KR20000022918A - 반사 모드 위상 시프터 - Google Patents

반사 모드 위상 시프터

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KR20000022918A
KR20000022918A KR1019990037527A KR19990037527A KR20000022918A KR 20000022918 A KR20000022918 A KR 20000022918A KR 1019990037527 A KR1019990037527 A KR 1019990037527A KR 19990037527 A KR19990037527 A KR 19990037527A KR 20000022918 A KR20000022918 A KR 20000022918A
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Abstract

본 발명은 라디오 주파수에 대해 기계적으로 또는 전기-기계적으로 구동되는 위상 시프터이다. 전송선의 액티브 라인과 접지면간에 전도성 구조체를 이동시킴으로써 전송선을 통해 전파되는 신호의 위상을 시프트시키는 장치이다. 전도성 구조체는 액티브 라인 및/또는 접지면에 용량적으로 결합하여, 대부분의 신호를 반사하는 용량성 분로를 형성한다. 신호의 나머지 부분은 전송선의 말단을 이루는 단부에서 반사되어, 실질적으로 신호손실이 전혀 없게 된다. 전도성 구조체의 반사율은 액티브 라인 및 접지에 대한 용량에 의해서, 그 길이에 의해서, 그리고 공중 배치된 부분과 슬레지 배치된 부분간 인터페이스에서의 전계분포의 스텝에 의해서 결정된다. 슬레지의 절연 코팅에 의한 용량 증가, 임의의 길이 변경, 다중 슬레지 구조, 슬레지 단면적 등의 수정과 같은 이들 효과 중 하나 또는 몇가지를 향상시키는 설계 변형이 가능하다. 더욱이, 단지 하나의 슬레지를 사용하는 것으로 제한할 수도 있다. 다중 도전성 구조체를 사용할 때 공통 구동 메카니즘이 사용된다. 위상 시프터는 입력 신호와 반사된 출력 신호를 분리하는 신호 분리 회로와 함께 사용된다.

Description

반사 모드 위상 시프터{Reflection mode phase shifter}
본 발명은 원격 통신에 관한 것으로, 특히 안테나 빔 스티어링(steering)에 사용된 위상 시프터에 관한 것이다.
빔 스티어링은 많은 응용은 갖고 있다. 중요한 것은 원격 통신 분야에 응용이다. 무선 원격 통신에 의해 서비스되는 지리적인 영역은 "셀"이라고 하는 공간적으로 구별되는 많은 영역으로 분할된다. 통상 각각의 셀은 지형 형태에 따라 불규칙한 모양(육각형으로 이상화되어 있더라도)을 가지고 있다. 통상, 각각의 셀은 다른 장비 중에서도 라디오 및 안테나를 포함하는 기지국을 포함하는데, 이 기지국은 라디오 및 안테나를 사용하여 그 셀 내의 무선 단말기와 통신한다. 통신 통화에서, 순간적인 지리적인 변화에 기인하여, 특정한 기지국의 지리적인 도달범위를 수시로 조정하는 것이 바람직하다. 이것은 빔 스티어링에 의해 달성될 수 있다.
기지국에 의해 방사되는 전자기 신호의 자유공간 분포는 안테나 방사 패턴에 의해서 결정된다. 이 안테나 방사 패턴은 통상 방위각 및 고도 면 내의 하나의 주 로브(lobe)와 몇 개의 사이드 로브로 특징 지워진다. 대부분의 경우, 하나 또는 양 각도 차원에서, "안테나 빔"이라고도 하는 매우 좁은 주 로브를 가지고 있는 것이 바람직하다. 좁은 안테나 빔은 매우 지향적이며, 주 로브에서 각도 전력밀도가 매우 높다는 이점이 있다. 빔 폭을 좁힘에 의한 주 로브의 전력밀도의 증가를 "안테나 이득"이라고도 한다.
안테나의 빔폭이 매우 작으면, 적절한 물리적인 조정에 민감하게 된다. 이것은 안테나 빔의 각도 위치("빔 스티어링")를 변경하거나 시간에 걸쳐 안테나의 전체 방사 패턴("빔 스티어링", 예를 들면 빔 폭 등의 변경)을 수정하는 것이 종종 필요하기 때문에 중요하다. 모든 이러한 것 때문에, 원격 빔 스티어링/빔 형성 능력을 원하는 안테나 패널에 구비하게 된다.
고 이득 안테나(즉, 좁은 빔)는 평탄 어레이에 구현된 방사 안테나 요소 어레이로 구성된다. 평판은 라디오 주파수("RF")를 방사 요소에 분배하는 급전망을 또한 구비하고 있다. 각각의 물리적인 차원에서 어레이 요소의 수는 대응하는 각도 차원에서 안테나 이득으로 된다. 요소가 많고 이들의 간격이 클수록, 달성될 수 있는 최대 이득이 더 커진다. 즉, 빔의 폭이 더 작아진다. 이러한 어레이의 최종의 빔 형태 및 위치는 모든 방사 요소의 상대적인 신호 진폭 및 신호 위상을 변화시킴으로써 조정될 수 있다. 그러나, 대부분의 경우, 각각의 방사 요소에서 신호의 위상을 조정(tune)하기만 해도 된다. 이러한 신호 위상 조정은 방사 요소로의 신호 라인이나 급전망에 위상 시프터를 구현함으로써 달성될 수 있다.
적절한 위상 시프터 설계는 특정한 안테나의 유형 및 응용에 의존한다. 원격 통신에서 경쟁이 심한 시장은 크기가 작은 저가의 해결책을 요구한다. 옥외에서 비용이 드는 밀폐 인클로저가 없기 때문에, 변하는 일기조건, 온도 사이클링, 습도 및 부식에 대해 높은 안정성이 요구된다. 더욱이, 고전력 능력이 요구된다(안테나 패널당 평균 200W까지). 이것은 또한 RF 신호 전력에 대한 높은 선형성을 의미한다. 수동 장치에 있어서는 삽입 손실이 매우 낮아야 한다.
주로, 전송선에서 진행파의 위상은 몇몇 독립적인 파라미터로 조정될 수 있기 때문에, 라디오 주파수에 대해 위상 시프터를 실현하는 몇가지 방법이 있다. 길이L의 전송선을 통해 속도 ν로 전파하는 주파수 f의 전자기파가 겪는 위상 φ변화는,
φ = 2πfL/ctr
로 주어지며, f는 신호 주파수이며, ctr은 전송선에서 전파속도이며, 이 ctr은,
ctr= c0/(εeffμeff)1/2
로 결정되며, 여기서 c0는 광의 진공 속도이며, εeff및 μeff는 전파매체의 유효 유전율 및 투자율이다. 그러므로, L이나, εeff또는 μeff중 어느 하나를 변경함으로써 신호 위상 φ을 변경할 수 있다. 더욱이, 가변 인덕터 또는 커패시터는 라인으로 구현될 수 있는데, 이것으로 이들의 가변 리액턴스에 기인하여 위상이 조정될 수 있다.
이들 효과의 하나 이상을 이용하는 공지된 위상 시프터의 여러 가지 설계가 있다. 한 유형의 위상 시프터는 길이가 상이한 스위칭 가능한 지연라인을 이용한다. 이러한 위상 시프터는 크고, 무거우며, 비싸다. 더욱이, 위상 시프터에서 불연속 단계만이 가능하다. 두 번째 유형의 라인 스트레처(line-stretcher) 위상 시프터라고 하는 위상 시프터는 망원경 형태로 신장시킬 수 있는 동축 전송선을 이용한다. 그러나, 이것은 미끄럼 접촉을 요구하므로 부식에 매우 민감하다.
세 번째 유형의 위상 시프터는 버랙터 다이오드와 같은 고체상태 전자 장치를 이용한다. 그러나, 본질적으로 비선형성이기 때문에 고전력에 양립하지 않는다. 액티브 고체상태 해결책은 크고 무거우며 비싼 철탑 위의 전력 증폭기를 요구한다. 대부분 고체 상태 해결책은 전력이 매우 작은 수신 안테나에만 사용된다.
페리 자성(Ferri-magnetic) 재료("페라이트")를 사용한 위상 시프터는 직류 자장을 인가함으로써 μeff가 변경되는 것을 이용한다. 이들은 크고, 무거우며 고가이다. 최근에 개발된 박막기술은 훨씬 가벼우나, 이들은 고전력에서 비선형이다. 전기 필드 라인에 절연재료를 기계적으로 움직이게 한 위상 시프터도 있다. 대형 위상 시프터가 되게 하는 저 유전율의 재료에 있어서 유효 상대 위상 시프트는 매우 작다. 높은 절연 재료의 경우, 절연체가 적재된 영역과의 인터페이스에서 임피던스 부정합이 현저하게 일어나는데, 이것은 바람직하지 않은 반사 손실(return loss)을 야기한다. 높은 절연 재료를 사용한 해결책은 절연 공진 모드에서 전력손실이 되게 쉽다. 이러하기 때문에, 모든 종래의 해결책은 원격 통신에서 구현에 있어서 이들을 부적합하게 하는 결점을 가지고 있다.
도 1의 (a)는 전송 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 1의 (b)는 반사 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 2의 (a)는 서큘레이터를 가지고 있는 전송 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 2의 (b)는 쿼드러처 하이브리드를 가지고 있는 전송 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 3의 (a)는 버랙터 다이오드 및 말단을 가지고 있는 반사 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 3의 (b)는 슬라이딩 단락을 가지고 있는 반사 모드 위상 시프터를 나타낸 도면.
도 4의 (a)는 본 발명에 따라 공중 배치 스트립라인에서 위상 시프터의 끝 단면도.
도 4의 (b)는 도 4의 (a)에 도시한 위상 시프터의 측단면도.
도 4의 (c)는 도 4의 (a) 및 (b)에 도시한 위상 시프터의 회로도.
도 5의 (a)는 본 발명에 따라 공중 배치 스트립라인에서 또 다른 위상 시프터의 끝 단면도.
도 5의 (b)는 도 5의 (a)에 도시한 위상 시프터의 측단면도.
도 5의 (c) 및 (d)는 도 5의 (a) 및 (b)에 도시한 위상 시프터의 회로도.
도 6의 (a)는 본 발명에 따라 공중 배치 스트립라인에서 또 다른 위상 시프터의 끝 단면도.
도 6의 (b)는 도 6의 (a)에 도시한 위상 시프터의 측단면도.
도 6의 (c) 및 (d)는 도 6의 (a) 및 (b)에 도시한 위상 시프터의 회로도.
도 7의 (a)는 본 발명에 따라 다중 슬레지 구조의 끝 단면도.
도 7의 (b)는 도 7의 (a)에 도시한 위상 시프터의 측단면도.
도 8은 본 발명에 따른 위상 시프터의 여러 실시예를 나타낸 도면.
도 9는 슬레지에 대해 두 개의 쿼드러처 하이브리드 및 하나의 구동 메카니즘과 함께 사용된 위상 시프터의 끝 및 앞 단면도.
도 10의 (a) 및 (b)는 공통 구동 메키니즘으로 역방향 커플러와 함께 사용되는 위상 시프터의 앞 및 끝 단면도.
도 10의 (c) 및 (d)는 도 10의 (a) 및 (b)에 도시한 설계의 구현양상을 나타낸 도면.
도 11의 (a)-(b)는 각각 쿼드러처 하이브리드 및 역방향 커플러와 함께 사용된 직렬 위상 시프터의 앞 단면도.
도 11의 (c)는 슬레지에 대해 공통의 구동 메카니즘과 함께 직렬 위상 시프터의 단면도.
도 12는 공중 배치, 공중 배치 스트립라인(단지 하나의 슬레지), 절연 배치 마이크로스트립, 동일 평면의 도파관 및 공중 배치 마이크로스트립에서 실시예들의 단면도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
100, 350 : 위상 시프터 200 : 서큘레이터
220, 400, 600, 700, 800 : 반사 모드 위상 시프터
505, 605, 705, 805, 905, 1005, 1105 : 공중 배치 액티브 라인
510, 515, 601, 615, 710, 715, 810, 815, 910, 915, 1010, 1015, 1110, 1115 : 접지면
520, 530, 620, 630, 820, 830, 1240, 1260 : 슬레지
310 : 버랙터 다이오드 360 : 전송선
250, 975, 1100 : QHD 장치 890, 902, 1002 : 회로 보드
1000 : 역방향 커플러 회로
본 발명은 라디오 주파수에 대해 기계적으로 또는 전기-기계적으로 구동되는 위상 시프터이다. 전송선의 액티브 라인과 접지면 사이에서 슬레지라고도 하는 전도성 구조체를 이동시킴으로써 전송선을 통해 전파하는 신호의 위상을 시프트시키는 장치이다. 전도성 구조체는 액티브 라인 및/또는 접지면에 용량적으로 결합하여, 대부분의 신호를 반사하는 용량성 분로를 형성한다. 신호의 나머지 부분은 전송선의 말단을 이루는 단부에서 반사되어, 실질적으로 신호손실이 전혀 없게 된다. 라인을 따라 전도성 구조체를 이동시킴으로써, 전체 반사된 신호의 위상이 시프트된다. 본 발명은 공중 배치 또는 보드 배치된 스트립라인, 마이크로스트립, 또는 동일 평면의(coplanar) 도파관 전송선 구조 또는 임의의 다른 준-TEM 전송선 구조를 사용하여 구현될 수 있다.
전도성 구조체의 반사율은 액티브 라인 및 접지에 대한 용량에 의해서, 그 길이에 의해서, 그리고 공중 배치 부분과 슬레지 배치된 부분간 인터페이스에서의 전계분포의 스텝에 의해서, 결정된다. 슬레지의 절연 코팅에 의한 용량 증가, 임의의 길이 변경, 다중 슬레지 구조, 슬레지 단면적 등의 수정과 같은 이들 효과의 하나 또는 몇 가지를 향상시키는 설계 변형이 가능하다. 더욱이, 단지 하나의 슬레지를 사용하는 것으로의 제한 또한 가능하다.
반사 모드 위상 시프터는 입력파와 반사파를 분리할 수 있는 서큘레이터(circulator), 커플러 또는 쿼드러처 하이브리드 회로와 같은 임의의 분리장치에 접속될 수 있다. 중요한 것은 동일한 전송선 구조로 구현될 수 있다는 것이다. 본 발명은 작은 물리적인 공간과 전송선 길이를 사용하여 비교적 큰 위상 시프트를 제공한다. 매우 작은 작동힘이 요구된다. 고전력에서 동작하며 매우 큰 선형성 및 매우 낮은 삽입손실을 가지고 있다. 온도 사이클링, 습도 및 부식에 대해 높은 전기적 및 기계적인 안정성이 있어 이점이 있다. 중요한 것은 전기 빔 스티어링에 사용될 수 있어 무선 통신에서 높은 값을 가지고 있다는 것이다. 구체적으로, 이러한 위상 시프터는 언급된 특징에 따라 특히 고전력이 사용되고 낮은 삽입손실이 요구될 때 평탄 안테나에 구현에 적합한 구성요소로 된다. 위상 시프터는 또한 많은 다른 응용에서 사용될 수 있다.
다음은 이 분야에 숙련된 자가 본 발명을 제작하여 사용할 수 있게 기술된 것으로 특정 응용 및 그 요건의 맥락에서 제공된 것이다. 본 실시예의 여러 가지 수정이 이 분야에 숙련된 자들에게 명백할 것이며, 여기 정해진 일반적인 원리는 본 발명의 정신 및 범위에서 벗어남이 없이 다른 실시예 및 응용에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 실시예로 한정되는 것이 아니라, 여기 개시된 원리 및 특징에 일관된 가장 넓은 범위를 가지고 있는 것이다.
본 명세서에서 설계된 위상 시프터는 적어도 하나의 신호 전달("액티브") 라인 및 적어도 하나의 접지면을 포함하는 전송선과 함께 사용된다. 여기서 사용되는 바와 같이, "전송선"이라는 용어는 준-TEM(quasi-transverse electromagnetic) 전송선을 말한다. 무선 원격 통신 응용에 있어서, 통상 약 0.5 내지 50Ghz 범위에서는 예를 들면 마이크로스트립 또는 스트립라인과 같은 준-TEM 전송선이 일반적으로 사용된다. 간결하게 하기 위해, 본 설명에서 예시된 대부분의 실시예는 스트립라인과 함께 사용되는 위상 시프터를 보인다. 그러나, 어떤 실시예에서는 본 발명에 따른 위상 시프터는 마이크로스트립 또는 동일 평면의 도파관과 함께 사용됨을 알아야 한다. 전송선 구성에 관계없이, 어떤 실시예에서 액티브 라인은 이점을 갖고 공중 배치된다(즉, 액티브 라인과 접지 사이에 절연재료가 없다). 어떤 다른 이점 중에서도, 이러한 공중 배치는 신호손실을 감소시키며 제안된 반사 모드 위상 시프터를 쉽게 구현할 수 있게 한다.
반사 모드 위상 시프터의 주요 개념
도 1의 (a)를 참조하면, 위상 시프터(100)는 대부분의 응용에서 2포트 장치로서 사용된다. 포트 1(105)은 신호입력을 나타내며 포트 2(110)는 신호 출력을 나타낸다. 이들 신호간 상대 위상이 조정(tune)될 수 있다. 이러한 위상 시프터를 전송 모드 위상 시프터라 칭한다.
그러나, 도 1의 (b)에서 본 발명의 기본 위상 시프터 요소는 단일 포트 장치(150)이며, 여기서 입력신호 및 출력신호는 공통 포트(155)를 공유한다. 이러한 반사 모드 위상 시프터를 반사 모드 위상 시프터라고 칭한다. 반사 모드 위상 시프터를 전송 모드 위상 시프터로 변환하기 위해서, 입력 신호와 출력 신호는 분리되어야 한다.
이러한 신호 분리를 달성하는 2가지 주요 메카니즘이 있다. 시간 반전 대칭 브레이크에 기초한 한 메카니즘은 소위 서큘레이터로 실현된다. 신호간섭에 기초한 다른 메카니즘은 예를 들면 역방향 커플러 또는 쿼드러처 하이브리드("QHD")를 사용함으로써, 여러 가지 형태로 실현될 수 있다. 후자의 장치를 일반성을 잃지 않고 본 설명에서는 QHD라고 할 것이다.
도 2의 (a) 및 (b)에서, 서큘레이터(200)는 3포트 장치로서 도시되었으며 QHD(250)는 4포트 장치로 도시되었다. 본 경우, 어느 장치든(서큘레이터 또는 QHD) 2개의 포트는 신호입력 및 신호출력에 사용된다. 서큘레이터에 대해서는 205 및 210으로 표기하였고 QHD에 대해서는 255 및 260으로 표기하였다. 다른 포트 215 및 260-265은 각각 반사 모드 위상 시프터(220, 260-265)에 각각 접속된다. 그러므로, 서큘레이터에 관련해서는 하나의 반사 모드 위상 시프터가 필요하고 QHD에 관련해서는 2개의 반사 모드 위상 시프터가 필요하다. 후자의 경우에 적합한 성능을 보장하기 위해서, 2개의 단일 포트 위상 시프터가 일치하여 동작되어야 하는데, 즉 이들은 한 위상으로 설정되며, 이상적으로 동일해야 한다.
QHD의 실시형태는 하나 대신 2개의 공통적으로 구동되는 반사 모드 위상 시프터를 필요로 하기 때문에 서큘레이터보다는 더 복잡하게 될 수 있다. 그러나, 본 응용에 있어서 전력 취급 능력이 클수록 QHD의 선형성이 커지고 비용이 더 낮아지므로 상기한 단점이 무마된다. 여기 기술되는 바와 같이, 요구된 하드웨어 부담 및 조정은 본 발명에 의해서 해결된다.
서큘레이터 또는 QHD와 함께 반사 모드 위상 시프터를 사용하여 전송 모드 위상 시프터를 실현하는 것은 일반적인 것이다. 이러한 구현은 예를 들면 고체상태 위상 시프터에 사용된다. 도 3의 (a)에서, 반사 모드 위상 시프터 요소(300)는 포트(315)에서 버랙터 다이오드(310)에 의해 분로되어 있고 나머지 단부(320)가 전기적으로 개방 또는 단락되어 끝을 이룬 길이 L의 전송선(305)으로 구성된다. 화살표로 나타낸 바와 같이, 입력신호의 제 1 부분은 버랙터 다이오드(310)에서 반사되고, 제 2 부분은 말단 단부(320)에서 반사된다. 이들 반사된 신호는 포트(315)에 도착할 때 위상이 다르다. 버랙터 커패시턴스의 변화로 이들 2개의 신호의 상대 크기가 변경되고 따라서 전체 신호의 위상이 변경된다. 그러나, 전술한 바와 같이, 이러한 유형의 위상 시프터는 전력 취급 능력이 제한되며, 높은 비선형 응답을 가지며, 높은 삽입손실을 가지고 있다.
도 3b를 참조하면, 반사 모드 위상 시프터(350)의 또 다른 실현은 움직일 수 있는 슬라이딩 단락(355)을 사용한다. 위상 시프터(350)는 움직일 수 있는 슬라이딩 또는 전기적인 단락(355)을 가지고 있는 전송선(360)으로 구성된다. 전제 위상변화는 시프트된 전기길이의 2 배로 주어진다. 이러한 위상 시프터는 정밀한 슬라이딩 전기 접촉에 매우 의존하며 그러므로 노화 및 부식되기 쉽다.
반사 모드 위상 시프터 설계
본 발명의 위상 시프터는 QHD 장치와 함께 동작하는 2개의 반사 모드 위상 시프터로 구성되거나, 아니면, 대안으로 서큘레이터와 함께 동작하는 단일의 반사 모드 위상 시프터로 구성된다. 다음 설명에서는 일반성을 잃지 않고 QHD와 함께 동작되는 장치에 대해서만 참조한다.
반사 모드 위상 시프터 및 QHD는 하나의 공통 전송선 구조에 삽입된다. 기본 설계는 준-TEM 모드를 전파시키는 공지된 대부분의 전송선 구조의 양립할 수 있다. 그러나, 다음 설명에서는 먼저 공중 배치 스트립라인 구조에 중점을 둘 것이다. 다른 준-TEM 전송선 유형에 대한 구현은 나중에 기술하도록 하겠다. 더욱이, QHD-회로의 구현은 일반적인 것이기 때문에, 다음 설명은 반사 모드 위상 시프터 설계 및 그 물리적인 구현에 주로 중점을 둔다.
도 4의 (a)-(c), 도 5의 (a)-(d), 및 도 6의 (a)-(d)는 제안된 반사 모드 위상 시프터의 주요 설계를 도시한 것이다. 일반적으로, 이러한 반사 모드 위상 시프터는 임피던스 Z0, 전기적인 단락 또는 전기적인 개방을 나타내는 말단, 및 액티브 라인과 접지간 스트립라인의 상측 및 하측 공중 배치 영역에서 이동하는 2 개의 전도성 슬레지를 가지고 있는 공중 배치 스트립라인 구조로 구성되다. 이들 슬레지는 액티브 라인이나 접지에 전혀 전기적으로 접촉하지 않으나, 이들 슬레지는 액티브 라인과 접지간 공극의 대부분을 차지한다. 이들은 또한 라인을 따라 일제히 이동될 수 있다.
슬레지는 전송선에서 용량성 분로를 형성하였는데, 이것은 입력 신호의 상당한 부분을 반사시킨다. 나머지 부분은 전송선의 개방된 또는 단락된 말단에 의해서 반사되므로 전력은 전혀 손실되지 않는다. 슬레지가 전송선을 따라 이동될 때, 면이 이들과 함께 이동되므로 전체 반사된 신호의 위상을 변경한다.
도 4의 (a) 및 (b)는 본 발명에 따른 반사 모드 위상 시프터의 끝 단면 및 측단면도이다. 반사 모드 위상 시프터(400)는 공중 배치 액티브 라인(405) 및 접지면(410, 415)을 포함한다. 슬레지(420, 430)는 액티브 라인(405)과 접지면(410) 사이에 그리고 액티브 라인(405)과 접지면(415) 사이에 각각 배치된다. 말단은 액티브 라인(405) 및 접지면(410, 415)에 접속된 전기적 단락(440)에 의해 구현된다. 도시된 바와 같이, 슬레지(420, 430)는 액티브 라인(405)나 접지면(410, 415)에 전기적으로 접촉되지 않으며 액티브 라인(405)을 따라 이동할 수 있다.
도 4의 (c)를 참조하여, 실제 물리적인 실현의 상이한 한계치를 기술하는 등가 회로로부터 슬레지(420, 430)를 이해할 수 있다. 이 실시예에서, 슬레지(420, 430)은 전파하는 신호의 파장에 견주어 단락된다. 이러한 한계치에서, 슬레지(420, 430)는 액티브 라인과 접지에 대한 각각 두 개의 용량, C1및 C2를 형성한다. 이들 두 개의 용량은 직렬로 되어 있고, 이들은 신호라인에서 분로 용량 Ctot를 형성한다.
Ctot= C1C2/(C1+ C2)
슬레지(420, 430)는 상당히 두껍기 때문에, 액티브 라인과 슬레지간 공극 및 슬레지와 접지면간 공극은 매우 작으며, 따라서 C1및 C2는 매우 크다. 이러한 분로 용량으로부터 반사계수 Γtot는,
Γtot= Zc-Z0/Z0+Z0,Zc = Z0(1+iωCtotZ0)
이며, Z0는 전송선의 임피던스이다. 표 1에 나타낸 바와 같이, 유효한 반사를 얻기 위해서(즉, 조정 또는 위상 시프트 범위), 분로 용량은 커야 이점이 있으며, 즉 Ctot> 1/Z0이다.
단락 슬레지 조정 범위
ωCtotZ0 최대 조정 범위
무한대 360도
10 315도
5 273도
3 226도
2 180도
1 106도
0.5 46.3도
0 0도
도 5의 (a), (b), (c)는 공중 배치 액티브 라인(505)과 접지면(510, 515) 사이에 더 긴 슬레지(520, 530)를 가지고 있는 반사 모드 위상 시프터(500)의 실시예를 도시한 것이다. 슬레지가 길 때, 즉, 신호의 위상이 이들의 길이에 걸쳐 현저하게 변할 때, 이들 슬레지는 전송선의 일부분으로 취급된다. 공중 배치 스트립라인은 단위 길이당 특정 용량 C 및 인덕턴스 L을 가지며, 이것은 임피던스 Z0,
Z0= (L/C)1/2
를 결정한다. 여기서, 단위 길이당 용량 C는 액티브 라인(505)와 두개의 접지면(510, 515)간 용량밀도이다. 전송선의 슬레지 배치부는 단위 길이당 증가된 용량밀도를 가지고 있다. 앞의 경우와 같이, 용량 C는 지금은 액티브 라인(505)과 슬레지(520)(530)간 용량밀도와 슬레지(520)(530)과 접지(510)(515)간 용량밀도를 할당하는 2개의 직렬용량, C1및 C2로 나누어진다. 다시, 슬레지(520, 530)는 상당히 두꺼우므로, 액티브 라인(505)과 슬레지(520)(530)간 공극과 슬레지(520)(530)와 접지면(510)(515)간 공극이 매우 작고, 그러므로 C1및 C2는 매우 크다. 이 부분에서 임피던스 Z1은 대략,
Z1=(L/Ctot)1/2, Ctot= C1C2/(C1+ C2)
로 주어진다. 슬레지(520, 530)의 두께는 C1및 C2와 직렬로 접속된 부가 인덕턴스로서 간주된다. 그러나, 스트립라인 구조의 높이는 통상 λ에 비해 작기 때문에, 이 인덕턴스는 작으며 이 분석에서는 무시할 것이다. Ctot는 C보다는 훨씬 크기 때문에, 슬레지 배치 부분에서의 임피던스는 공중 배치 부분보다 훨씬 작다.
공중 배치 스트립라인을 따라 주행하는 입력 신호파는 이 임피던스 스텝에서 부분적으로 반사된다. 반사계수 Γ1은,
Γ01=(Z1-Z0)/(Z1+Z0)
로 주어진다. 이 제 1 인터페이스에서 반사되지 않는 신호 부분은 슬레지 배치 라인을 따라 주행하고 있다. 이것이 슬레지 배치 라인에서 공중 배치 라인로의 다음 인터페이스에 도달할 때, Γ10가 발생하고 이것은,
Γ10=(Z0-Z1)/(Z1+Z0) = -Γ1
로 주어지며, 여기서 Γ10는 Γ1와 크기는 같으나 부호는 다르다.
슬레지의 길이를 안내된 파장의 약 1/4, 즉 λ/4 = 90°를 선택하면, 이들 반사된 신호들의 진폭은 간섭적으로 더해지고 슬레지의 전체 반사계수 Γtot는 최대로 되어,
Γtot= ((Z1-Z0)/(Z1+Z0))2
로 주어진다. 실제 구현에서, Γtot의 크기는 인터페이스에서 전계분포의 변화가 부가적인 반사를 불러일으킬 것이기 때문에 상기 식에 의해 주어진 것보다는 클 것이다.
도 6의 (a), (b), (c)를 참조하여 개방 말단 구성에 대해 상기한 바와 같이 분석한다. 본 발명에 따른 반사 모드 위상 시프터(600)의 끝 및 측단면도를 도시하였다. 반사 모드 위상 시프터(600)는 공중 배치 액티브 라인(605) 및 접지면(610, 615)을 포함한다. 슬레지(620, 630)는 액티브 라인(605)가 접지면(610)사이에 그리고 액티브 라인(605)과 접지면(615)사이에 배치된다. 말단은 전기적 개방(640)으로 구현된다.
액티브 라인(605)의 단부에 전기적인 개방(640)을 가지고 있는 설계에서, 슬레지(620, 630)는 라인 단부를 넘어서 시프트될 수 있다. 슬레지(620, 630)는 전기적인 개방을 넘어서서는 액티브 라인으로서 동작하기 때문에, 대응 응답은 예측하기가 더욱 어렵다. 그러나, 전기적인 개방은 전기적인 단락보다는 구현하기가 더 쉽고 값이 쌀 수 있다.
위상 시프터(400, 500)의 조정 범위는 슬레지의 이동범위와 Γtot의 크기에 의해서 주어진다. 그러나, Γtot<1이기 때문에, 최대 조정 범위는 360°를 결코 넘어설 수 없다. 앞에서 나타낸 표 1 및 표 2는 각각 단락 슬레지 한계치 및 90°에 대한 최대 조정 범위를 나타낸 것이다.
넓은 스트립라인 및 λ/4-슬레지에 있어서, 공중 배치 라인에서 슬레지 배치 라인에 걸친 임피던스 변화를 대략적으로 추정할 수 있다. 임피던스 변화는 대략,
Z0/Z1 = (Ctot/C)1/2= (1/(1-채움 인자))1/2
로 주어진다. 이 관계식은 용량은 나머지 공극에 역비례한다는 가정에 기초한다. 결과적인 채움 인자(fill factor)를 표에 열거하였다. 이들은 유효 조정 범위가 적당한 채움 인자로 달성될 수 있음을 보이고 있다.
λ/4-슬레지 조정 범위
Z0/Z1 최대 조정 범위 채움 인자(넓은 라인)
무한대 360도 100.0%
10 314도 99.0%
7 296도 98.0%
5 270도 96.0%
4 248도 93.8%
3 212도 88.9%
2.5 179도 84.0%
2 148도 75.0%
1.5 90도 55.5%
1 0도 0%
단락 슬레지 및 λ/4-슬레지 외에도, 다른 슬레지 길이 및 다중 슬레지 구성이 가능하다. 이들 구성은 구조적인 인터페이스에 대해서 향상된 효과를 가지고 있다. 도 7의 (a) 및 (b)는 본 발명에 따른 반사 모드 위상 시프터(700)의 끝 및 측단면도를 도시한 것이다. 반사 모드 위상 시프터(700)는 공중 배치 액티브 도 8의 (b)를 참조하면, 공중 배치 스트립라인은 접지면(860)과 접지면(865) 사이의 중앙 위치에 장착되는 회로 보드(890) 상에 액티브 라인(855)을 지지하게 하여 실현될 수 있다. 완전한 대칭을 유지하고 회로 보드(890)의 유전손실을 감소시키기 위해서 회로 보드(890) 상에 액티브 라인을 양면 인쇄하는 것이 이점이 있다. 이들 층간 부가적인 바이어스(도시 없음)는 불균일형 전위 여기를 억제한다.
반사 모드 위상 시프터의 위상 응답 오차는 주로 슬레지의 제어되지 않은 수직 이동에 의해 생긴다. 이것은 슬레지와 라인간, 또는 라인과 접지간 용량에 악영향을 미친다. 도 8의 (c)에서, 두 개의 슬레지간 공통의 단단한 연결부(895)는 이러한 효과를 감소시킨다. 도 8의 (d)에 도시한 바와 같이, 이러한 이중 슬레지 구조가 한 방향으로 수직으로 움직이게 되면 일측의 액티브 라인과 슬레지간 용량이 증가하게 되고 액티브 라인의 일측(884)에서는 용량이 감소하게 된다. 그러나, 이들 효과는 우선적으로 상쇄된다.
도 8의 (c) 및 (d)에서, 공통의 단단한 연결부(895)는 접지면중 하나에 슬롯에 의해 구현될 수 있다. 명백히, 이러한 기구식 관통공(feed-through)은 액티브 라인에서 충분한 거리에 배치된다. 슬레지는 액티브 신호를 전달하기 때문에 신호누설을 피하기 위해서 이러한 연결부는 비도통으로 하는 것이 유리하다. 공통의 단단한 연결부(895)는 슬레지를 구동하는데 사용될 수 있으며 원격제어용 스텝핑 모터에 부착될 수 있다.
도 8의 (e)에서, 간단한 트랙킹 메카니즘에 의해 액티브 라인의 스크래칭을 피한다. 이것은 회로 보드(897)에만 기계적으로 접촉되게 하는 셀프 센터링 슬레지(896)로서 구현될 수 있다. 셀프 센터링 슬레지(896)는 액티브 라인(898)과의 접촉을 피한다.
슬레지 구현
슬레지는 충분히 큰 컨덕턴스를 가지고 있는 임의의 재료로 구성된다. 예를 들면, 알루미늄은 매칭을 쉽게 할 수 있게 하는 완벽한 슬레지 재료이며 가볍고 높은 컨덕턴스를 가지고 있다. 전술한 바와 같이, 슬레지는 접지면과 회로 보드 사이에서 슬라이딩한다. 접지나 액티브 라인과 전기적으로 접촉하는 것을 피하기 위해서, 슬레지는 얇은 절연 재료층으로 코팅될 수 있다. 예를 들면, 알루미늄 슬레지는 하드 코팅(약 2mil의 두께로 코팅) 절연성의 약간 미끄럽고 스크래칭에 대해 기계적으로 안정된 표면으로 된다. 이러한 코딩의 유전율은 1보다 크기 때문에, 용량 Ctot는 더욱 높아져 조정범위가 증가한다.
슬레지의 자기 저항은 액티브 라인 및 접지에 대한 그 용량에 의해서, 그 길이에 의해서, 그리고 공중 배치 라인과 슬레지 배치 라인간 인터페이스에서 전계분포의 스텝에 의해서, 결정된다. 예를 들면, 슬레지의 절연 코팅에 의한 용량 증가, 임의의 길이 변경, 다중 슬레지 구조, 슬레지 단면적의 수정 등과 같은 효과 중 하나 또는 몇몇을 향상시키는 설계 변경이 가능하다. 더욱이, 단지 하나의 슬레지만을 사용하는 것으로 제한하는 것이 가능하다.
쿼드러처 하이브리드 및 다른 장치 구현
전술한 바와 같이, 반사 모드 위상 시프터는 서큘레이터, 커플러 및 다른 쿼드러처 하이브리드 설계 등에 의해서 구현될 수 있다. 반사 모드 위상 시프터 장치는, 스스로, 또는 입력 및 반사 신호를 분리할 수 있게 하는 임의의 다른 회로와 함께, 기능할 수 있다. 쿼드러처 하이브리드 및 역방향 커플러 장치의 바람직한 실시예를 이하 기술한다.
도 9의 (a)-(d)는 쿼드러처 하이브리드 회로(QHD)와 함께 사용되는 반사 모드 시프터의 끝 및 앞 단면도를 도시한 것이다. 동일한 전송선 구조(예를 들면, 공중 배치 스트립라인)를 사용하는 것이 이점이 있다. 각각의 위상 시프터 장치의 크기가 작기 때문에, 이들은 QHD-회로에 수월하게 부착될 수 있다. QHD 장치(900)는 접지면(910)과 접지면(915) 사이의 중앙 위치에서 장착되는 회로 보드(902)에 의해 지지된 액티브 라인(905)을 가지고 있다. 전술한 바와 같이, 2개의 반사모드 위상 시프터(920, 930)는 4포트 QHD 장치에 필요하다. 구체적으로, 제 1 반사 모드 위상 시프터(920)는 포트 1(940)에서, 액티브 라인(905)와 접지면(910) 사이에 그리고 액티브 라인(905)과 접지면(915) 사이에 각각 배치된 이중 슬레지 구조를 가지고 있다. 제 2 반사 모드 위상 시프터(930)는 마찬가지로 포트 2(950)에 배치된다. 포트(960, 970)는 QHD 장치(900)의 입력 및 출력 포트이다.
도 9의 (c) 및 (d)는 QHD 장치(975)에 대한 균일한 구동 메카니즘을 도시한 것이다. QHD 회로와 함께 위상 시프터의 적합한 수행을 보장하기 위해서, 이들 반사 모드 위상 시프터 장치는 일제히 구동되어야 한다. 이것은 이중 슬레지를 하나의 공통의 단단한 슬레지(980)에 접속함으로써 구성될 수 있다. 각각의 슬레지는 액티브 라인으로부터 신호를 전달하기 때문에, 이들 QHD-브랜치들간에 교차결합이 일어날 것이다. 그러나, 시뮬레이션 및 측정에 따르면 이러한 교차결합 효과는 무시할 수 있는 크기(<-40dB)임을 보였다.
도 10의 (a)-(d)는 역방향 커플러 회로와 함께 사용되는 반사 모드 위상 시프터의 끝 및 앞 단면도를 도시한 것이다. 역방향 커플러 장치(1000)는 접지면(1010)과 접지면(1015) 사이의 중앙 위치에 장착된 회로 보드(1002)에 의해 지지되는 액티브 라인(1005)를 가지고 있다. 전술한 바와 같이, 2개의 반사 모드 위상 시프터는 4포트 역방향 커플러 장치에 필요하다. 이 경우, 균일 구동 메카니즘(1080)을 가지고 있는 이중 슬레지 구조는 액티브 라인(1005)과 접지면(1010) 사이에 그리고 액티브 라인(1005)과 접지면(1015) 사이에 각각 배치된다. 구조적으로, 공중 배치 스트립라인 역방향 커플러는 회로 보드(1020) 상의 라인(1080)으로 표시된 4 포트를 가지고 있다. 최상위 층(1082)과 최하위 층(1084)만이 라인(108)들 사이에 확장한다. 이들은 겹치기 때문에, 신호 전력은 한 라인에서 다른 라인에 그리고 그 역으로 결합할 수 있다. 바이어스(1088)는 불균일형 여기를 피하기 위해서 라인(1080)의 각각에 배치된다.
도 11의 (a)-(c)는 직렬 위상 시프터에 대한 총괄적인 구동 메카니즘을 가지고 있는 QHD 및 역방향 커플러 회로와 함께 사용되는 반사 모드 위상 시프터의 끝 및 앞 단면도를 도시한 것이다. QHD 장치(1100)는 접지면(1110)과 접지면(1115)사이의 중심위치에 장착되는 회로 보드(1102)에 의해 지지되는 액티브 라인(1105)을 가지고 있다. 공통의 구동 메카니즘(1180)에 접속된 직렬 이중 슬레지 구조는 액티브 라인(1105)와 접지면(1110) 사이에 그리고 액티브 라인(1105)와 접지면(1115) 사이에 배치된다. 역방향 커플러 장치(1150)의 구성도 유사하다. 2 개 이상의 본 발명의 위상 시프터를 직렬로 사용함으로써 조정 범위가 향상된다. 모든 위상 시프터의 슬레지는 도시된 바와 같이 결합될 수 있으므로 단지 하나의 작동기만이 필요하다.
다른 전송선 구조
공중 배치된 스트립라인이 바람직한 전송선 구조로서 사용되더라도, 현재의 위상 시프터 설계에 많은 변경이 있다. 이들은 모두 동일한 기본원리를 이용한다. 일반적으로, 임의의 준-TEM 전송선은 반사 모드 위상 시프터를 사용할 있다. 다음은 단지 예시적인 것이다.
도 12의 (a)는 비교할 목적으로 전술한 공중 배치 스트립라인 장치(1200)를 도시한 것이다. 일반적으로, 공중 배치 라인 구현은 높은 임피던스 비(Z0/Z1), 및 높은 용량 증가(ωCtot/Z0)가 달성될 수 있는 이점이 있다. 필드의 대부분이 회로 보드로 제한되면, 슬레지는 프린징 필드에서만 이동하며 슬레지의 대응하는 충돌은 훨씬 작아진다.
공중 배치 스트립라인 구조 외에도 많은 다른 전송선 구조는 본 위상 시프터 설계와 양립할 수 있다. 도 12의 (b)는 하나의 슬레지(1240)를 사용한 공중 배치 스트립라인 장치(1230)를 도시한 것이다. 보드 배치 마이크로스트립 장치(1250)를 도 12의 (c)에 도시하였다. 슬레지(1260)는 액티브 라인(1265)과 커버(1270)(접지) 사이에서 이동한다. 슬레지(1260)는 그 수직 이동에 대한 민감도를 줄이기 위해서 돌출부(1275)를 가지고 있다. 구체적으로, 도 12의 (c) 및 (e)에 도시한 비대칭 슬레지 설계로, 액티브 라인과 슬레지 사이에 그리고 슬레지와 접지 사이에서 전계분포가 유사하게 된다. 그러므로 용량은 동일하게 된다. 슬레지의 수직 이동은 한 용량을 감소시키고 다른 용량은 증가시키므로, 상쇄가 우선적으로 일어난다.
도 12의 (d)는 동일 평면의 도파관 장치(1280)를 도시한 것이다. 도시된 바와 같이 대칭형 이중층 형태로 배치되어 있다면, 두 개의 슬레지(1282, 1284)는 공중 배치 스트립라인(1200)에 대해 전술한 바와 같은 많은 이점을 달성하는데 사용될 수 있다. 도 12의 (e)는 하나의 슬레지(1295)를 사용하는 공중 배치 마이크로스트립 장치(1290)를 도시한 것이다. 슬레지(1295)의 비대칭 형태는 이 경우에 슬레지(1295)의 수직 이동으로 인한 위상 응답의 오차를 보상하는데 도움이 될 수 있다.
본 발명에 따른 위상 시프터는 마이크로스트립 또는 동일 평면의 도파관과 함께 사용됨을 알아야 한다. 전송선의 구성에 관계 없이, 실시예에서는 액티브 라인이 이점을 갖고 공중 배치된다(즉, 액티브 라인과 접지 사이에 절연 재료가 없다). 어떤 다른 이점 중에서도, 이러한 공중 배치는 신호 손실을 감소시키며 제안된 반사 모드 위상 시프터를 쉽게 구현할 수 있게 한다.
전술한 바에 비추어 이 분야에 숙련된 자들에게 본 발명의 많은 수정 및 대안 실시예가 명백할 것이다. 따라서, 본 설명은 단계 예시적인 것으로 해석되어야 하며 본 발명의 실행하는 최상의 실시형태를 이 분야에 숙련된 자들에게 교시하기 위한 것이다. 본 발명의 취지에서 벗어나지 않고 구조의 상세함을 변경할 수 있으며 첨부된 특허 청구 범위 내에 있는 모든 수정예의 독점 사용이 확보된다.

Claims (40)

  1. 실질적으로 평행하게 그리고 서로 이격되게 설치된 적어도 하나의 액티브 라인과 적어도 하나의 접지를 가지고 있는 전송선을 통해 전파되는 신호를 위상 시프트시키는 위상 시프팅 장치에 있어서,
    일측 단부에 말단(termination)을 가지고 있는 상기 전송선; 및
    상기 전송선을 따라 슬라이딩되고 상기 적어도 하나의 액티브 라인과 상기 적어도 하나의 접지 중 적어도 하나와 용량적으로 결합되는 적어도 하나의 전도성 구조체로서, 용량성 분로(capacitive shunt)로서 동작하고 상기 신호의 대부분을 반사시키는 적어도 하나의 전도성 구조체를 구비하고 있는 위상 시프팅 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 말단은 상기 신호의 나머지 부분을 반사시킴으로써 신호 손실이 없도록 하는 위상 시프팅 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체가 상기 전송선을 따라 이동함에 따라 반사면이 이동함으로써 상기 신호의 위상이 시프트되는 위상 시프팅 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 상기 적어도 하나의 액티브 라인 및 상기 적어도 하나의 접지와 전기적으로 접촉되지 않은 위상 시프팅 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 상기 적어도 하나의 액티브 라인과 상기 적어도 하나의 접지 사이의 갭의 대부분을 채우는 위상 시프팅 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 전송선의 국부적인 정전 용량은 상기 용량성 분로에서 높아지고, 상기 용량성 분로는 상기 신호의 대부분을 반사시키기 위해 불연속적으로 동작하는 위상 시프팅 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 용량성 분로는 상기 신호의 상기 대부분을 반사시키기 위해 적어도 하나의 국부적인 커패시터로서 동작하는 불연속적인 것인 위상 시프팅 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 대부분의 라인 길이에 걸쳐 상기 전송선의 정전 용량을 감소시켜서, 저 임피던스를 가진 전송선 부분을 형성함으로써, 상기 전송선 부분에 대해 두 임피던스 스텝에서 반사를 일으키는 위상 시프팅 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 저 임피던스를 가진 상기 전송선 부분은 신호 반사를 최대화하는 ((n * 180°) + 90°)의 전기 길이를 가지고 있는 위상 시프팅 장치.
  10. 제 1 항에 있어서, 보다 넓은 조정 범위가 상기 용량성 분로의 보다 높은 값에 대응하는 위상 시프팅 장치.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 전송선은 공중 배치된 스트립라인 장치, 보드 배치된 스트립라인 장치, 공중 배치된 마이크로스트립 장치, 보드 배치된 마이크로스트립 장치, 및 동일 평면 도파관 장치로 구성된 그룹에서 선택된 하나인 위상 시프팅 장치.
  12. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 상기 액티브 라인에 실질적으로 수직인 이동에 대한 민감성을 감소시키기 위해 돌출된 부분을 가지고 있는 위상 시프팅 장치.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 상기 적어도 하나의 전도성 구조체의 상기 액티브 라인에 수직인 이동으로 인한 위상 응답의 오차를 보상하기 위해 비대칭인 위상 시프팅 장치.
  14. 제 1 항에 있어서, 상기 말단은 전기적인 단락과 전기적인 개방을 구비하고 있는 그룹에서 선택된 하나인 위상 시프팅 장치.
  15. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 액티브 라인은 반사된 출력 신호로부터 입력 신호를 분리하는데 사용되는 서큘레이터의 포트인 위상 시프팅 장치.
  16. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 액티브 라인은 반사된 출력 신호로부터 입력 신호를 분리하는데 사용되는 쿼드러처 하이브리드의 하나의 포트이고,
    상기 쿼드러처 하이브리드는 제 2 전도성 구조체에 결합된 제 2 포트를 더 포함하고 있는 위상 시프팅 장치.
  17. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 액티브 라인은 반사된 출력 신호로부터 입력 신호를 분리하는데 사용되는 역방향 커플러의 하나의 포트이고,
    상기 역방향 커플러는 제 2 전도성 구조체에 결합된 제 2 포트를 더 포함하고 있는 위상 시프팅 장치.
  18. 제 1 항에 있어서, 공통 구동 메카니즘이 상기 적어도 하나의 전도성 구조체중 하나 이상의 전도성 구조체를 이동시키는데 사용되는 위상 시프팅 장치.
  19. 제 1 항에 있어서, 위상 시프팅 범위가 상기 적어도 하나의 전도성 구조체 중 하나 이상의 전도성 구조체를 직렬 연결함으로써 증가되는 위상 시프팅 장치.
  20. 제 1 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 하나의 구동 메카니즘을 가지고 있는 이중 슬레지(sledge) 구조체인 위상 시프팅 장치.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 이중 슬레지 구조체는 적어도 하나의 액티브 라인의 스크래칭을 방지하기 위해 셀프 센터링 메카니즘을 가지고 있는 위상 시프팅 장치.
  22. 반사 모드 위상 시프터에 있어서,
    신호를 전달하는 적어도 하나의 액티브 라인과 적어도 하나의 접지면을 가지고 있고, 일측 단부에 말단을 가지고 있는 전송선;
    상기 전송선을 따라 이동될 수 있는 전도성 표면층을 가지고 있는 적어도 하나의 재료 부분으로서, 상기 적어도 하나의 액티브 라인과 상기 적어도 하나의 접지면 중 하나에 용량적으로 결합되고, 상기 전송선에 증가된 국부적인 정전 용량을 형성하며, 상기 증가된 국부적인 정전 용량은 상기 신호의 대부분을 반사시키기 위해 불연속적으로 동작하는 적어도 하나의 재료 부분을 구비하고 있는 반사 모드 위상 시프터.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 말단은 상기 신호의 나머지 부분을 반사시켜서 신호 손실이 없게 하는 반사 모드 위상 시프터.
  24. 제 22 항에 있어서, 상기 전송선을 따라 상기 적어도 하나의 재료가 이동함에 따라 반사면이 이동함으로써 상기 신호의 위상이 시프트되는 반사 모드 위상 시프터.
  25. 제 22 항에 있어서, 상기 불연속은 상기 신호를 대부분 반사시키기 위해 국부적인 커패시터로서 작용하는 반사 모드 위상 시프터.
  26. 제 22 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 재료는 대부분의 라인 길이에 걸쳐 상기 전송선의 정정 용량을 감소시켜서, 저 임피던스를 가진 전송선 부분을 형성함으로써, 상기 전송선 부분에 대해 두 임피던스 스텝에서 반사를 일으키는 반사 모드 위상 시프터.
  27. 제 26 항에 있어서, 상기 저 임피던스를 가진 전송선 부분은 신호 반사를 최대화하는 ((n * 180°) + 90°)의 전기 길이를 가지고 있는 반사 모드 위상 시프터.
  28. 제 22 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 재료는 상기 적어도 하나의 재료의 수직 이동으로 인한 위상 응답의 오차를 보상하기 위해 비대칭인 반사 모드 위상 시프터.
  29. 제 22 항에 있어서, 공통 구동 메카니즘이 상기 적어도 하나의 전도성 재료 중 하나 이상의 전도성 재료를 이동시키는데 사용되는 반사 모드 위상 시프터.
  30. 제 22 항에 있어서, 위상 시프팅 범위는 상기 적어도 하나의 재료 중 하나 이상의 재료를 직렬 접속함으로써 증가되는 반사 모드 위상 시프터.
  31. 적어도 하나의 액티브 라인, 적어도 하나의 접지 및 일측 단부의 말단을 가지고 있는 전송선 상으로 전송되는 신호용의 위상 시프터에 있어서,
    상기 전송선을 따라 슬라이딩되고, 상기 적어도 하나의 액티브 라인과 상기 적어도 하나의 접지 중 적어도 하나에 용량적으로 결합되는 적어도 하나의 전도성 구조체를 각각 가지고 있는 적어도 하나의 반사 모드 위상 시프터로서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체가 용량성 분로로서 동작하고 상기 신호의 대부분을 반사시키는 적어도 하나의 반사 모드 위상 시프터; 및
    반사된 출력 신호로부터 입력 신호를 분리하기 위해 상기 적어도 하나의 반사 모드 위상 시프터에 결합된 신호 분리 회로를 구비하고 있는 위상 시프터.
  32. 제 31 항에 있어서, 상기 전송선을 따라 상기 적어도 하나의 전도성 구조체가 이동함에 따라 반사면이 이동함으로써 상기 신호의 위상이 시프트되는 위상 시프터.
  33. 제 31 항에 있어서, 상기 전송선의 정전 용량은 상기 용량성 분로에서 증가되고, 상기 용량성 분로는 상기 신호의 대부분을 반사시키기 위해 불연속적으로 동작하는 위상 시프터.
  34. 제 31 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 전도성 구조체는 대부분의 라인 길이에 걸쳐 상기 전송선의 정전 용량을 감소시켜서, 저 임피던스를 가진 전송선 부분을 형성함으로써, 상기 전송선 부분에 대해 두 임피던스 스텝에서 반사를 일으키는 위상 시프터.
  35. 제 34 항에 있어서, 저 임피던스를 가진 상기 전송선 부분은 신호 반사를 최대화하는 ((n * 180°) + 90°)의 전기 길이를 가지고 있는 위상 시프터.
  36. 제 31 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 구조체는 상기 적어도 하나의 전도성 구조체의 수직 이동으로 인한 위상 응답의 오차를 보상하기 위해 비대칭인 위상 시프터.
  37. 제 31 항에 있어서, 공통 구동 메카니즘이 상기 적어도 하나의 전도성 구조체 중 하나 이상의 전도성 구조체를 이동시키는데 사용되는 위상 시프터.
  38. 제 31 항에 있어서, 위상 시프팅 범위는 상기 적어도 하나의 전도성 구조체 중 하나 이상의 전도성 구조체를 직렬 접속함으로써 증가되는 위상 시프터.
  39. 제 31 항에 있어서, 상기 신호 분리 회로는 서큘레이터, 역방향 커플러 및 쿼드러처 하이브리드 장치로 구성된 그룹에서 선택된 하나인 위상 시프터.
  40. 제 31 항에 있어서, 상기 신호 분리 회로와 상기 반사 모드 위상 시프터는 공통 전송선 구조를 이용하는 위상 시프터.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020035013A (ko) * 2002-01-29 2002-05-09 이시동 고주파 가변 시간 지연 회로

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE519751C2 (sv) * 2000-10-27 2003-04-08 Allgon Ab Anordning för lobinställning
EP1235296A1 (en) * 2001-02-14 2002-08-28 Era Patents Limited Phase shifter tunable via apertures in the ground plane of the waveguide
US6456236B1 (en) * 2001-04-24 2002-09-24 Rockwell Collins, Inc. Ferroelectric/paraelectric/composite material loaded phased array network
WO2003019720A1 (en) * 2001-08-23 2003-03-06 Ems Technologies, Inc. Microstrip phase shifter
FR2833431B1 (fr) * 2001-12-06 2004-12-17 Cit Alcatel Lineariseur a predistorsion a large bande de frequences
EP1331688A1 (en) 2002-01-29 2003-07-30 Era Patents Limited Waveguide
US6917256B2 (en) * 2002-08-20 2005-07-12 Motorola, Inc. Low loss waveguide launch
US6809694B2 (en) * 2002-09-26 2004-10-26 Andrew Corporation Adjustable beamwidth and azimuth scanning antenna with dipole elements
CN100508379C (zh) * 2002-10-10 2009-07-01 双信电机株式会社 可变延迟线
GB0224724D0 (en) * 2002-10-23 2002-12-04 Plasma Antennas Ltd An electromagnetic switch
JP2006506013A (ja) * 2002-11-08 2006-02-16 イーエムエス テクノロジーズ インコーポレイテッド 可変電力分割器
US7221239B2 (en) * 2002-11-08 2007-05-22 Andrew Corporation Variable power divider
SE526987C2 (sv) 2004-04-15 2005-11-29 Cellmax Technologies Ab Matningsnät för antenner
US20060006962A1 (en) * 2004-07-08 2006-01-12 Du Toit Cornelis F Phase shifters and method of manufacture therefore
JP2006254114A (ja) * 2005-03-10 2006-09-21 Soshin Electric Co Ltd 遅延線
FI20055285A (fi) * 2005-06-03 2006-12-04 Filtronic Comtek Oy Tukiasema-antennin syöttöjärjestely
SE531633C2 (sv) * 2007-09-24 2009-06-16 Cellmax Technologies Ab Antennarrangemang
SE531826C2 (sv) * 2007-09-24 2009-08-18 Cellmax Technologies Ab Antennarrangemang
CN103094689B (zh) * 2013-02-04 2016-03-16 京信通信系统（中国）有限公司 介质移相模块及其移相单元、馈电网络和天线
JP5991225B2 (ja) * 2013-02-15 2016-09-14 日立金属株式会社 移相回路およびアンテナ装置
CN103825070B (zh) * 2014-03-14 2015-11-18 江苏捷士通射频系统有限公司 一种超宽带小型化移相器单元及其联动机构
CN104051821B (zh) * 2014-05-23 2019-03-01 京信通信技术(广州)有限公司 介质移相器
CN105826684B (zh) * 2015-01-05 2019-07-02 安弗施无线射频系统（上海）有限公司 移相装置和电调天线
CN105390824B (zh) * 2015-12-14 2018-06-19 华为技术有限公司 劈裂天线的馈电网络和劈裂天线
JP2017152793A (ja) * 2016-02-22 2017-08-31 ＡＰＲＥＳＩＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ株式会社 移相器及びこれを備えたアンテナ装置
EP3252865A1 (en) * 2016-06-03 2017-12-06 Alcatel- Lucent Shanghai Bell Co., Ltd Apparatus forming a phase shifter and an antenna
CN111180892B (zh) * 2018-11-09 2021-05-07 京信通信技术(广州)有限公司 天线及移相器
CN109672424A (zh) * 2019-02-17 2019-04-23 平湖市奥特模星电子有限公司 一种反射型移相器
US11183746B2 (en) * 2019-06-19 2021-11-23 Raytheon Company Reflective microstrip tuning circuit
CN112821020B (zh) * 2020-12-30 2021-11-12 昆山瀚德通信科技有限公司 一种可调式移相器
CN113937440B (zh) * 2021-09-09 2022-05-27 电子科技大学长三角研究院(湖州) 一种基于变容二极管的微带反射式动态太赫兹移相器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2463415A (en) * 1943-08-26 1949-03-01 Westinghouse Electric Corp Shorting bar for concentric lines
US2557686A (en) * 1946-03-27 1951-06-19 John A Radio Wave guide with electrical end termination
US3423699A (en) * 1967-04-10 1969-01-21 Microwave Ass Digital electric wave phase shifters
US3768045A (en) * 1971-10-05 1973-10-23 Korea Inst Sci & Tech Wide range variable phase shifter
US4187480A (en) 1977-03-31 1980-02-05 Hazeltine Corporation Microstrip network having phase adjustment
JPS55149501A (en) * 1979-05-10 1980-11-20 Fujitsu Ltd Phase shifter
JPS59117301A (ja) * 1982-12-23 1984-07-06 Mitsubishi Electric Corp 位相調整装置
US4602227A (en) * 1984-07-30 1986-07-22 Rca Corporation Coaxial LC phase-shifter for phase-controlled television broadcast switching circuit
JPS61234102A (ja) 1985-02-05 1986-10-18 Fujitsu Ltd マイクロストリツプライン型簡易移相器
JPH05121902A (ja) * 1991-10-25 1993-05-18 Nippon Dengiyou Kosaku Kk 移相器
JPH06296101A (ja) * 1993-04-07 1994-10-21 Mitsubishi Electric Corp ローデッドライン形半導体移相器
JPH09232801A (ja) 1996-02-22 1997-09-05 Mitsubishi Electric Corp 反射形移相器
KR100280568B1 (ko) * 1998-07-23 2001-03-02 구관영 주파수 위상 제어기

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020035013A (ko) * 2002-01-29 2002-05-09 이시동 고주파 가변 시간 지연 회로

Also Published As

Publication number Publication date
DE69917396T2 (de) 2005-06-02
EP0984509B1 (en) 2004-05-19
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KR100581271B1 (ko) 2006-05-22
US6333683B1 (en) 2001-12-25
DE69917396D1 (de) 2004-06-24
EP0984509A3 (en) 2001-08-22
JP2000091803A (ja) 2000-03-31
CA2279704A1 (en) 2000-03-04

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