KR20000057104A - 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치 및 방법 - Google Patents

멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 멀티코드 통신시스템에서 고전력증폭기에 의한 왜곡 보상장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 멀티코드 통신시스템에서 고전력증폭기에 의한 왜곡 보상장치가, 통신시스템의 수신신호 왜곡 보상장치가, 수신신호에서 각각 해당 사용자의 멀티채널 신호를 재생하는 다수개의 수신기들과, 상기 수신신호에서 다른 수신기의 재생신호들을 감해 타사용자 간섭제거를 수행하는 간섭제거기와, 상기 대응되는 수신기에서 판정된 멀티채널 심볼들을 이용해 재생된 후보정보들과 상기 간섭제거기의 출력신호 간의 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리가 가장 작은 후보정보를 수신정보로 판단하는 왜곡보상기로 구성됨을 특징으로 한다.

Description

멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치 및 방법{apparatus and method for compensating signal distortion in multicode cdma system}
본 발명은 멀티코드 이동통신시스템에 관한 것으로, 특히 부호분할다중접속(CDMA : Code Division Multiple Access) 이동통신시스템에서 멀티코드를 이용한 전송에 따른 왜곡을 보상하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
오늘날 급속한 발전을 이루고 있는 이동통신 산업에서 가장 문제시되고 있는 것이 제한된 무선 주파수 대역을 보다 효율적으로 사용하는 방법이라 할 것이다. 따라서, 제한된 무선 주파수의 확산대역폭을 증가시키지 않고, 향후 예상되는 무선 멀티미디어 서비스를 효과적으로 수용하기 위한 방법중의 하나는 멀티코드(Multi code)를 이용한 고속전송이다. 상기 멀티코드 전송이란 고속 데이터를 몇 개의 병렬(parallel) 저속 데이터로 변환시킨 후 상기 변환된 병렬 저속 데이터를 전송하기 위한 각 병렬 코드 채널에 직교부호(Orthogonal code)를 할당하고, 이를 합한 후 전송하는 것을 말한다.
상기 멀티코드를 이용한 이동통신시스템을 구성하는 송신장치의 통상적인 구조는 도 1에서 도시하고 있는 바와 같다. 이하 통상적인 멀티코드를 이용한 이동통신시스템의 송신장치 구조를 상기 도 1을 참조하여 설명한다. 이때, 상기 도 1은 4개의 서로 다른 직교부호를 사용해 데이터를 전송하는 멀티코드 방식을 보여준다. 한편, 모든 가입자에 대응하는 송신기의 구조는 동일함에 따라 이하 설명에서는 특정 가입자에 의해 제공되는 신호를 송신하기 위한 송신장치(111)의 구조를 위주로 하여 설명할 것이다.
상기 도 1을 참조하면, 송신장치(111)는 직/병렬변환기(121), 5개의 곱셈기(131~134,151), 가산기(141) 및 증폭기(161)로 구성됨을 알 수 있다. 직/병렬변환기(121)는 직렬로 입력되는 사용자 정보 비트(b1(t))를 병렬 형태의 4비트 정보 비트로 변환하여 출력한다. 상기 직/병렬변환기(121)로부터 병렬 형태로 변환된 4비트 정보 비트는 도면상에 b11~b14로 나타내고 있다. 곱셈기(131)는 상기 직/병렬변환기(121)의 출력 정보비트 b11과 제1직교부호 a11을 곱함으로서 상기 출력 정보비트 b11을 직교 확산하여 출력한다. 곱셈기(132)는 상기 직/병렬변환기(121)의 출력 정보비트 b12와 제2직교부호 a12를 곱함으로서 상기 출력 정보비트 b12를 직교 확산하여 출력한다. 곱셈기(133)는 상기 직/병렬변환기(121)의 출력 정보비트 b13과 제3직교부호 a13을 곱함으로서 상기 출력 정보비트 b13을 하여 직교 확산하여 출력한다. 곱셈기(134)는 상기 직/병렬변환기(121)의 출력 정보비트 b14와 제4직교부호 a14를 곱함으로서 상기 출력 정보비트 b14를 직교 확산하여 출력한다. 가산기(141)는 상기 곱셈기(131-134)에서 출력되는 확산된 정보비트들을 1비트 구간 단위로 가산하여 하나의 신호로 출력한다. 곱셈기(151)는 상기 가산기(141)의 출력에 제1PN코드(PN1)를 곱하여 PN 확산하여 출력한다. 증폭기(161)는 상기 곱셈기(151)로부터 확산된 신호를 증폭하여 송신한다.
상기한 바와 같은 통상적인 송신장치의 구조를 따르면, 상기 송신장치는 소정 가입자로부터 제공되는 신호를 병렬 신호로 변환한 후 상기 변환된 각 병렬 신호에 대해 서로 다른 직교부호들로 확산하고, 상기 확산된 신호들을 가산하여 소정 PN코드에 의해 PN 확산된 신호를 증폭하여 출력하는 동작을 수행한다. 여기서, 서로 다른 직교부호에 의해 확산하는 것을 멀티코드를 이용하는 것으로 볼 수 있다.
한편, 상술한 동작에 의해 각 송신기(111~11N)로부터 출력되는 신호들은 공중에서 서로 더해져서(171) 기지국으로 전송된다. 또한, 상기 송신기(111~11N)들로부터 송신된 신호는 공중으로 전송되는 중에 백색 가우시안 노이즈(AWGN)가 합하여지는 것을 보여주고 있다.
상기한 멀티코드를 사용하는 송신장치(111~11N)에 대응되는 통상적인 수신장치(211~21N)의 구조는 도 2에 도시되어 있다. 상기 도 2는 여러 사용자에 대응되는 다수개의 수신기(211~21N)를 도시하고 있으나, 각 수신기(211~21N)는 모두 동일한 구조를 가짐에 따라 이하 설명은 특정 가입자에 해당하는 수신기(211)를 위주로 하여 설명할 것이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 수신기(211)는 5개의 곱셈기(221,231~234), 누적기(251~254), 판단기(261~264) 및 병/직렬변환기(271)로 구성된다. 곱셈기(221)는 수신된 신호 r(t)에 자신의 고유 PN코드(PN1(t))를 곱하여 상기 r(t)를 PN 역확산하여 출력한다. 곱셈기(231~234)는 상기 PN 역확산된 신호에 공액신호(β1ejψ)를 곱하여 채널보상을 수행한다. 곱셈기(241~244)는 대응하는 상기 곱셈기(231~234)들로부터 채널보상되어 출력되는 신호에 해당 직교부호(a11(t)~a14(t))를 곱하여 직교 복조를 수행한다. 이때, 상기 직교부호는 송신장치(111~11N)에서 사용된 서로 다른 직교부호를 그대로 사용하게 된다. 누적기(251~254)는 대응되는 상기 곱셈기(241~244)로부터의 역확산된 신호를 심볼 단위로 누적한다. 판단기(261~264)는 각각 대응되는 누적기(251~254)의 출력으로부터 정보 비트를 판단하여 그 결과를 출력한다. 병/직렬변환기(271)는 상기 판단기(261~264)들로부터의 판단 결과에 따른 정보 비트들을 병렬로 제공받아 직렬 형태로 변환하여 정보 비트열(b1(t))을 출력한다. 상기 병/직렬변환기(271)는 송신장치에 구비된 직/병렬변환기(121)에 대응된다.
상기한 도 2의 구조에 따르면, 수신기(211~21N)는 먼저 수신신호를 PN 역확산하고, 상기 PN 역확산된 신호를 사용된 멀티코드 개수에 대응하는 4개의 신호로 분리한다. 그리고 상기 4개의 신호 각각에 직교부호를 곱하여 직교 복조를 수행하고, 이를 심볼 단위로 누적하여 정보 비트를 판단한다. 이렇게 판단된 신호들은 다시 직렬 변환되어 출력되는데 이것이 곧 수신측에서 얻은 정보 비트인 것이다.
상기와 같이 멀티코드를 이용한 전송은 싱글코드(Single code) 전송에 비해 평균대비 파워 피크(power peak to average ratio)가 증가되어서 송신단 앰프를 통과한다. 하지만, 통상적으로 상기 송신단 앰프에 해당하는 고전력 증폭기(HPA : High Power Amplifier)는 비선형 특성을 가진다. 따라서, 상기 고전력 증폭기의 포화 포인트(saturation point)를 높게 설정하게 되면 상술한 비선형 특성으로 인해 왜곡신호가 발생하게 된다. 이러한 이유로 인해 송신장치에서는 발생하는 왜곡 신호를 줄이기 위해 송신단 앰프의 포화 포인트(saturation point)를 낮추게 된다. 하지만, 상기와 같이 포화 포인트를 낮추게 되면 앰프의 효율성이 떨어지는 또 다른 문제점이 발생하게 된다. 또한, 단말기의 경우는 소비 전력이 단말기의 성능을 결정하는 중요한 요소가 되는데, 상술한 바와 같이 송신 앰프를 구현하게 되면 소모 전력이 증가하게 되여 단말기에 적용하기는 곤란하다.
따라서, 높은 포화 포인트를 사용함으로서 송신단 앰프를 거친 신호는 왜곡된 채 전송되고, 수신단에서는 에러율(BER : Bit error rate) 성능이 열악하게 되어 왜곡된 신호에 대한 보상이 요구된다. 또한, 상기 왜곡된 채 전송되는 신호는 공중에서 전송되는 중에 에러가 발생할 확률이 높아 수신장치에서 에러를 보상하는 장치가 보다 더 요구된다.
따라서 본 발명의 목적은 멀티코드 이동통신시스템에서 고전력 증폭기로 인해 발생하는 수신신호 왜곡을 효과적으로 보상할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 멀티코드 이동통신시스템에서 유클리드 거리를 이용하여 왜곡이 보상된 수신신호를 출력하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 멀티코드 이동통신시스템에서 간섭신호로 작용하는 타 사용자 신호를 제거하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 적어도 두 개의 수신기가 수신신호로부터 한 심볼 구간동안 멀티코드에 의해 판단되는 각 심볼들에 의해 구성되는 심볼데이터에서 패턴신호들을 생성하는 패턴생성기와, 상기 심볼데이터와 패턴신호들을 송신장치의 송신신호 형태로 재생하는 재생기를 포함하도록 하고, 간섭제어기를 통해 상기 적어도 두 개의 수신기들 중 어느 하나의 소정 수신기를 제외한 나머지 수신기로부터의 출력신호를 상기 수신신호에서 제거한 후 왜곡보상기에서 상기 소정 수신기를 구성하는 재생기의 출력신호와 상기 간섭제거기로부터의 출력신호와의 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 제공받은 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 수신정보로 선택하는 구성을 가지는 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치를 구현하였다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 수신신호로부터 한 심볼 구간동안 멀티코드에 의해 판단되는 각 심볼들로 구성되는 심볼데이터에서 패턴신호들을 생성하고, 상기 심볼데이터와 패턴신호들을 송신장치의 송신신호 형태로 재생하며, 상기 적어도 두 개의 수신기들 중 어느 하나의 소정 수신기를 제외한 나머지 수신기로부터의 출력신호를 간섭으로 간주하여 상기 수신신호에서 제거한 후 상기 소정 수신기로부터의 출력신호와 상기 간섭이 제거된 신호와의 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 소정 수신기로부터 생성된 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 수신정보로 선택하는 과정으로 이루어진 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법을 구현하였다.
도 1은 통상적인 멀티코드 이동통신시스템을 구성하는 송신장치의 구성을 도시한 도면.
도 2는 종래 멀티코드 이동통신시스템을 구성하는 수신장치의 구성을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 멀티코드 이동통신시스템을 구성하는 수신장치의 구성을 도시한 도면.
도 4는 상기 도 3에서 도시하고 있는 재생기의 상세 구성을 도시한 도면.
도 5는 상기 도 3에서 도시하고 있는 왜곡보상기의 상세 구성을 도시한 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 동일 부호를 가지도록 하였다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
본 발명에서 제안하는 방식은 수신장치에서 송신장치로부터 전송 가능한 신호의 모든 상태(state)를 추측한 후 상기 추측된 신호들을 직교부호와 PN코드로 확산하여 앰프를 거쳐 추측신호들을 재생하며, 상기 재생한 추측신호들과 수신신호간의 유클리드 거리(euclidean distance)를 계산하여 계산된 유클리드 거리에 의해 상기 추측신호들 중 어느 하나를 수신신호로 판정하는 방식이다. 이때, 상기 직교부호와 PN코드는 송신장치에서 사용되어진 직교부호와 PN코드를 그대로 사용하며, 상기 앰프 또한 송신장치에서 사용된 앰프와 동일한 앰프를 사용하는 것이 바람직할 것이다. 상기 유클리드 거리에 의한 수신신호를 판정하는 방법은 계산된 유클리드 거리들 중 최소 유클리드 거리에 대응하는 추측된 신호를 수신신호로 선택하는 방법을 사용한다.
여기서 멀티 코드(parallel code) 수가 많아지게 되면 수신장치에서 수행되는 수신 알고리즘의 복잡도가 멀티코드 수에 지수적으로 증가하게 된다. 즉, 상기 멀티코드 수(n)에 비례하여 추측 가능한 신호는 지수 배(2n)로 증가하게 되며, 상기 지수 배(2n)로 증가하게 되는 추측 가능한 신호 모두에 대해 유클리드 거리를 계산하여야 하는 문제점이 야기된다. 따라서, 송신장치의 부하를 줄이면서 실용적으로 수신신호의 왜곡을 보상하기 위해서는 상기 추측 가능한 모든 신호들 중 송신신호와 어느 정도 근사한 신호만을 선별할 필요가 있다. 이러한 필요로 인하여 본 발명에서는 추측 가능한 모든 신호에 대해서 유클리드 거리를 계산하지 않고, 수신된 신호에서 1bit 다른 상태의 신호들을 추측 가능한 신호로 하여 이들 신호에 대해서만 유클리드 거리를 계산한다. 상기 수신된 신호에서 1bit 다른 상태의 신호들만을 추측 가능한 신호로 판단하는 것은 왜곡에 의해 수신신호의 2bit이상이 변하는 경우는 극히 드물기 때문에 1bit 다른 상태의 신호만으로도 왜곡을 보상할 수 있기 때문이다. 한편, 상술한 바와 같이 추측 가능 신호를 한정하게 되면 수신장치의 복잡도가 코드 채널 수에 선형적으로 비례하게 된다. 또한, 상술한 기술에 추가하여 역방향 링크 수신신호의 정확도를 위한 간섭을 제거하는 기술을 접목한다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 멀티코드 이동통신시스템의 수신장치를 도시한 도면이다. 상기 도 3은 여러 사용자에 대응되는 다수개의 수신기를 도시하고 있지만 각각의 수신기들은 모두 동일한 구성을 가지므로, 이하 설명은 수신기(310)를 위주로 설명한다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 수신기(310)는 다섯 개의 곱셈기(311, 312, 313), 누적기(314), 판단기(315), 패턴 생성기(316) 및 재생기(317)로 구성된다. 곱셈기(311)는 수신신호 r(t)에 해당 사용자코드 PN1(t)을 곱함으로서 상기 수신신호 r(t)를 PN 역확산하여 출력한다. 상기 수신신호 r(t)는 서로 다른 송신장치로부터 송신된 신호들이 합하여진 신호이며, 상기 사용자 코드 PN1(t)은 송신장치에서 사용된 사용자 코드와 동일한 코드가 사용된다. 곱셈기(312)들은 상기 PN 역확산된 신호 각각에 대해 공액신호(β1ejψ)를 곱하여 채널 보상을 수행한다. 곱셈기(313)는 대응되는 곱셈기(312)로부터 채널 보상되어 출력되는 신호에 서로 다른 고유의 직교부호(a11(t)~a14(t))를 곱함으로서 상기 출력신호를 직교 복조한다. 이때 사용되는 서로 다른 고유의 직교부호(a11(t)~a14(t))들 또한 송신장치에서 사용된 동일한 직교부호들을 사용한다. 따라서, 멀티코드를 사용한 다는 것은 상기한 바와 같이 서로 다른 고유의 직교부호(a11(t)~a14(t))를 사용함으로 인해 기인한 것이다. 누적기(314)들은 대응되는 각각의 곱셈기(313)로부터의 출력신호를 심볼 단위로 누적한다. 판단기(315)들은 대응되는 각각의 누적기(314)로부터의 출력신호에서 심볼데이터(정보비트, C11(t) 내지 C14(t))를 판단한다. 패턴 생성기(316)는 판단기(315)들로부터의 심볼데이터(정보비트, C11(t) 내지 C14(t))와 상기 심볼데이터(정보비트, C11(t) 내지 C14(t))의 비트 중 1bit 다른 상태의 패턴신호들로서 출력한다. 상기 심볼데이터 및 상기 패턴신호들은 순차적으로 출력이 이루어지며, 이하 상기 판단기(315)로부터의 출력을 패턴신호(P11(t) 내지 P14(t))로 통칭한다. 즉, 상기 통칭되는 패턴신호(P11(t) 내지 P14(t))의 출력은 심볼 데이터가 출력된 후 생성된 패턴신호들이 순차적으로 출력되는 형태이다. 따라서, 상기 심볼데이터가 총 4비트로 구성된 다고 가정하면, 상기 4비트의 심볼데이터가 출력된 후 4개의 서로 다른 패턴신호들이 순차적으로 출력된다. 이때, 상기 P11(t) 내지 P14(t)들은 출력되는 심볼 데이터 및 패턴신호를 구성하는 각 비트들을 나타낸다. 예컨대, C11(t) 내지 C14(t)이 "1,1,1,1"이라는 비트로 구성되는 경우 상기 1bit 다른 상태의 신호들, 즉 패턴신호 P11(t) 내지 P14(t)는 "1,1,1,1", "1,1,1,-1", "1,1,-1,1", "1,-1,1,1" 및 "-1,1,1,1"이 된다. 이때, 상기 패턴 생성기(316)로부터 출력되는 신호는 심볼 단위이다. 재생기(regenerator)(317)는 상기 패턴 발생기(316)로부터의 출력신호들을 재생한다. 즉, 상기 패턴 발생기(316)로부터의 출력신호들을 서로 다른 직교코드(a11내지 a14)에 의해 직교 확산을 수행하고, 상기 직교 확산된 신호들을 가산하여 상기 PN1(t)로 PN 확산한 후 증폭하여 출력한다. 이와 같은 처리를 행하는 것은 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 패턴 생성기(316)로부터 출력되는 신호는 심볼 단위이므로 칩 단위의 신호로 재생(regenerate)하기 위함이다. 상기 심볼 단위의 신호를 칩 단위의 신호(b1(t))로 재생하는 이유는 후술될 것이다. 상기 재생기(317)의 상세 구성은 도 4에서 도시하고 있는 바와 같다.
버퍼(320)는 상기 수신신호 r(t)를 저장하며, 시스템 제어기(도면상에 도시하지 않음)의 제어에 의해 상기 저장된 신호를 출력한다. 여기서 상기 버퍼(320)는 복원하고자 하는 신호에 대해 간섭으로 작용하는 타 사용자 신호를 제거하기 위한 구성으로 구비된다. 즉, 상기 버퍼(320)는 상기 수신기(310 내지 31N)들에 의해 각 사용자 신호들이 재생되는 동안 수신신호 r(t)를 저장하고 있다가 사용자 신호 b1(t)의 재생이 완료되는 시점에서 상기 시스템 제어기의 제어를 받아 상기 저장하고 있는 수신신호 r(t)를 출력한다. 간섭제거기(330)는 상기 버퍼(320)로부터 제공받은 수신신호 r(t)에서 간섭으로 작용하는 다른 사용자 신호들(타 수신기(31N)의 재생기로부터 수신된 신호)을 감하여 자신의 신호(r1(t))만을 출력한다. 이때, 상기 다른 사용자 신호들은 대응하는 소정 수신기(311)를 제외한 나머지 수신기(31N)들로부터 재생된 신호들을 의미한다. 상기 간섭제거기(330)의 동작을 수학식으로 보이면 하기 〈수학식 1〉과 같다.
r1(t)=r(t)-{b2(t)+b3(t)+....+bN(t)}
여기서 r1(t)는 타 사용자 신호(=간섭신호)가 제거된 사용자1의 신호이며, r(t)는 수신기로 입력되기 전의 신호이고, b2(t), b3(t), bN(t)는 다른 수신기(31N)에서 재생된 사용자2, 사용자3,‥, 사용자N의 신호를 나타낸다. 즉, 상기 간섭제거기(330)는 상기 버퍼(320)에서 출력되는 가공되지 않은 수신신호에서 다른 수신기(31N)들로부터 출력되는 타 사용자 신호들을 제거함으로서 간섭 제거를 수행한다. 한편, 상기 간섭제거기(330)에서 수신신호로부터 타 사용자 신호를 감하는 것이 가능한 것은 앞에서 개시한 재생기(317)의 동작에 의해 가능하다. 즉, 상기 재생기(317)에서 패턴 생성기(316)로부터의 심볼 단위 신호를 칩 단위 신호로 변환함으로서 상기 버퍼(320)로부터 제공되는 수신신호와의 감산이 가능한 것이다.
왜곡보상기(340)는 상기 간섭제거기(330)로부터의 출력과 상기 재생기(317)로부터의 출력 및 상기 패턴생성기(316)로부터의 출력을 입력으로 하며, 상기 입력에 의해 왜곡이 보상된 수신신호를 출력한다. 여기서 상기 재생기(317)로부터의 출력 신호들은 칩 단위의 신호이다. 한편, 상기 왜곡보상기(340)는 상기 간섭제거기(330)로부터의 출력 신호와 상기 재생기(317)로부터의 출력 신호에 의해 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리들 중 가장 작은 거리에 대응하는 패턴 신호를 수신신호로 판단하여 출력한다. 상기 계산된 유클리드 거리에 대응하는 패턴신호들은 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 패턴생성기(316)로부터 제공된다. 이때, 상기 왜곡보상기(340)는 상기 패턴 신호를 현재 계산이 이루어지고 있는 유클리드 거리에 대응하여 제공받거나 미리 모든 패턴 신호를 제공받아 메모리 테이블의 형태로 저장할 수도 있다. 상기 왜곡보상기(340)의 상세 구성은 도 5에서 도시하고 있는 바와 같다.
먼저, 도 4를 참조하여 심볼 단위 신호를 칩 단위의 신호로 재생하는 동작을 수행하는 재생기(317)의 구체적인 구성을 설명하면 다음과 같다. 이하, 상기 패턴생성기(316)로부터 출력되는 심볼데이터 및 패턴신호들을 앞에서도 밝힌 바와 같이 패턴신호로 통칭함에 대해 주의하여야 할 것이다.
곱셈기(410~416)는 대응하는 패턴 신호(P11(t) 내지 P14(t))를 대응하는 직교부호(a11(t) 내지 a11(t))로 직교 확산하여 출력한다. 상기 패턴신호들은 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 판단기(361~364)들에서 판단된 심볼데이터의 1비트 벗어난 신호와 상기 심볼데이터이다. 누적기(420)는 상기 곱셈기(410~416)로부터의 출력을 심볼 길이 만큼 누적하여 출력한다. 곱셈기(430)는 상기 누적기(420)로부터의 출력을 소정 PN1(t)에 의해 PN 확산하여 출력한다. 이때, 상기 직교부호(a11(t) 내지 a14(t))와 PN1(t)는 송신장치에서 사용된 직교부호 및 PN코드와 동일한 직교부호 및 PN코드를 사용한다. 증폭기(440)는 상기 곱셈기(430)로부터의 출력 신호를 소정 증폭율에 의해 증폭하여 출력함으로서 송신장치에서 출력되는 신호와 동일한 신호를 재생한다.
다음으로, 도 5를 참조하여 수신신호의 왜곡을 보상하기 위한 동작을 수행하는 왜곡보상기(340)의 구체적인 구성을 설명하면 다음과 같다.
유클리드 거리 계산기(510)는 상기 간섭제거기(330)에서 출력된 신호 r1(t)와 상기 재생기(317)에서 출력된 신호 사이의 유클리드 거리(euclidean distance)를 계산하여 출력한다. 여기서 상기 유클리드 거리 계산 방식은 하기 〈수학식 2〉와 같이 나타난다.
여기서 r1(t)는 상기 간섭제거기(330)에서 출력된 칩 단위의 신호고, 상기 rcandidate(t)는 패턴 생성기(316)에 의해 얻어진 신호를 재생한 칩 단위의 신호 b1(t)이다.
선택기(520)는 상기 유클리드 거리 계산기(510)에서 출력하는 유클리드 거리들을 비교하여 가장 작은 유클리드 거리에 대응하는 패턴 신호를 선택하여 출력한다. 이때, 상기 패턴 신호는 상기 패턴 생성기(316)로부터 제공되는 신호이며, 상기 가장 작은 유클리드 거리에 대응하여 상기 제공받은 패턴 신호들 중 어느 하나를 선택하는 것은 구현상의 문제라 할 수 있다. 병/직렬변환기(530)는 상기 선택기(520)로부터의 출력을 직렬 변환하여 왜곡 보상된 수신정보를 출력한다.
이하 상기한 구성을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다.
상술한 바와 같이 신호 r(t)가 수신되면 각 수신기들은 각각의 확산코드(PN(t))로 먼저 역확산을 수행하고, 채널 보상(βejψ)을 한 후, 병렬코드 채널의 직교부호(a(t))를 이용하여 수신정보를 미리 결정한다. 그리고 상기 미리 결정된 정보를 사용하여 송신단에서 보낸 신호를 재생(regeneration)시킨다. 여기서 상기 미리 결정된 정보란 상기 판단기(315)들에서 판단된 심볼들을 말한다. 한편, 상기 미리 결정된 정보에 의해 패턴생성기(316)은 1비트 벗어난 시퀀스들, 즉 패턴신호들을 생성하게 된다. 예를 들어, 미리 결정된 심볼들이 1,1,1,-1인 경우에는 1bit 벗어난 시퀀스는 (1,1,1,1), (1,1,-1,-1), (1,-1,1,-1), (-1,1,1,-1)이며, 이 4가지 시퀀스 및 상기 미리 결정된 심볼들에 대하여 각각 송신단에서 사용한 직교부호와 사용자코드 PN을 이용하여 신호를 재생시킨 후 증폭기(Amp)를 통해 증폭하여 후보정보들(rcandidate(t))을 재생한다. 그리고 상기 왜곡보상기(340)는 상기 후보정보들 rcandidate(t)와 상기 타사용자 간섭이 제거된 r1(t) 간에 유클리드 거리(euclidean distance)를 계산하여 최소가 되는 시퀀스를 선택한다. 이렇게 함으로서 보상 알고리즘은 병렬코드채널 수에 대해 지수적인 증가 대신 선형적 증가가 되어 수신단 복잡도를 낮추면서 수신단 비트에러율(Bit error rate) 성능을 높일 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명은 수신신호로부터 타 수신기에 의해 재생되는 수신신호들을 제거함으로서 수신을 원하는 사용자의 수신신호에 대응한 간섭을 차단하고, 간섭 성분이 제거된 수신신호의 왜곡 성분에 따른 에러를 보상하고 있다. 따라서, 본 발명은 부호분할다중접속 통신시스템에서 멀티코드로 전송된 신호에 대한 간섭 및 왜곡으로 인해 발생할 수 있는 에러를 보다 효과적으로 보상할 수 있는 장점이 있다.

Claims (14)

  1. 수신신호의 왜곡을 보상하는 멀티코드 이동통신시스템의 수신장치에 있어서,
    수신신호로부터 한 심볼 구간동안 멀티코드에 의해 판단되는 각 심볼들에 의해 구성되는 심볼데이터에서 패턴신호들을 생성하는 패턴생성기와, 상기 심볼데이터와 패턴신호들을 확산하여 재생하는 재생기를 포함하는 적어도 두 개의 수신기와,
    상기 적어도 두 개의 수신기들 중 어느 하나의 소정 수신기를 제외한 나머지 수신기로부터의 출력신호를 상기 수신신호에서 제거하는 간섭제거기와,
    상기 소정 수신기를 구성하는 패턴생성기로부터 심볼데이터 및 패턴신호들을 제공받으며, 상기 소정 수신기를 구성하는 재생기의 출력신호와 상기 간섭제거기로부터의 출력신호와의 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 제공받은 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 수신정보로 선택하는 왜곡보상기로 구성함을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 패턴신호들은,
    상기 심볼데이터를 구성하는 비트들 중 어느 한 비트가 다른 값을 가지는 신호들임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 수신기들로부터 상기 수신신호가 재생될 동안 상기 수신신호를 임시 저장하는 버퍼를 더 구비함을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 간섭제거기는,
    상기 적어도 두 개의 수신기들 중 상기 소정 수신기를 제외한 적어도 하나의 수신기로부터의 출력신호에 대한 보수를 상기 수신신호와 가산하는 가산기임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 재생기는,
    상기 패턴생성기의 출력을 상기 송신장치에서 사용된 멀티코드로 확산하는 곱셈기들과,
    상기 곱셈기들로부터의 출력을 가산하는 가산기와,
    상기 가산기로부터의 출력을 상기 송신장치에서 사용된 소정 PN코드로 PN 확산하는 곱셈기와,
    상기 송신장치에서 사용된 증폭기의 특성과 동일한 특성을 가지며, 상기 곱셈기로부터의 출력을 소정 증폭율로 증폭하여 출력하는 증폭기로 구성함을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 왜곡보상기는,
    상기 소정 수신기를 구성하는 재생기로부터의 출력신호들과 상기 간섭제거기로부터의 출력신호들과의 유클리드 거리를 각각 계산하는 유클리드 거리 계산기와,
    상기 소정 수신기를 구성하는 패턴생성기로부터 심볼데이터 및 패턴신호들을 제공받으며, 상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 제공받은 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 왜곡 보상된 수신정보로 선택하는 선택기와,
    상기 선택기로부터의 출력을 직렬 정보로 변환하는 병/직렬 변화기로 구성함을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 왜곡 보상된 수신정보는,
    상기 계산된 유클리드 거리들 중 가장 작은 값의 유클리드 거리에 대응하여 선택된 심볼데이터 또는 패턴신호임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상장치.
  8. 적어도 두 개의 서로 다른 단말기로부터의 수신신호를 재생하는 수신기를 가지는 멀티코드 이동통신시스템의 수신장치에서 수신신호의 왜곡을 보상하는 방법에 있어서,
    상기 수신신호로부터 한 심볼 구간동안 멀티코드에 의해 판단되는 심볼들에 의해 구성되는 심볼데이터에서 패턴신호들을 생성하고, 상기 심볼데이터와 패턴신호들을 확산하여 재생하는 과정과,
    상기 적어도 두 개의 수신기들 중 어느 하나의 소정 수신기를 제외한 나머지 수신기로부터의 출력신호를 간섭으로 간주하여 상기 수신신호에서 제거하는 과정과,
    상기 소정 수신기로부터의 출력신호와 상기 간섭이 제거된 신호와의 유클리드 거리를 계산하고, 상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 소정 수신기로부터 생성된 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 수신정보로 선택하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 패턴신호들은,
    상기 심볼데이터를 구성하는 비트들 중 어느 한 비트가 다른 값을 가지는 신호들임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 수신기들로부터 상기 수신신호가 재생될 동안 상기 수신신호를 임시 저장하는 과정을 더 구비함을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 간섭을 제거하는 과정은,
    상기 적어도 두 개의 수신기들 중 상기 소정 수신기를 제외한 적어도 하나의 수신기로부터의 출력신호에 대한 보수를 상기 수신신호와 가산하는 과정임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  12. 제8항에 있어서, 상기 재생하는 과정은,
    상기 심볼데이터 및 패턴신호들을 상기 송신장치에서 사용된 멀티코드들로 확산하는 과정과,
    상기 멀티코드들로 확산된 신호들을 가산하는 과정과,
    상기 가산된 신호를 상기 송신장치에서 사용된 소정 PN코드로 PN 확산하는 과정과,
    상기 송신장치에서 사용된 증폭기의 특성과 동일한 특성으로 상기 PN 확산된 신호를 증폭하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  13. 제8항에 있어서, 상기 왜곡을 보상하는 과정은,
    상기 소정 수신기로부터의 출력신호들과 상기 간섭이 제거된 신호들과의 유클리드 거리를 각각 계산하는 과정과,
    상기 소정 수신기로부터의 심볼데이터 및 패턴신호들을 제공받는 과정과,
    상기 계산된 유클리드 거리들에 의해 상기 제공받은 심볼데이터 및 패턴신호들 중 어느 하나를 왜곡 보상된 수신정보로 선택하는 과정과,
    상기 선택된 수신정보를 직렬 정보로 변환하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 왜곡 보상된 수신정보는,
    상기 계산된 유클리드 거리들 중 가장 작은 값의 유클리드 거리에 대응하여 선택된 심볼데이터 또는 패턴신호임을 특징으로 하는 멀티코드 이동통신시스템에서 왜곡 보상방법.
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