KR20000028798A

KR20000028798A - 스위치형 자기 저항 모터용 정류 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20000028798A
Application number: KR1019990042520A
Authority: KR
Inventors: 디렌조마이클티.; 칸워심
Original assignee: 윌리엄 비. 켐플러; 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Priority date: 1998-10-02
Filing date: 1999-10-02
Publication date: 2000-05-25
Also published as: US6288514B1

Abstract

회전자 위치 센서 또는 모터의 자기 특성에 대한 상세한 종래 지식이 요구되지 않는 스위칭된 자기 저항 모터(SRM; 400)의 정류 방법이 개시된다. 장치(400) 및 방법은 각 정렬 위치에서 각 SRM 위상의 플럭스-전류 특성을 알아내는 캘리브레이션 루틴을 채용한다. 이들 특성으로부터, 다른 적절한 스위칭 각도에서의 플럭스-전류 특성이 추정된다. 액티브 위상에서의 플럭스를 추정하고 추정치와 스위칭 각도에 대해 근사한 플럭스와 비교함으로써 정류를 달성한다. 장치(400) 및 방법은 팬과 같은 비교적 대형 부하 장치에 특히 잘 적용될 수 있다.

Description

스위치형 자기 저항 모터용 정류 방법 및 장치{COMMUTATION METHOD AND APPARATUS FOR SWITCHED RELUCTANCE MOTOR}

본 발명은 스위치형 자기 저항 모터 구동 시스템에 관한 것으로서, 특히 스위치형 자기 저항 모터의 정류 장치 및 방법에 관한 것이다.

다상 스위치형 자기 저항 모터(multiphase switched reluctance motors: SRM)는 광범위한 속도에 걸쳐 높은 시스템 효율을 얻을 수 있기 때문에, 가변 속도 구동 응용 분야에서 선호되고 있다. 도 1에 도시한 바와 같이, 종래의 SRM은 돌출 회전자 및 고정자 전극(poles)를 포함한다. 이러한 모터는, 통상, 하나 또는 그 이상의 위상 권선(phase windings)을 포함하는 고정된 고정자 구조와 회전자 구조를 가진다. 도시한 바와 같이, 각 쌍의 직경 방향으로 대향하는 고정자 전극 권선은 직렬 또는 병렬 접속되어 다상 SRM의 개별 위상 권선을 형성한다. 직류는 선택적으로 스위칭되어 위상 권선을 통과한다. 권선에 의해 유도된 결과적인 전자기장은, 회전자로 하여금 고정자에 대해 회전하게 하는 회전력 또는 토크를 발생시키는 방식으로 회전자의 고정된 장(fixed fields)과 상호 작용한다.

도 2에 도시한 바와 같이, 고정자와 회전자 전극이 정렬될 때, 인덕턴스가 최대가 된다. 토크의 정의(즉, T ∝ (dL/dθ)i²)와 도 3의 인덕턴스, 각 위치(angular position) 및 위상간의 관계를 고려하면, 전극들이 정렬될 때, 인덕턴스 dL의 변화량은 양의 값이다. 따라서, 토크 T는 양의 값이다. 그러나, 양의 토크를 유지하기 위하여, 위상의 인덕턴스 dL의 변화량이 비정렬된 위치에서의 위상에 대응하는 음의 값에 대응하기 직전에 소정의 기준각 θ_ref에서 인가 전류를 오프로 스위칭해야 한다. 이로써, 회전자의 각 위치와 연속적으로 동기되는 소정의 시퀀스에서 하나의 위상 권선으로부터 다음의 위상 권선으로의 스위칭 전류는 양의 토크를 발생시킨다. 이와 같이, SRM은 각 회전자 위치 감지 장치에 회전자의 위치를 결정하여, 회전자의 양의(positive) 토크를 유지하라고 요구한다.

종래의 SRM에서는, 엔코더 또는 리졸버와 같은 샤프트 각 트랜스듀서는 회전자 위치를 발생시키고, 컨트롤러는 이 회전자 위치 신호를 판독한다. 크기 및 비용을 감소시키면서 신뢰성을 개선시키기 위한 노력으로, 다양한 방법이 기준 정류 각을 결정함으로써 샤프트 위치 센서를 제거하는 것이 이전에 제안되었다. 이들 방법은 모터의 단자 전압 및 전류를 모니터링함으로써 간접적인 회전자 위치 감지를 구현한다.

한가지 방법이 본 명세서에 참고로 사용되는, 1990년 9월 25일자 S.R. MacMinn에게 허여된 미국 특허 제4,959,596호에 개시되어 있다. 개시된 바와 같이, 간접적인 모터 위치 감지 방법은 전압 감지 펄스를 하나의 비활성화된 위상에 가하는 것과 관련된다. 결과는 위상 인덕턴스의 순시값에 비례하는 위상 전류의 변화이다. 적절한 정류 시간이 위상 전류의 변화를 기준 전류와 비교함으로써 결정되어, 위상 여기가 회전자 위치와 동기한다. 위상 여기는 임계값을 각각 감소 또는 증가시킴으로써 선행되거나 지연될 수 있다. 보다 높은 속도에 있을 동안의 비활성화 위상의 무용성으로 인해, SRM의 비활성화 위상을 이용하는 이 정류 방법은 저속에 제한된다. 더구나, 전류 및 토크 레벨이 비활성화 위상에서 비교적 작을 지라도, 이들은 SRM 효율의 손실에 기여한다.

또 하나의 이러한 방법은 본 명세서에 참고로 사용되는, 1990년 9월 25일자 J.P. Lyons 등에게 허여된 미국 특허 제5,140,243호에 개시되어 있다. 개시된 바와 같이, 간접적인 모터 위치 감지 방법은 도 2에 도시된 것과 같은 주어진 SRM의 플럭스-전류 맵을 이용하는 것이다. 이 플럭스-전류 맵을 이용하여, 측정된 위상 전압, 위상 전류 및 위상 저항과 평가된 플럭스는 기준 각을 결정하기 위한 필요한 데이타를 제공한다. 평가된 위상 플럭스의 기준 플럭스와의 비교는 모터를 정류하기 위한 기초가 된다. 이 방법의 단점은 모터의 플럭스-전류 특성이 쉽게 알려지지 않아, 비용이 많이 드는 캘리브레이션 측정을 필요로 한다는 것이다. 부가적으로, 이들 특성은 시간에 따른 변화를 나타내고, SRM의 재캘리브레이션을 필요로 한다. 그러므로, 이 정류 방법은 비용이 많이 든다.

상기 인용된 특허가 종래의 회전자 위치 감지기가 요구되지 않도록 회전자 위치를 간접적으로 측정하는 방법을 유리하게 제공하지만, SRM의 플럭스-전류 특성을 미리 알 필요가 없는 방법을 제공하는 것이 바람직하다.

다상 스위치형 자기 저항 모터(SRM, switched reduction motor)를 위한 제어 시스템 및 방법은, 회전자 위치 센서 또는 SRM 자기 특성에 대한 상세한 지식을 필요로 하지 않고 고속으로 동작가능한 모터의 정류를 제공한다. 이와 같은 정류 방법 및 시스템은 두개의 루틴: 캘리브레이션 루틴과 정류 루틴을 포함한다. 캘리브레이션 루틴은 정렬된 위치에서의 각 위상의 플럭스 전류 특성을 결정하는 셀프 테리이닝 캘리브레이션 루틴이다. 이와 같은 캘리브레이션 루틴 동안, 액티브 위상(즉, 토크를 발생하는 위상)에 인가된 전류의 전압 감지 펄스는 위상 인덕턴스의 순간 값에 역비례하는 위상 전류에서의 변화를 초래한다. 페러데이 법칙의 적분 공식을 이용하여, 전류의 각 펄스는 적당한 변수를 제공하여 위상 플럭스를 결정한다. 커브를 피팅하기 위한 데이타의 후속적인 보간은 모터를 전류하기 위한 기준 각도로 플럭스 전류 특성을 유도하기 위한 필요한 데이타를 제공한다. 정류 루틴 동안, 정류 알고리즘은 액티브한 위상에서의 플럭스를 측정하고, 플럭스를 기준 각도에 대해 근사한 것에 비교함으로써 SRM을 정류한다.

본 발명의 방법은 팬과 같은 비교적 대형 부하 장치에 특히 잘 적용된다.

도 1은 종래 기술의 4상 SRM의 개략 단면도.

도 2는 종래 기술의 SRM의 플럭스-전류-각도 매핑 관계도.

도 3은 도 1의 4상 SRM에 대한 가변 인덕턴스 프로파일.

도 4는 본 발명에 따른 플럭스-전류-각도 매핑 관계도.

도 5는 본 발명에 다른 SRM 캘리브레이션 루틴 흐름도.

도 6은 본 발명에 따른 SRM 전류 루틴 흐름도.

도 7은 위치 피드백을 사용하는 SRM 컨트롤러의 블럭도.

도 8은 위치 무센서 SRM 컨트롤러의 블럭도.

＜도면의 주요 부분에 대한 간단한 설명＞

400 : SRM 컨트롤러

410 : 속도 명령 신호

421 : 제1 가산기

422 : 속도 컨트롤러

423 : 토크/전류 소자

424 : 제2 가산기

425 : 전류 컨트롤러

426 : PWM

427 : A/D 변환기

428 : 제1 기억 소자

429 : 제2 기억 소자

430 : 제3 기억 소자

431 : 승산기

432 : 제3 가산기

433 : 적분기

434 : 비교기

435 : 래치

436 : 클럭 신호 발생기

437 : 속도 추정기

440 : 인버터

460 :SRM

본 발명은 위치 센서를 사용하지 않고, SRM의 플럭스 전류 관계의 소정 모델이 없이도 SRM을 정류하기 위한 해결 방법을 제공하므로써 종래 기술을 개선한다. 따라서, 순시 회전자 각도 위치의 간접적인 추정을 제공하는 방법과 장치가 개시된다.

도 1은 종래 기술의 SRM 구동 구성도이다. 예시로서, SRM(10)은 4상 머신으로서 도시되어 있다. SRM(10)은 정지된 고정자(14) 내에서 전방 또는 역방향으로 회전가능한 회전자(12)를 포함한다. 회전자(12)는 세쌍의 대각선으로 대향하는 회전자 전극(16a-16b, 18a-18b, 20a-20b)을 갖는다. 고정자(14)는 네쌍의 대각선으로 대향하는 고정자 전극(22a-22b, 24a-24b, 26a-26b, 28a-28b)을 갖는다. 고정자 전극 쌍(30a-30b, 32a-32b, 34a-34b, 및 36a-36b)은 네개의 위상(A,B,C,D)를 형성하는 고정자 전극 쌍(22a-22b, 24a-24b, 26a-26b, 및 28a-28b) 상에 각각 권선되어 있다. 도시된 바와 같이, 회전자는 위상(A)에 대한 정렬된 위치, 및 위상(C)에 대한 정렬되지 않은 위치에 놓인다. 종래에서, 각각의 동료 쌍(30a-30b,32a-32b,34a-34b 및 36a-36b)를 갖는 대향하는 또는 동료 각 쌍의 고정자 전극 권선 상의 고정자 전극 권선은 상호 그리고 상부 및 하부 스위칭 장치와 직렬로 접속되어 있다. 각각의 위상 권선은 배터리 또는 정류 ac 소스, 리턴(return) 다이오드와 같은 dc 소스에 더 결합되어 있다. 각 위상의 각각의 도전 간격의 끝에서, 각각의 위상 권선에서의 기억된 자기 에너지는 각각 결합된 다이오드를 통해 dc 소스에 반환된다.

전형적으로, 도 1에 도시된 바와 같이, 샤프트 각 트랜스듀서(38), 즉 엔코더 또는 리졸버는 회전자 각도 피드백을 머신 컨트롤러(40)에 공급하기 위한 회전자(12)에 결합된다. 토크 명령과 같은 조작자 명령이 또한 컨트롤러(40)에 입력 신호로서 공급된다. 컨트롤러(40)는 기화 신호를 고정자 권선에 공급하여, 동작의 특정 사분면에 따라 선정된 시퀀스에서 머신 위상에 에너지를 공급한다. 크기와 비용을 감소시키면서 SRM의 신뢰성을 향상시키기 위해, 본 발명의 목적은 회전자 위치 센서에 대한 필요성없이 SRM을 동작시키기 위한 유용한 해결 방법을 제공하는 것이다.

회전자 위치 센서를 제거하려는 노력으로, 본 발명에서의 제어 수단이 어느 시점에서 고정자 권선에 전압을 공급할 것인지에 대한 SRM의 기준 플럭스 Ψref 측정을 결정하는 것이 필요하다. 따라서, 권선 연결의 플럭스 전류 특성의 분석은 회전자 위치 센서의 제거을 위해서는 선행되어야 될 것이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 위상 플럭스 Ψ은 회전자 각도 θ의 서로 다른 값에 대한 전류 I에 비례한다. SRM의 한 위상 권선에서의 전류 I와, 해당 권선에 의해 연결된 플럭스 Ψ은 다음 식 Ψ = L1에 따라 권선 인덕턴스 L에 의해 관련된다. 따라서, 만일, 위상 플럭스 링크 Ψ를 위상 전류 I에 대해 작도하면, 결과로 나타나는 그래프의 경사는 위상 인덕턴스이다. 플럭스 Ψ의 보다 높은 값에서의 커브의 굴곡은 회전자에서의 철의 자기 포화에 기인한다. 급격한 초기 경사를 갖는 커브 Ψ^a는 해당 위상의 고정자 전극이 회전자 전극과 정렬될 때 여기된 위상에 대한 Ψ-I 커브을 표현하고, 여기서 그것에 대응하는 회전자 각도는 θ_a로서 지정된다. 한편, 가장 작은 초기 경사를 갖는 커브 Ψ^u는 해당 위상의 고정자 전극이 SRM의 회전자 전극과 최대로 정렬하지 않는 점에서 있을 때의 여기된 위상에 대한 Ψ-I 커브을 가리키고, 여기서, 그것에 대응하는 회전자 각도는 θ_u로서 지정된다. 커브 Ψ^a와 Ψ^u간에 포함되는 커브은, 회전자가 정렬된 위치에서 정렬되지 않은 위치로 진행함에 따라 단조하게 감소하는 커브의 가변 경사에 대응하는 중간 인덕턴스 값을 표현한다. 커브 Ψ_ref는 SRM이 전류될 때 회전자의 위치에 대응하는 인덕턴스 값을 표현한다. 정렬된 회전자 위치에서의 플럭스 추정 Ψ^a은 기준 플럭스 Ψ_ref보다 크다.

덧붙여, 도 2에 도시된 바와 같이, i_min에서 i_max까지의 전류 레벨의 수는 위상 권선에서 수립되고, 여기서 i_min은 SRM의 플럭스 전류 커브이 회전자 위치에 대해 극히 가장 낮은 리솔루션을 나타내는 최소 전류 레벨이고 i_max는 회전자의 최대 정격 위상 전류이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 고정자 위상 권선에서 본 4상 SRM용 위상 인덕턴스는 회전자 위치의 유력한 함수이다. 특히, 위상 인덕턴스는 각 위상의 고정자 전극과 회전자 전극의 정렬에 대응하는 최대 값 L_max에서 각 위상의 고정자 전극과 회전자 전극과의 최대 비정렬에 대응하는 최소 값 L_min까지의 범위를 나타낸다.

이상적인 위상 인덕턴스는 전기 각도에서 회전자 각도 θ의 함수이다. 소정의 인덕턴스 값은, 회전자 전극이 각 위상의 고정자 전극과의 정렬쪽으로 이동하고 다시, 전극이 정렬로부터 멀어져 이동함에 따라 한번 발생한다. 위상 플럭스 Ψ에 대한 소정의 식으로부터, 이와 같은 인덕턴스 값은 위상 플럭스 Ψ과 위상 전류 I의 대응하는 측정에 의해 결정될 수 있는 것을 밝혀졌다. 위상 플럭스 Ψ은 다음 식, V = Ir + dΨ/dt(여기서, r은 위상 권선 저항임)에 따라 위상 플럭스 Ψ, 위상 전류 I, 및 위상 전압 V 간의 관계를 이용함으로써 만들어질 수 있다.

플럭스의 추정은 수학식 1로부터 결정될 수 있다.

주지된 바와 같이, 임의의 위상에서 발생된 토크는 식, T ∝ (dL/dθ)i²과 로 알 수 있다. 회전자 각도 변화에 대한 인덕턴스 dL의 변화가 양이면, SRM은 양 토크를 발생할 것이다.

그러나, 회전각의 변화(dθ)가 음인 곳에서, SRM은 음의 토크를 생성할 것임을 도 3으로부터 명확해진다. 그래서, 양의 토크를 유지하기 위해, 일정 θ_ref에서 컨트롤러(40)는 다음 위상을 활성화시켜야 하는데, 예를 들어 위상 A를 활성화시키지 않으면서 위상 B를 활성화시켜야 한다.

본 발명에 따른 정류 알고리즘은 캘리브레이션 루틴으로 시작하여 정류 루틴이 후속한다. 본 발명의 SRM의 정류 방법에서는 직접적인 회전자 위치 감지도, 상세한 선행 지식 또는 모터의 자기 특성도 필요하지 않다.

정류 방법의 두가지 루틴인 캘리브레이션 루틴 및 정류 루틴은 도 5 및 6에 각각 설명되어 있다. 캘리브레이션 루틴 동안, 회전자는 각 모터 위상이 정렬되고 SRM의 대응하는 위상 플럭스-전류 특성이 측정되도록 작동된다. 정류 루틴 동안, 이렇게 측정된 특성은 모터의 위치 무센서 동작을 규정하는데 사용된다.

모터의 동작 개시 마찰을 초과하는 토크를 발생시키기 위해 충분한 전류로 임의의 위상을 여기시킴으로써, 회전자는 활성화된 위상의 위치에서 고정자와 정렬한다. 예를 들어, 순서대로 제1 위상인 위상 A가 통전될 때, 회전자는 회전하여 위상 A의 고정자 전극들과 자체 정렬한다. 그러나, 회전 방향은 회전자의 초기 위치에 좌우된다. 통상적으로, 회전자의 초기 위치는 공지되지 않아서, 모터의 초기 방향을 예상할 수 없다. 임의의 장치, 예를 들어 컴퓨터 하드 디스크 드라이브에서, 모호한 작용은 바람직하지 않다. 공지된 방향으로 회전을 생성하는 캘리브레이션 루틴을 결정하기 위해, D.J. Belanger에 의해 1991년 9월 24일자 등록된 특허 번호 5,051,680에 개시된 바와 같은 기술이 구현될 수 있고 본 명세서에 참증으로 일체화되어 있다. 제어 수단은 모든 모터 위상에 작은 전압 펄스를 인가하고 결과적인 위상 전류를 측정한다. 이러한 측정은 회전자의 초기 위치를 결정하고, SRM의 위상은 특정 방향으로 제어가능하게 활성화될 수 있다.

이후, 각 위상은 선정된 시퀀스로 통전된다. 즉 네개의 위상 SRM에 대해 시퀀스는 A, B, C, D, A, B, ...가 될 것이다.

따라서, 각각의 정렬된 위치에서, 캘리브레이션 루틴(calibration routine)이 일련의 이산 테스트 포인트에서 원하는 레벨의 전류를 각각의 모터 상에 인가한다.

각각의 테스트 포인트에서, 추정 위상 플럭스(Ψ_est)는 페러데이 법칙의 적분 형태를 사용하여 계산된다.

여기서, Ψ(k) = 시간 k에서의 추정 위상 플럭스, v(k) = 위상 권선에 걸린 추정 전압, i(k) = 측정된 위상 전류, R(k) = 추정 위상 저항, T = 샘플링 레이트, N = 추정 기간 내의 간격 수, Ψ(0) = 0이다. 추정 기간(k=N)의 말단에서, 플럭스-전류 데이타 쌍인 [Ψ(N), i(N)]이 저장된다.

다음 위상을 캘리브레이션하기 전에, 커브 피팅 기술 (예를 들어, 스퀘어 커브 피트)이 이들 데이타 지점들에 사용되어 측정 잡음의 영향을 최소화한다. 더우기, 이 스테이지에서의 커브 피팅은 후속 위상들에 대한 동시적인 계산을 가능하게 함으로써 메모리 요구도를 최소화한다. 더우기, 다수의 데이타 지점들 대신에, 단지 다항식 계수들만을 저장할 필요가 있다. 예로서, 데이타의 선형 커브 피트가 다음과 같이 표현된다.

직선의 경사를 나타내는 포지티브 계수 L_j ^a를 갖는다. 이 계수 L_j ^a만이 저장된다. 따라서, 본 발명은 메모리 사용만을 감소시킬 뿐만 아니라 테이블 룩업에 소비하는 시간도 감소시킨다.

캘리브레이션 시퀀스와 후속하는 데이타의 커브 피팅의 완료 후에, 기준각(θ_ref)에서의 모터의 자기 특성이 수학식, Ψ(θ_ref,i) = α(i)g(i)(여기서, g(i) = Ψ(θ_aligned, i)이고 0≤α(i)≤1 임) 을 사용하여 유도된다.

캘리브레이션 루틴은 각 위상에 대한 커브 Ψ²을 추정한 다음 원하는 속도에 비례하는 전진 계수 α를 이용하여 기준 플럭스 레벨을 구한다. 전진 계수 α는 추정된 속도 ω의 함수로 정의된다

여기서 k_α및 α₀는 양의 상수이다. 그러므로, 실제 속도가 증가함에 따라, 각각의 위상은 그 전진 위상보다 짧은 시간 간격으로 순차적으로 활성화된다. 활성화 위상에서의 추정된 플럭스가 기준 레벨을 초과하면 다음번 위상이 활성화된다.

캘리브레이션 절차는 모터의 각 위상에 대해 반복된다. 커브을 나타내는 계수들은 전력이 다운될 때마다 캘리브레이션하는 것을 피하기 위해 불휘발성 메모리에 저장될 수 있다.

도 4는 정렬된 각도에서의 플럭스 Ψ²및 본 발명에 따른 도 5의 캘리브레이션 루틴 동안 발생되는 기준 플럭스 Ψ_ref을 포함하는 플럭스-전류 다이어그램을 도시한다.

도 5는 기준 플럭스 Ψ_ref가 결정되는 캘리브레이션 루틴, 즉 초기 동작 모드(100) 동안에 실행되는 펌웨어 단계의 플로우챠트이다. 캘리브레이션 루틴(100)은 단계(102)에서 들어간다. 단계(104)은 위상 카운터 변수 P를 1로 초기화한다. 단계(106)에서, 제어수단(비 도시)은 SRM 활성화 위상 P의 권선 양단에 전압을 인가하여 단계 활성화 전류를 발생한다.

단계(108)은 대기 기간을 초기화하여 회전자가 데이타 수집에 앞서 발진을 멈추는 것을 기다린다. 시간 간격 WAIT #1은 회전자가 단계 활성화 전류에 응답하여 활성화된 후 멈추는 시간과 같거나 커야한다. 회전자의 발진은 회전자 및 부하의 마찰, 관성의 요인이다. 러셀(A. P. Russell) 및 피컵(I. E. D. Pickup)의 "멀티스택 가변 릴럭턴스 단계핑 모터에서의 싱글 단계 댐핑의 분석" (Analysis of single-step damping in a multistack variable reluctance stepping motor, IEE Proceedings on Electric Power Applications, 1996년 1월, 95-107 페이지 참조)은 특허 문헌은 아니지만 본 명세서에 참고되어 있다. 러셀 등은 적당한 대기 기간을 실현하는 시간 주기를 규정하기 위한 분석 방법을 개시한다. 분석에는 부하 관성 및 마찰의 변동 요인을 포함한다.

단계(110)은 플럭스 전류 데이터 쌍의 계수(변수 j)를 1로 초기화한다. 단계(112)는 위상 전류를 0으로 초기화한다. 단계(114)는 전류가 소모되기를 기다리는 다른 대기 시간 싸이클(WAIT #2)을 초기화한다. 그 다음, 단계(116)는 플럭스 적분기의 시간 k를 0으로 초기화한다. 또한, 단계(116)은 위상 전류를 i번째 값으로 설정한다. 전압은 측정되거나, 제어 장치 소프트웨어, 예를 들면 펄스폭 변조된 전류 제어 장치를 사용한 시스템 내부에서 계산되는 것이 더 바람직하다. 위상에 걸린 평균 전압은 수학식, v_j= d_jV_bus에 따라 계산된다.

이때, dj는 위상 트랜지스터 스위치의 일효율이고, Vbus는 인버터 버스 전압이다. 위상 저항은 옴 미터를 이용하여 용이하게 측정될 수 있다.

단계(118)은 DSP로부터의 인터럽트 신호에 응답하고, 알고리즘 T의 간격 타임 샘플링 주기를 정의하는 다른 웨이트 사이클을 초기화한다. 단계(120)는 타임 변수를 k에서 k+1로 증가시킨다. 이 단계에서, 위상 전류가 제어 수단에 의해 측정된다. 따라서, 위상 플럭스가 수학식 2를 사용하여 추정된다. 회전자의 회전을 시작하기 위한 위상 권선의 구동에 앞서, 위상 권선을 통한 전류의 흐름의 상대적 크기의 판정치로부터 고정자에 대한 회전자의 초기 위치를 판정하기 위해 권선을 통해 흐르는 전류를 흐르게하는 위상 권선에 제어 신호가 인가된다. k+1에서의 추정된 플럭스가 추정 플럭스의 합과 새로이 측정된 전압값, 전류와 j번째 전류 데이터 쌍의 저항으로부터 유도된다.

논리 노드(122)는 추정 기간의 길이(N)가 k보다 작은지를 판정한다. 작지 않은 경우, 단계(120)으로 복귀한다. 단계(120 및 122)는 k가 추정 기간의 길이(N)보다 클 때까지 반복된다. 이것은 위상 전류가 판독되는 전체 추정 기간을 나타낸다. 단계(124)는 전류 플럭스 데이타 쌍을 기록하고 계수(i)를 1만큼 증분한다. 논리 노드(126)는 j가 전류 검사점의 수(M)보다 큰지를 판정한다. 그렇지 않은 경우, 단계(112)로 복귀하여 위상 P에서의 위상 전류가 0으로 다시 초기화된다. j가 M보다 큰 경우, 모든 데이타 샘플이 결정되고 기록되며, 단계(128)은 위상 전류를 0으로 다시 초기화한다.

단계(130)은 특정한 위상 P에 대한 커브를 데이타에 보간한다. 다음 위상에서의 플럭스를 추정하기 위해, SRM의 대표 위상에 대한 계수를 표시하는 변수 P가 그 단계에서 증분된다. 논리 노드(132)는 위상 P의 계수가 SRM에서의 위상의 가능한 개수보다 큰 지의 여부를 판정한다. 크지 않은 경우, 단계(106)으로 복귀되고, 위상은 활성화된다. 모든 전류 플럭스 데이타 샘플 쌍들이 결정되고 각 위상에 대하여 기록될 때까지 단계(08 내지 132)가 반복된다. 위상 P의 계수가 SRM에서의 위상의 가능한 개수보다 크다면, 단계(134)에서 정지되어, 회전자 위치 감지 루틴을 종료한다.

도 6은 4 위상 SRM이 하나의 위상에서 다음 위상으로 정류되는 동안 동작 모드(200)에서 수행된 펌웨어 단계의 흐름도를 설명한다. 이러한 정류 루틴은 기지의 회전자 위치를 갖는 SRM을 캘리브레이션하는 도 5의 캘리브레이션 루틴에 후속한다. 정류 루틴은 단계(202)에서 시작된다. 단계(204)는 회전자의 추정 속도 ω_est를 0으로 초기화한다. 단계(206)은 SRM의 소망 속력 명령 속도 ω_des를 판독한다. 논리 노드(208)는 소망 속도 ω_des가 0보다 큰지 여부를 판정한다. 크지 않은 경우, 단계(212)는 D-C-B-A인 순서를 사용하여 SRM의 위상을 역순으로 변환한다. 논리 노드(208)에서 소망 속도 ω_des가 0 보다 큰 경우, 단계(210)은 SRM의 위상을 순서 A-B-C-D를 사용하여 순방향으로 정류한다. 단계(214)는 속도 루프 보상을 판정한다. 논리 노드(216)는 회전자에 인가된 전류가 SRM에 대한 최소 동작 가능 전류 Imin 보다 큰 지 여부를 판정한다. 크지 않다면, 단계(220)은 인가된 전류 I를 최소 동작 가능 전류 Imin 과 같도록 초기화한다. 회전자에 인가된 전류가 SRM에 대한 최소 동작 가능 전류 Imin 보다 크다면, 단계(220)은 DSP로부터의 방해신호를 기다린다. 소망 위상 전류 i_j ^des를 제어함으로써, 전개된 토크와 속력이 제어된다. 예를 들어, 단순 비례 컨트롤러는 하기의 수학식으로 정의된다.

여기서, k_p는 비례 게인이다.

단계(222)는 위상 전류를 판독한다. 단계(222)에서는 부가적으로 전류 루프 보상이 소망 전류를 스위치 명령으로 변환한다. 적절한 PWM 파형을 선택하기 위한 PWM 명령도 물론 갱신된다. 단계(224)는 수학식, Ψ_est= Ψ(k-1) +(v(k)-i(k)R)·T)(단 Ψ(0)=0)에 따라서 플럭스를 추정한다.

부수적으로, 기준 플럭스 Ψ_ref는 이하의 수학식 Ψ_ref(k) = α(·)g(i(k))에 따라 이 방법에서 결정된다. 논리 노드(226)는 개별 위상 플럭스 추정치 Ψ_est를 위상 스위칭 기준 플럭스 Ψ_ref와 비교하여, 실제 회전자 각이 회전자 각 기준보다 각각의 스테이터와 회전자 전극의 축방향 정렬에 근접할 때는 제1 논리 레벨 신호를 발생시키고, 실제 회전자 각이 회전자 각 기준보다 축방향 정렬로부터 멀어질 때는 제2 논리 레벨 신호를 발생시킨다. 다른 경우에, 단계(214)로 복귀하고, 단계(214 내지 226)은 추정된 플럭스 Ψ_est가 기준 플럭스 Ψ_ref보다 클 때까지 반복된다. 추정된 플럭스 Ψ_est가 기준 플럭스 Ψ_ref보다 크면, 단계(228)은 추정 속도 ωest를 갱신한다. 단계(208 및 228)는 SRM이 디스에이블될 때까지 반복된다.

도 7에 도시된 종래 시스템에 대해 예시된 바와 같이, 위치 피드백을 이용하는 SRM 컨트롤러의 블록도가 도시되어 있다. 회로(300)는 필수적으로 디지털 신호 프로세서(DSP)(320), 인버터(340), SRM(360) 및 광-결합기(380)를 포함한다. DSP(300)는 제1 가산기(321), 속도 컨트롤러(322), 토크-전류 장치(323), 전진 각도 계산기(324), 제2 가산기(325), 전류 컨트롤러(326), 펄스-폭 변조기(PWM)(327), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(328), 위치 추정기(329), 및 속도 추정기(330)를 포함한다. DSP(320)는 두개의 출력 신호를 갖는 SRM(360)에 접속된 인버터(340)에 결합된다. SRM(360)의 제1 출력 신호는 광-결합기(380)에 결합된다. 제2 출력 신호는 DSP(320)에 결합된다. 광-결합기의 출력은 DSP(320)에 결합된다.

동작시, DSP(320)는 속도 명령(310)를 수신한다. 이 신호는 속도 추정기(330)에 의해 발생된 신호와 함께 제1 가산기(321)에서 합산된다. 이 합산은 속도 컨트롤러(322)에 의해 수신된다. 속도 컨트롤러(322)는 토크-전류 장치(323)에 의해 수신되는 토크 명령을 발생시킨다. 토크-전류 장치(323)에 의해 발생된 전류 ICMD는 제2 가산기 및 전진 각도 계산기(324)에 송신된다. 제2 가산기에서, SRM(360)로부터 수신된 전류 신호는 전류 ICMD를 감소시킨다. 이 합산은 전류 컨트롤러(326)에 의해 수신된다. 전류 컨트롤러(326)에 의해 발생된 신호는 PWM 명령을 발생시키기 위한 PWM(327)에 의해 수신된다. 이 신호는, 신호를 SRM이 판독할 수 있는 아날로그 신호로 반전하기 위한 인버터(340)에 의해 수신된다. 인버터(340)에 의해 발생된 신호는 SRM(360)에 의해 수신된다. SRM(360)은 전류 신호 및 회전자 위치 신호를 발생시킨다. 전류 신호는 스위치(328)에서 DSP(320)에 결합된다. 회전자 위치 신호는 광-결합기(380)에 결합된다. 이는 위치 추정기(329) 및 속도 추정기(330)에서 DSP로 공급되는 신호를 발생시킨다. 속도 추정기(330)에 의해 발생되는 신호는 위치 추정기(329), 전진 각도 계산기(324) 및 제1 가산기(321)에 송신된다. 위치 추정기(329)는 전진 각도 계산기(324)에 공급되는 신호를 발생시킨다. 전진 각도 계산기(324)는 DC 전압 버스에 결합된다. 전진 각도 계산기(324)는 SRM(360)내의 회전자에 대한 정류 각을 발생시킨다.

도 8은 본 발명의 원리에 따른 위치 센서 없는 SRM 컨트롤러(400)의 블록도이다. 위치 센서 없는 SRM 컨트롤러(400)는 기본적으로 DSP(420), 인버터(440) 및 SRM(460)을 포함한다. DSP(420)는 인버터(440)에 결합된다. 인버터(440)는 SRM(460)에 결합된다. DSP(420)는 제1 가산기(421), 속도 컨트롤러(422), 토크/전류 소자(423), 제2 가산기(424), 전류 컨트롤러(425), 펄스폭 변조기(PWM; 426), 아날로그/디지탈 컨버터(ADC; 427), 제1 기억 소자(428), 제2 기억 소자(429), 제3 기억 소자(430), 승산기(431), 제3 가산기(432), 적분기(433), 비교기(434), 래치(435), 클럭 신호 발생기(436) 및 속도 추정기(437)를 포함한다.

동작에 있어서, DSP(420)는 속도 명령 신호(410)를 수신한다. DSP는 인버터(440)에서 전력 소자의 상태를 제어하는 신호를 생성한다. SRM(460)은 인버터(440)로부터의 신호를 판독하여 위상 시퀀스 변환을 제어한다. SRM(460)에 의해 생성된 출력 전류 신호는 ADC(427)에 의해 측정된다. 제1 가산기(421)는 2개의 입력, 즉 속도 명령 신호(410) 및 속도 추정기(437)에 의해 생성된 신호를 수신한다. 합산된 출력은 속도 컨트롤러(422)에 의해 수신된다. 속도 컨트롤러(422)에 의해 생성된 신호는 전류 신호(ICMD)를 생성하는 토크/전류 소자로 공급된다. 제2 가산기(424)는 ICMD의 입력, SRM(460)에 의해 생성된 출력 전류 신호 및 제3 기억 소자(430)에 저장된 신호를 합산한다. 합산된 출력은 PWM(426)에 공급될 신호를 생성하는 전류 컨트롤러(425)에 의해 수신된다. PWM(460)의 출력은 인버터(440)로 공급된다. 따라서, SRM(426)에 의해 생성된 출력 전류 신호는 ADC(427)에 의해 측정된다. 제1 기억 소자(428)는 신호를 g(i)로 필터링한다. 이 신호는 α(i)의 필터(429)에 공급되어 기준 플럭스(Ψref)를 생성한다. 기준 플럭스 신호(Ψref)는 비교기(434)에 공급된다. 추정된 플럭스는 승산기(431)에서 전류 컨트롤러(425)의 출력과 DC 버스 전압을 합산함으로써 계산된다. 제3 가산기(432)는 그 곱과 SRM의 추정 저항(R)을 포함하는 제3 기억 소자(430)의 출력을 합산한다. 합산된 신호는 추정 플럭스(Ψref)를 생성하는 적분기(433)로 공급된다. 추정 플럭스(Ψref)는 기준 플럭스(Ψref)와 추정 플럭스(Ψref)를 비교하는 비교기(434)로 공급된다. 비교기(434)는 변환 신호를 생성한다. 변환 신호는 카운터(436)에 의해 구동되는 래치(435)에 저장된다. 래치된 신호는 속도 추정기(437)로 공급된다.

본 발명이 속하는 분야의 전문가는 특허청구범위에 정의된 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 여기에 설명된 실시예에 대한 다양한 대체, 변형 및 추가가 이루어질 수 있다는 것을 알 것이다.

본 발명에 따르면, 회전자 위치 센서 또는 모터의 자기 특성에 대한 상세한 종래 지식이 요구되지 않는 스위칭된 자기 저항 모터(SRM; 400)의 정류 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Claims

회전자 위치를 결정하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템에 있어서,

상기 회전자 위치, 및 주지의 방향으로 회전을 발생시키는 상기 모터의 전류-플럭스 특성을 결정하기 위한 캘리브레이션 수단; 및

상기 모터의 속도와 플럭스를 추정하고, 스위칭 플럭스를 결정하여, 상기 모터를 정류하는 시퀀싱 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템.
제1항에 있어서, 상기 캘리브레이션 수단은,

주지의 방향으로 회전을 발생시키는 캘리브레이션 시퀀스를 결정하기 위해 상기 회전자의 초기 위치를 결정하는 회전자 위치 검출 수단;

상기 회전자 검출 수단에 결합되고, 상기 스위치형 자기 저항 모터의 적어도 하나의 위상에서 위상 전류를 감지하기 위한 전류 감지 수단;

상기 전류 감지 수단에 결합되고, 상기 스위치형 자기 저항 모터의 적어도 하나의 위상에서 위상 전압을 감지하기 위한 전압 감지 수단;

상기 전압 감지 수단, 및 상기 전류 감지 수단에 결합되고, 수학식6 에 따라 상기 모터의 적어도 한 위상에서 위상 플럭스를 추정하는 플럭스 추정 수단

(Ψ는 시간 함수로서의 플럭스, V_j는 전압, r_j는 저항, 및 τ는 시간의 상한임);

각각의 위상 전류와 추정된 위상 플럭스를 각 위상에 대한 커브에 커브 피팅시키는 보간 수단; 및

각각의 위상에 대한 상기 라인의 다항식 계수를 수신하여 저장하는 저장 수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템.
제1항에 있어서, 상기 시퀀싱 수단은,

상기 위상 전류 및 위상 전압 신호로부터 실제 모터 속도 신호를 발생시키는 속도 계산 수단; 및

수학식 7에 따라 스위칭 플럭스를 계산하는 스위칭 플럭스 산출 수단

(Ψ_j(i)는 시간의 함수로서 스위칭 플럭스이고, 변수 α, 전진 계수는 추정된 속도의 함수이며₀-k｜(t)｜와 동일하고,₀및 k는 양의 상수임); 및

각각의 위상 플럭스 추정치와 상기 위상 스위칭 플럭스를 비교하여 상기 실제 회전자 각도가 상기 회전자 각도 기준보다 상기 각 고정자 및 회전자 전극의 축방향 정렬에 더 근접한 경우에는 제1 논리 레벨 신호를 생성하고, 상기 실제 회전자 각도가 상기 회전자 각도 기준보다 축방향 정렬로부터 더 이격된 경우에는 제2 논리 레벨 신호를 생성하는 비교기 수단

을 포함하고,

상기 비교기 수단으로부터의 출력 신호는 상기 실제 회전자 각도가 상기 회전자 스위칭 각도에 일치하는 경우 상태(state)를 바꾸는

것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템.
제2항에 있어서, 상기 회전자 위치 검출 수단은,

전류가 위상 권선을 통해 전원 소스 전위간을 흐르도록 제어 신호를 상기 위상 권선에 인가하고, 상기 위상 권선을 통한 전류 흐름의 감지량에 응답하여, 상기 회전자의 회전을 시작하는 상기 위상 권선의 활성화 이전에 상기 위상 권선을 통한 전류 흐름의 상대 크기의 결정으로부터 상기 회전자의 초기 위치를 결정하는 컨트롤러인 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템.
제2항에 있어서, 상기 전압 감지 수단은 PWM 전류 컨트롤러를 이용하는 시스템으로서 수학식 v_j=d_jV_bus(V_j는 평균 전압, d_j는 위상 트랜지스터 스위치의 듀티비, 및 V_bus는 인버터 버스 전압임)에 따라 각 위상의 평균 전압을 계산하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터의 제어 시스템.
다상 스위치형 자기 저항 모터를 정류하는 방법에 있어서,

회전자의 위치, 및 주지된 방향으로 회전을 발생시키기 위한 상기 모터의 전류-플럭스 특성을 결정하기 위해 상기 스위칭된 자기 저항 모터를 컬리브레이팅하는 단계; 및

측정된 플럭스에 의해 결정되는대로 상기 모터 위치를 시퀀싱하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터를 정류하는 방법.
제6항에 있어서, 상기 캘리브레이션 단계는,

상기 다상 스위치형 자기 저항 모터의 적어도 하나의 위상에서 위상 전류를 감지하는 단계;

상기 다상 스위치형 자기 저항 모터의 적어도 하나의 위상에서 위상 전압을 감지하는 단계;

상기 다상 스위치형 자기 저항 모터의 적어도 하나의 위상에서 위상 플럭스를 감지하는 단계;

상기 각각의 위상 전류 및 추정된 플럭스 측정을 저장하는 단계; 및

각각의 위상 전류 및 추정된 플럭스 측정이 피팅되도록 커브를 보간하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터를 정류하는 방법.
제6항에 있어서, 상기 시퀀싱 단계는,

상기 추정된 플럭스 측정의 위상에 대응하는 위상 스위칭 플럭스를 계산하는 단계;

각각의 위상 플럭스 추정치와 상기 위상 스위칭 플럭스를 비교하고 실제 회전자 각도가 상기 회전자 각도 기준보다 각 고정자 및 회전자 전극의 축방향 정렬에 근접한 경우에는 제1 논리 레벨 신호를 생성하고, 상기 실제 회전자 신호가 상기 회전자 각도 기준보다 축방향 정렬로부터 이격된 경우에는 제2 논리 레벨 신호를 생헝하는 단계; 및

상기 제1 및 제2 논리 레벨 신호간 상태 변화에 의해 상기 실제 회전자 각도가 상기 회전자 각도 기준과 동일한 경우를 지시하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 스위치형 자기 저항 모터를 정류하는 방법.