KR20000057605A - 고전압 시스템 - Google Patents

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데니스 에이치. 얼백
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Abstract

고전압 귀선 펄스의 샘플은 코일과 플라이백 변압기의 저전압 권선의 직렬 접속을 통해 모델링된다. 고전압 권선의 AC 전류는 고전압 권선을 통하는 것과 같은 동일한 귀선 전압 형태를 얻기 위해 코일을 통해 입력된다. 이러한 방식으로 모델링된 고전압 귀선 펄스는 다이오드와 충전 커패시터에 의해 정류된다. 정류된 전압은 로드 저항에 의한 빔 전류에 의해 로딩된다. 이 로딩은 고전압과 고전압 샘플 사이에서 우수한 트랙킹을 수행한다.

Description

고전압 시스템{HIGH VOLTAGE SYSTEM}
울터 전압의 변화는 편향 회로의 성능에 역으로 영향을 끼친다. 울터 전압의 고전압 발생기는 수상관이 증가하는 빔 전류를 유도할 때 울터 전압을 감소시키는 내부 임피던스를 갖는다. 래스터 브리딩(Raster breathing)은 컬러 텔레비전 수신기, 디스플레이 모니터 및 프로젝터에 사용된 음극선관의 울터 전압 변화에 의해 생성된 편향 왜곡의 일 형태이다. 래스터 브리딩은 울터 전압의 변화에 따라 래스터의 수평 폭이 수축하고 팽창하도록 한다. 성능 감소의 다른 증거는 높은 빔 전류에서의 피크 광도의 감소와 불량한 초점이다.
통상적인 실행시 수평 편향 회로의 일부인 플라이백 변압기에서 울터 전압 또는 고전압이 발생한다. 제1 권선과 귀선 커패시터를 통과하는 귀선 펄스 전압의 진폭은 조절된 전원 전압(B+)과, 균일한 선 주파수 및 귀선 시간때문에 일정하다. 귀선 펄스 전압은 편향 회로에서와 1차 권선에서의 귀선 주기동안 큰 순환 에너지때문에 고전압의 발생을 위한 전압원으로 간주될 수 있다.
고전압 발생 및 정류는 다이오드 스플릿 구조에서 흔히 이루어진다. 2차 고전압 권선은 몇 부분의 권선으로 분리되어 있다. 고전압 다이오드는 권선 부분들사이와, 고전압 권선의 상부 단자와 플라이백 변압기의 고전압 단자 사이에 연결된다. 귀선 전압은 매우 높은 2차 귀선 펄스 전압, 예를 들면 30kV 피크를 얻기 위해 플라이백 변압기의 회전율에 의해 변환된다. 고전압 정류기는 전압 피크동안 동작하고, 수상관의 애쿼댁(aquadag)에 의해 형성된 커패시터를 울터 전압으로 충전시킨다. 애쿼댁의 커패시턴스는 일반적으로 수상관의 크기와 형태에 따라 1500pF 내지 2500pF이다. 울터 전압은 수상관의 빔 전류에 로드된다. 평균 빔 전류는 통상적으로 20mA까지의 피크를 갖는 0 내지 2mA사이이다.
플라이백 변압기와 특히, 스플릿 권선은 스플릿 권선내에서 링잉(ringing)을 유도하는 고조파 동조를 얻기 위해 구성된다. 홀수 고조파에 대한 동조는 하나 이상의 구형파 형태의 고전압 펄스를 생성한다. 그 결과는 다이오드의 증가된 전도 시간과 더 낮은 고전압원 임피던스이다. 이 고전압원 임피던스는 0 내지 0.5 mA사이의 낮은 빔 전류에서 심한 비선형성을 나타낸다. 결과적으로, 고전압의 차동 감소는 높은 빔 전류보다 낮은 빔 전류에서 더 높다. 편향 감도는 울터 전압의 작용이므로 고전압에 종속성을 갖는다. 비선형 고전압원 임피던스는 래스터 크기와 같은 디스플레이 성능면에서 바람직하지 않은 변화를 초래한다.
블리더(bleeder) 저항을 통과하는 전압을 샘플링함으로써 고전압 발생기로부터 감지 전압을 얻는 것은 공지되어 있다. 감지 전압은 고전압 제어 회로에 공급되거나 E-W 교정 회로를 통해 래스터 브리딩을 교정하기 위해 빔 전류(ABL)를 제한하는 데에 사용된다. 그러나, 감지 전압의 변화는 빔 전류에 비례하지만, 고전압에는 비례하지 않는다. 고전압의 비선형성은 선형인 E-W 교정 회로 또는 고전압 제어 회로에 의해 계산되지 않기 때문에, 좋지않은 래스터 브리딩 교정으로 귀결된다. 이는 초점의 로딩과 G2 전극이 빔 전류에 의존적이기 때문에, 고전압 조정이나 E-W 교정에서 부정확한 결과를 생성한다. 블리더 저항을 사용할 때의 또 다른 단점은 블리더 저항과 고전압 회로 사이의 접속이 불량한 경우에 수상관을 손상시킬 수 있다는 것이다. 제2 독립 블리더 저항은 특히 고전압만을 샘플링하는데 사용될 수 있다. 그러나 이러한 방법은 고비용을 초래하며, 너무 많은 전력을 소비한다.
고전압의 샘플링은 적합한 교정을 위하여 필요하다. 정확한 고전압 조정과 래스터 교정을 위해 고전압의 유사한 로딩 조건하에서 고전압을 샘플링하는 것이 바람직하다. 전력을 증가시키지 않고 경제적으로 고전압을 샘플하는 것이 또한 바람직하다.
본 발명은 음극선관을 포함한 컬러 텔레비전, 디스플레이 모니터 및 프로젝터용 고전압 시스템에 관한 것으로, 특히 음극선관의 울터(ultor) 전압 또는 애노드 전압을 간접적으로 트랙킹하는 고전압 시스템에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 고전압 발생기 및 고전압 시스템의 도면.
도 2는 도 1의 회로의 동작을 설명하기 위해 사용되는 파형도.
도 3은 도 1의 회로의 고전압 대 빔 전류와 소스 임피던스 대 빔 전류를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 양상을 구현한 고전압 발생기 및 고전압 시스템의 도면.
도 5a 내지 도 5c는 도 4의 회로의 동작을 설명하기 위해 사용되는 파형도.
도 6a 내지 도 6c는 도 4의 회로의 동작을 설명하기 위해 사용되는 파형도.
도 7a 및 도 7b는 도 4의 회로의 동작을 설명하기 위해 사용되는 파형도.
도 8은 본 발명의 또다른 양상을 구현한 고전압 발생기 및 고전압 시스템의 도면.
본 발명의 구조에 따르면, 고전압은 울터 전압의 유사한 빔 전류 로딩 조건하에서 정확하게 복제된다. 스위치드 출력 회로와 플라이백 변압기는 고전압 펄스를 발생시키기 위해 연결된다. 빔 전류 로딩은 고전압 펄스에 역으로 영향을 미치는 경향이 있다. 샘플 펄스는 고전압 펄스의 형태와 크기를 트랙킹하여 발생된다. 교정 전압은 샘플 펄스에 응답하여 발생되고, 이 교정 전압은 울터 전압을 트랙킹한다. 교정 전압은 래스터 왜곡을 교정하기 위해 사용된다.
본 발명의 또 다른 양상에 따라서, 교정 전압의 부가적인 로딩을 피하기 위해, 고전압 시스템은 임피던스를 변환시키는 수단을 더 포함한다. 임피던스 변환 수단은 래스터 교정 수단을 동작시키기 위해 사용될 수 있다. 이 임피던스 변환 수단은 온도 변화로 인한 전압 변화에 대한 보상을 제공한다.
도 1은 울터 전압 또는 고전압을 발생시키는 데에 통상적으로 사용되는 수평 편향 회로의 일부인 플라이백 변압기를 도시한다. 제1 권선(W1)과 귀선 커패시터 (C1)를 통과하는 귀선 펄스 전압(V1)의 진폭은 조정된 전원 전압(B+)과, 균일한 선 주파수(fH) 및 귀선 시간(tr)으로 인하여 일정하다. 전압(V1)은 편향 회로와 권선(W1)의 귀선 주기(tr)동안 큰 순환 에너지로 인하여 고전압을 발생시키기 위한 전압원이다.
다이오드 스플릿 구조는 고전압 발생과 정류에 흔히 사용된다. 2차 고전압 권선은 도 1에서 권선 W2a, W2b 및 W2c로 도시된 바와 같은 몇몇 부분들로 분리된다. 고전압 다이오드는 권선 부분들사이와 권선(W2c)의 상부 단자와 플라이백 변압기의 고전압 단자와의 사이에 연결된다. 1000V 피크의 귀선 펄스 전압(V1)은 30kV 피크의 2차 귀선 펄스 전압을 얻기 위해 권선 W1과 W2 사이에서 30의 권수 비율(N)에 의해 변환된다. 고전압 정류기는 전압 피크동안 동작하고 수상관의 애쿼댁에 의해 30kV의 울터 전압으로 형성된 커패시터를 충전한다. 애쿼댁의 커패시턴스는 수상관의 크기와 형태에 따라 1500pF 내지 2500pF이다. 울터 전압은 수상관의 빔 전류에 의해 로드된다. 평균 빔 전류는 통상적으로 20mA까지의 피크를 갖는 0 내지 2mA 사이이다.
플라이백 변압기와, 특히, 권선 W2a, W2b 및 W2c는 귀선 펄스 전압(V1)의 기본 주파수의 제3 또는 제5 또는 제7 고조파에 고조파 동조를 얻기 위해 구성된다. 홀수의 고조파에 대한 동조는 더욱 구형파 형태인 고전압 펄스를 생성한다. 구형파 형태의 고전압 펄스는 다이오드의 전도 시간을 증가시키므로, 고전압원 임피던스를 감소시킨다. 도 2는 제7 고조파가 우세한 파형을 도시한다.
도 3은 도 1의 회로의 고전압 대 빔 전류와의 관계와 소스 임피던스 대 빔 전류와의 관계를 도시한다. 고전압원 임피던스는 0 내지 0.5mA 사이의 낮은 빔 전류에서 심한 비선형성을 나타낸다. 도 3은 또한 고전압의 차동 감소가 높은 빔 전류에서보다 낮은 빔 전류에서 더 높다는 것을 보여준다.
다시 도 1을 참조하여, 고전압 권선(W2a)의 하부측은 적분 커패시터(C2)와 전류원 저항(R1)에 접속된다. 고전압 충전 전류는 전류원 저항(R1)을 통과하며 전압 강하를 초래한다. 이 전압은 빔 전류(ABL)를 제한하고 E-W 교정 회로를 경유하여 래스터 브리딩을 교정하기 위해 사용된다.
도 4는 본 발명에 따른 고전압 시스템을 도시한다. 플라이백 변압기의 1차 측면은 도 1의 회로와 유사하다. 도 2의 파형과 도 3의 고전압(HV) 및 임피던스 특성은 도 4의 회로에도 적용될 수 있다. 상기 파형상에 도시된 HV 귀선 펄스 전압(V2)은 플라이백 변압기의 상부면에 인접하여 용량성 프로브(capacitive probe)를 둠으로써 측정되었다.
히터 권선(W3)은 HV 복제 회로에 대한 전압원으로 사용된다. 코일(L1)과 댐핑 저항(R2)은 1차 권선(W1)과 HV 권선(W2)사이의 변환된 누설 인덕턴스를 나타낸다. 연속적인 전류 차단 커패시터(C2)는 코일(L1)을 고전압 권선(W2)의 하측에 접속시킨다. 권선 W2a, W2b 및 W2c내의 홀수의 고조파 링잉 전류와 HV 충전 전류로 구성된 AC 전류(i1)는 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)을 형성하는 코일(L1)과 히터 권선(W3)을 통과하는 전압을 변조시킨다.
도 5는 다른 빔 전류에서 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 무부하 전압 파형을 도시한다. 또한, AC 전류(i1)와 HV 귀선 펄스 전압(V2)이 도시된다. 무부하 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)은 히터 권선(W3)의 도트측에 직접 D1의 애노드를 접속시킴으로써 측정된다. 무부하 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 동조는 HV 귀선 펄스 전압(V2)과 유사하다. 낮은 빔 전류에서, 이 형태는 도 2에 도시된 형태와 동일하다. 높은 빔 전류에서, 제3 및 제5 고조파의 일부는 귀선의 중심에서 보여질 수 있다. 높은 빔 전류에서의 변조는 빔 전류가 차단되는 동안 수평 및 수직 수상관 귀선소거 간격에 의해 발생된다.
HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)은 다이오드(D1)에 의해 정류된다. 충전 커패시터(C3)는 HV 복제 회로의 애쿼댁 커패시터를 나타낸다. 전류(i3)는 애쿼댁 커패시터를 방전시키는 빔 전류와 동일하다. 도 4에 도시된 바와 같이, 등가 회로는 고전압 회로와 직렬 접속된다. AC 회로는 전류 차단 커패시터(C2)와 저항(R3)에 의한 DC 회로에 의해 완성된다(ABL 로딩은 무시할 정도로 작다고 가정한다). 전류 차단 커패시터(C2)는 고전압 권선(W2)과 히터 권선(W3)을 연결한다. 고진폭의 링잉 전류(i1)는 히터 권선(W3)과 코일(L1)을 통과하는 전압의 합이 변환된 HV 귀선 펄스 전압(V2)과 같도록 코일(L1)을 통과하는 전압을 변조시킨다. 저항(R3)은 고전압 발생기(고전압 권선 및 정류기)와 저전압 발생기(히터 권선(W3), 코일(L1), 다이오드(D1) 및 충전 커패시터(C3)) 사이의 DC 경로를 폐쇄한다. 전류(i3)의 DC 성분인 부하 전류는 그라운드로부터 히터 권선(W3), 코일(L1), 다이오드(D1), 저항(R3), 권선(W2a, W2b, W2c) 및 수상관의 애노드-캐소드 경로(도시되지 않음)로 흐른다. 그러므로, 전류(i3)는 빔 전류와 동일하고, 커패시터(C3)는 애쿼댁 커패시터와 동일하게 로드된다.
HV 복제 회로는 모델링된 고전압 펄스 샘플로부터 유도되며, 실제 빔 전류에 의해 정류되고 로드되는, 교정 전압(V5)을 생성한다. HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)을 형성하는 단계와, 전류(i3)에 의해 로딩하는 단계의 두 단계는 고전압과 교정 전압(V5) 사이에서 우수한 트랙킹을 수행한다. ELDOR 플라이백 변압기형 1182.0857을 사용하고 본 발명에 따른 고전압 시스템을 사용하여, 110°SELECO 컬러 텔레비전 섀시상에서 수행된 테스트는 밀리미터당 2보다 작은 트랙킹 에러를 나타내었다.
도 4는 교정 전압(V5)이 E-W 교정 회로에 입력으로서 공급되는 것을 도시한다. 래스터 브리딩 교정은 E-W 회로를 HV 복제 회로에 접속함으로써 성취된다. E-W 회로의 유리한 실시예의 동작은 Haferl에 의한 미국 특허 제 5,399,945호에 더 상세히 개시되어 있다.
또한, 교정 전압(V5)의 부가적인 로딩은 래스터 브리딩 보상을 위해 E-W 래스터 교정 회로를 동작시키거나 고전압 발생기를 제어하는 임피던스 변환 에미터 폴로워(Q1)를 사용함으로써 방지될 수 있다. 에미터 폴로워(Q1)의 에미터 베이스 다이오드는 다이오드(D1)의 순방향 전압 변화 대 온도를 보상한다.
도 6A 내지 도 6C는 다른 빔 전류에서, HV 귀선 펄스 전압(V2), HV 등가 귀선 펄스 전압(V4) 및 전류(i2)의 파형을 도시한다. HV 등가 귀선 펄스(V4)는 다이오드(D1)에 의해 로드된다. 코일(L1)과 댐핑 저항(R2)에 의해 형성된 직렬 임피던스는 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 진폭을 제한한다. 진폭 제한 외에도, HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 형태는 HV 귀선 펄스 전압(V2)의 형태와 동일하다. HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 진폭은 전류(i2)의 전도 시간동안 증가한다. HV 귀선 펄스 전압(V2)의 형태는 동일한 증가를 보여준다. 이는 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)에 대한 코일(L1)내의 저장된 에너지와, HV 귀선 펄스 전압(V2)에 대한 플라이백 변압기의 누설 인덕턴스내의 저장된 에너지에 의해 초래되는 것이다. 도 5의 파형을 비교하면, 전류(i2)의 전도 시간과 형태는 전류(i1)의 충전부에서와 거의 동일하다는 것을 알 수 있다. AC 전류(i1)는 두개의 전류부로 구성된다. 제1 전류부는 도 5a에 도시된 바와 같이 제로 빔 전류에서의 링잉 전류이다. 제2 전류부는 충전 전류이다. 이 두개의 전류부를 포함하는 AC 전류(i1)가 도 5b 및 도 5c에 도시된다. 제로 빔 전류에서, 회로는 블리더 저항을 통해 흐르는 0.05 mA의 전류에 의해 로드된다.
도 7은 HV 복제 회로에 대한 전압원으로 사용되는 히터 권선(W3)을 지나는 귀선 또는 저전압(V3)을 도시한다. 또한, 전류(i2)와 HV 귀선 펄스 전압(V2)이 도시된다. V3의 형태는 빔 전류가 증가할 때 변화하지 않는다. 도 7은 저전압(V3)이 HV 귀선 펄스 전압(V2)의 형태로 트랙킹하지 않는 것을 도시한다. 결과적으로, V2 와 V3 의 형태가 동일하기 때문에 저전압(V3)은 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 형태로 트랙킹하지 않는다. 도 5에 도시된 바와 같이, 무부하 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 피크 전압은 링잉 전류(i1)에 의해 발생된 코일(L1)내에 저장된 에너지로 인하여 V3의 피크 전압보다 높다. 그러므로, 저전압(V3)은 HV 등가 귀선 펄스 전압(V4)의 크기로 트랙킹하지 않는다.
고전압 귀선 펄스의 동조는 권선(W2, W1) 사이의 누설 인덕턴스와 이 권선들사이의 커패시턴스에 기인한다. 플라이백 변압기의 측정된 누설 인덕턴스(W1 단락회로와, 330k-Ohm을 경유하여 0.3mA로 순방향 분극된 W2)는 50mH이다.
등가 회로와 고전압 회로는 빔 전류에 의해 로드된다. 따라서, 누설 인덕턴스는 코일(L1)의 값을 얻기 위해 히터 권선(W3)에서 권선(W2) 대 히터 권선(W3)의 권선 비율에 의해 변환된다. 코일(L1)의 값은 전류(i1)의 링잉 부분에 의하여 L1에 저장된 에너지가 전류(i1)의 충전부와 충전 전류(i2)에 의해 로드되기 때문에, 두배가 된다.
그러므로, L1의 계산은 다음과 같다;
L1 = 2 X 50 mH/1500 = 67 μH.
댐핑 저항(R2)은 L1을 통과하는 링잉 전압을 제한하고 정밀한 동조를 트랙킹하기 위하여 제공된다.
저항(R3)은 ABL 전압을 얻기 위한 전류-전압 변환기로서 작용한다. R3는 또한 전류 차단 커패시터(C2)를 충전 커패시터(C3)로부터 절연시키다.
충전 커패시터(C3)는 최적의 블리딩 보상을 위해 선택된다. 충전 커패시터(C3)의 값은 교정 전압(V5)의 더 빠른 응답 시간을 얻기 위해 변환된 애쿼댁 전압(V5)보다 일반적으로 더 작다. 충전 커패시터는 래스터 크기 변화가 일정한 비교적 긴 시간을 보상한다.
도 8은 본 발명의 또 다른 양상을 구현한 고전압 시스템을 도시한다. 도 8은 고전압 조정기에 대한 입력으로서 사용하는 교정 전압(V5)을 도시한다. 이 고전압 회로는 도 4의 회로와 유사하다. 도 2, 도 3, 도 5, 도 6 및 도 7의 파형은 도 8에 적용될 수 있다. 고전압 조정기의 바람직한 실시예의 동작은 Haferl에 의한 미국 특허 제 5,266,871호에 더 상세히 개시되어 있다.

Claims (19)

  1. 고전압 시스템에 있어서,
    빔 전류 로딩에 의해 역으로 영향을 미치는 경향이 있는 울터 전압을 생성하는 고전압 펄스를 발생시키도록 연결된 스위치드 출력 회로 및 플라이백 변압기와;
    상기 플라이백 변압기에 연결되며 빔 전류 로딩에 따라 상기 고전압 펄스의 형태와 크기를 트랙킹하는 샘플 펄스를 발생시키기 위해 플라이백 펄스에 응답하는 수단과;
    상기 울터 전압을 트랙킹하는 상기 샘플 펄스에 응답하는 교정 전압을 발생시키기 위한 수단 및;
    상기 교정 전압에 응답하여 래스터 왜곡을 교정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 샘플 펄스는 빔 전류 로딩에 따라 상기 고전압 펄스의 크기를 트랙킹하는 고전압 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 래스터 교정 수단은 E-W 교정 회로를 포함하는 고전압 시스템.
  4. 제1항에 있어서, 상기 레스터 교정 수단은 고전압 조정기를 포함하는 고전압 시스템.
  5. 제1항에 있어서, 상기 래스터 교정 수단은 고전압 조정기와 E-W 교정 회로를 포함하는 고전압 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 고전압 조정기와 상기 E-W 교정 회로는 상기 교정 전압에 응답하는 고전압 시스템.
  7. 제1항에 있어서, 상기 래스터 왜곡은 래스터 브리딩인 고전압 시스템.
  8. 제1항에 있어서, 상기 샘플 펄스 발생 수단은 직렬 임피던스 네트워크를 포함하는 고전압 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 상기 임피던스 네트워크는 인덕터와 저항을 포함하는 고전압 시스템
  10. 제1항에 있어서, 상기 교정 전압 발생 수단은 정류기를 포함하는 고전압 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 교정 전압 발생 수단은 상기 정류기의 출력에 연결된 필터를 추가로 포함하는 고전압 시스템.
  12. 제8항에 있어서, 상기 직렬 임피던스 네트워크를 상기 고전압 권선에 AC 접속하기 위한 수단을 추가로 포함하는 고전압 시스템.
  13. 제1항에 있어서, 상기 래스터 교정 수단에 접속되며 상기 교정 전압 발생 수단에 응답하여 임피던스를 변환시키기 위한 수단을 추가로 포함하는 고전압 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 변환 수단은 트랜지스터를 포함하는 고전압 시스템.
  15. 제13항에 있어서, 상기 변환 수단은 상기 교정 전압 발생 수단에서의 전압 변화로 인한 온도 변화를 보상하는 고전압 시스템.
  16. 1차 권선, 고전압 권선 및 저전압 권선을 구비하며, 빔 전류 로딩에 의해 역으로 영향을 미치는 경향이 있는 울터 전압을 생성하는 고전압 펄스를 발생시키도록 연결된 수평 출력 회로 및 플라이백 변압기를 포함하는 고전압 시스템에 있어서,
    상기 고전압 펄스와 동일 형태이고 크기가 비례하는 샘플 펄스를 발생시키기 위해 상기 저전압 권선에 접속된 임피던스를 구비하는 수단과;
    상기 임피던스를 상기 고전압 권선에 AC 접속하기 위한 수단과;
    상기 울터 전압을 트랙킹하는 상기 샘플 펄스에 응답하여 정류된 전압을 발생시키기 위한 수단과;
    상기 정류된 전압을 상기 고전압 권선에 DC 접속하기 위한 수단 및;
    상기 정류된 전압에 응답하여 래스터 왜곡을 교정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고전압 시스템.
  17. 제16항에 있어서, 상기 AC 접속 수단은 커패시터를 포함하는 고전압 시스템.
  18. 제16항에 있어서, 상기 정류된 전압 발생 수단은 정류기 및 필터를 포함하는 고전압 시스템.
  19. 제16항에 있어서, 상기 DC 접속 수단은 저항을 포함하는 고전압 시스템.
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