JP2000091803A - 位相シフタ - Google Patents

位相シフタ

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JP2000091803A
JP2000091803A JP11250367A JP25036799A JP2000091803A JP 2000091803 A JP2000091803 A JP 2000091803A JP 11250367 A JP11250367 A JP 11250367A JP 25036799 A JP25036799 A JP 25036799A JP 2000091803 A JP2000091803 A JP 2000091803A
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JP
Japan
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phase shifter
transmission line
signal
conductive structure
active line
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JP11250367A
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English (en)
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Karl Georg Hampel
ジョージ ハンペル カール
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Nokia of America Corp
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Lucent Technologies Inc
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    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/32—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by mechanical means

Landscapes

  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 通信事業への応用に適した、機械的あるいは
電気機械的に制御される無線周波数位相シフタを提供す
る。 【解決手段】 本発明に係る位相シフタは、導電性構成
物を伝送線路のアクティブラインと接地面との間で移動
させることにより、当該伝送線路を伝播する信号の位相
をシフトさせる。導電性構成物はアクティブラインと接
地面とに対して静電的に結合しており、信号の大部分を
反射する静電的シャントとして機能する。信号の残りの
部分は伝送線路の終端された端部で反射され、実質的に
信号損失は無い。導電性構成物を伝送線路に沿って移動
させることにより、反射信号全体の位相がシフトされ
る。本発明は、空隙あるいは基板によって支持されたス
トリップライン、マイクロストリップ、あるいはコプラ
ナー導波路伝送線路構造あるいは他の擬似ＴＥＭ伝送線
路構造を用いてインプリメントされうる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は通信に関し、特に、
アンテナビームステアリングに用いられる位相シフタに
関する。
【０００２】
【従来の技術】ビームステアリングは種々の応用を有し
ている。その中でも重要なものは、通信分野への応用で
ある。無線通信システムによってサービスを提供されて
いる地形的領域は、“セル”と呼称される、複数個の空
間的に明確な領域に分割されている。各々のセルは、通
常、地形に依存して不規則な形状を有している（しかし
ながら、理想化して六角形で表わされる）。一般的に
は、各々のセルは基地局を有しており、基地局には、就
中、当該基地局が当該セル内の無線端末と通信する目的
で利用する無線及びアンテナが含まれる。通信トラフィ
ックにおける即時的な地形的変動のために、特定の基地
局の地形的カバー範囲を調節することがしばしば望まし
いこととなる。このことは、ビームステアリングによっ
て実現される。
【０００３】基地局アンテナから放射された電磁波信号
の自由空間での分布は、アンテナの放射パターンによっ
て決定される。このアンテナ放射パターンは、通常、方
位角方向及び仰角方向のそれぞれにおける一つのメイン
ローブ及び複数個のサイドローブによって特徴付けられ
る。多くの場合、非常に狭いメインローブ、すなわち
“アンテナビーム”を単一あるいは角度面内で双方向に
有することが望ましい。その利点は、狭いアンテナビー
ムは非常に高い指向性を有しており、メインローブの角
強度密度が非常に高いことである。ビーム幅を狭めるこ
とによるメインローブの強度密度の増大は、“アンテナ
利得”とも呼称される。
【０００４】アンテナのビーム幅が非常に狭い場合に
は、アンテナは適切な物理的調整に敏感になる。このこ
とは重要なことである。なぜなら、アンテナビームの角
度方向の位置を変更すること（“ビームステアリン
グ”）あるいは時間の経過に関してアンテナの放射パタ
ーン全体を修正すること（“ビームシェーピング”、例
えばビーム幅の変更など）がしばしば必要になるためで
ある。このため、ビームステアリング／ビームシェーピ
ングの遠隔操作機能をアンテナパネルに組み込むことが
望ましい。
【０００５】高利得（すなわち狭ビーム）アンテナは、
通常、平面（フラット）パネルアレイにインプリメント
された放射アンテナエレメントアレイよりなる。フラッ
トパネルは、さらに、無線周波数（“ＲＦ”）電力を放
射エレメントに分配する給電ネットワークを有してい
る。各々の物理的次元におけるアンテナエレメントの個
数は、対応する角度方向におけるアンテナ利得を決め
る。エレメント数がより多く、かつ、それらの間隔が大
きいほど、より高い最大利得、すなわちより狭いビーム
幅、が実現可能である。このようなアレイの最終的なビ
ーム形状及び位置は、全ての放射エレメントへの相対的
な信号強度及び信号の位相を変化させることによって調
節可能である。しかしながら、多くの場合において、各
放射エレメントの信号位相をチューニングするだけで充
分である。この種の信号位相調節は、放射エレメントへ
の信号線あるいは給電ネットワークへ位相シフタをイン
プリメントすることによって実現されうる。
【０００６】適切な位相シフタの設計は、そのアンテナ
のタイプ及びアプリケーションに依存する。通信業界に
おいては、非常に競争が激しいために、小さなサイズの
低コストソリューションが求められる。戸外環境におい
ても、高コストゆえ密閉性のエンクロージャを用いるこ
とができないため、変化する気象条件、温度変化、湿
度、及び腐食に対して、高度に安定であることが必要と
される。さらに、許容入力電力レベルが高いこと（アン
テナパネル当たり平均２００Ｗ）が必要とされる。この
ことは、さらに、ＲＦ信号強度に関する高い直線性を意
味している。受動素子の場合には、挿入損失が非常に低
いことが必要とされる。
【０００７】原理的には、伝送線路を伝播する波の位相
はいくつかの独立パラメータによって調節可能であるた
め、無線周波数における位相シフタを実現するためには
複数個のアプローチが存在する。長さＬの伝送線路を伝
播する周波数ｆの電磁波の位相変化φは、 φ＝２πｆＬ／ｃtr によって与えられる。ここで、ｃtrは伝送線路内の伝播
速度であり、 ｃtr＝ｃ0／（εeffμeff）0.5 によって与えられる。ここで、ｃ0は真空中の光速、ε
eff及びμeffはそれぞれ伝送媒体の実効誘電率及び実効
透磁率である。それゆえ、信号の位相φは、Ｌ、εeff
あるいはμeffのいずれかを変化することによって変え
ることが可能である。さらに、可変インダクタあるいは
キャパシタを伝送線路にインプリメントすることも可能
であり、それらの可変リアクタンスによって位相を調節
することが可能となる。
【０００８】これらの効果を利用した位相シフタの種々
の設計が知られている。あるタイプの位相シフタは、相
異なった長さを有する切り替え可能な遅延線を利用して
いる。この種の位相シフタは、大きく、重く、かつ高価
である。さらに、位相シフト量を離散的にしか選択でき
ない。第二のタイプの位相シフタは、ラインストレッチ
ャ位相シフタと呼称されるものであり、伸縮式望遠鏡の
ように伸縮可能な同軸伝送線路を用いたものである。し
かしながら、このタイプは、スライド式コンタクトを必
要とし、それゆえ腐食に非常に敏感である。
【０００９】第三のタイプの位相シフタは、バラクタダ
イオードのようなソリッドステートエレクトロニクス素
子を利用する。しかしながら、このタイプは、固有の非
線型性のために、高電力レベルでは用いることが不可能
である。能動型のソリッドステート素子を用いたソリュ
ーションでは、アンテナ搭の頂部にパワーアンプを必要
とし、これは大きく、重く、かつ高価である。それゆ
え、ソリッドステートソリューションは、大部分が、パ
ワーレベルの非常に低い受信アンテナに関してのみ実際
的である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】強磁性材料（“フェラ
イト”）を用いた位相シフタは、直流磁界を印加するこ
とによるμeffの変化を利用する。それらは大きく、重
く、かつ高価である。近年開発された薄膜技法を用いる
ことによってより軽くすることが可能であるが、それら
は高電力レベルでは非線型である。電界内の誘電体の機
械的な移動を用いる位相シフタも存在する。但し、低誘
電率材料に関しては実効的な相対位相シフトは非常に小
さく、巨大な位相シフタが必要となる。高誘電率材料に
関しては、高誘電率材料を装荷した領域への境界におい
て著しいインピーダンス不整合が起こり、リターンロス
が望ましい範囲を超えてしまう。さらに、高誘電率材料
を用いるソリューションは、誘電体の共鳴モードでの電
力損失が起こる傾向がある。よって、従来技術に係るあ
らゆるソリューションには欠点があり、通信事業への応
用を不適にしている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、機械的あるい
は電気機械的に制御される無線周波数位相シフタを実現
する。本発明に係るデバイスは、導電性構成物（以下、
スレッジとも呼称される）を伝送線路のアクティブライ
ンと接地面との間で移動させることにより、当該伝送線
路を伝播する信号の位相をシフトさせる。導電性構成物
はアクティブラインと接地面とに対して静電的に結合し
ており、信号の大部分を反射する静電的短絡（キャパシ
ティブシャント:capacitive shunt）として機能する。
信号の残りの部分は伝送線路の終端された端部で反射さ
れ、実質的に信号損失は無い。導電性構成物を伝送線路
に沿って移動させることにより、反射信号全体の位相が
シフトされる。本発明は、空隙あるいは基板によって支
持されたストリップライン、マイクロストリップ、ある
いはコプラナー導波路伝送線路構造あるいは他の擬似Ｔ
ＥＭ伝送線路構造を用いてインプリメントされうる。
【００１２】導電性構造物の反射率は、そのアクティブ
ライン及び接地面への容量、長さ、及び空隙によって支
持された部分とスレッジによって支持された部分との間
の境界における電界分布の段差によって決定される。こ
れらのうちの単一あるいは複数個の効果を増強するよう
な、例えばスレッジを誘電体材料によってコートするこ
と、長さの変化、複数スレッジ構造、スレッジの断面積
の修正などによる容量の増加などの変更も可能である。
さらに、単一のスレッジのみを使うように制限すること
も可能である。
【００１３】本発明に係る反射モード位相シフタは、入
力波と反射波とを分離するサーキュレータ、カップラあ
るいはクワドラチャハイブリッド回路等のあらゆるアイ
ソレーションデバイスに接続可能である。重要なこと
は、本発明に係る位相シフタが、同一の伝送線路構造を
用いてインプリメント可能なことである。本発明に係る
デバイスは、わずかの物理的空間及び伝送線路長を用い
て比較的大きい位相シフトを実現する。移動させるため
の力はほんのわずかでよい。高電力レベルにおいても動
作し、非常に高い直線性を有し、かつその挿入損失は非
常に少ない。さらに、本発明に係る位相シフタは電気的
かつ機械的に非常に安定で、温度変化、湿度及び腐食の
影響を受けにくい。重要なことは、本発明に係るデバイ
スが電気的なビームステアリングに用いられうること
で、それゆえ、無線通信において非常に有用である。詳
細に述べれば、上述された特徴のために、本発明に係る
位相シフタが、フラットパネルアンテナのインプリメン
テーション、特に高電力レベルが用いられて低挿入損失
が要求される場合に、非常に魅力的なコンポーネントと
なる。本発明に係る位相シフタは、他の多くのアプリケ
ーションにおいても用いられうる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下の記述は、当業者が本発明を
実施してそれを利用することを可能にするためになされ
るものであり、ある特定の応用例及びその要求に関連し
てなされている。本明細書に記載された実施例に関する
種々の変形例が当業者であれば容易に考えられ、また、
本明細書において規定された一般的な原理は他の実施例
あるいはアプリケーションに適用可能であるが、それら
は本発明の技術的範疇に包含される。よって、本発明は
本明細書において記述される実施例に制限されるもので
はなく、本明細書に記載された原理及び特徴によって規
定される最大の技術的範疇に従うものである。
【００１５】本発明に従った位相シフタは、少なくとも
一つの信号担持（“アクティブ”）ラインと少なくとも
一つのグランドプレーン（接地面）とを有する伝送線路
と共に用いられるものである。本明細書においては、
“伝送線路”という用語は、擬似横電磁モード（ＴＥ
Ｍ）伝送線路を示している。およそ０．５から５０ギガ
ヘルツ（ＧＨｚ）の無線通信応用に関しては、マイクロ
ストリップあるいはストリップラインなどの擬似ＴＥＭ
伝送線路が通常用いられる。以下、説明を簡潔にする目
的で、本発明に係る位相シフタの実施例が、ストリップ
ラインと共に用いられるものとして記述される。しかし
ながら、ある実施例においては、本発明に係る位相シフ
タがマイクロストリップあるいはコプラナー導波路と共
に用いられていることに留意されたい。伝送線路のコン
フィグレーションに拘わらず、ある実施例においては、
アクティブラインが空隙支持されている（すなわち、ア
クティブラインと接地面との間に誘電体材料が配置され
ていない）。このような空隙支持は、信号損失を低減す
るという主要な利点を有しており、本発明に係る反射モ
ード位相シフタのインプリメンテーションを容易にす
る。
【００１６】図１は、多くのアプリケーションにおいて
２ポートデバイスとして用いられる位相シフタ１００を
示している。ポート１（１０５）は信号入力を表わして
おり、ポート２（１１０）は信号出力を表わしている。
双方の信号の間の相対的な位相がチューニングされう
る。この種の位相シフタは、透過モード位相シフタと呼
称される。
【００１７】図２は、本発明に係る単一ポートデバイス
である、基本位相シフト素子１５０を示している。当該
素子においては、入力信号と出力信号とが共通ポート１
５５を共有している。この種の位相シフタ素子は、反射
モード位相シフタと呼称される。反射モード位相シフタ
を透過モード位相シフタに変換するためには、入力信号
と出力信号とを分離しなければならない。
【００１８】この種の信号分離を実現するための原理的
な機構は２種類存在する。一方の機構は、時間反転対称
性の破れに基づいており、所謂サーキュレータにおいて
実現される。他の機構は、信号の干渉に基づいており、
例えば後方結合器あるいはクワドラチャハイブリッド
（“ＱＨＤ”）等を用いることによって、種々の様式で
実現される。以下、本明細書においては、後者のデバイ
スは、一般性を失うことなく、ＱＨＤと総称される。
【００１９】図３及び図４には、３ポートデバイスとし
てのサーキュレータ２００及び４ポートデバイスとして
のＱＨＤがそれぞれ示されている。これらの場合には、
それぞれのデバイス（サーキュレータあるいはＱＨＤ）
の２ポートが、信号入力及び信号出力として用いられ
る。すなわち、サーキュレータではポート２０５及び２
１０であり、ＱＨＤにおいてはポート２５５及び２６０
である。他のポート２１５あるいは２６０／２６５は、
それぞれ反射モード位相シフタ２２０あるいは２７０／
２７５に接続されている。それゆえ、サーキュレータと
共に用いる場合には１つの反射モード位相シフタが、Ｑ
ＨＤと共に用いる場合には２つの反射モード位相シフタ
が、それぞれ必要となる。後者の場合に適切な性能を保
証するためには、双方の単一ポート位相シフタが協調し
て動作する、すなわち、それらによって設定される位相
シフト量が理想的に同一であること、が必要である。
【００２０】ＱＨＤを利用する場合は、１つではなく２
つの共通駆動される反射モード位相シフタが必要とされ
るため、サーキュレータよりもより複雑に見える。しか
しながら、ＱＨＤを利用する場合には、より高い電力を
取り扱う能力があり、より高い線型性を有しており、か
つＱＨＤのコストが著しく低い、という事実が、より重
要となる。本明細書に記述されているように、ハードウ
エアのオーバーヘッド及び調整は、本発明に従ってエレ
ガントな方式で解決される。
【００２１】反射モード位相シフタとサーキュレータあ
るいはＱＨＤを組み合わせて用いることによって透過モ
ードを実現することは、当業者には既知である。このよ
うなインプリメンテーションは、例えばソリッドステー
ト位相シフタに用いられている。図５は、長さＬの伝送
線路３０５とそれをポート３１５においてシャントして
いるバラクタダイオード３１０よりなる反射モード位相
シフタ素子３００を示している。伝送線路の他端３２０
は電気的に開放かあるいは短絡されている。矢印によっ
て示されているように、入力信号の第一部分はバラクタ
ダイオード３１０によって反射され、第二部分は端部３
２０によって反射される。反射された双方の信号は、ポ
ート３１５に到達した時点で相異なった位相を有してい
る。バラクタダイオードのキャパシタンスを変化させる
ことによって、前記双方の信号の相対的な大きさが変化
し、そのため、全信号の位相が変化する。しかしなが
ら、前述されているように、この種の位相シフタは、取
り扱うことが可能な電力が制限されており、高い非線型
応答性を有しており、挿入損失も高い。
【００２２】図６は、可動スライド短絡３５５を用いる
反射モード位相シフタの別の実例３５０を示している。
位相シフタ３５０は、伝送線路３６０と可動スライドす
なわち電気的短絡３５５より構成されている。短絡３５
５を線路３６０に沿ってスライドさせることにより、反
射点が決定される。総位相変化量は、電気的長さの２倍
によって与えられる。この位相シフタは、電気的な接触
を正確にスライドさせることに強く依存しており、それ
ゆえ、経年変化及び腐食を受けやすい。
【００２３】本発明に係る位相シフタは、ＱＨＤデバイ
スと共に機能する二つの反射モード位相シフタ素子、あ
るいは、サーキュレータと共に機能する単一の反射モー
ド位相シフタ素子よりなる。以下の議論においては、Ｑ
ＨＤと共に機能するデバイスのみを参照するが、一般性
は失われない。
【００２４】反射モード位相シフタ及びＱＨＤは、単一
の共通伝送線路構造に埋め込まれうる。その基本的設計
は、擬似ＴＥＭモードを伝播する公知の伝送線路構造の
大部分とコンパチブルである。しかしながら、以下の記
述は、まず空隙支持ストリップライン構造に焦点を当て
る。他の擬似ＴＥＭ伝送線路タイプに関するインプリメ
ンテーションは、後に記述される。さらに、ＱＨＤ回路
のインプリメンテーションは公知であるため、以下の議
論においては、主として反射モード位相シフタ設計及び
その物理的インプリメンテーションが主として取り上げ
られる。
【００２５】図７から９、図１０から１３及び図１４か
ら１７は、本発明に係る反射モード位相シフタの主たる
設計を示している。一般的には、この反射モード位相シ
フタは、インピーダンスＺ0を有する空隙支持ストリッ
プライン構造、電気的短絡あるいは電気的開放を表わす
終端、及び、ストリップラインのアクティブラインと接
地面との間の上部及び下部空隙支持領域を移動する二つ
の導電性スレッジよりなる。これらのスレッジは、アク
ティブラインあるいは接地面のいずれとも電気的な接触
を有していないが、これらのスレッジはアクティブライ
ンと接地面との間の空隙のかなりの部分を占有してい
る。これらは、伝送線路に沿って同時に移動させること
が可能である。
【００２６】スレッジは、伝送線路における静電的短絡
を構成しており、このため、入力信号の大部分が反射さ
れる。残りの部分は、伝送線路の開放あるいは短絡終端
によって反射されるため、電力損失は無い。スレッジが
線路に沿って移動させられると、反射面がそれに従って
移動し、全反射信号の位相が変化する。
【００２７】図７及び図８には、本発明に従った反射モ
ード位相シフタの端部及び側部断面図がそれぞれ示され
ている。反射モード位相シフタ４００は、空隙支持アク
ティブライン４０５及び接地面４１０／４１５を有して
いる。スレッジ４２０及び４３０は、それぞれアクティ
ブライン４０５と接地面４１０の間、及びアクティブラ
イン４０５と接地面４１５の間、に配置されている。終
端は、アクティブライン４０５と接地面４１０／４１５
との間に接続された電気的短絡４４０によって実現され
ている。図示されているように、スレッジ４２０及び４
３０は、アクティブライン４０５あるいは接地面４１０
／４１５には電気的に接続されておらず、アクティブラ
イン４０５に沿って移動可能である。
【００２８】図９を参照すると、スレッジ４２０及び４
３０からの信号反射が、実際の物理的な具体化の相異な
った極限を記述する等価回路によって理解される。この
実施例においては、スレッジ４２０及び４３０は、伝播
信号の波長に比較して短い。この極限においては、スレ
ッジ４２０及び４３０は、それぞれアクティブラインと
接地面との間に接続された二つの静電容量Ｃ1及びＣ2を
構成する。これら二つの静電容量は直列に接続されてお
り、全体として、信号線におけるシャント容量Ｃｔｏｔ
を形成する： Ｃtot＝Ｃ1Ｃ2／（Ｃ1＋Ｃ2） スレッジ４２０及び４３０がかなりの厚みを有している
ため、アクティブラインとスレッジとの間の空隙、及び
スレッジと接地面との間の空隙は非常に小さく、従って
Ｃ1及びＣ2は非常に大きい。このシャント容量による反
射係数Γtotは、Γtot＝Ｚc−Ｚ0／Ｚc＋Ｚ0、かつＺC
＝Ｚ0／（１＋ｉωＣtotＺ0）のように表わされる。こ
こで、Ｚ0は伝送線路のインピーダンスである。第１表
に示されているように、充分な反射（すなわち位相シフ
ト調節範囲）を実現するためには、シャント容量は充分
に大きくなければならない：ωＣtot＞１／Ｚ0。 第１表： 短スレッジの場合のチューニング範囲 ─────────────────────────────────── ωＣtotＺ0 最大チューニング範囲 ─────────────────────────────────── 無限大 ３６０° １０ ３１５° ５ ２７３° ３ ２２６° ２ １８０° １ １０６° ０．５ ４６．３° ０ ０° ───────────────────────────────────
【００２９】図１０から１３には、空隙支持アクティブ
ライン５０５と接地面５１０／５１５との間に、より長
いスレッジ５２０／５３０を有する反射モード位相シフ
タ５００の実施例が示されている。スレッジが長い、す
なわち、信号の位相がスレッジの長さ方向でかなり変化
する場合には、スレッジは伝送線路の一部として取り扱
われる。空隙支持ストリップラインは、単位長さ当たり
特定の容量Ｃ及びインダクタンスＬを有しており、それ
らが伝送線路のインピーダンスＺ0を決定する： Ｚ0＝（Ｌ／Ｃ）0.5 ここで、単位長さ当たりの容量Ｃは、アクティブライン
５０５と接地面５１０／５１５との間の静電容量密度で
ある。伝送線路のスレッジ支持部分は、単位長さ当たり
の容量密度が増大している。前記実施例と同様、容量Ｃ
を二つの直列接続された容量Ｃ1及びＣ2に分割する。こ
こでは、それぞれ、アクティブライン５０５とスレッジ
５２０（５３０）との間の容量密度、およびスレッジ５
２０（５３０）と接地面５１０（５１５）との間の容量
密度である。スレッジ５２０／５３０がかなりの厚みを
有しているため、アクティブライン５０５とスレッジ５
２０（５３０）との間の空隙、及びスレッジ５２０（５
３０）と接地面５１０（５１５）との間の空隙は非常に
小さく、それゆえＣ1及びＣ2は非常に大きい。この部分
のインピーダンスＺ1は、おおよそ次式にて与えられ
る： Ｚ1＝（Ｌ／Ｃtot）0.5、Ｃtot＝Ｃ1Ｃ2／（Ｃ1＋Ｃ2） スレッジ５２０／５３０の厚みは、Ｃ1及びＣ2と直列に
なる付加インダクタンスとしてみなされる。しかしなが
ら、ストリップライン構造の高さは信号波長λに比べて
通常は小さいため、このインダクタンスは小さく、ここ
での解析では無視される。ＣtotがＣよりもはるかに大
きいため、スレッジ支持部分のインピーダンスは空隙支
持部分よりもはるかに小さい。
【００３０】空隙支持ストリップラインに沿って伝播す
る入力信号波は、このインピーダンス段差において一部
分反射される。反射係数Γ01は、 Γ01＝（Ｚ1−Ｚ0）／（Ｚ1＋Ｚ0） によって与えられる。信号のうちの、この第一境界にお
いて反射されない部分は、スレッジ支持ラインに沿って
伝播する。スレッジ支持部分から空隙支持部分への次の
境界に到達すると、部分的な反射Γ10が起こる： Γ10＝（Ｚ0−Ｚ1）／（Ｚ1＋Ｚ0）＝−Γ01 すなわち、Γ10はΓ01と同一の大きさを有しているが、
相異なった符号を有する。
【００３１】スレッジの長さが伝播させられる波長λの
１／４付近であるように選択される場合には、λ／４＝
９０°であるので、反射された信号が同相で加算され、
スレッジでの総反射係数Γtotが最大値を取る： Γtot＝（（Ｚ1−Ｚ0）／（Ｚ1＋Ｚ0））2 実際のインプリメンテーションにおいては、Γtotの大
きさは、この式によって与えられるものよりもさらに大
きい。なぜなら、境界における電界分布の変化がさらに
反射を引き起こすからである。
【００３２】図１４から図１７では、上記解析が開放終
端配置に関してなされている。本発明に係る反射モード
位相シフタ６００が、端部断面図及び側部断面図で示さ
れている。反射モード位相シフタ６００は、空隙支持ア
クティブライン６０５及び接地面６１０／６１５を有し
ている。スレッジ６２０／６３０は、それぞれアクティ
ブライン６０５と接地面６１０との間、及びアクティブ
ライン６０５と接地面６１５との間に配置されている。
終端は、電気的開放６４０によって実現されている。
【００３３】アクティブライン６０５の端部に電気的開
放６４０を有する設計においては、スレッジ６２０／６
３０は、伝送線路端部を越えて移動させられることが可
能である。このような場合の応答を予測することはより
困難である。なぜなら、スレッジ６２０／６３０が、電
気的開放を越えてアクティブラインとして機能するから
である。しかしながら、電気的開放は、電気的短絡と比
較して、より容易かつ安価に実現されうる。
【００３４】位相シフタ４００、５００及び６００のチ
ューニング範囲は、スレッジの移動範囲及びΓtotの大
きさによって決定される。しかしながら、Γtot＜１で
あるので、最大チューニング範囲が３６０°を越えるこ
とはあり得ない。既に参照された第１表及び以下に示す
第２表は、短スレッジ限界及び９０°スレッジのそれぞ
れの場合の最大チューニング範囲を示している。
【００３５】幅の広いストリップライン及びλ／４スレ
ッジに関しては、空隙支持部分からスレッジ支持部分へ
の伝送線路のインピーダンス変化が大凡推定されうる。
インピーダンス変化は、近似的に、 Ｚ0／Ｚ1＝（Ｃtot／Ｃ）0.5＝（１／（１−充填ファク
タ））0.5 によって与えられる。この関係式は、容量が残存する空
隙に逆比例するという仮定に基づいている。対応する充
填ファクタは、以下の第２表に示されている。第２表よ
り、適度な充填ファクタに関して、かなり広いチューニ
ング範囲が得られている： 第２表： λ／４スレッジの場合のチューニング範囲 ─────────────────────────────────── Ｚ0／Ｚ1 最大チューニング範囲 充填ファクタ（広ライン） ─────────────────────────────────── 無限大 ３６０° １００．０％ １０ ３１４° ９９．０％ ７ ２９６° ９８．０％ ５ ２７０° ９６．０％ ４ ２４８° ９３．８％ ３ ２１２° ８８．９％ ２．５ １７９° ８４．０％ ２ １４８° ７５．０％ １．５ ９０° ５５．５％ １ ０° ０％ ───────────────────────────────────
【００３６】短スレッジ限界及びλ／４スレッジの場合
に加えて、他のスレッジ長及び多重スレッジ配置も可能
である。これらの配置は、足し合わせられる干渉という
観点から効果を増大させる。図１８及び１９は、本発明
に従った反射モード位相シフタの、それぞれ端部断面図
及び側部断面図である。反射モード位相シフタ７００
は、空隙支持アクティブライン７０５及び接地面７１０
／７１５を有している。多重スレッジ７２０−７２４／
７３０−７３４は、それぞれ、アクティブライン７０５
と接地面７１０の間、及びアクティブライン７０５と接
地面７１５の間、に配置されている。終端は、電気的短
絡７４０によって実現されている。
【００３７】反射モード位相シフタの物理的インプリメ
ンテーション 図２０、２１、２２、２３及び２４は、それぞれ、本発
明に係る反射モード位相シフタの相異なった実施例の端
部断面図である。図２０は、反射モード位相シフタ８０
０の空隙支持ストリップラインにおける実施例を示して
いる。位相シフタ８００は、アクティブライン８００及
び接地面８１０／８１５を有している。スレッジ８２０
／８３０は、それぞれ、アクティブライン８０５と接地
面８１０の間、及びアクティブライン８０５と接地面８
１５の間、に配置されている。
【００３８】図２１は、接地面８６０／８６５の中央に
設置されたプリント回路基板８９０上にアクティブライ
ン８５５を配置することによって実現された空隙支持ス
トリップラインを示している。完全な対称性を維持し、
かつ、回路基板８９０の誘電損失を低減する目的で、回
路基板８９０上に両面プリント回路によるアクティブラ
インを実現することは有効である。両面のアクティブラ
イン間にビアコンタクトをさらに付け加えることが可能
であり（図示せず）、相異なったモードの励振を抑制す
る。
【００３９】反射モード位相シフタの位相応答における
余裕は、主として、スレッジの垂直方向の未制御の動き
によって決定される。この動きは、スレッジとライン
間、及びラインと接地間の容量に影響を与える。図２２
に示されているように、双方のスレッジ間に共通剛体接
続８９５を設けることにより、前記垂直方向の動きによ
る影響が著しく低減される。図２３に示されているよう
に、このような二重スレッジ配置における垂直方向の一
方向への動きは、スレッジとアクティブラインとの間の
容量を一方では増加させ、他方では減少させる。しかし
ながら、この双方の影響は、一次的には打ち消し合う。
【００４０】図２２及び図２３においては、共通剛体接
続８９５が、一方の接地面に設けられたスロットを通じ
て実現されている。明らかに、この機械的なフィードス
ルーは、アクティブラインから充分な距離を有して設け
られなければならない。信号漏洩を防止する目的で、こ
の接続を非導電性材料とすることは有効である。なぜな
ら、スレッジそれ自体はアクティブ信号を担持するから
である。共通剛体接続８９５はスレッジを駆動する目的
でも利用可能であり、遠隔操作目的でステッピングモー
ターに接続されることも可能である。
【００４１】図２４は、アクティブラインへの接触を、
単純なトラッキング機構によって防止する例を示してい
る。これは、セルフセンタリングスレッジ８９６として
実現されており、機械的な接触を回路基板８９７とのみ
行なうものである。セルフセンタリングスレッジ８９６
は、アクティブライン８９８との接触を防止する。
【００４２】スレッジのインプリメンテーション スレッジは、充分に高い電気伝導度を有するあらゆる材
料より構成されるものである。例えば、アルミニウム
は、加工が容易であること、軽量であること及び高い電
気伝導度を有することから、完璧なスレッジ材料であ
る。前述されているように、スレッジは、接地面と回路
基板との間をスライドする。接地面やアクティブライン
との電気的接触を防止する目的で、絶縁性材料よりなる
薄膜によってスレッジがコートされることも可能であ
る。アルミニウム製スレッジは、（およそ２ミルほどの
被覆膜厚で）ハードコートされることが可能であり、絶
縁性で幾分なめらかであり、かつスクラッチに対して機
械的に安定な表面が実現される。このコーティングの比
誘電率は１より大きいため、容量Ｃtotはさらに増大
し、チューニング範囲が増大する。
【００４３】スレッジによる反射は、そのアクティブラ
イン及び接地に対する容量、その長さ、及び空隙支持部
分とスレッジ支持部分との間の境界における電界分布の
段差によって決定される。スレッジへの誘電体コーティ
ング、スレッジ長の変化、多重スレッジ構造、スレッジ
断面の修正など、前記効果のうちの一つあるいは複数を
増大させるような設計変更も可能である。さらに、単一
のスレッジのみを使うという制限も可能である。
【００４４】クワドラチャハイブリッド及び他のデバイ
スのインプリメンテーション 前述されているように、反射モード位相シフタは、サー
キュレータ、カップラ及び他のクワドラチャハイブリッ
ドデザインなどと共にインプリメントされうる。反射モ
ード位相シフタ素子は、それ自体で、あるいは入射波と
反射波とを分離することが可能なその他のあらゆる素子
と共に機能する。クワドラチャハイブリッド及び後方結
合器デバイスを用いた実施例は後述される。
【００４５】図２５から図２８は、クワドラチャハイブ
リッド回路（ＱＨＤ）と共に用いられる反射モード位相
シフタの端部及び上部断面図である。同一の伝送線路構
造（例えば、空隙支持ストリップライン）が用いられ
る。各位相シフタ素子が小さいため、それらは直接ＱＨ
Ｄ回路に接続されうる。ＱＨＤデバイス９００は、接地
面９１０及び９１５の間の中心にマウントされた回路基
板９０２によって支持されるアクティブライン９０５を
有している。前述されているように、二つの反射モード
位相シフタ９２０／９３０が、４ポートＱＨＤデバイス
に関しては必要となる。詳細に述べれば、第一反射モー
ド位相シフタ９２０は、ポート１（９４０）に設置され
ており、アクティブライン９０５と接地面９１０との
間、及びアクティブライン９０５と接地面９１５との間
にそれぞれ配置された二重スレッジを有している。第二
反射モード位相シフタ９３０は、同様に、ポート２（９
５０）に設置されている。ポート９６０及び９７０は、
ＱＨＤデバイス９００の入力及び出力ポートである。
【００４６】図２７及び図２８には、単一の駆動機構を
有するＱＨＤデバイス９７５が示されている。ＱＨＤ回
路に関する位相シフタの適切な性能を保証する目的で、
双方の反射モード位相シフタ素子は協調して駆動される
必要がある。このことは、双方の二重スレッジを接続し
て単一の剛体スレッジ９８０とすることによって実現さ
れる。各スレッジがアクティブラインからの信号を伝達
するため、このような配置においてはＱＨＤの双方の分
岐間でのクロスカップリングが発生する。しかしなが
ら、シミュレーション及び実験により、このクロスカッ
プリング効果は無視しうる大きさ（＜−４０ｄＢ）であ
ることが示される。
【００４７】図２９から図３２には、後方結合器回路と
共に用いられる反射モード位相シフタの端部及び上部断
面図が示されている。後方結合器デバイス１０００は、
接地面１０１０と１０１５との間の中心に設置された回
路基板１００２によって支持されるアクティブライン１
００５を有している。前述されているように、４ポート
後方結合器デバイスに関しては、二つの反射モード位相
シフタが必要となる。この場合には、単一の駆動機構１
０８０を有する二重スレッジ構造が、アクティブライン
１００５と接地面１０１０との間、及びアクティブライ
ン１００５と接地面１０１５との間に、それぞれ配置さ
れている。ポート１０６０及び１０７０は、後方結合器
デバイス１０００の入力及び出力ポートである。構造的
には、図３１に示されているように、空隙支持ストリッ
プライン後方結合器は、回路基板１０２０上にライン１
０８０によって表わされる四つのポートを有している。
上面のみのレイヤ１０８２と下面のみのレイヤ１０８４
がライン１０８０間に延在している。それらがオーバー
ラップしているため、信号パワーが一方のラインと他方
のラインとの間で結合する。ビアコンタクト１０８８
が、相異なったモードの励振を回避する目的で、各ライ
ン１０８０内に配置されている。
【００４８】図３３、図３４、及び図３５には、一連の
位相シフタに対する集中駆動機構を有する、ＱＨＤ及び
後方結合器回路と共に用いられる反射モード位相シフタ
の端部断面図及び上部断面図が示されている。ＱＨＤデ
バイス１１００は、接地面１１１０及び１１１５の間の
中心に配置された回路基板１１０２によって支持されて
いるアクティブライン１１０５を有している。共通の駆
動機構１１８０によって結合された一連の二重スレッジ
構造が、アクティブライン１１０５と接地面１１１０と
の間、及びアクティブライン１１０５と接地面１１１５
との間に配置されている。同様の配置が、後方結合器デ
バイス１１５０に関しても示されている。本発明に係る
位相シフタを二つあるいはそれ以上直列接続して用いる
ことにより、チューニング範囲が拡大される。図示され
ているように、全ての位相シフタ素子のスレッジが接続
されているため、単一のアクチュエータのみが必要とさ
れる。
【００４９】他の伝送線路構造 以上の説明においては、空隙支持ストリップラインが伝
送線路構造の実例として用いられているが、本発明に係
る位相シフタデザインに関しては、種々の改変例が存在
する。それらは全て同一の基本原理を利用している。一
般に、あらゆる擬似ＴＥＭ伝送線路に関して、本発明に
係る反射モード位相シフタを利用することが可能であ
る。以下はそのうちのいくつかの例である。
【００５０】図３６には、これまでに述べてきた空隙支
持ストリップラインデバイス１２００が、比較目的で図
示されている。一般に、空隙支持ストリップラインによ
るインプリメンテーションは、高インピーダンス比Ｚ0
／Ｚ1が実現できる、高キャパシタンス増大ωＣtotＺ0
が実現できる、という利点を有している。電界の主要部
分が回路基板内に閉じこめられてしまうと、スレッジに
はフリンジ電界のみしか作用せず、従ってそのスレッジ
による影響ははるかに小さくなる。
【００５１】空隙支持ストリップライン構造以外にも、
他の多くの伝送線路構造が本発明に係る位相シフタデザ
インとコンパチブルである。図３７は、単一のスレッジ
１２４０を有する空隙支持ストリップラインデバイス１
２３０が示されている。図３８には、基板支持マイクロ
ストリップデバイス１２５０が示されている。スレッジ
１２６０は、アクティブライン１２６５とカバー（接
地）１２７０との間に配置されている。スレッジ１２６
０は、垂直方向の動きに対する感度を低減する目的で、
凸形状部分１２７５を有している。詳細に述べれば、図
３８及び図４０に示されている非対称スレッジデザイン
により、アクティブラインとスレッジとの間の電界分布
がスレッジと接地との間の電界分布と類似になる。それ
ゆえ、容量が同一になる。スレッジの垂直移動によって
一方の容量が低減されて他方が増大する際、一次的には
打ち消し合う。
【００５２】図３９は、コプラナー導波路デバイス１２
８０が示されている。図示されているように対称二重層
形態となるようレイアウトされる場合には、前述された
空隙支持ストリップライン１２００に関して示された利
点のうちの多くを実現する目的で、二つのスレッジ１２
８２及び１２８４が用いられる。図４０は、単一のスレ
ッジ１２９５を用いる空隙支持マイクロストリップデバ
イス１２９０が示されている。この場合、非対称スレッ
ジ１２９５は、その垂直方向の移動に起因する位相応答
許容を補償するために役立つ。
【００５３】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【００５４】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、通
信事業への応用に適した、機械的あるいは電気機械的に
制御される無線周波数位相シフタが提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 透過モード位相シフタを示す模式図。
【図２】 反射モード位相シフタを示す模式図。
【図３】 サーキュレータと共に用いられる反射モード
位相シフタを示す図。
【図４】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられる
反射モード位相シフタを示す図。
【図５】 バラクタダイオード及びターミネーションと
共に用いられる反射モード位相シフタを示す図。
【図６】 可動短絡と共に用いられる反射モード位相シ
フタを示す図。
【図７】 本発明に従った空隙支持ストリップラインに
おける位相シフタの端部断面図を示す模式図。
【図８】 図７に示された位相シフタの側部断面図を示
す模式図。
【図９】 図７及び図８に示された位相シフタの等価回
路図。
【図１０】 本発明に従った空隙支持ストリップライン
における別の位相シフタの端部断面図を示す模式図。
【図１１】 図１０に示された位相シフタの側部断面図
を示す模式図。
【図１２】 図１０及び図１１に示された位相シフタの
等価回路図。
【図１３】 図１０及び図１１に示された位相シフタの
等価回路図。
【図１４】 本発明に従った空隙支持ストリップライン
における別の位相シフタの端部断面図を示す模式図。
【図１５】 図１４に示された位相シフタの側部断面図
を示す模式図。
【図１６】 図１４及び図１５に示された位相シフタの
等価回路図。
【図１７】 図１４及び図１５に示された位相シフタの
等価回路図。
【図１８】 本発明に従った多重スレッジ位相シフタの
端部断面図を示す模式図。
【図１９】 図１８に示された位相シフタの側部断面図
を示す模式図。
【図２０】 本発明に係る位相シフタの実施例を示す断
面図。
【図２１】 本発明に係る位相シフタの実施例を示す断
面図。
【図２２】 本発明に係る位相シフタの実施例を示す断
面図。
【図２３】 本発明に係る位相シフタの実施例を示す断
面図。
【図２４】 本発明に係る位相シフタの実施例を示す断
面図。
【図２５】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられ
る、二重スレッジ移動機構を有する位相シフタの上部断
面図。
【図２６】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられ
る、二重スレッジ移動機構を有する位相シフタの端部断
面図。
【図２７】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられ
る、単一スレッジ移動機構を有する位相シフタの上部断
面図。
【図２８】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられ
る、単一スレッジ移動機構を有する位相シフタの端部断
面図。
【図２９】 後方結合器と共に用いられる、共通移動機
構を有する位相シフタの上部断面図。
【図３０】 後方結合器と共に用いられる、共通移動機
構を有する位相シフタの端部断面図。
【図３１】 図２９及び図３０に示された位相シフタ設
計のインプリメンテーションに係る側面を示す模式図。
【図３２】 図２９及び図３０に示された位相シフタ設
計のインプリメンテーションに係る側面を示す模式図。
【図３３】 クワドラチャハイブリッドと共に用いられ
る直列接続位相シフタの上部断面図。
【図３４】 後方結合器と共に用いられる直列接続位相
シフタの上部断面図。
【図３５】 共通スレッジ移動機構を有する直列接続位
相シフタの端部断面図。
【図３６】 空隙支持ストリップラインにおける位相シ
フタの実施例を示す図。
【図３７】 空隙支持ストリップラインにおける単一ス
レッジ位相シフタの実施例を示す図。
【図３８】 誘電体支持マイクロストリップにおける位
相シフタの実施例を示す図。
【図３９】 コプラナー導波路における位相シフタの実
施例を示す図。
【図４０】 空隙支持マイクロストリップにおける位相
シフタの実施例を示す図。
【符号の説明】
１００ 透過モード位相シフタ １０５ 入力ポート １１０ 出力ポート １５０ 反射モード位相シフタ １５５ 入出力ポート ２００ サーキュレータ ２０５ 入力ポート ２１０ 出力ポート ２１５ 第三ポート ２２０ 反射モード位相シフタ ２５０ クワドラチャハイブリッド ２５５ 入力ポート ２６０ 出力ポート ２６０ 第三ポート ２６５ 第四ポート ２７０、２７５ 反射モード位相シフタ ３００ 反射モード位相シフタ素子 ３０５ 伝送線路 ３１０ バラクタダイオード ３１５ 入出力ポート ３５０ 反射モード位相シフタ素子 ３５５ 可動短絡 ４００ 反射モード位相シフタ ４０５ アクティブライン ４１０、４１５ 接地面 ４２０、４３０ スレッジ ４４０ 短絡終端 ５００ 反射モード位相シフタ ５０５ アクティブライン ５１０、５１５ 接地面 ５２０、５３０ スレッジ ５４０ 短絡終端 ６００ 反射モード位相シフタ ６０５ アクティブライン ６１０、６１５ 接地面 ６２０、６３０ スレッジ ６４０ 開放終端 ７００ 反射モード位相シフタ ７０５ アクティブライン ７１０、７１５ 接地面 ７２０、７２２、７２４、７３０、７３２、７３４ ス
レッジ ７４０ 短絡終端 ８００ 反射モード位相シフタ ８０５ アクティブライン ８１０、８１５ 接地面 ８２０、８３０ スレッジ ８５５ アクティブライン ８６０、８６５ 接地面 ８９０ 回路基板 ８９５ 共通剛体接続 ８９６ セルフセンタリングスレッジ ８９７ 回路基板 ８９８ アクティブライン ９００ ＱＨＤデバイス ９０２ 回路基板 ９０５ アクティブライン ９１０、９１５ 接地面 ９２０、９３０ スレッジ ９４０、９５０、９６０、９７０ ポート ９８０ 単一剛体スレッジ １０００ 後方結合器デバイス １００２ 回路基板 １００５ アクティブライン １０１０、１０１５ 接地面 １０８０ 共通スレッジ １０８０ アクティブライン １０８２ 上面レイヤ １０８４ 下面レイヤ １０８８ ビアコンタクト １１０２ 回路基板 １１０５ アクティブライン １１１０、１１１５ 接地面 １１８０ 共通スレッジ １２００ 空隙支持ストリップラインデバイス １２１０ 回路基板 １２２０、１２２５ スレッジ １２３０ 片スレッジ空隙支持ストリップラインデバイ
ス １２４０ スレッジ １２５０ 基板支持マイクロストリップデバイス １２６０ スレッジ １２６５ アクティブライン １２７０ 接地面 １２７５ 凸形状 １２８０ コプラナー導波路デバイス １２８２、１２８４ スレッジ １２９０ 空隙支持マイクロストリップデバイス １２９５ スレッジ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 カール ジョージ ハンペル アメリカ合衆国、10009 ニューヨーク、 ニューヨーク、アベエニュー エー．103、 アパートメント ３エー

Claims (40)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送線路を伝播する信号の位相をシフト
    するデバイスにおいて、前記伝送線路は、実質的に平行
    かつ互いにある間隔を有する関係を維持するように配置
    された少なくとも一つのアクティブラインと少なくとも
    一つの接地とを有しており、当該デバイスが、一端にお
    いて終端されている前記伝送線路；及び、前記伝送線路
    に沿ってスライドすることが可能でありかつ前記少なく
    とも一つのアクティブラインと前記少なくとも一つの接
    地の少なくとも一方との静電結合を実現する少なくとも
    一つの導電性構造物；を有しており、前記少なくとも一
    つの導電性構造物が、静電的シャントとして機能して前
    記信号のかなりの部分を反射することを特徴とする位相
    シフタ。
  2. 【請求項２】 前記終端が、前記信号の残りの部分を反
    射し、結果として信号損失が無いことを特徴とする請求
    項１記載の位相シフタ。
  3. 【請求項３】 前記伝送線路に沿った前記少なくとも一
    つの導電性構造物が反射面を移動し、前記信号の位相シ
    フトを実現することを特徴とする請求項１記載の位相シ
    フタ。
  4. 【請求項４】 前記少なくとも一つの導電性構造物が、
    前記少なくとも一つのアクティブライン及び前記少なく
    とも一つの接地との間に電気的な接触を有さないことを
    特徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  5. 【請求項５】 前記少なくとも一つの導電性構造物が、
    前記少なくとも一つのアクティブライン及び前記少なく
    とも一つの接地との間の空隙のかなりの部分を占有して
    いることを特徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  6. 【請求項６】 前記伝送線路の局所的な静電容量が前記
    静電的シャントによって増大させられており、前記静電
    的シャントが不連続として機能して前記信号の前記かな
    りの部分を反射することを特徴とする請求項１記載の位
    相シフタ。
  7. 【請求項７】 前記静電的シャントが不連続として機能
    して前記信号の前記かなりの部分を反射する少なくとも
    一つの局所的静電容量として機能することを特徴とする
    請求項１記載の位相シフタ。
  8. 【請求項８】 前記少なくとも一つの導電性構造物が、
    前記伝送線路の静電容量をかなりの線路長に亘って低減
    し、低インピーダンスを有する伝送線路部分を構成し
    て、その伝送線路部分の両端のインピーダンス段差部に
    おいて反射を引き起こすことを特徴とする請求項１記載
    の位相シフタ。
  9. 【請求項９】 前記低インピーダンスを有する伝送線路
    部分が、信号反射を最大にする（（ｎ×１８０°）＋９
    ０°）という電気的長さを有することを特徴とする請求
    項８記載の位相シフタ。
  10. 【請求項１０】 前記位相シフタにおいて、前記静電的
    シャントのより高い値に対応してより広いチューニング
    範囲が実現されることを特徴とする請求項１記載の位相
    シフタ。
  11. 【請求項１１】 前記伝送線路が、空隙支持ストリップ
    ラインデバイス、基板支持ストリップラインデバイス、
    空隙支持マイクロストリップデバイス、基板支持マイク
    ロストリップデバイス、及びコプラナー導波路デバイス
    よりなるグループから選択されたものであることを特徴
    とする請求項１記載の位相シフタ。
  12. 【請求項１２】 前記少なくとも一つの導電性構造物
    が、前記アクティブラインに対して実質的に垂直方向の
    動きに対する感度を低減する凸形状部分を有することを
    特徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  13. 【請求項１３】 前記少なくとも一つの導電性構造物
    が、前記少なくとも一つの導電性構造物による前記アク
    ティブラインに垂直な動きに起因する位相応答許容を補
    償する目的で、非対称であることを特徴とする請求項１
    記載の位相シフタ。
  14. 【請求項１４】 前記終端が、電気的短絡及び電気的開
    放よりなるグループより選択されたものであることを特
    徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  15. 【請求項１５】 前記少なくとも一つのアクティブライ
    ンが、入力信号と反射された出力信号とを分離する目的
    で用いられるサーキュレータの一ポートであることを特
    徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  16. 【請求項１６】 前記少なくとも一つのアクティブライ
    ンが、入力信号と反射された出力信号とを分離する目的
    で用いられるクワドラチャハイブリッドの一ポートであ
    り、前記クワドラチャハイブリッドが、さらに、第二の
    導電性構造物に接続された第二のポートを有することを
    特徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  17. 【請求項１７】 前記少なくとも一つのアクティブライ
    ンが、入力信号と反射された出力信号とを分離する目的
    で用いられる後方結合器の一ポートであり、前記後方結
    合器が、さらに、第二の導電性構造物に接続された第二
    のポートを有することを特徴とする請求項１記載の位相
    シフタ。
  18. 【請求項１８】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一つの導電性構造物を複数個駆動する目的で共通の
    駆動機構が用いられることを特徴とする請求項１記載の
    位相シフタ。
  19. 【請求項１９】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一つの導電性構造物を複数個直列に接続することに
    よって位相シフト範囲が増大させられていることを特徴
    とする請求項１記載の位相シフタ。
  20. 【請求項２０】 前記少なくとも一つの導電性構造物
    が、単一の駆動機構を有する二重スレッジ構造物である
    ことを特徴とする請求項１記載の位相シフタ。
  21. 【請求項２１】 前記二重スレッジ構造物が、前記少な
    くとも一つのアクティブラインへのスクラッチを防止す
    る目的でセルフセンタリング機構を有することを特徴と
    する請求項２０記載の位相シフタ。
  22. 【請求項２２】 反射モード位相シフタにおいて、当該
    位相シフタが、少なくとも一つのアクティブラインと少
    なくとも一つの接地面を有し、信号を伝播し、かつ、一
    端において終端を有する伝送線路；及び、前記伝送線路
    に沿って移動させられることが可能な、導電性表面レイ
    ヤを有する少なくとも一片の材料；を有しており、前記
    少なくとも一片の材料が、前記少なくとも一つのアクテ
    ィブライン及び前記少なくとも一つの接地面のうちの一
    方と静電結合をしていて前記伝送線路における局所的な
    増大された静電容量を実現しており、前記局所的な増大
    された静電容量が前記信号のかなりの部分を反射する不
    連続として振る舞うことを特徴とする位相シフタ。
  23. 【請求項２３】 前記終端が、前記信号の残りの部分を
    反射し、結果として信号損失がないことを特徴とする請
    求項２２記載の位相シフタ。
  24. 【請求項２４】 前記少なくとも一片の材料の前記伝送
    線路に沿った移動が反射面を移動し、前記信号の位相シ
    フトを生ずることを特徴とする請求項２２記載の位相シ
    フタ。
  25. 【請求項２５】 前記不連続が、前記信号をかなり反射
    する局所的静電容量として機能することを特徴とする請
    求項２２記載の位相シフタ。
  26. 【請求項２６】 前記少なくとも一片の材料が前記伝送
    線路の静電容量をかなりの線路長に亘って低減し、低イ
    ンピーダンスを有する伝送線路部分を構成して、その伝
    送線路部分の両端のインピーダンス段差部において反射
    を引き起こすことを特徴とする請求項２２記載の位相シ
    フタ。
  27. 【請求項２７】 前記低インピーダンスを有する伝送線
    路部分が、信号反射を最大にする（（ｎ×１８０°）＋
    ９０°）という電気的長さを有することを特徴とする請
    求項２６記載の位相シフタ。
  28. 【請求項２８】 前記少なくとも一片の材料が、前記少
    なくとも一片の材料による垂直な動きに起因する位相応
    答許容を補償する目的で、非対称であることを特徴とす
    る請求項２２記載の位相シフタ。
  29. 【請求項２９】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一片の導電性材料を複数個駆動する目的で共通の駆
    動機構が用いられることを特徴とする請求項２２記載の
    位相シフタ。
  30. 【請求項３０】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一片の材料を複数個直列に接続することによって位
    相シフト範囲が増大させられていることを特徴とする請
    求項２２記載の位相シフタ。
  31. 【請求項３１】 伝送線路を伝播させられる信号に対す
    る位相シフタにおいて、前記伝送線路は少なくとも一つ
    のアクティブライン、少なくとも一つの接地及びその一
    端における終端を有しており、前記位相シフタが、少な
    くとも一つの反射モード位相シフタ；ここで、当該反射
    モード位相シフタの各々は、前記伝送線路に沿って移動
    することが可能であって、前記少なくとも一つのアクテ
    ィブライン及び前記少なくとも一つの接地のうちの少な
    くとも一方と静電的に結合した、少なくとも一つの導電
    性構造物を有しており、前記少なくとも一つの導電性構
    造物が静電的シャントとして機能して前記信号のかなり
    の部分を反射する；及び、前記反射モード位相シフタと
    共に用いられて入力信号と反射された出力信号とを分離
    する信号分離回路；を有することを特徴とする位相シフ
    タ。
  32. 【請求項３２】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一つの導電性構造物の前記伝送線路に沿った動きが
    反射面を移動させ、前記信号の位相シフトを生ずること
    を特徴とする請求項３１記載の位相シフタ。
  33. 【請求項３３】 前記伝送線路の静電容量が前記静電的
    シャントによって増大されており、前記静電的シャント
    が前記信号の前記かなりの部分を反射する不連続として
    機能していることを特徴とする請求項３１記載の位相シ
    フタ。
  34. 【請求項３４】 前記少なくとも一つの導電性構造物
    が、前記伝送線路の静電容量をかなりの線路長に亘って
    低減し、低インピーダンスを有する伝送線路部分を構成
    して、その伝送線路部分の両端のインピーダンス段差部
    において反射を引き起こすことを特徴とする請求項３１
    記載の位相シフタ。
  35. 【請求項３５】 前記低インピーダンスを有する伝送線
    路部分が、信号反射を最大にする（（ｎ×１８０°）＋
    ９０°）という電気的長さを有することを特徴とする請
    求項３４記載の位相シフタ。
  36. 【請求項３６】 前記少なくとも一つの導電性構造物
    が、前記少なくとも一つの導電性構造物による垂直な動
    きに起因する位相応答許容を補償する目的で、非対称で
    あることを特徴とする請求項３１記載の位相シフタ。
  37. 【請求項３７】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一つの導電性構造物を複数個駆動する目的で共通の
    駆動機構が用いられることを特徴とする請求項３１記載
    の位相シフタ。
  38. 【請求項３８】 前記位相シフタにおいて、前記少なく
    とも一つの導電性構造物を複数個直列に接続することに
    よって位相シフト範囲が増大させられていることを特徴
    とする請求項３１記載の位相シフタ。
  39. 【請求項３９】 前記信号分離回路が、サーキュレー
    タ、後方結合器及びクワドラチャハイブリッドよりなる
    グループから選択されたものであることを特徴とする請
    求項３１記載の位相シフタ。
  40. 【請求項４０】 前記信号分離回路及び前記反射モード
    位相シフタが、共通の伝送線路構造を用いることを特徴
    とする請求項３１記載の位相シフタ。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017152793A (ja) * 2016-02-22 2017-08-31 ＡＰＲＥＳＩＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ株式会社 移相器及びこれを備えたアンテナ装置
JP2022536852A (ja) * 2019-06-19 2022-08-19 レイセオン カンパニー 反射型マイクロストリップ同調回路

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE519751C2 (sv) * 2000-10-27 2003-04-08 Allgon Ab Anordning för lobinställning
EP1235296A1 (en) * 2001-02-14 2002-08-28 Era Patents Limited Phase shifter tunable via apertures in the ground plane of the waveguide
US6456236B1 (en) * 2001-04-24 2002-09-24 Rockwell Collins, Inc. Ferroelectric/paraelectric/composite material loaded phased array network
US7233217B2 (en) * 2001-08-23 2007-06-19 Andrew Corporation Microstrip phase shifter
FR2833431B1 (fr) 2001-12-06 2004-12-17 Cit Alcatel Lineariseur a predistorsion a large bande de frequences
EP1331688A1 (en) 2002-01-29 2003-07-30 Era Patents Limited Waveguide
KR20020035013A (ko) * 2002-01-29 2002-05-09 이시동 고주파 가변 시간 지연 회로
US6917256B2 (en) * 2002-08-20 2005-07-12 Motorola, Inc. Low loss waveguide launch
US6809694B2 (en) * 2002-09-26 2004-10-26 Andrew Corporation Adjustable beamwidth and azimuth scanning antenna with dipole elements
CN100508379C (zh) * 2002-10-10 2009-07-01 双信电机株式会社 可变延迟线
GB0224724D0 (en) * 2002-10-23 2002-12-04 Plasma Antennas Ltd An electromagnetic switch
US7221239B2 (en) * 2002-11-08 2007-05-22 Andrew Corporation Variable power divider
CN1720636A (zh) * 2002-11-08 2006-01-11 Ems技术公司 可变功率分配器
SE526987C2 (sv) 2004-04-15 2005-11-29 Cellmax Technologies Ab Matningsnät för antenner
US20060006962A1 (en) * 2004-07-08 2006-01-12 Du Toit Cornelis F Phase shifters and method of manufacture therefore
JP2006254114A (ja) * 2005-03-10 2006-09-21 Soshin Electric Co Ltd 遅延線
FI20055285A (fi) * 2005-06-03 2006-12-04 Filtronic Comtek Oy Tukiasema-antennin syöttöjärjestely
SE531826C2 (sv) * 2007-09-24 2009-08-18 Cellmax Technologies Ab Antennarrangemang
SE531633C2 (sv) * 2007-09-24 2009-06-16 Cellmax Technologies Ab Antennarrangemang
CN103094689B (zh) * 2013-02-04 2016-03-16 京信通信系统（中国）有限公司 介质移相模块及其移相单元、馈电网络和天线
JP5991225B2 (ja) * 2013-02-15 2016-09-14 日立金属株式会社 移相回路およびアンテナ装置
CN103825070B (zh) * 2014-03-14 2015-11-18 江苏捷士通射频系统有限公司 一种超宽带小型化移相器单元及其联动机构
CN104051821B (zh) * 2014-05-23 2019-03-01 京信通信技术(广州)有限公司 介质移相器
CN105826684B (zh) * 2015-01-05 2019-07-02 安弗施无线射频系统（上海）有限公司 移相装置和电调天线
CN105390824B (zh) 2015-12-14 2018-06-19 华为技术有限公司 劈裂天线的馈电网络和劈裂天线
EP3252865A1 (en) * 2016-06-03 2017-12-06 Alcatel- Lucent Shanghai Bell Co., Ltd Apparatus forming a phase shifter and an antenna
CN111180892B (zh) * 2018-11-09 2021-05-07 京信通信技术(广州)有限公司 天线及移相器
CN109672424A (zh) * 2019-02-17 2019-04-23 平湖市奥特模星电子有限公司 一种反射型移相器
CN112821020B (zh) * 2020-12-30 2021-11-12 昆山瀚德通信科技有限公司 一种可调式移相器
CN113937440B (zh) * 2021-09-09 2022-05-27 电子科技大学长三角研究院(湖州) 一种基于变容二极管的微带反射式动态太赫兹移相器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2463415A (en) * 1943-08-26 1949-03-01 Westinghouse Electric Corp Shorting bar for concentric lines
US2557686A (en) * 1946-03-27 1951-06-19 John A Radio Wave guide with electrical end termination
US3423699A (en) * 1967-04-10 1969-01-21 Microwave Ass Digital electric wave phase shifters
US3768045A (en) * 1971-10-05 1973-10-23 Korea Inst Sci & Tech Wide range variable phase shifter
US4187480A (en) 1977-03-31 1980-02-05 Hazeltine Corporation Microstrip network having phase adjustment
JPS55149501A (en) * 1979-05-10 1980-11-20 Fujitsu Ltd Phase shifter
JPS59117301A (ja) * 1982-12-23 1984-07-06 Mitsubishi Electric Corp 位相調整装置
US4602227A (en) * 1984-07-30 1986-07-22 Rca Corporation Coaxial LC phase-shifter for phase-controlled television broadcast switching circuit
JPS61234102A (ja) 1985-02-05 1986-10-18 Fujitsu Ltd マイクロストリツプライン型簡易移相器
JPH05121902A (ja) * 1991-10-25 1993-05-18 Nippon Dengiyou Kosaku Kk 移相器
JPH06296101A (ja) * 1993-04-07 1994-10-21 Mitsubishi Electric Corp ローデッドライン形半導体移相器
JPH09232801A (ja) 1996-02-22 1997-09-05 Mitsubishi Electric Corp 反射形移相器
KR100280568B1 (ko) * 1998-07-23 2001-03-02 구관영 주파수 위상 제어기

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017152793A (ja) * 2016-02-22 2017-08-31 ＡＰＲＥＳＩＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ株式会社 移相器及びこれを備えたアンテナ装置
JP2022536852A (ja) * 2019-06-19 2022-08-19 レイセオン カンパニー 反射型マイクロストリップ同調回路
JP7333421B2 (ja) 2019-06-19 2023-08-24 レイセオン カンパニー 反射型マイクロストリップ同調回路

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