정할 수 있는 효율적인 방법을 적용할 수 있다. 최선 수신 디지털 신호를 선택함에 있어서는 실제로 SNR을 측정할 필요는 없고 서로 다른 수신 경로의 상대적인 품질만이 필요하다.

선택기에서 프리앰블을 수신하는 동안 하나의 디지털 신호 또는 최적 디지털 신호를 선택하면, 후속 수신을 위한 선택기를 빨리 선택할 수 있다. 최적 신호는 한 수신기에 의해 수신될 수 있는데, 에너지를 절약하기 위해 다른 수신기의 전원을 끌 수도 있다.

각각의 수신 유닛이 둔각(an obtuse)인 수신각 φ_R에 의해 묘사되는 광학적 수신 특성을 제공하도록 설계되면, 큰 전체 수신각이 제공되는데, 수신각 φ_R은 수신기가 수신기의 광학적 축(optical axis) 상의 감도의 절반인 감도를 갖는 위치를 정의하는 평각(planar angle)이다. 수신된 각은 약 120° 범위를 커버(cover)한다.

데이터가 펄스 변조, 바람직하게는 펄스 위치 변조(PPM : Pulse Position Modulation)에 의해 부호화되면, 기저대(baseband)로 데이터를 송신할 수 있으므로, 복잡한 변조 기법이 불필요하게 된다.

최고 신호 대 잡음비를 갖는 프리앰블을 수신하는 수신 유닛보다 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 프리앰블을 수신하는 수신 유닛의 전원을 끄면, 전체 회로 및 장치의 전력을 줄일 수 있어서, 이동 장치에 특히 유리하다.

송신 유닛이, 예를 들어, φ_E= φ_R인 람베르트 특성의 형태인 수신 유닛의 광학적 수신 특성의 형상과 동일한 광학적 수신 특성을 갖는다면, 원하는 람베르트 특성을 갖는 광학적 패리티 규칙이 만족되어 접속 범위가 향상되는데, 송신각 φ_E는 송신기가 방출하는 전력이 송신기의 광학적 축 상의 전력의 절반이 되는 위치를 정의하는 평각이다. 또한, 두 평면에 동일한 람베르트 수신/송신 특성을 사용하면 접속 범위를 확장하는 데 도움을 주는 확산 모드 성분(a diffuse-mode component)이 도입된다.

적어도 하나의 송신 유닛, 적어도 하나의 수신 유닛, 변환기가 송수신기의 일부이거나 수신기와 변환기가 광학적 장치의 일부이면, 모든 광학적 구성요소와 컨버터가 단일 송수신기 패키지 또는 광학적 장치 패키지로 통합되어, 공간 및 에너지 소모를 절약하고 제조 및 교체 비용을 줄일 수 있다.

적어도 3 개의 송수신기 또는 수 개의 송수신기가 자신의 광학적 수신 특성 및/또는 광학적 송신 특성을 보완하도록 배열되면, 360° 범위에 대해 완전한 접속 범위가 달성된다.

적어도 하나의 제 1 모뎀 유닛 및/또는 제 2 모뎀 유닛을 포함하는 유닛에 선택기가 접속되면, 선택기는 예컨대, 가변 레이트(variable rate), 고정 레이트(fixed rate), 고속(high speed), 저속(low speed) 등과 같은 수 개의 레이트 및/또는 속도를 제공하는 유닛과 함께 작업할 수 있다.

적어도 하나의 모뎀 유닛, 바람직하게는 제 1 모뎀 유닛과 선택기를 결합할 수 있으면, 선택기와 모뎀 유닛을 단일 유닛 또는 칩에서 구현할 수 있다. 이 유닛 또는 칩은 현재의 시스템에서 용이하게 구현되어 본 발명에 따라 접속성을 향상시킬 수 있다.

적어도 선택기, 제 1 모뎀 유닛, 제 2 모뎀 유닛을 단일 유닛으로 결합할 수 있으면, 공간을 절약할 수 있고 유닛과 선택기의 기능을 단일 유닛 또는 칩 내에서 구현할 수 있다.

접속성을 향상시키려는 목적이 현재 또는 바람직하게는 개선된 송수신기에 의해 충족된다면, 플랫폼, 즉, 랩탑 컴퓨터, LAN 접속점, 리피터 스테이션, 프린터, 소지형 장치, 또는 기타 장치에 하나 이상의 무선 적외선 송수신기를 탑재할 필요가 있다. 이로 인해 서로 다른 송수신기의 각 신호를 적절히 결합하거나 선택하여 원하는 각 다이버시티를 달성하기 위해 수 개의 송수신기를 상호접속하고 제어하는 장치 및/또는 방법이 필요하게 된다.

본 발명의 실시예를 설명하기 전에, 본 발명에 따른 원리를 다루도록 한다.

PPM - 펄스 위치 변조(Pulse Position Modulation)

본 발명에서는 펄스 위치 변조를 사용하는데, 이후로부터는 PPM으로 약칭한다. 다른 변조 방안을 대신 사용할 수도 있다는 사실에 유의해야 하는데, 특히, RLL로 약칭하는 런렝쓰 제한 부호화(Run-Length Limited Codes)가 유리하다. PPM은 부호화가 반복될 때마다 가변 데이터 레이트를 제공한다. L-슬롯 펄스 위치 변조는 기간 주기t_D인 데이터 심벌을 정의한 후 심벌을 "칩"이라고도 지칭하는 L(L은 2, 4, 8, 16) 개의 동일한 타임 슬롯 세트로 분할함으로써 달성된다. L-PPM 방안에서는, 심벌 당 하나의 타임 슬롯 또는 칩만이 펄스를 포함하는데, 이는 논리적 "일" 즉 "1"을 의미한다. 다른 칩은 펄스를 포함하지 않는데, 이는 논리적 "영" 즉 "0"을 의미한다. L = 4로 정의하면, 결과 변조 방안은 4 펄스 위치 변조 즉 4-PPM이라 지칭된다. 각 4-PPM 심벌 내에는 4 개의 고유한 위치가 있으므로, 단 하나의 칩만이 논리적으로 "1"이고 다른 모든 칩은 논리적으로 "0"인 4 개의 독립 심벌이 존재하여, 다음의 조합, 1000, 0100, 0010, 0001이 존재하게 된다. 이들 4 개의 심벌은 4-PPM에서 허용되는 유일하게 합법적인(legal) 데이터 심벌이다. 각 데이터 심벌은 단일 데이터 비트 쌍의 두 비트를 나타내는데, 이는 각각 00, 01, 10, 11이다. 논리적 "1"은 송신기가 빛을 송신하는 칩 기간을 나타내고, 논리적 "0"은 빛을 송신하지 않는 기간을 나타낸다.

프리앰블

본 발명에 따른 디지털 신호는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타내는데, 각 프레임은 프리앰블을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함한다. 프리앰블은 주기적인 심벌 시퀀스를 포함하며, PLL이라고도 지칭하는 위상 동기 루프에 의해 초기 캐리어 센싱, 심벌 클럭 동기화, 칩 클럭 위상 획득이 가능하다. 이는 특히 프리앰블이 디지털 수신 및 처리 유닛의 초기 상대적 동기(initial relative synchronization)를 위해 이용되는데, 이는 주기적 펄스 시퀀스의 송신에 의해 달성된다. 각 심벌이 얼마나 많은 슬롯을 포함하는지를 알고 있는 수신단(a receiving station)은 잠시 후 펄스 시퀀스의 주기를 검출할 수 있다. 또한, 수신단은 PLL을 이용하여 자신의 슬롯 또는 칩 클럭 위상을 조정한다. 프리앰블은 다음의 합법적인 4-PPM 심벌 P : P=1000에 대해 다수의, 바람직하게는 128 개 이상의 반복되는 송신 내용(transmissions)을 포함한다. 유용하다면, 추가 정보 송신과 같이 다른 결합(combination)도 가능하다. 프리앰블 뒤에는 동기화 필드, 제어필드, 데이터 필드, 또는 기타 필드가 뒤따를 수 있다.

광학적 패리티(optical parity)

무전(radio) 시스템과는 달리, 적외선 시스템은 수신과 송신을 위해 2 개의 물리적으로 다른 구성원소를 사용하는데, 이들은 각각 광 다이오드(PD : photodiode)와 발광 다이오드(LED : light emitting diode)일 수 있다. 수신기의 수신 특성이 대응 송신기의 송신 특성과는 다르므로, 데이터 레이트 외에도 다른 단점이 발생한다. 송신 균형(symmetry) 또는 송수신기 패리티는 균형잡힌 데이터 레이트를 허용하고, 충돌 회피 특성을 유지하며, 접속성을 향상시킨다.

본 발명에 따른 수신 유닛은 적어도 하나의 수신기와 아날로그/디지털 변환기를 포함한다. 수신기는 수신기의 반각 φ_R이라고도 지칭하는 수신각 φ_R에 의해 묘사되는 광학적 수신 특성을 갖는다. 마찬가지로, 송신기는 송신기의 반각(half-angle) φ_E라고도 지칭하는 송신각 φ_E에 의해 묘사되는 광학적 송신 특성을 갖는다. 송수신기는 적어도 하나의 광학적 송신 구성요소와 광학적 수신 구성요소를 포함하는 것을 특징으로 하는데, 송신기는 단일한 발광 구성요소로 제한되지 않으며 수신기도 단일한 수광(light receiving) 구성요소로 제한되지 않는다. 광학적 송신기는 자신의 3차원 송신 특성이 수신기의 3차원 광학적 수신 특성과 동일하거나 적어도 유사하도록 구성된다. 광학적 패리티 또는 송수신기 패리티를 사용하면, 단범위(short range)나 장범위 송신은 물론 협각이나 광각을 지원하는 서로 다른 광학적 포트를 구비하는 장치가 공존할 수 있게 된다. 이 개념에 대해서는 1998년 3월 26일 출원된 "Optoelectronic Transceiver"라는 제목의 미국 특허 출원 제 048,749에서 상세히 다루고 청구하고 있으며, 이는 본 명세서에서 참조로서 인용한다.

이하에서는, 본 발명의 실시예가 설명된다.

도 1은 무선 광학 통신 시스템 또는 무선 광학 네트워크에서 적외선 신호를 수신 및/또는 송신하는 장치(4)를 도시하고 있다. 제 1 송수신기(13), 제 2 송수신기(23), 제 3 송수신기(33)는 파상으로(in a staggered manner) 배치되어 있다. 인접하는 송수신기(13, 23, 33)의 광학축 사이의 각은 약 120°로서, 3 개의 송수신기(13, 23, 33)에 의해 무선 광학 네트워킹을 위해 구비된 이동 또는 고정 플랫폼의 광학적 인터페이스에서 360 °의 수평각을 커버할 수 있다. 제 1 채널을 위한, 완전히 통합된(fully integrated) 제 1 송수신기(13)는, 수신기와 수신 회로를 포함하는 제 1 수신 유닛(1)을 포함하는데, 본 명세서에서 수신기는 람베르트 제 1 수신 특성(14)을 나타내는 광 다이오드이다. 또한, 제 1 수신 유닛(11)은 적어도 하나의 송신기와 송신 회로를 포함하고 있으며, 송신기 위의 확산기(a diffuser)는 람베르트 제 1 송신 특성(15)을 나타내는데, 본 명세서에서 송신기는 에미터라고 지칭하는 발광 다이오드이다. 확산기는 이하에서 더 설명하도록 한다.

mW/sr 단위인 복사 강도(radiant intensity)의 송신 특성(15, 25, 35)은 cos(φ)^m(m=1)인 코사인 법칙을 따르거나, 적어도 대략 따른다는 것에 유의해야 한다. 광학적 수신기의 수신 특성(14, 24, 34)도 동일한 법칙을 따른다.

수신 및 송신 회로는 제 1 송수신기 칩(12) 내에 있는 변환기와 결합되지만, 제 1 송수신기 칩(12)은 유리하다면 2 개 이상의 단일 칩으로 분리될 수도 있다. 구성요소는 공통 리드 프레임(common lead frame) 상에 탑재되고 플라스틱 패키지 내에서 본을 뜨게(mold) 된다. 제 1 송수신기(13) 내의 제 1 송수신기 칩(12)은 선택기(5)에 접속된다. 다른 2 개의 송수신기(23, 33)의 구조도 대등하다. 따라서, 제 2 채널을 위한 제 2 송수신기(23)는 제 2 수신 유닛(2), 제 2 송신 유닛(21), 제 2 송수신기 칩(22)을 포함한다. 제 2 송수신기(23)의 제 2 송수신기 칩(22)은 선택기(5)에 접속된다. 제 3 채널을 위한 제 3 송수신기(33)는 제 3 수신 유닛(3), 제 3 송신 유닛(31), 제 3 송수신기 칩(32)을 포함한다. 제 3 송수신기(33)의 제 3 송수신기 칩(32)은 선택기(5)에 접속된다. 각 송수신기(13, 23, 33)는 어떤 특성을 갖는데, 제 1 수신 특성(14) 및 제 1 송신 특성(15)은 서로 유사하며 제 1 송수신기(13) 앞쪽에 개략적으로 도시되어 있다. 제 2 수신 특성(24)과 제 2 송신 특성(25)은 제 2 송수신기(23) 앞쪽에 개략적으로 도시되어 있다. 또한, 제 3 수신 특성(34)과 제 3 송신 특성(35)은 제 3 송수신기 앞쪽에 개략적으로 도시되어 있다. 제 1 송수신기(13) 방향의 제 1 화살표는 S1이라 부르며, 도달하는 제 1 적외선 신호 S1의 일부를 나타낸다. 명료하게 하기 위해, 이상적으로 무한대의 신호 대 잡음비를 갖는 제 1 적외선 신호 S1은 송수신기 배열 아래에 S1로 도시되어 있다. 제 2 송수신기 방향의 제 2 화살표(23)는 S2라 부르며, 동시에 도달하는 제 2 적외선 신호 S2의 일부를 나타낸다. 약 20 ㏈의 신호 대 잡음비를 갖는 제 2 적외선 신호 S2도 장치(4)의 송수신기 배열 아래에 도시되어 있다. 또한, 제 3 송수신기(33) 방향의 제 3 화살표는 S3으로 부르며, 동시에 도달하는 제 3 적외선 신호 S3을 나타낸다. 약 5 ㏈의 신호 대 잡음비를 갖는 제 3 적외선 신호 S3도 송수신기 배열 아래에 도시되어 있다.

전술한 확산기는 광학적 송신 특성(15, 25, 35)을 포함하는 모든 평면 내에 60°의 반전력각(half-power angle)을 제공하도록 각 송신 유닛(11, 21, 31) 앞에 구성된다. 송신기는, 예를 들어, 플라스틱 재료 또는 유리 구슬(glass beads)을 끼운 기타 재료로 구성되어, 확산기 내에서 서로 다른 굴절 지수(indexes of refraction)를 달성할 수 있다. 접속성이 향상될 뿐 아니라, 외견상의 소스 크기가 송신기 칩 크기보다는 확산기 크기에 의해 결정되므로, 확산기는 시력 안전 표준(eye safety norm) IEC 825.1에도 부합하는 이점을 갖는다. 확산기 접근 방식은 수 개의 통상적인 협각 에미터가 결합하여 광각 송신을 달성하는 다른 접근 방식에 비해 더 간단한 리드 프레임 구조물을 제공한다. 복사 강도를 증가시킬 필요가 있는 경우에는 공통의 확산기 아래에 수 개의 광학적 에미터를 탑재할 수 있다. 적절한 확산기에 관한 세부 사항은 국제 공개 번호가 제 WO 96/08090 호인 PCT 국제 출원을 참조하면 된다. 이 PCT 출원은 본 발명의 양수인에게 현재 양도되어 있고 본 명세서에서 참조로서 인용한다.

도 1에서, 제 1 적외선 신호 S1이 제 1 송수신기(13)에 의해 수신되고 있고, 제 2 적외선 신호 S2는 제 2 송수신기(23)에 의해 수신되고 있으며, 제 3 적외선 신호 S3은 제 3 송수신기(33)에 의해 수신되고 있다. 수신 신호 S1, S2, S3 각각은 디지털 신호로 변환되는데, 즉, 제 1 적외선 신호 S1은 제 1 디지털 신호 RxS_1로, 제 2 적외선 신호 S2는 제 2 디지털 신호 RxS_2로, 제 3 적외선 신호 S3은 제 3 디지털 신호 RxS_3으로 변환된다. 명료하게 하기 위해, 제 1 디지털 신호 RxS_1, 제 2 디지털 신호 RxS_2, 제 3 디지털 신호 RxS_3은 각각 송수신기 배열 아래에 도시되어 있다. 이하에서는 제 1 송수신기(13) 상의 제 1 적외선 신호 S1에 관한 예를 설명하겠지만, 다른 두 적외선 신호 S2, S3과 송수신기(23, 33)에 대해서도 동일한 원리가 적용된다. 제 1 적외선 신호 S1의 변환은 제 1 수신기 칩(12) 상에서 발생한다. 제 1 송수신기 칩(12)은 잡음의 영향을 받을 수 있는 긴 리드나 전선을 피하도록 제 1 수신 유닛(1) 아주 가까이에 위치한다. 먼저, 수신된 제 1 적외선 신호 S1은 제 1 송수신기 칩(12)으로 유도되고, 가변 이득 증폭기(a variable gain amplifier)로 인가되기 전에 증폭기에 의해 증폭된다. 자동 게인 제어회로(automatic gain control circuitry)에 의해 제어되는 가변 이득 증폭기는 이어지는 판단 장치에서의 신호 레벨이 수신된 광학 신호 전력의 명시된 범위에 걸쳐 일정하게 유지되도록 보장한다. 언급한 판단 장치는 이진 판단 유닛 또는, 임계값 판단 장치 또는 비교기라고도 지칭하는 임계값 스위치로서, 제 1 적외선 신호 S1을 임계값과 비교함으로써, 제 1 적외선 신호 S1을 제 1 디지털 신호 RxS_1로 변환한다. 장치(4) 아래에 도시한 제 1 디지털 신호 RxS_1은 선택기(5)로 인가된다. 제 2 적외선 신호 S2와 제 3 적외선 신호 S3에도 동일한 과정이 각각 수행된다. 제 2 적외선 신호 S2는 제 2 디지털 신호 RxS_2로 변환되어 선택기(5)로 인가된다. 제 3 적외선 신호 S3도 제 3 디지털 신호 RxS_3으로 변환되어 선택기(5)로 인가된다. 따라서, 3 개의 송수신기(13, 23, 33)는 채널 결합(combining), 선택, 제어 기능을 제공하는 선택기(5)로 접속된다. 선택기(5)에서 구현되는 제어 메커니즘에 기초하여, 3중 채널 다이버시티가 촉진되어, 네트워크 접속성을 위한 서로 다른 각 다이버시티 모드를 얻을 수 있다. 선택기(5)는 후속 처리를 위한 최적 신호를 결정하여 이 최적 신호를 출력 라인 xy를 통해 후속 유닛으로 전달한다. 최적 신호를 결정하는 방법은 도 2 및 도 3을 참조하여 상세하게 설명할 것이다. 장치(4)는 RxS_1, RxS_2, RxS_3이라 부르는 선택기(5) 전후의 제 1, 제 2, 제 3 신호 라인 상의 방향인 화살표에 의해 표시되는 데이터를 수신하고 송신할 수 있다.

도 2는 후속 처리를 위해 서로 다른 신호로부터 최적 신호를 결정하는 구성요소 및 유닛의 개략도를 도시하고 있다. 제 1 채널을 위해, 제 1 이진 판단 유닛(12.1)은 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)에 접속된다. 이 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)은 제 1 샘플러(17), 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1), 이후로부터는 제 1 샘플 카운터(18)라 지칭하는 제 1 독립 샘플 카운터 어레이(18), 제 1 전체 카운터(19)를 포함한다. 제 1 샘플 카운터(18)에 접속되는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)에는 제 1 샘플러(17)가 접속된다. 제 1 샘플 카운터(18)는 제 1 전체 카운터(19)에 접속된다. 제 2 채널을 위해서는, 제 2 샘플링 및 카운팅 유닛(26)이 마련된다. 이 제 2 샘플링 및 카운팅 유닛(26)은 제 2 샘플러(27), 제 2 직렬 시프트 레지스터(27.1), 이후로는 제 2 샘플 카운터(28)라 지칭하는 제 2 독립 샘플 카운터(28), 제 2 전체 카운터(29)를 포함한다. 제 2 샘플러(27)는 제 2 샘플 카운터(28)에 접속되는 제 2 직렬 시프트 레지스터(27.1)에 접속된다. 제 2 샘플 카운터(28)는 제 2 전체 카운터(29)에 접속된다. 제 3 채널을 위해서는 제 3 샘플링 및 카운팅 유닛(36)이 마련된다. 이 제 3 샘플링 및 카운팅 유닛(36)은 제 3 샘플러(37), 제 3 직렬 시프트 레지스터(37.1), 이후로부터는 제 3 샘플 카운터(38)라 지칭하는 제 3 독립 샘플 카운터(38), 제 3 전체 카운터(39)를 포함한다. 제 3 샘플러(37)는 제 3 샘플 카운터(38)에 접속되는 제 3 직렬 시프트 레지스터(37.1)에 접속된다. 제 3 샘플 카운터(38)는 제 3 전체 카운터(39)에 접속된다. 또한, 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)은 제 1 번호 메모리(a first number-memory)(7)에, 제 2 샘플링 및 카운팅 유닛(26)은 제 2 번호 메모리(8)에, 제 3 샘플링 및 카운팅 유닛(36)은 제 3 번호 메모리(9)에 접속된다. 모든 번호 메모리(7, 8, 9)는 선택기 또는 번호 비교기(6)라고도 지칭하는 비교기(6)에 접속된다. 번호 메모리(7, 8, 9)도 샘플링 및 카운팅 유닛(16, 26, 26)에 각각 포함될 수 있다.

제 1 이진 판단 유닛(12.1)은 수신된 제 1 적외선 신호 S1을 위한 제 1 입력 'a'와 임계값 'TH'를 위한 제 2 입력 'b'를 포함한다. 이 제 1 이진 판단 유닛(12.1)은 도 1을 참조하여 언급한 바와 같이 전술한 제 1 송수신기 칩(12) 상에 위치한다. 간단하게 하기 위해, 하나의 이진 판단 유닛만을 도 2에 도시하였는데, 각 채널에 대해 이러한 이진 판단 유닛이 사용된다. 제 1 이진 판단 유닛(12.1)은 제 1 적외선 신호 S1을 임계값 'TH'와 비교하고, 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)의 제 1 샘플러(17)로 인가되는 제 1 디지털 신호 RxS_1을 출력한다. 제 1 적외선 신호 S1의 값이 임계값 'TH'보다 크면, S1＞TH를 의미하므로, 제 1 이진 판단 유닛(12.1)의 출력에서 논리적 레벨 "1"이 생성되고, 그렇지 않으면 논리적 레벨 "0"이 생성된다. 도 1에 도시한 제 2 송수신기 칩(22)으로부터 오고 제 2 이진 판단 유닛에 의해 생성된 제 2 디지털 신호 RxS_2는 제 2 샘플링 및 카운팅 유닛(26)의 제 2 샘플러(27)로 인가된다. 도 1에 도시한 제 3 송수신기 칩(32)으로부터 오고 제 3 이진 판단 유닛에 의해 생성된 제 3 디지털 신호 RxS_3은 제 3 샘플링 및 카운팅 유닛(36)의 제 3 샘플러(37)로 인가된다.

최적 신호를 선택하기 위해 척도, 번호, 또는 값을 결정하는 데 사용되는 원리를 도 3과 함께 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)을 참조하여 보다 상세히 설명한다. 이 과정은 주어진 또는 한정된 임계값 또는 척도에 도달할 때까지 반복된다. 그러나, 2 개의 샘플링 및 카운팅 유닛(26, 36)은 제 1 카운팅 유닛(16)과 동일한 방식으로 동작하므로, 이하에서는 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)에 대해서만 설명하도록 한다. 제 1 디지털 신호 RxS_1로부터의 프리앰블의 하나의 시구간에서의 칩 또는 4 개의 슬롯의 등가 길이는 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)으로 인가된다. 시구간은 전체 4-PPM 심벌을 나타내지만 펄스에서 시작할 필요는 없고 어디에서든 시작하면 된다. 샘플 카운터(18) 내의 이전 시구간과 일치하여(in phase with) 축적(accumulate)되도록, 후속 시구간은 자신의 시간 위상(time phase)에 있어서 같은 값을 가져야(equivalent) 한다. 도달하는 제 1 디지털 신호 RxS_1은 제 1 샘플링 및 카운팅 유닛(16)의 제 1 샘플러(17)에서 오버샘플링되고 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)에서 이진 시퀀스로 출력되는데, 여기서 각 칩은 4 배(by four) 오버샘플링되어 정의된 시구간에 대해 16 개의 이진수를 얻는다. 이진수는 단일 비트 레지스터(single-bit registers)나 플래그 레지스터(flag registers)에 저장되며, 순차적인 행(a sequential row) 형태로 도달한다. 정의된 시구간에 16 개의 이진수가 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)에 도달하면, 제 1 샘플 카운터(18)는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)의 단일 비트 레지스터 각각으로부터의 이진수를 저장된 값에 더한다. 이 프로세스는 전체 카운터(19)가 제 1 번호 메모리(7) 내에 놓인 제 1 척도 'A'를 계산할 때까지 후속 시구간에 대해 반복된다. 반복 회수는 통계(statistics), 수신 신호의 품질, 인식 또는 분석 방안의 효율에 달려 있다. 제 2 샘플링 및 카운팅 유닛(26)은 제 2 척도 'B'를 결정하고 이 척도를 제 2 번호 메모리(8) 내에 놓는다. 제 3 샘플링 및 카운팅 유닛(36)은 제 3 척도 'C'를 결정하고, 이 척도를 제 3 번호 메모리(9) 내에 놓는다. 번호 메모리(7, 8, 9)는 번호 비교기(6)에 접속되거나, 번호 비교기(6) 내에 구현된다. 번호 비교기(6)는 척도 'A', 'B', 'C'를 비교하고 후속 처리를 위한 최적 신호를 결정한다. 도 2는 번호 비교기(6)의 출력이 척도 'A'에 대응하는 채널을 선택하는 것을 보여주는데, 이는 번호 비교기(6)의 출력을 S_A로 나타냄으로써 표현된다. 따라서, 3 개의 적외선 신호 S1, S2, S3 중에서 제 1 적외선 신호 S1 및 하나의 디지털 신호 RxS_1로도 지칭되는 제 1 디지털 신호 RxS_1이 후속 처리를 위한 최적 신호가 된다.

신호의 에러 레이트와 신호 대 잡음비 사이에는 연관관계가 존재한다고 알려지고 연구되었으므로, 전술한 방안은 성공적이다. 예컨대, 연구 결과 결정된 계산된 척도, 이를테면 'A'는 대응 신호의 신호 대 잡음비와 직접 관련된다. 이는 결정된 계산된 척도가 높을수록, 신호 대 잡음비는 낮다는 것을 의미한다. 따라서, 번호 또는 척도 A, B, C를 비교하여 집합 {A, B, C} 중에서 최소값을 찾는 것만으로도 최대 신호 대 잡음비를 갖는 채널 또는 경로를 결정할 수 있다.

이제 도 3을 참조하면, 오버샘플링된 이진 신호를 서로 다른 시간에 분석하는 단계를 도시하고 있다. 이들 단계는 도 2에 도시한 샘플링 및 카운팅 유닛(16)에 의해 수행된다. 보다 구체적으로, 도 3은 제 1 시구간 T₁과 제 2 시구간 T₂에서의 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)와 부착된 제 1 샘플 카운터(18)를 각각 도시하고 있고, 아래에는 제 10 시구간 T₁₀과 제 32 시구간 T₃₂에서의 샘플 카운터(18)만을 도시하고 있다. 제 1 척도 'A'는 제 32 시구간 T₃₂이후에 계산되고 번호 메모리(7)에 저장된다. 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1) 위에 있는 16 개의 단일 비트 레지스터 번호, 1, 2, . . ., 16에 의해 표시되는 16 개의 단일 비트 레지스터를 포함한다. 이들 단일 비트 레지스터 번호와 16 개의 단일 비트 레지스터는 제 1 시구간 T₁의 시퀀스 위에 도시한 샘플 클럭(10)과 연관된다.

명료하게 하기 위해, 도면의 맨 위에는 4 개의 펄스, 즉, 서로 다른 펄스 주기를 갖는 4 개의 논리적 "일" 즉 "1"을 포함하는 프리앰블의 잡음성 디지털 신호(a noisy digital signal)의 2 개의 시구간이 시간 축 t 상에 도시되어 있다. 제 1 시구간 T₁내에서는 하나의 펄스만이 발생하고, 이어지는 제 2 시구간 T₂에서는 3 개의 펄스가 발생하는데, 2 개의 펄스는 노이즈에 의한 에러 펄스이다. 제 1 시구간 T₁은 합법적인 4-PPM 심벌의 길이에 대응한다. 전술한 바와 같이, 제 1 시구간 T₁동안, 4 개의 프리앰블 칩이 제 1 디지털 신호 RxS_1로부터 도 2에 도시한 샘플러(17)로 인가된다.

제 1 시구간 T₁은 전체 심벌의 길이를 나타내지만, 일반적으로 이러한 시구간은 프리앰블 심벌에 맞춰 정렬될 필요는 없고, 이 예에서는 펄스 대신 논리적 "0"에서 시작하면 된다. 그 이유는 심벌 동기와 칩 동기가 수신기에 의해 아직 설정되지 않았기 때문이다. 사실 상, 이 방안은 이러한 동기를 필요로 하지 않는다. 언젠가는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)와 샘플 카운터(18) 옆에 도시되어 있는 제 1 시구간 T₁의 4 개의 오버샘플링된 칩이 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)에 저장되는데, 각 칩은 4 배 오버샘플링되어 16 개의 이진수를 얻는다. 펄스가 발생하면, "1" 또는 "0"이 생긴다. 이진수는 세팅될 수도 있고 그렇지 않을 수도 있는 단일 비트 레지스터 또는 플래그 레지스터를 포함하는 간단한 레지스터에 저장된다. 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)의 단일 비트 레지스터를 살펴보면, 제 3 내지 제 7 단일 비트 레지스터는 "1"로서, 하나의 단일 비트 레지스터가 이진수(30)를 포함한다. 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)의 단일 비트 레지스터로부터의 개개의 이진수는 제 1 샘플 카운터(18) 내의 대응하는 저장값에 축적된다. 샘플 카운터(18) 어레이의 길이는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)와 동일하다. 예를 들어, 제 1 펄스로부터 제 1 샘플 카운터(18) 내의 하나의 저장된 값을 나타내는 카운터 값(70)은 제 1 단계에서는 "1"이다. 이 카운터 값(70)과 그 저장값은 더 상세히 관찰된다. 이제, 아래에 도시한 다음 시구간을 참조한다. 제 2 시구간 T₂동안, 칩은 오버샘플링되고 이진수는 제 1 직렬 시프트 레지스터(17.1)에 각각 저장된다. 그런데, 이전의 단일 비트 레지스터는 되기록(overwrite)된다. 결과는 제 2 시구간 T₂에서의 제 1 직렬 시프트 레지스터의 행에 도시되어 있다. 제 1 샘플 카운터(18)는 이전 카운터 값에 세팅된 단일 비트 카운터 값 또는 플래그를 각각 가산한다. 가산 후, 제 1 샘플 카운터(18)의 카운터 값이 채택되는데, 예를 들어, 관찰된 카운터 값(70)은 1 만큼 증가하여 "2"가 된다. 그 후, 제 2 시구간 T₂와 제 10 시구간 T₁₀사이의 수직 점선으로 표시한 바와 같이, 8 단계 이후의 후속 시퀀스가 오버샘플링된다. 제 1 샘플 카운터(18)는 제 10 단계의 결과를 보여준다. 관찰된 카운터 값(70)은 증가하여 "8"이 되었다. 마지막으로, 제 32 시구간 T₃₂에서는 후속 시퀀스가 오버샘플링된다. 그 결과는 제 1 샘플 카운터(18)의 행에 도시되어 있다. 관찰된 카운터 값(70)은 증가하여 "26"이 되었다. 제 1 샘플 카운터(18)의 카운터 값은 디짓(digits)의 합을 계산한 것으로서 척도 'A'가 되며, 이는 도시하지 않은 전체 카운터에서 수행된다. 이 척도 'A'는 "184"이고 도 2를 참조하여 설명한 후속 처리를 위해 제 1 번호 메모리(7)에 저장된다.

다른 실시예는 높은 번호를 세팅하기 위해, 바람직하게는 척도 'A'가 계산되기 직전 단계에서 임계값을 포함하는데, 이는 잡음으로부터가 아니라 프리앰블 펄스로부터 온 것이며, "0"으로 되돌아간다. 이는 잡음의 식별(discrimination)과 판단에 있어 더 유리하다.

도 4는 선택기(40)의 기본적인 내부 구조의 실시예를 도시하고 있다. 선택기(40)는 채널 결합기(channel combiner)라고도 하며, RxS_1 신호를 수신하는 제 1 채널 품질 추정기 유닛(41), RxS_2 신호를 수신하는 제 2 채널 품질 추정기 유닛(42), RxS_3 신호를 수신하는 제 3 채널 품질 추정기 유닛(43)을 포함하고 있다. 모든 채널 품질 추정기 유닛(41, 42, 43)은 평가 유닛(an evaluation unit)(44)에 접속되는데, 평가 유닛(44)은 제어 유닛(45)으로 출력을 보내며 점선으로 표시되는 제어 유닛(45)으로의 화살표로 나타낸 제어신호를 수신할 수 있다. 제어 유닛(45)은 RxS 결합기/선택기 유닛(46)의 일면에 접속된다. RxS 결합기/선택기 유닛(46)은 RxS_1, RxS_2, RxS_3 신호를 수신하고 RxD_VR 신호화 RxD_HR 신호를 전달할 수 있다. 또한, 제어 유닛(45)은 TxS_1 신호, TxS_2 신호, TxS_3 신호를 전달하는 TxS 인에이블러(enabler)/드라이버(driver) 유닛(47)의 타면에 접속된다. 제어 유닛(45)은 TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)에 접속되는 TxD 선택기 유닛(48)에도 접속된다. TxD 선택기 유닛(48)은 TxD_VR 신호와 TxD_HR 신호의 형태로 데이터를 수신한다.

선택기(40)는 TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)을 이용하여 TxS_1, TxS_2, TxS_3이라 표시한 신호를 송신기로 전달한다. 명료하게 하기 위해, 송신기는 도 4에 도시하지 않았지만, 신호는 도 1에 도시한 송수신기(13, 23, 33)로 각각 인가될 수 있다. TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)은 TxD_VR 신호와 TxD_HR 신호로부터 송신될 데이터를 선택하는 TxD 선택기 유닛(48)으로부터 자신의 입력 신호를 수신한다. TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)과 TxD 선택기 유닛(48)은 내부 제어 유닛(45)에 의해 제어된다. RxS_1, RxS_2, RxS_3으로 표시한 수신 신호는 각각 채널 품질 추정기 유닛(41, 42, 43)에 의해 각각 병렬로 처리되며, 그 출력은 평가 유닛(44)에서 조사된다. 도 2와 도 3을 참조하면, 전술한 과정은 채널 품질 추정기 유닛(41, 42, 43)과 평가 유닛(44)에서 구현될 수 있다. 평가 유닛(44)은 자신의 출력을 제어 유닛(45)으로 전달한다. 이 제어 유닛(45)은 RxS_1, RxS_2, RxS_3 신호를 처리하고 RxD_VR 신호와 RxD_HR 신호를 전달하는 RxS 결합기/선택기 유닛(46)을 제어한다.

다른 실시예에 의하면, RxS_1, RxS_2, RxS_3으로 표시한 수신 신호는 단일 채널 품질 추정기 유닛에 의해 순차적으로 처리되며, 그 출력은 평가 유닛(44)에서 조사된다.

또 다른 실시예에 의하면, RxS 결합기/선택기 유닛(46)은 RxD_VR 신호만을 전달하고 TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)은 TxD_VR 신호만을 직접 수신한다. 이 경우, TxD 선택기 유닛(48)은 불필요하다.

또 다른 실시예에 의하면, RxS 결합기/선택기 유닛(46)은 RxD_HR 신호만을 전달하고, TxS 인에이블러/드라이버 유닛(47)은 TxD_HR 신호를 직접 수신한다. 이 경우, TxS 선택기 유닛(48)은 불필요하다.

또 다른 실시예에서, 선택기(40)는 2 개의 송수신기에 대한 신호만을 처리하는 수단을 제공하는데, 이 경우에는 2중 채널 다이버시티만을 달성할 수 있다.

도 5는 3중 채널 다이버시티를 갖는 적외선 통신 시스템의 실시예의 기본적인 구조를 도시하고 있다. 소정의 구성요소와 유닛은 전술한 것과 동일하고 참조번호도 동일하다. 도 5를 단순화하기 위해, 송수신기(13, 23, 33)를 한 줄로 배열하였다. 그러나, 3중 채널 다이버시티를 달성하기 위해서는, 송수신기(13, 23, 33)를 서로 다른 또는 바람직한 방향으로 배치할 필요가 있다. 송수신기(13, 23, 33)는 적외선 신호를 수신하고 송신할 수 있는데, 이는 송수신기(13, 23, 33) 앞쪽의 화살표로 표시하였다. 송수신기(13, 23, 33)는 원하는 각 다이버시티를 갖는 시스템을 제공하는 데 필요한 기능을 포함하는 선택기(40)에 접속된다. 선택기(40)는 VR 모뎀/제어기(51)와 HR 모뎀/제어기(61)에 접속된다. VR 모뎀/제어기(51)는 제 2 모뎀 유닛(51) 또는 가변 레이트 모뎀/제어기(51)로도 지칭하며, 송수신기 제어 라인(54)을 통해 송수신기(13, 23, 33)에 접속되며, 호스트 인터페이스(52)에도 접속된다. HR 모뎀/제어기(61)는 제 1 모뎀 유닛(61) 또는 하이 레이트(high rate) 모뎀/제어기(61)로도 지칭하며, 호스트 인터페이스(52)에 접속되고, 제어 라인(62)을 통해 선택기(40)에 접속된다. 호스트 인터페이스(52)는 호스트(53)에 접속된다. TxS_1, TxS_2, TxS_3이라 표시한 송신 신호는 송수신기(13, 23, 33)를 위해 변조 신호를 전달한다. 예컨대, TxS_1, TxS_2, TxS_3 신호는 전수한 바와 같이 4-슬롯 펄스 위치 변조(4-PPM)로 부호화된다. RxS_1, RxS_2, RxS_3이라 표시한 수신 신호는 각 수신기로부터 얻은 신호를 전달한다. 언급한 바대로, 바람직한 실시예에서, 이들 신호는 이진값을 갖는 이진 신호이다. 선택기(40)는 VR 모뎀/제어기(51) 또는 HR 모뎀/제어기(61)로부터 송신할 데이터를 수신한다. 대응하는 데이터 라인은 TxD_VR 및 TxD_HR로 각각 표시하였다. 마찬가지로, 선택기(40)는 수신한 데이터를 VR 모뎀/제어기(51) 또는 HR 모뎀/제어기(61)로 전달하는데, 대응하는 데이터 라인은 RxD_VR과 RxD_HR로 각각 표시하였다. VR 모뎀/제어기(51)와 HR 모뎀/제어기(61)는 서로 다른 데이터 레이트를 수신하고 송신할 수 있는데, 예를 들어, VR 모뎀/제어기(51)는 4 Mbps까지의 데이터 레이트로 작업할 수 있고, HR 모뎀/제어기(61)는 약 16 Mbps까지의 데이터 레이트를 지원할 수 있다. 그러나, VR 모뎀/제어기(51)는 판단 임계값, 대역폭, 송신기 전력 레벨 등을 세팅하기 위해 커맨드를 발생시킴으로써 송수신기(13, 23, 33)의 동작 모드를 제어한다. HR 모뎀/제어기(61)는 관련 커맨드를 발생시킴으로서 선택기(40)의 동작 모드를 제어한다. 이들 커맨드는 RxS_1, RxS_2, RxS_3 신호를 결합 및/또는 선택하는 방법에 관한 수신기 경로와 TxS_1, TxS_2, TxS_3 신호를 인에이블시키는 방법에 관한 송신기 경로에 대한 인스트럭션을 포함하고 있다. VR 모뎀/제어기(51)와 HR 모뎀/제어기(61)는 버스 신호 VR_IF와 HR_IF로 각각 표시한 버스에 의해 호스트 인터페이스(52)에 접속된다. 호스트 인터페이스(52)는, 이를테면, MAC이라고도 약칭하는 매체 접속 제어(medium access control)와 같은 프로토콜 스택(protocol stack)과 통신하기 위해 H_IF라 표시한 버스 라인을 통해 호스트(53)에 접속된다.

도 6은 3중 채널 다이버시티를 갖는 적외선 통신 시스템의 기본적인 실시예를 도시하고 있다. 설명한 구성요소와 기능은 동일하나, HR 모뎀/제어기(61)와 선택기(40)에서 구현되는 기능이 단일 선택기(40.1)에서 결합된다는 점은 다르다.

도 5와 도 6에 있어서, 수 개의 구성요소와 유닛의 결합이 가능하다. 어떤 것들은 다음에서 다룬다.

다른 실시예에 의하면, 선택기(40)는 단일 유닛으로 구성되고, VR 모뎀/제어기(51)와 HR 모뎀/제어기(61)는 단일 유닛으로 결합된다.

다른 실시예에서, 선택기(40), VR 모뎀/제어기(51), HR 모뎀/제어기(61)에서 구현되는 기능이 단일 유닛으로 결합된다.

또 다른 실시예에 의하면, HR 모뎀/제어기(61)는 없고 선택기(40)는 VR 모뎀/제어기(51)에 의해 제어된다.

또 다른 실시예에 의하면, HR 모뎀/제어기(61)는 없고, 선택기(40)와 VR 모뎀/제어기(51)는 단일 유닛으로 결합된다.

또 다른 실시예에 의하면, VR 모뎀/제어기(51)는 없고, 3 개의 송수신기(13, 23, 33)는 HR 모뎀/제어기(61)에 의해 제어된다.

또 다른 실시예에 의하면, VR 모뎀/제어기(51)는 없고, 선택기(40)와 HR 모뎀/제어기(61)는 단일 유닛으로 결합된다.

개시한 실시예는 도시하고 설명한 하나 이상의 다른 실시예들과 결합될 수 있다. 실시예의 하나 이상의 특성에 있어서도 가능하다. 본 상세한 설명에서 설명하고 청구한 단계는 주어진 순서대로 수행될 필요는 없다. 이 단계들은 어느 정도는 임의의 순서로 수행되어도 된다.

Claims

적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하는 장치(4, 50, 60)에 있어서,

적어도 2 개의 수신 유닛(1, 2, 3) - 상기 각각의 수신 유닛은 상기 수신된 적외선 신호(S1, S2, S3)를 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)로 변환하는 변환기(12, 22, 32)를 포함하고, 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)는 상기 각각의 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)와 동일한 프리앰블(preamble)을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함하는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타냄 - 과,

각 프리앰블 중 적어도 일부에 대해 자신의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)와 관련된 척도(measure)(A, B, C)를 결정하고, 하나의 디지털 신호(RxS_1)를 후속 처리하도록 선택하기 위해 상기 척도(A, B, C)와 최고 신호 대 잡음비를 비교하는 선택기(5, 40, 40.1)

를 포함하는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 프리앰블은 주기적인 펄스 시퀀스, 바람직하게는 정의된 주기를 갖는 펄스 시퀀스를 형성하는 심벌을 포함하는 적외선 신호 수신 장치.
제 2 항에 있어서,

하나의 심벌은 적어도 하나의 펄스를 포함하는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

각 수신 유닛(1, 2, 3) 내의 상기 수신된 적외선 신호(S1, S2, S3)는 이진 판단 유닛(a binary decision-unit)(12, 22, 32)에 의해 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)로 변환되는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 프리앰블의 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)는 상기 신호 대 잡음비와 연관된 상기 척도(A, B, C)를 결정하기 위해 오버샘플링(oversample)되고 가중(weight)되는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 하나의 디지털 신호(RxS_1)는 상기 선택기(5)에서 상기 프리앰블을 수신하는 동안 선택되는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

각 수신 유닛(1, 2, 3)은 둔각(obtuse)인 수신각 φ_R에 의해 묘사되는 광학적 수신 특성(14, 24, 34)을 제공하기 위해 설계되며, 상기 수신각 φ_R은 수신기의 감도가 수신기의 광학적 축(optical axis) 상의 감도의 절반인 위치를 정의하는 평각(planar angle)인 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 데이터는 펄스 변조, 바람직하게는 펄스 위치 변조(PPM : Pulse Position Modulation)에 의해 부호화되는 적외선 신호 수신 장치.
제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,

최고 신호 대 잡음비로 상기 하나의 프리앰블을 수신하는 상기 하나의 수신 유닛(1)보다 낮은 신호 대 잡음비로 상기 프리앰블을 수신하는 상기 수신 유닛(2)의 전원을 끄는(switch off) 적외선 신호 수신 장치.
적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하는 장치(4, 50, 60)에 있어서,

적어도 2 개의 수신 유닛(1, 2, 3) - 상기 각각의 수신 유닛은 상기 수신된 적외선 신호(S1, S2, S3)를 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)로 변환하는 변환기(12, 22, 32)를 포함하고, 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)는 상기 각각의 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)와 동일한 프리앰블(preamble)을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함하는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타냄 - 과,

각 프리앰블 중 적어도 일부에 대해 자신의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)와 관련된 척도(A, B, C)를 결정하고, 하나의 디지털 신호(RxS_1)를 후속 처리하도록 선택하기 위해 상기 척도(A, B, C)와 최고 신호 대 잡음비를 비교하는 선택기(5, 40, 40.1)와,

상기 선택기(5, 40, 40.1)에 접속되는 적어도 하나의 송신 유닛(11, 21, 31)

을 포함하는 적외선 신호 수신 장치.
제 10 항에 있어서,

상기 수신 유닛(1, 2, 3)은 송신 유닛(11, 21, 31)의 광학적 송신 특성(15, 25, 35)의 형상과 동일하거나 적어도 유사한 형상을 갖는 광학적 수신 특성(14, 24, 34)을 갖는 적외선 신호 수신 장치.
제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 수신 유닛(1, 2, 3), 적어도 하나의 송신 유닛(11, 21, 31), 상기 변환기(12, 22, 32)는 송수신기(13, 23, 33)의 일부인 적외선 신호 수신 장치.
제 12 항에 있어서,

수 개의 송수신기(13, 23, 33)는 자신의 광학적 수신 특성(14, 24, 34) 및/또는 광학적 송신 특성(15, 25, 35)을 서로 보완하도록 배열되는 적외선 신호 수신 장치.
제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,

적어도 3 개의 송수신기(13, 23, 33)가 360°범위를 커버(cover)하는 적외선 신호 수신 장치.
제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택기(5, 40)는 적어도 하나의 제 1 모뎀 유닛(61) 및/또는 제 2 모뎀 유닛(51)을 포함하는 유닛에 접속되는 적외선 신호 수신 장치.
제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서

상기 선택기(5, 40)는 적어도 하나의 모뎀 유닛(51, 61), 바람직하게는 고속 모뎀/제어기(a High Rate modem/controller)(61)와 결합할 수 있는 한 적외선 신호 수신 장치.
제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 선택기(5, 40), 제 1 모뎀 유닛(61), 제 2 모뎀 유닛(51)은 단일 유닛으로 결합할 수 있는 적외선 신호 수신 장치.
무선 광학 통신 시스템에서 적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하는 방법에 있어서,

적어도 2 개의 수신 유닛(1, 2, 3)에 의해 상기 적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하는 단계와,

상기 적외선 신호(S1, S2, S3)를 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)로 변환하되, 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)는 상기 각각의 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)와 동일한 프리앰블을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함하는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타내는 단계와,

각 프리앰블 중 적어도 일부에 대해 자신의 신호 대 잡음비와 관련된 척도(A, B, C)를 결정하고, 상기 척도(A, B, C)를 비교하는 단계와,

후속 데이터 처리를 위해 상기 최고 신호 대 잡음비를 갖는 상기 하나의 디지털 신호(RxS_1)를 선택하는 단계

를 포함하는 적외선 신호 수신 방법.
적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하고 송신하는 방법에 있어서,

적어도 2 개의 수신 유닛(1, 2, 3)에 의해 상기 적외선 신호(S1, S2, S3)를 수신하는 단계와,

상기 적외선 신호(S1, S2, S3)를 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)로 변환하되, 상기 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)는 상기 각각의 디지털 신호(RxS_1, RxS_2, RxS_3)와 동일한 프리앰블을 포함하는 적어도 하나의 헤더 필드와 데이터 필드를 포함하는 프레임으로 전달되는 데이터를 나타내는 단계와,

각 프리앰블 중 적어도 일부에 대해 자신의 신호 대 잡음비와 관련된 척도(A, B, C)를 결정하고, 상기 척도(A, B, C)를 비교하는 단계와,

후속 데이터 처리를 위해 상기 최고 신호 대 잡음비를 갖는 상기 하나의 디지털 신호(RxS_1)를 선택하는 단계와,

상기 최고 신호 대 잡음비를 갖는 상기 하나의 디지털 신호(RxS_1)가 수신되는 것과 반대 방향 또는 모든 방향으로 송신 데이터(TxS_1, TxS_2, TxS_3)를 송신하는 단계

를 포함하는 적외선 신호 수신 및 송신 방법.
제 18 항 또는 제 19 항에 있어서,

각 척도(A, B, C)를 결정하는 단계는

시구간을 정하고 주기적인 시구간(T₁, T₂, . . . , T₁₀, . . . T₃₂)으로 상기 프리앰블을 분할하는 단계와,

적어도 하나의 이진수(30)를 포함하는 이진 시퀀스를 제공하기 위해 상기 시구간(T₁, T₂, . . . , T₁₀, . . . T₃₂)에 따라 상기 프리앰블을 오버샘플링하는 단계와,

상기 이진 시퀀스의 상기 개개의 이진수(30)를 대응하는 저장값(70)에 가산하는 단계와,

이들 저장값(70)으로부터 상기 척도(A, B, C)를 계산하는 단계

를 포함하는 적외선 신호 수신 및 송신 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 오버샘플링 단계와 상기 가산 단계를 적어도 한번 반복하는 단계를 포함하는 적외선 신호 수신 및 송신 방법.