KR20010001044A

KR20010001044A - 영구자석형 서보 모터 구동용 서보 컨트롤러 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보 모터 구동 제어 방법

Info

Publication number: KR20010001044A
Application number: KR1019990020013A
Authority: KR
Inventors: 김종무; 조기연; 변영복; 김은수; 김태진; 서정일
Original assignee: 윤문수; 한국전기연구소
Priority date: 1999-06-01
Filing date: 1999-06-01
Publication date: 2001-01-05
Also published as: KR100317828B1

Abstract

본 발명은 영구자석형 서보모터 구동용 서보컨트롤러 및 그 모터의 구동 제어방법에 관한 것으로서, 펄스폭변조회로(10)의 단속제어신호에 의거한 인버터(20)의 출력신호에 따라 구동되는 영구자석형 동기전동기(30)에 있어서, 지령속도()와 상기 전동기(30)의 회전속도(ω_r)를 비교하여 전류지령치(,)를 결정하는 전류지령치결정부(50); 측정된 정지 3상 좌표계의 상전류()를 동기 2상 좌표계의 전류()로 상 및 좌표변환하는 좌표변환부(70); 상기 결정된 전류지령치와 상기 측정전류()를 비교하여 지령전압을 출력하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분을 보상하여 보상된 지령전압()을 출력하는 전류제어기보상부(80); 상기 보상된 지령전압과 최대출력전압(V_s,max)을 비교하여 최종지령전압()을 결정하는 전압명령보상부(90); 및 상기 최종지령전압의 상/좌표를 역변환하여 상기 펄스폭변조회로(10)에 상기 단속제어신호를 생성하는 정지 3상 좌표계의 최종 지령전압신호(

Description

영구자석형 서보 모터 구동용 서보 컨트롤러 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보 모터 구동 제어 방법{A servo controller and control method using the same for driving Permanent Magnet Type Servo Motor}

본 발명은 영구자석형 서보 모터( Permanent Magnet Type Servo Motor ) 구동용 서보 컨트롤러( Servo Controller ) 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보 모터의 구동 제어방법에 관한 것으로서, 특히 표면부착형 영구자석 동기 모터( SPMSM : Surface-mounted Permanent Magnet Synchronous Motor )를 구동하기 위한 서보 컨트롤러 및 그 제어방법에 관한 것이다.

서보( Servo )란 "물체의 위치, 방위, 자세등을 제어량으로 하고, 목표치의 임의 변화에 추종하도록 구성된 제어계" 라고 정의된다. 서보모터란 빈번하게 변화하는 위치나 속도의 지령치에 대해서 신속하고 정확하게 추종할 수 있도록 설계된 모터를 의미한다. 이와 같은 서보모터는 큰 가감속을 가져야하며 그렇게 하기 위해서는 토크가 크고 관성모멘트가 작아야 한다.

초기에는 제어기술의 낙후로 인하여, 제어가 쉽고 구현이 용이한 직류 모터를 가변속 서보모터로 많이 사용하였다. 이 직류 모터는 입력전압 즉, 전기자 전류에 비례하는 토크( torque )의 발생으로 인해 제어가 용이하지만, 전기자에 전류를 공급하기 위해서 브러쉬( brush )를 사용함으로써 회전에 의한 마모와 스파크의 발생으로 인하여 유지 보수가 필요하고 작업 환경의 제한과 고속 운전의 어려움이 있었다. 1970년대 초에 개발되어 1980년대 초기에 이르러 완벽하게 제어 알고리즘이 확립된 벡터제어이론과, 80년대 중전력 응용분야를 대상으로 개발된 절연게이트 바이폴라 트랜지스터( IGBT ) 등의 전력용 반도체 소자의 발전, 및 DSP( Digital Signal Processor )와 같은 고성능 디지털 마이크로 프로세서의 발달 등으로 인하여 상기 직류 모터의 단점을 해결하는 교류서보모터 시스템이 개발 및 발전되었다. 그 교류서보모터는 유지보수가 필요없고 고속회전이 가능한 장점이 있으며, 크게 유도전동기와 영구자석형 동기전동기로 대별된다. 상기 유도전동기는 다른 전동기에 비해 가격이 저렴하고 구조적으로 간단하며 튼튼하고 제작이 용이하다는 장점이 있으나, 상기 영구자석형 전동기에 비해 효율, 속응성 및 출력밀도가 떨어지는 단점이 있다.

상기 영구자석형 (서보)전동기는 역기전력 및 전류파형에 따라 크게 영구자석동기모터( PMSM : Permanent Magnet Synchronous Motor )와 브러시레스 직류모터( BLDC : BrushLess DC motor )로 구분되는 데, 일반적으로 상기 BLDC는 저속에서의 맥동 토크가 심하기 때문에 정도가 낮은 응용분야 및 속도제어에 주로 사용되고, 고정도, 고분해능이 요구되는 서보 시스템에는 상기 PMSM이 주로 사용되고 있다. 상기 PMSM은 회전자의 자석 취부 방법에 따라 표면부착형 PMSM( SPMSM : Surface-mounted PMSM )과 내부부착형 PMSM ( IPMSM : Interior-mounted PMSM )으로 구분된다.

상기와 같이 세분되는 영구자석형 서보전동기는 직류모터와 반대의 구조로, 회전자는 영구자석으로 되어 외부전원에 의하지 않고 자속이 발생되므로 전력소모를 최소화하고 전체 시스템의 효율 향상을 기대할 수 있다. 또한, 상기 영구자석형 서보전동기는 내고압 절연물의 개발 및 페라이트 자석이 성능 향상과 고성능 희토류 자석의 개발에 따라 출력이 증대되어 고토크와 소형화를 이루게 되었으며, 구조적인 면에서도 고정자에게만 전원이 공급되기 때문에 케이스를 통한 방열로 다른 전동기에 비해 우수한 냉각 특성을 가지고 있다.

한편 최근의 생산라인은 생산성 증대와 품질 향상을 위해 자동화 요구가 꾸준히 증가하고 있으며, 이에 따라 공장 자동화기기 및 공작 기계 등은 고속 및 고정밀의 속도 및 위치제어를 필요로 한다. 이와 같은 고속 및 고정밀의 속도 및 위치제어를 위해서는 상기 서보 모터와 이 모터의 구동 및 제어를 위한 서보 컨트롤러가 필요하다. 그러나, 종래의 서보 컨트롤러는 가격이 고가이기 때문에 이것을 이용한 제품 및 설비의 가격상승을 초래하는 단점이 있었다.

본 발명은 상기한 종래 서보 컨트롤러의 문제점을 해결하기 위하여 창작한 것으로서, 그 목적은 상기와 같은 장점을 가진 영구자석형 서보모터를 보다 효과적으로 구동 및 제어할 수 있도록 하고, 복잡한 알고리즘의 간단한 소프트웨어에 의한 구현 및 제어회로의 단순화로, 신뢰성을 향상시키고 저가격화 된 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보모터 구동 제어방법을 제공하고자 하는 것이다.

도 1은 본 발명을 위한 전동기의 극 수를 2극으로 가정한 영구자석 동기 전동기의 등가 모델,

도 2는 도 1의 등가 회로도,

도 3은 도 2에 의한 2상 직교 좌표계,

도 4는 표면부착형 영구자석 동기 모터의 전압과 전류에 대한 제한 궤적을 나타낸 도면,

도 5는 본 발명에 따른 전류제어기 보상부의 보상 구성도,

도 6은 본 발명에 따른 전압명령 보상을 설명하는 흐름도,

도 7은 본 발명에 따른 영구자석형 동기 전동기용 서보 컨트롤러의 구성도,

도 8은 본 발명에 따른 영구자석형 동기 전동기의 구동 제어방법을 설명하는 흐름도이다.

※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10 : 펄스폭 변조회로부 20 : 인버터

30 : 영구자석형 동기전동기 40 : 속도 검출부

41 : 엔코더 50 : 전류지령치 결정부

60 : 아날로그/디지털 변환부 70 : 좌표 변환부

80 : 전류제어기 보상부 90 : 전압명령 보상부

100 : 좌표 역변환부

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러는, 펄스폭 변조 회로( PWM Circuit )의 제어신호에 따라 입력되는 전원을 단속하여 출력하는 인버터와, 그 인버터의 출력 신호에 의해 구동되는 영구 자석형 동기 전동기에 있어서, 지령속도와 속도 검출 수단에 의해 검출된 상기 전동기의 회전속도를 비교하여 전류 지령치를 결정하는 전류 지령치 결정수단; 아날로그/디지털(A/D) 컨버터를 통해 측정한 각 상의 전류를 상변환 및 좌표변환하는 좌표 변환수단; 상기 결정된 전류 지령치와 상변환 및 좌표변환된 측정 전류를 비교하여 지령전압을 출력하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분을 보상하여 보상된 지령전압을 출력하는 전류제어기 보상수단; 상기 보상된 지령전압과 기 결정된 최대 출력전압을 비교하여 최종 지령전압을 결정하는 전압명령 보상수단; 및 상기 최종 지령전압의 상 및 좌표를 역변환하여 상기 펄스폭 변조회로에 상기 제어신호를 생성하기 위한 신호로 제공하는 좌표 역변환수단을 포함하여 구성된다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 영구자석형 서보모터 구동 제어방법은, 지령속도와 측정속도의 차이값에 대응하는 2상 동기 좌표계의 각 축의 지령전류를 결정하는 지령전류 결정단계; 모터의 각 상의 전류를 측정하여 2상 동기 좌표계의 각 축의 전류로 변환하는 좌표 변환단계; 상기 지령전류 및 좌표 변환된 상기 측정전류를 비교하고 그 차이에 대응하는 지령전압을 구하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분을 보상하여 보상된 지령전압을 생성 결정하는 지령전압 생성 및 간섭성분 보상단계; 상기 보상된 지령전압이 기 설정된 최대 출력 전압을 초과할 시 그 지령전압의 출력을 재조정하여 각 축의 최종 지령전압을 결정하는 최종 지령전압 결정단계; 상기 2상 동기 좌표계의 각 축의 최종 지령전압을 3상 정지 좌표계의 각 상의 최종 지령전압으로 변환하는 좌표 역변환단계; 및 상기 최종 지령전압에 대응하는 인버터 구동제어신호를 발생하여 상기 모터를 구동하는 인버터의 스위치 단속 신호로 출력하는 구동제어신호 출력단계를 포함하여 구성된다.

이하, 첨부도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보모터 구동 제어방법에 대하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명을 위한 전동기의 극 수를 2극으로 가정한 영구자석 동기 전동기의 등가 모델로서, 동 도면에서, 고정자의 권선은 a, b 및 c로 표시되어 있으며 쇄교자속의 방향을 도시하기 위해 직축( d-axis )과 횡축( q-axis )의 개념을 도입하고 이를 각각 영문자 d 및 q로 표시하였다. 여기서, 직축방향은 자속이 직접 쇄교하는 방향을 가리키며 영구자석으로 계자를 공급받는 경우 자석의 북극( N pole )이 가리키는 방향에 해당한다. 반면 횡축은 상기 직축과 전기적으로 90°이격 된 방향을 지시하게 된다.

영구자석의 기자력원을 일정 전류원에 의한 것처럼 생각하면 영구자석 동기전동기의 모델링을 간략화 시킬 수 있다. 이러한 개념하에서 도 1의 영구자석 동기전동기를 등가적으로 표현한 회로가 도 2에 도시되어 있다.

영구자석 교류 전동기는, 회전자 측은 일정한 자속의 영구자석으로 구성되어 있으므로 별도의 해석이 필요없고, 고정자에 대한 전압 방정식만 유도하면 된다. 도 2의 등가회로로부터 고정자의 각 상을 쇄교하는 전체 자속을,그리고라 하면 각 상에 대한 3상 정지 좌표계에서의 전압 방정식은 다음의 식 (1)과 같다.

여기서 V^s= [ ]^T이고, λ^s= [ ]^T이며,,그리고는 자기 인덕턴스, 다른 상과 쇄교하는 상호 인덕턴스 및 회전자의 자속에 의한 상호 인덕턴스로 이루어진다.

동특성 분석을 쉽게하기 위하여 3상의 전압 방정식을 2상의 전압 방정식으로 변환하는 방법을 이용한다. 대표적인 방법으로 고정자축을 기준 좌표로 하는 고정 정지 좌표계( Stationary frame )와 동기 속도로 회전하는 회전자를 기준 좌표로 하는 동기 좌표계( Synchronous frame )의 분석 방법이 있다.

도 3은 도 2에 의한 2상 직교 좌표계로서, 실수축을 d^s축 허수축을 q^s축으로 하면 고정자 3상을 등가적으로 정지된 고정자 2상으로 생각할 수 있기 때문에, 도 3과 같이 회전자의 위치와 무관한 고정 2상 좌표계로 된다. 또한, 회전자의 자속 방향을 d^r축이라 하고 이 축과 수직인 방향을 q^r축 이라고 하면 이 좌표계는 동기 속도로 회전하는 동기 좌표계가 된다. 상기 고정 정지 좌표계와 상기 동기 좌표계의 관계를 나타내면 다음과 같다.

먼저, 고정 정지 좌표계의 전압 방정식을 평면상에서 실수값과 허수값으로 분해하여 도 3에서 정의한 d^s- q^s축 상에서의 값으로 나타내면 다음의 식 (2)와 같다.

여기서, L_ds= L_qs= (3/2)L_o이고. ψ_f= λ_fI_F(고정자 권선에 쇄교하는 영구 자석에 의한 자속 상수)이다.

상기 식 (2)에 나타낸 바와 같이 2상 정지 좌표계 방법을 이용해서는 영구자석 동기전동기의 과도 특성을 해석하기 힘들다. 따라서, 회전자를 기준으로 한 동기 좌표계에서는 좌표축( d^r- q^r축 )이 동기 속도로 회전하고 있으므로 동기 속도로 회전하고 있는 고정자의 전압과 전류 벡터는 회전자 축에서 볼 때 직류값과 같이 일정한 값으로 된다. 이것은 2상 정지 좌표계에서 볼 수 있듯이 회전자의 위치에 관련된 항은 모두 상수값이 되므로 하기 식 (3)과 같이 수식을 더욱 간략화 할 수 있다.

여기서, ω_r은 동기 각속도,,는 d,q축 단자전압,,는 d,q 축 고정자 전류, L_ds, L_qs는 d,q축 인덕턴스, Rs는 고정자 저항, ψ_f는 영구자석에 의한 쇄교자속이다.

한편, 동기 전동기의 토크 방정식은 전동기의 출력으로부터 구할 수 있는 바, 3상 입력에 의한 순시 입력을 P_in이라 하면 그 값은 다음의 식 (4)와 같다.

상기 식 (3)을 식 (4)에 대입하여 정리하면 다음의 식 (5)와 같다.

상기 식(5)의 우변에서 첫 번째 항은 동손을, 두 번째 항은 자계 에너지 변환율을 나타내고, 세 번째 항은 기계적인 출력을 나타낸다. 따라서 기계적 출력 P_out는 다음의 식 (6)과 같다.

또한, P_out= ω_mT_e이고, ω_r=(P/2)ω_m이므로, 토크 방정식은 다음의 식 (7)과 같다.

그리고 전동기의 기계적 운동 방정식은 다음의 식 (8)과 같다.

여기서, T_L은 부하토크, J는 관성 모멘트, B는 마찰 계수이다.

이어, 상기와 같이 정의된 전압 및 전류 방정식을 기초로 영구자석 동기 전동기의 전류 및 전압 제어기 설계를 위한 수식들을 정의하도록 한다.

먼저, 영구자석 동기 전동기의 전압과 전류 제한치에 대한 수식을 다음과 같이 정의한다.

최대전압 V_s,max는 DC 링크 전압과 PWM방식에 따라 결정되어 지는데, 공간벡터 PWM방식을 적용할 때 이용 가능한 최대 전압은이 되며, 최대 전류 I_s,max는 인버터의 전류 정격과 전동기의 열 정격에 의해서 결정된다. 이를 수식으로 표현하면 하기 식 (9) 및 식 (10)과 같다.

다음, 정상 상태에서의 전압 방정식을 다음과 같이 정의한다.

속도가 정격속도 이상으로 증가하게 됨에 따라 (상기 식(3)과 같은 2상 동기 좌표계에서의) 전압 방정식에서 저항 성분에 의한 전압 강하 성분은 무시가 가능하고, 이때의 정상 상태 전압 방정식은 하기 식 (11) 및 식 (12)와 같이 간략히 표현할 수 있다.

상기 식 (11) 및 (12)에서, 영구자석 동기 전동기의 종류가 SMPSM인 경우 L_ds= L_qs= L_s이다. 따라서 정상 상태의 전압 제한식은 다음의 식 (13) 및 식 (14)로 바꿀 수 있다.

상기 식 (14)에 의해 전압 제한 방정식은 도 4에 도시한 바와 같이 원궤적을 갖는 다는 것을 알 수 있으며, 반경이이고, 중심점이에 있다는 것을 알 수 있다. 여기서 반경은 속도의 함수이므로 속도가 증가할수록 반경이 작아짐을 알 수 있으며 이는 곧 전압의 여유도( margin )가 줄어든 다는 것을 알 수 있다.

다음, 상기 식 (7) 및 식 (10)을 이용하여 단위 전류당 최대토크제어를 위한 방정식( 정토크 영역에서의 최대 토크 제어 방정식)을 다음과 같이 얻는다.

즉, 상기 식(7)에 식 (10)을 대입하면 하기 식 (15)를 얻고,

상기 식 (15)로부터 하기 식 (16)과 같은 과정을 거쳐 하기 식 (17)을 얻을 수 있다.

다음, 정출력 영역에서의 제어를 위한 방정식을 다음과 같이 얻는다.

정출력 영역에서는 전압에 대한 제한을 받으므로, 정상 상태에서의 전압 방정식은 하기 식 (18)과 같으며, 이 식은 상기 식(11)(12)와 동일식이다.

상기 식 (18)에서 하기 식 (19)와 같은 전압 제한식( 이 식은 상기 식 (9)와 동일식 임 )을 적용하여 다음과 같이 제어기를 구할 수 있다.

즉, 상기 식 (19)에서 하기 식 (20)이 도출되고,

상기 식 (20)을 상기 식 (18)에 대입하고 하기 식 (21)과 같은 과정을 거쳐 하기 식 (22)를 구할 수 있으며,

=

상기 식 (22)에서, √ 안이 0 이상이어야 하는 조건으로부터 (정출력 영역에서의 전류 제어를 위한) 하기 식(23)이 도출된다.

이어, 이상과 같이 영구자석 동기 전동기의 전압 및 전류 제어기 설계를 위하여 도출한 수학식들에 의거하여, 전류 제어기의 보상 및 전압 지령치에 대한 보상에 대하여 설명한다.

먼저, 전류 제어기 보상에 대하여 설명한다.

상기 식 (3)에서 보면, d축의 전압 성분과 q축의 전압 성분에는 서로 다른 성분인와을 각각 포함하고 있다. 즉, d축 전압인항에서는 q축 전류에 의한 영향이 존재하고 q축 전압인항에서는 dcnr 전류에 의한 영향이 존재하기 때문에, d축 및 q축의 전류 성분은 d축 및 q축의 전압 성분인와에 의해서 서로 독립적으로 제어될 수 없다.

PMSM에서 이러한 상호 결합 성분은 상대적으로 큰 인덕턴스 성분 때문에 매우 크게 나타나고 더욱이 속도가 커질수록 이 성분에 의한 효과는 커지게 된다. 따라서, 상기 성분은 고속 영역의 약계자 영역에서 운전시 전류와 토크 동특성에 영향을 주게되므로 그 간섭 성분을 보상해 주어야만 한다. d축과 q축 전류 제어기 출력에 보상해 주어야 할 전압 성분은 각각 V_do, V_qo와 같으며 하기 식 (24) 및 식 (25)와 같다.

즉, 상기와 같은 전류 제어기 보상 관계는 도 5에 도시된 바와 같이, 측정한 d 축의 전류와 q 축의 전류에 각 축의 인덕턴스 및 속도를 각각 곱하여 출력 전압을 보상해 주도록 하는 바, 이와 같이 보상된 각 축의 전압 지령치와를 표시하면 하기 식 (26)과 같다.

여기서, G_cd, G_cq는 PI제어기 이다.

다음, 도 6을 참조로 약계자 영역에서의 전압 지령치와를 조정하여 출력전압 지령치와를 결정하는 방법에 대하여 설명한다. 즉, 약계자 영역에서 출력 전압 V_o는 V_s,max와 같도록 유지되고 단자전압 V_a는 전압 제한치 V_s,max와 거의 같도록 유지되지만, 전압 명령치와는 과도 상태 구간에서는 인버터에서 이용 가능한 출력전압을 초과하게 되는 바, 이 경우 d, q축 전류 제어기는 포화 상태가 되어 상호 영향을 주게되고, 이에 의해 과도 특성이 나빠지며 실제 전류가 지령 전류치를 추종하지 않을 수 있다. 따라서, 이러한 문제점을 해결하기 위하여 도 6과 같은 전압 명령치 보상 방법을 수행한다.

먼저, 상기 식 (25)에 의해 각 축의 전압 지령치( 또는 지령전압이라 칭 함)와가 결정되면, 이와에 의한 지령전압()과 DC링크 전압과 PWM 방식에 따라 결정되는 최대출력전압( V_smax)을 비교하고(S1), 상기 지령전압이 상기 최대출력전압보다 작으면 상기 전압 지령치와를 보상없이 그대로 출력전압 지령치( 또는, 최종 지령전압이라 칭함 )와로 하고(S2), 크면 상기 각 축의 전압 지령치와를 다음과 같이 조정한다.

상기 d축의 전압 지령치와 d축 전류에 의한 q축 전압 보상치인 상기 V_qo의 합성치()와 상기 최대출력전압 V_smax를 비교한 후(S3), 상기가 상기 V_smax보다 작으면 d축 전압은 상기 d축 전압 지령치를 보상없이 그대로 d축의 출력전압 지령치로 하고 q축 출력전압 지령치는가 되도록 조정하여 출력하며(S4), 상기가 상기 V_smax보다 크면 q축의 출력전압 지령치는 상기 q축 전압 보상치인 V_qo가 되도록 조정 출력하고 d축 출력전압 지령치는가 되도록 조정하여 출력한다(S5).

도 7은 본 발명에 따른 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러의 구성도로서, 입력된 전원을 펄스폭 변조 회로( PWM Circuit )(10)의 단속제어신호에 따라 단속하여 출력하는 인버터(20)와, 그 인버터(20)의 출력 신호에 의해 구동되는 영구 자석형 동기 전동기( PMSM )(30)에 있어서, 전압 또는 펄스로 지령되는 지령속도()와 엔코더(41)를 통하여 속도 검출부(40)에 의해 검출된 상기 전동기(30)의 회전속도(ω_r)를 비교하여 전류 지령치(,)를 결정하는 전류 지령치 결정부(50); 아날로그/디지털(A/D) 컨버터(60)를 통해 측정한 정지 3상 좌표계의 2개의 상 전류()를 동기 2상 좌표계의 전류()로 상변환 및 좌표변환하는 좌표 변환부(70); 상기 전류 지령치 결정부(50)에 의해 결정된 전류 지령치(,)와 상기 좌표 변환부(70)에 의해 상변환 및 좌표변환된 측정 전류()를 비교하여 지령전압을 출력하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분( 즉, 각 상의 전압성분에 포함된 타 상의 속도 및 전류에 따른 전압성분 )을 보상하여 상기 식 (26)과 같이 보상된 지령전압()을 출력하는 전류제어기 보상부(80); 상기 보상된 지령전압()과, 상기 식 (9)에 의거하여 상기 전원의 DC 링크전압과 상기 펄스폭 변조회로(10)의 방식에 따라 결정되는 최대 출력전압(V_s,max)을 비교하여 최종 지령전압()을 결정하는 전압명령 보상부(90); 및 동기 2상 좌표계의 상기 최종 지령전압()의 상 및 좌표를 역변환하여 상기 펄스폭 변조회로(10)에 상기 단속제어신호를 생성하기 위한 정지 3상 좌표계의 최종 지령전압 신호()로 제공하는 좌표 역변환부(100)를 포함하여 구성된다.

상기 전류제어기 보상부(80)에서, 상기 간섭성분의 보상에 대하여는 도 5 및 상기 식(24)(25)(26)을 참조로 상술한 바와 같으며, 상기 전압명령 보상부(90)에서, 상기 최종 지령전압()을 결정하는 방법은 도 6을 참조로 상술한 바와 같다.

도 8은 본 발명에 따른 영구자석형 서보모터 구동 제어방법을 설명하기 위한 흐름도로서, 도 7과 같은 본 발명의 서보 컨트롤러에 적용하기 위한 방법이므로, 도 7과 같은 본 발명의 서보 컨트롤러의 동작 설명과 병행하여 도 8의 흐름도를 설명하도록 한다.

먼저, 전압 또는 펄스로 속도()를 지령하고(S10), 상기 PMSM(30)의 모터 축에 취부된 상기 엔코더(41)를 4 채배하여 상기 PMSM(30)의 회전 속도()를 측정한 후(S11), 상기 지령속도()와 상기 엔코더(41)를 통하여 상기 속도 검출부(40)에 의해 검출된 회전속도()를 상기 전류지령치 결정부(50)의 PI제어기에 입력하면 상기 PI제어기는 그 입력된 신호에 대응하는 q축의 지령전류()를 생성 결정하여 출력하며(S12), 그 지령전류()는 상기 전류지령치 결정부(50)의 리미터( LIMITER )에 입력되어 출력이 제한되고, 이때 d축의 지령전류()는 0( zero )이다(S13).

또한, 상기 회전속도()의 측정시점과 동일 시점에서, 상기 인버터의 3상 출력 전류 중 u상 및 v상 전류()를 상기 A/D 컨버터(60)를 통하여 측정하고 그 측정된 u상 및 v상 전류()는 상기 좌표변환부(70)를 통하여 동기 2상 좌표계의 d축 및 q축 전류()로 각각 변환 출력된다(S14).

이어, 상기 전류제어기 보상부(80)를 통하여, 상기 d축 및 q 축의 측정전류()와 지령전류()를 비교하고 그 차이에 대응하는 지령전압을 구하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분( 즉, 각 상의 전압성분에 포함된 타 상의 속도 및 전류에 따른 전압성분 )을 보상하여 상기 식 (26)과 같이 보상된 지령전압()을 출력한다(S15). 이 S15 단계에서 상세한 상기 간섭성분의 보상 방법은 도 5 및 상기 식(24)(25)(26)을 참조로 상술한 바와 같다.

이어, 상기 전압명령 보상부(90)를 매개로 하여, 상기 보상된 지령전압()과, 상기 식 (9)에 의거하여 상기 전원의 DC 링크전압과 상기 펄스폭 변조회로(10)의 방식에 따라 결정되는 최대 출력전압(V_s,max)을 비교하여 최종 지령전압()을 결정하는 바(S16), 이 상기 최종 지령전압()을 생성하기 위한 S16 단계의 상세한 설명은 이미 도 6을 참조로 상술하였으므로 생략하기로 한다.

마지막으로, 상기 좌표 역변환부(100)를 통하여 상기 2상 동기좌표계의 d,q 축 최종 지령전압()을 3상 정지 좌표계의 u,v 및 w상 최종 지령전압()으로 변환하고(S17), 상기 펄스폭 변조 회로부(10)를 매개로 상기 최종 지령전압()에 대응하는 펄스 수를 연산하고(S18) 그 연산된 펄스 수에 따른 펄스폭 제어신호 즉, 상기 인버터(20)의 스위치를 단속하기 위한 인버터 구동제어신호를 발생하여 출력한다(S19).

이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러 및 그 서보 컨트롤러를 이용한 서보모터 구동 제어방법에 의하면, 복잡한 알고리즘의 간단한 소프트웨어에 의한 구현 및 제어회로의 단순화로, 서보 컨트롤러의 신뢰성을 향상시키고 소형, 저가격화 하는 효과가 있다.

Claims

펄스폭 변조 회로( PWM Circuit )의 제어신호에 따라 입력되는 전원을 단속하여 출력하는 인버터와, 그 인버터의 출력 신호에 의해 구동되는 영구 자석형 동기 전동기에 있어서,

지령속도와 속도 검출 수단에 의해 검출된 상기 전동기의 회전속도를 비교하여 전류 지령치를 결정하는 전류 지령치 결정수단;

아날로그/디지털(A/D) 컨버터를 통해 측정한 각 상의 전류를 상변환 및 좌표변환하는 좌표 변환수단;

상기 결정된 전류 지령치와 상변환 및 좌표변환된 측정 전류를 비교하여 지령전압을 출력하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분을 보상하여 보상된 지령전압을 출력하는 전류제어기 보상수단;

상기 보상된 지령전압과 기 결정된 최대 출력전압을 비교하여 최종 지령전압을 결정하는 전압명령 보상수단; 및

상기 최종 지령전압의 상 및 좌표를 역변환하여 상기 펄스폭 변조회로에 상기 제어신호를 생성하기 위한 신호로 제공하는 좌표 역변환수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
제 1 항에 있어서,

상기 지령속도는 전압 또는 펄스로 지령하는 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
제 1 항에 있어서,

상기 좌표 변환수단은 정지 3상 좌표계에서 동기 2상 좌표계로 변환하고, 상기 좌표 역변환수단은 동기 2상 좌표계에서 정지 3상 좌표계로 역변환하는 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
제 1 항에 있어서,

상기 간섭 성분은 각 상의 전압성분에 포함된 타 상의 속도 및 전류에 따른 전압성분인 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
제 1 항에 있어서,

상기 최대 출력전압은 상기 전원 전압과 상기 펄스폭 변조회로의 펄스폭 변조방식에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
제 1 항에 있어서,

상기 전압 명령 보상수단은,

상기 각 축의 보상된 지령전압의 제 1합성치와 상기 최대출력전압을 비교하고, 상기 제 1합성치가 상기 최대출력전압보다 작으면 상기 각 축의 지령전압을 조정없이 그대로 상기 최종 지령전압으로 출력하며, 상기 제 1합성치가 상기 최대출력전압보다 크면, 상기 최대출력전압이 일 축의 지령전압과 그 축의 전류에 의한 타 축의 전압 보상치와의 제 2합성치 보다 큰가를 비교하여, 상기 최대출력전압이 상기 제 2합성치 보다 크다고 판단되면, 상기 일 축의 지령전압을 조정없이 그대로 동일 축의 최종지령전압으로 출력하고, 타 축의 최종지령전압은( 여기서, V_smax는 최대출력전압, V_q는 타 축의 지령전압 )이 되도록 조정하여 출력하며, 상기 최대출력전압이 상기 제 2합성치 보다 작다고 판단되면, 일 축의 최종 지령전압은( 여기서, V_smax는 최대출력전압, V_qo는 타 축의 전압 보상치 )이 되도록 조정하여 출력하는 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보모터 구동용 서보 컨트롤러.
지령속도와 측정속도의 차이값에 대응하는 2상 동기 좌표계의 각 축의 지령전류를 결정하는 지령전류 결정단계;

모터의 각 상의 전류를 측정하여 2상 동기 좌표계의 각 축의 전류로 변환하는 좌표 변환단계;

상기 지령전류 및 좌표 변환된 상기 측정전류를 비교하고 그 차이에 대응하는 지령전압을 구하되, 그 지령전압에 포함된 간섭성분을 보상하여 보상된 지령전압을 생성 결정하는 지령전압 생성 및 간섭성분 보상단계;

상기 보상된 지령전압이 기 설정된 최대 출력 전압을 초과할 시 그 지령전압의 출력을 재조정하여 각 축의 최종 지령전압을 결정하는 최종 지령전압 결정단계;

상기 2상 동기 좌표계의 각 축의 최종 지령전압을 3상 정지 좌표계의 각 상의 최종 지령전압으로 변환하는 좌표 역변환단계; 및

상기 최종 지령전압에 대응하는 인버터 구동제어신호를 발생하여 상기 모터를 구동하는 인버터의 스위치 단속 신호로 출력하는 구동제어신호 출력단계를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.
제 7 항에 있어서,

상기 지령속도는 전압 또는 펄스로 지령함을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.
제 7 항에 있어서,

상기 측정속도는 상기 모터축에 증분형 엔코더를 취부하고 이를 4채배하여 측정함을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.
제 7 항에 있어서,

상기 간섭 성분은 2상 동기 좌표계의 각 축의 전압성분에 포함된 타 축의 속도 및 전류에 따른 전압성분인 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.
제 7 항에 있어서,

상기 최대 출력전압은 상기 인버터의 DC링크전압과 펄스폭변조 방식에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.
제 7 항에 있어서,

상기 최종 지령전압 결정단계는,

상기 각 축의 지령전압의 제 1합성치와 상기 최대출력전압을 비교하는 단계;

상기 제 1합성치가 상기 최대출력전압보다 작으면 상기 각 축의 지령전압을 조정없이 그대로 상기 최종 지령전압으로 출력하는 단계;

상기 제 1합성치가 상기 최대출력전압보다 크면, 상기 최대출력전압이 일 축의 지령전압과 그 축의 전류에 의한 타 축의 전압 보상치와의 제 2합성치 보다 큰가를 비교·판단하는 단계;

상기 최대출력전압이 상기 제 2합성치 보다 크다고 판단되면, 상기 일 축의 지령전압을 조정없이 그대로 동일 축의 최종지령전압으로 출력하고, 타 축의 최종지령전압은( 여기서, V_smax는 최대출력전압, V_q는 타 축의 지령전압 )이 되도록 조정하여 출력하는 단계; 및

상기 최대출력전압이 상기 제 2합성치 보다 작다고 판단되면, 일 축의 최종 지령전압은( 여기서, V_qo는 타 축의 전압 보상치 )이 되도록 조정하여 출력하는 단계를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 영구자석형 서보 모터 구동 제어방법.