KR19990083039A - 확장된 코드 세트를 사용하는 디지털 변조 시스템 - Google Patents

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KR19990083039A
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디.제이.리챠드반니
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루센트 테크놀러지스 인크
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Abstract

디지탈 (복조)변조 시스템은 N개의 길이 코드들을 위하여 보다 큰 코드 세트의 M개의 코드들을 사용하여(M＞N) 코딩 이득을 유지시키면서 데이터 레이트(data rate)를 증가시킨다. 예를들어, 이 시스템은 코드 세트에서 11-칩들의 길이를 각각 갖는 16개의 서로다른 코드들을 사용하는 반면, 종래 M-ary 키잉 시스템(M-ary keying system)은 11-칩 코드들 또는 8-칩 코드들을 위한 8개의 코드 세트 크기를 사용한다. 코드 세트 크기를 확장하므로써, 이 시스템은 자신의 데이터 레이트를 증가시킨다. 16개의 코드들과 전송될 코드의 부호를 변경시키는 능력에 따라서, 이 시스템은 I 및 Q 둘다를 토대로 5개의 데이터 비트들을 엔코딩하여, 전체 10개의 데이터 비트들을 코드 심볼당 엔코딩한다. 이 실시예에서, 코드 심볼은 I 변조 분기상에서 11-칩 코드 및 Q 변조 분기상에서 11-칩 코드를 포함한다. 가령, 11-칩 코드들 및 11Mhz의 칩 레이트를 사용하면, 이 시스템은 10Mbps의 데이터 레이트를 제공하는 반면, 종래 M-ary 키잉 시스템들은 동일한 코드 길이 및 칩 레이트를 이용하여 8Mbps 만을 제공할 수 있다. 코드 길이를 확장하므로써, 처리 이득(processing gain)은 증가된다. 확장된 코드 세트는 직교되지 않으므로, 비제로 교차 상관값(non-zero cross-correlation value)이 코드 세트의 서로다른 코드들간에서 초래한다. 그러나, 최종 잡음 및 다중경로 수행성능 저하는 작은 교차-상관 값들을 갖는 코드 세트들을 (거의 직교되게) 선택하므로써 작게 유지될 수 있다. 교차-상관값들 및 자동-상관 사이드로브들(auto-correlation sidelobes)의 크기들은 코드 길이의 1/2 아래가 되는 것이 바람직하다. 일부 실시예들에서, 코드 세트는 직교 코드들과 관계되는 자동 상관 사이드로브들을 감소시키기 위하여 수정되는 직교 코드들로부터 파생된다. 다른 실시예들에서, 코드 세트는 낮은 자동 상관 사이드로브들을 제공하는 상보적인 코드를 이용하여 파생되고 이 코드들간의 교차 상관값들을 감소시키기 위하여 수정된다.

Description

확장된 코드 세트를 사용하는 디지털 변조 시스템{Digital modulation system using extended code set}
본 발명은 무선 통신 시스템들에 관한 것이며, 특히, 확장된 코드 세트를 사용하여 정보를 엔코딩하는 디지털 변조 시스템에 관한 것이다.
무선 통신 채널은 순수한 라인-오브-사이트(line-of-site)로서 거의 모델화 될 수 없다. 그러므로, 전송 스테이션 및 수신 스테이션 사이 그리고 그 주위에 놓여있는 수많은 물체들간에서 신호의 분산 및 반사를 초래하는 수많은 독립적인 경로들을 고려하여만 한다. 신호의 분산 및 반사는 각종 지연량, 위상 시프트량 및 감쇠량으로 인해 수신 스테이션에 도달하는 전송된 신호("다중경로 신호들")의 수많은 서로다른 "복제(copies)"를 생성시킨다. 따라서, 수신된 신호는 분리된 경로를 통해서 이동하는 수많은 신호들의 합으로 이루어진다. 이들 경로 길이들이 동일하지 않기 때문에, 무선 링크를 통해서 운반되는 정보는 전송 스테이션 및 수신 스테이션간을 이동시 지연 스프레드(delay spread)를 경험할 것이다. 전송된 신호의 최초 수신된 복제 및 어떤 레벨 이상의 신호 세기를 갖는 최종 도달하는 복제간의 시간 분산도 량을 종종 지연 스프레드라 칭한다. 지연 스프레드는 심볼간 간섭(ISI)을 초래할 수 있다. 지연 스프레드 이외에, 상기 다중경로 환경은 다중경로 신호들이 수신 안테나에서 건설적으로 그리고 파괴적으로 부가되어 있기 때문에 수신된 신호 세기에서 심각한 국부 변화들을 초래시킨다. 다중경로 성분은 거의 동일한 지연으로 수신기에 도달하는 다중경로 신호들이 결합된 것이다. 다중경로 성분들의 진폭에서 이들 변화들을 일반적으로 많은 정보 블록들을 상실시키는 레일리 페이딩(Rayleigh fading)이라 칭한다.
디지털 변조 기술들은 보다 큰 잡음 면역성(immunity) 및 견고성(robustness)을 제공하므로써 무선 통신 링크를 개선시키기 위하여 사용될 수 있다. 어떤 시스템에서, 무선 통신 링크를 통해서 전송될 데이터는 심볼들의 시간 시퀀스로서 표현되거나 엔코딩되는데, 각 심볼은 M개의 유한 상태들을 갖고 각각의 심볼은 n비트들의 정보를 표현한다. 디지털 변조는 변조기에 인가되는 데이터 비트들의 정보를 토대로 M개의 유한 코드 심볼들로부터 특정 코드 심볼을 선택하는 것을 포함한다. M-ary 키잉 방식인 경우에, log2M 비트들의 정보는 적어도 M- 칩들 길이에서 M개의 서로다른 코드들 또는 코드 심볼들로 표현되거나 엔코딩될 수 있다. 이 코드들은 전송된 코드들의 여러개의 지연된 복제들로서 전송되고 수신되며, 수신기는 수신된 코드들의 지연된 버전들과 공지된 코드들을 상관시킨다.
자동 상관 사이드로브들(autocorrelation sidelobes)은 공지된 코드들 및 수신된 코드들의 시간 시프트된 복제들간의 상관값들을 나타낸다. 예를들어, 코드(111-1)인 경우에, 제로 시프트를 위한 자동 상관은 다음과 같다.
코드 1 1 1 -1
시프트된 코드 1 1 1 -1
승산(multiplication) 1 1 1 1
상관 = 승산된 값들의 합 = 4.
하나의 칩이 시프트한 경우에, 자동 상관은 다음과 같다.
코드 1 1 1 -1
시프트된 코드 1 1 1 -1
승산 1 1 -1
상관 = 승산된 값들의 합 = 1.
두 개의 칩들이 시프트한 경우에, 자동 상관은 다음과 같다.
코드 1 1 1 -1
시프트된 코드 1 1 1 -1
승산 1 -1
상관 = 승산된 값들의 합 = 0.
세 개의 칩들이 시프트한 경우에, 자동 상관은 다음과 같다.
코드 1 1 1 -1
시프트된 코드 1 1 1 -1
승산 -1
상관 = 승산된 값들의 합 = -1.
보다 큰 시프트들이 자동 상관 제로값을 제공하므로써, 이 예에서 최대 자동 상관 사이드로브가 1의 값이나 크기를 갖도록 한다. 이 예에서, -1들은 0들 대신에 수신기에서 사용된다. 자동 상관 사이드로브들은 다중경로 수행성능(multipath performance)에 관한 지시를 제공한다. 자동 상관 사이드로브들이 크다면, 여러개의 다중경로 성분들은 서로 심하게 간섭한다. 교차 상관을 서로다른 코드들과 상관되는 코드라 칭한다. 가령, 코드들간의 교차 상관이 하이(high)이면, 서로다른 코드들이 서로 간섭할 것이다.
M-ary 직교 키잉은 서로 간섭하지 않는 직교 코드들을 사용하여 데이터를 엔코딩하므로써 코드들간을 양호한 교차 상관시키는 디지털 변조 형태이다. 도1은 M-ary 직교 키잉 시스템(10)의 일반적인 블록도를 도시한 것이다. 이 예에서, 입력 데이터는 전기 및 전자 엔지니어 협회(IEEE) 802. 11 표준에 규정된 바와같은 스크램블러(scrambler)에 의해 스크램블된다. 그리고 나서, 데이터는 직렬 데이터를 데이터 심볼을 형성하는 8개의 병렬 비트들로 변환시키는 직렬-병렬 변환기(14)에 제공된다. 제1 변조기(16)는 병렬 비트들중 3개의 비트들을 수신하여 룩업 테이블(look-up table)로부터 8-칩들의 길이의 코드를 생성시키고 제2 변조기(18)는 병렬 비트들중 3개의 비트들을 수신하여 룩업 테이블로부터 8-칩 길이의 제2 코드를 생성시킨다. 칩들은 실질적으로 코드 비트들이지만, 데이터 비트들과 구별하기 위하여 칩이라 칭한다. 이 실행에서, 병렬 비트들중 하나의 비트는 비트가 1값을 갖는 경우 코드를 반전시키는 제1 배타적 또는 XOR 게이트(2O)에 제공된다. 유사하게, 최종 나머지 비트는 비트가 1값을 갖는 경우 제2 변조기(18)로부터 코드를 반전시키는 제2 XOR 게이트(22)에 제공된다. 이 실시예에서, XOR 게이트(20)의 출력 Iout은 제2 회로(21)에 인가되어, 모든 0들을 -1들로 변환시켜 전송한다. 이 회로(21)는 또한 혼합기(24)에 의해 캐리어를 주파수 ω로 변조시키도록 사용되기 전 Iout를 조정하여, 변환 및/또는 처리할 수 있다. XOR(22)로부터 나오는 출력 Qout는 신호 회로(23)에 인가되어, 모든 0들을 -1들로 변환시켜 전송한다. 이 회로(23)는 혼합기(26)에 의해 90°시프트된 캐리어를 변조시키도록 사용되기 전 Qout를 조정하여, 변환 및/또는 처리한다. 이 특정 실시예에서, 제1 변조기(16)는 출력 신호의 동위상(I) 성분에 대응하고 제2 변조기(18)는 출력 신호의 직교(Q) 성분에 대응한다.
이 시스템에서, 변조기들(12 및 14)은 각각 3개의 비트들의 정보를 수신하기 때문에 8-ary 직교 키잉을 수행하거나 엔코딩하고 8개의 직교 코드들중 하나의 코드를 선택한다. 서로다른 극성들을 갖는 I 및 Q 성분들을 가지므로써, 전체 256개의 가능한 코드 조합들이 존재하며, 그 결과 전체 8개의 비트들은 하나의 직교 코드로 엔코딩될 수 있다. 8-ary 직교 키잉 시스템의 코드 세트는 길이면에서 8-칩들의 8개의 Walsh 코드들을 토대로 한다. 8개의 Walsh 코드들이 직교하기 때문에 M-ary 직교 키잉(MOK)에서 8개의 Walsh 코드들을 사용하는 것이 유용한데, 이것은 이 코드들이 비제로 교차를 나타낸다는 것을 의미하며, 그 결과, 8-칩 Walsh 코드들을 서로 손쉽게 구별할 수 있게 된다. 그러나, 8-칩 Walsh 코드들을 사용하면은 도1의 시스템에 대한 코딩 이득을 10 보다 아래로 감소시키고, 미국 연방 통신 위원회(FCC)는 2.4 GHz 산업, 과학 및 의료(ISM) 대역에서 동작하는 전송 시스템의 경우에 적어도 10의 처리 이득을 요구한다. 처리 이득은 코드 심볼당 칩들의 수로 간단히 측정될 수 있다. 적어도 10인 처리 이득을 성취하기 위한 MOK 시스템의 경우에, 코드 길이는 적어도 10-칩들이 되어야만 한다. 그러나, MOK 시스템이 10개 이상의 칩들의 코드 길이로 설계되는 경우, 데이터 레이트는 10 Mbps로 강하된다.
또다른 M-ary 키잉 시스템은 Barker 코드(1 및 2 Mbit/s용 IEEE 802.11 표준을 위해 사용되는 것과 같음)를 이용하여 데이터 비트들을 엔코딩한다. 이 동작은 비직교 Barker 시퀀스들이 11이라는 것을 제외하면 8개의 코드들의 길이를 갖는 상술된 MOK 시스템과 유사하다. 동위상 및 직교 성분들을 위한 11-칩들의 길이의 8-시간 시프트된 Barker 코드들중 하나의 코드를 선택하고 극성들을 변경하므로써, 심볼당 전체 8개의 비트들이 엔코딩된다. 그러나, 현재, 심볼은 8-칩들 대신에 11- 칩들로 이루어져 있어, 동일한 칩 레이트인 경우 유효한 데이터 레이트는 8/11 팩터 보다 낮게된다. 이것은 10개 이상의 칩들의 코드 길이들로 인해, 8개의 코드들의 길이 경우에서 처럼 10Mbps 이상의 데이터 레이트를 성취할 수 없다는 것을 의미한다.
본 발명은 N 개의 코드 길이들을 위하여 M개의 코드들의 보다큰 코드 세트를 사용하여(M>N) 코딩 이득을 유지하면서 데이터 레이트를 증가시키는 디지털 (복조) 변조 시스템을 포함한다. 예를들어, 이 시스템은 코드 세트에서 11-칩들의 길이를 각각 갖는 16개의 서로다른 코드들을 사용하는 반면, 종래 M-ary 키잉 시스템들은 11-칩 코드들 또는 8-칩 코드들을 위한 8개의 코드 세트 크기를 사용한다. 코드 세트 크기를 확장하므로써, 이 시스템은 자신의 데이터 레이트를 증가시킨다. 16개의 코드들과 전송될 코드의 부호를 변경시키는 성능에 따라서, 이 시스템은 I 및 Q 둘다를 토대로 5개의 데이터 비트들을 엔코딩하여, 전체 10개의 데이터 비트들을 코드 심볼당 엔코딩한다. 이 실시예에서, 코드 심볼은 I 변조 분기(branch)상에서 11-칩 코드 및 Q 변조 분기상에서 11-칩 코드를 포함한다. 가령, 11-칩 코드들 및 11Mhz의 칩 레이트를 사용하면, 이 시스템은 10Mbps의 데이터 레이트를 제공하는 반면, 종래 M-ary 키잉 시스템들은 동일한 코드 길이 및 칩 레이트를 이용하여 8Mbps 만을 성취할 수 있다. 코드 길이를 확장하므로써, 처리 이득은 증가된다. 확장된 코드 세트는 직교되지 않으므로, 비제로 교차 상관값이 코드 세트의 서로다른 코드들간에서 초래한다. 그러나, 최종 잡음 및 다중경로 수행성능 저하는 작은 교차-상관 값들을 갖는 코드 세트들을 (거의 직교되게) 선택하므로써 작게 유지될 수 있다. 교차-상관값들 및 자동-상관 사이드로브들의 크기들은 코드 길이의 1/2 아래가 되는 것이 바람직하다. 일부 실시예들에서, 코드 세트는 직교 코드들과 관계되는 자동 상관 사이드로브들을 감소시키기 위하여 수정되는 직교 코드들로부터 파생된다. 다른 실시예들에서, 이 코드 세트는 낮은 자동 상관 사이드로브들을 제공하는 상보적인 코드를 이용하여 파생되고 이 코드들간의 교차 상관값들을 감소시키기 위하여 수정된다.
도1은 커버 시퀀스(cover sequence)(11111100)로 수정된 Walsh 코드들을 이용하는 M-ary 직교 키잉 (MOK) 시스템의 블록도.
도2는 본 발명의 원리들을 따른 확장된 코드 세트를 이용하는 디지털 변조 시스템의 블록도.
도3은 도2의 디지털 변조 시스템을 이용하는 디지털 변조 시스템의 일실시예의 블록도.
도4는 도3의 실시예에 대한 폴백(fallback) 모드로서 사용될 수 있는 디지털 변조 시스템의 또다른 실시예의 블록도.
도5는 도3 및 도4의 디지털 변조 시스템들을 위하여 dB에서 패킷 에러율 대 Eb/NO의 비교를 도시한 도면.
도6은 도3 및 도4의 실시예에 대한 나노초(ns)에서 패킷 에러율 대 지연 스프레드의 비교를 도시한 도면.
도7은 본 발명의 어떤 원리들을 따른 디지털 변조 시스템을 이용하는 또다른 실시예의 블록도.
도8은 본 발명의 어떤 원리들을 따른 디지털 복조기를 도시한 도면.
도9는 본 발명의 어떤 원리들을 따른 디지털 복조기를 이용하는 복조 시스템을 도시한 도면.
도10은 본 발명의 원리들을 따른 디지털 복조기를 이용하는 복조 시스템의 또다른 실시예를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
12 : 스크램블러 14 : 직렬-병렬 변환기
24 , 26 : 혼합기 32, 34 : 변조기
36, 38 : XOR 게이트
본 발명이 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명될 것이다.
무선 통신 시스템용 수용가능한 자동 상관 사이드로브들 및 교차 상관값들을 제공하면서 보다 높은 데이터 레이트들을 성취하기 위한 디지털 (복조) 변조 시스템의 실시예가 이하에 설명된다. 도2는 본 발명의 원리들을 따른 디지털 변조기(28)를 도시한 것이다. 데이터 심볼을 형성하는 데이터 비트들에 응답하여, 변조기(28)는 길이 N의 M 코드들중 대응하는 하나의 코드들을 선택하며, 여기서, M은 종래 M-ary 키잉 시스템들과 비교시 길이 N의 코드들의 확장된 수를 표시한다. 종래 M-ary 키잉 시스템들에서, 가능한 코드들 M의 수는 칩들에서 코드 길이 N보다 크지 않다. 본 발명에서, 코드들의 수 M은 항상 코드 길이 N보다 크다. 일부 실시예들에서, 코드 세트는 직교 코드들과 관계되는 자동 상관 사이드로브들을 감소시키기 위하여 수정되는 직교 코드들로부터 파생될 수 있고 이 코드 세트는 낮은 자동 상관 사이드로브들을 제공하는 상보적인 코드를 이용하여 파생되고 상기 코드 세트의 교차 상관 특성들을 감소시키기 위하여 수정된다.
예를들어, 확장된 코드 세트는 상보적인 Barker 코드들을 이용하여 파생되는 이하의 표 1로 주어진다. 상보적인 Barker 코드들은 Rober L. Frank가 1980년 11월판 IEEE Transactions On Information Theory, Vol IT-26, pp. 641-647에 발표한 "Polyphase Complementary Codes"에 서술되어 있다. 이 특정 실시예에서, 표 1의 코드 세트는 순환적으로 시프트되는 2개의 코드들을 토대로한 것이다. 예를들어, 가령{1 1 1 0}과 같은 길이 4의 코드를 회전시키므로써 순환적으로 시프트시켜 3개의 다른 코드들을 얻는다. 이 코드가 우측으로 한 위치씩 시프트되는 경우, 코드{0 1 1 1}이 생성된다. 두 개를 시프트시키면 {1 0 1 1}이 제공되고 3개를 시프트 시키면 {1 1 0 1}이 제공된다. 이 특정 실시예에서, 2개의 코드들은 전체 16개의 서로다른 코드들을 얻기 위하여 8-칩들에 걸쳐서 순환적으로 시프트된다. 2개의 코드들중 하나의 코드는 {1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1}인 현재 2Mbps IEEE 802.11 표준에서 사용되는 실제 길이 11 Barker 시퀀스이다. 다른 코드{1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1}은 Barker 코드 세트를 갖는 낮은 교차 상관 및 낮은 자동 상관을 제공하는 코드이다. 표1의 코드 세트의 최대 자동 상관 값은 2이며, 한편, 최대 교차 상관 크기는 5이다.
표 2 및 3의 코드 세트는 수정된 직교 Walsh 코드들을 이용하여 파생된다. 예를들어, 표2의 코드 세트에서, 제1의 8개의 코드들은 길이 8개의 Walsh 코드들이며, 11-길이를 얻기 위하여 3개의 코드들로 확장된다. 게다가, 4번째, 7번째 및 10번째 칩들이 반전된다. 8개의 코드들의 제2 그룹은 다시 3개의 코드들로 확장되는 Walsh 코드 세트가 되지만, 현재 4번째, 6번째 및 11번째 칩들이 반전된다.
표3의 코드 세트는 길이 16-수정된 Walsh 코드들을 사용한다. 이 세트는 두 개의 순환 시프트된 코드들을 토대로한 세트보다 우수한 교차 상관 특성들을 갖는다. 최대 교차 상관값은 순환 시프트된 경우에 3 대 5이다. 이것은 표3의 코드 세트의 신호 대 잡음 수행성능이 다소 우수하다는 것을 의미한다. 그러나, 지연된 코드 워드들에 대한 교차 상관값들은 순환 시프트된 세트의 값들보다 나쁘게되는데, 이것은 다중경로 수행성능이 다소 나쁘게된다는 것을 의미한다. 표3의 세트는 길이 16-Walsh 코드 세트를 길이 16개의 상보적인 시퀀스{1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1}을 승산하므로써 얻어진다. 그리고나서, 길이 16개의 코드들은 코드들의 3번째, 6번째, 9번째, 12번째 및 15번째 요소들을 펑쳐링(puncturing)(즉, 제거)하므로써 길이 11개의 코드들로 감소된다.
변조기(28)는 미분(derivation)을 수행하는 어떤 논리를 수행하는 처리 회로를 이용하여 확장된 코드 세트(들)의 미분을 수행하거나, 변조기(28)는 룩업 테이블에 코드 세트(들)를 기억시킬 수 있다. 변조기(28)는 또한 동작시 소망의 변경들을 토대로 수정된 직교 코드들의 서로다른 세트들을 기억하거나, 서로다른 코드들로부터 파생된 서로다른 확장된 세트들을 계산한다. 이 실시예에서, 데이터 비트들은 병렬로 수신되는 것처럼 도시되고, 코드 칩들은 직렬로 생성된 것처럼 도시된다. 이 적용에 따라서, 데이터 비트들은 직렬로 수신될 수 있고 코드 칩들은 병렬로 생성될 수 있다.
도3은 직렬-병렬 변환기(14)로 부터의 4개의 정보 비트들에 응답하여 길이 11-칩들의 16개의 코드들중 하나의 코드를 생성하기 위하여 변조기들(32 및 34)을 이용하는 디지털 변조 시스템(30)의 일실시예를 도시한 것이다. MOK 시스템들에서, 이 변조기들은 3개의 정보 비트들에 응답하여 길이 8-칩들의 8개의 수정된 Walsh 코드들중 하나의 코드를 생성한다. 8-칩 코드들을 사용하므로써, MOK 시스템들은 2.4GHz ISM 대역에 의해 요구되는 10의 처리 이득을 성취하는데 실패한다. 10의 처리 이득을 성취하기 위해선, 적어도 10-칩 길이 코드들이 사용되어야만 한다고 여겨지고 있다. 이것이 길이 11-Barker 코드가 2.4GHz 대역에서 다이렉트 시퀀스 스프레드 스펙트럼을 위한 현재 IEEE 802.11 표준에 사용되는 이유이다. 그러나, 11개의 Barker 코드들을 이용하는 시스템은 세트당 8개의 코드들로 제한되므로써, 데이터 레이트를 제한한다.
도3의 실시예 동작에서, 스크램블러(12)는 데이터를 수신하여 IEEE 802.11 표준에 따라서 데이터를 스크램블한다. 다른 실시예들에서, 스크램블러(12)는 반드시 필요치 않고 데이터는 데이터 변환, 인터리빙 또는 수정의 일부 다른 형태로 조정되거나, 데이터는 직렬-병렬 변환기(14)로 직접적으로 공급된다. 이 실시예에서, 직렬-병렬 변환기(14)는 1MHz 클럭 신호에 따라서 병렬로 10개의 데이터 비트들의 데이터 심볼을 생성시키는 1 :10 멀티플렉서(MUX)이다. 10개의 비트 데이터 심볼은 11개의 칩 코드들의 I/Q 코드쌍 도는 코드워드들로 엔코딩된다. 데이터 심볼의 비트들중 4개의 비트는 본 발명의 원리들을 따른 확장된 코드 세트로부터 16-길이 11개의 코드들중 대응하는 하나의 코드를 생성하는 제1 변조기(32)에 제공된다. 제1 변조기(32)는 11MHz 클럭 신호에 의해 지정되는 바와같이 약 11MHz의 칩 레이트에서 11개의 코드 길이를 생성한다. 상기 예에서, 각각의 심볼은 10개의 데이터 비트들을 포함하며, 이들 비트들은 11-칩들의 독립적인 I 및 Q 코드들로 엔코딩된다. 칩들은 실제 코드 비트들이지만, 데이터 비트들과 구별하기 위하여 칩들이라 칭한다. 이 실시예에서, 제1 변조기(32)는 전송될 신호의 I성분을 생성하는 시스템의 I 위상 변조 분기에 대응한다.
변환기(14)로부터 데이터 심볼의 4개의 비트들의 제2 세트는 본 발명의 원리들을 따라서 확장된 코드 세트로부터 16-길이 11개의 코드들중 대응하는 하나의 코드를 생성하는 제2 변조기(34)에 제공된다. 제2 변조기(32)는 전송될 신호의 Q 성분을 생성하는 시스템(30)의 Q 위상 변조 분기에 대응한다. 4개의 데이터 비트들에 응답하여, 제2 변조기(34)는 또한 11MHz 클럭 신호에 의해 지정된 바와같은 약 11MHz의 칩 레이트로 11개의 코드 길이를 생성한다.
직렬-병렬 변환기(14)로부터 나오는 데이터 심볼의 10비트들중 나머지 2개의 비트들중, 하나의 비트는 제1 XOR 게이트(36)에 제공된다. 비트가 0인 경우, 제1 XOR 게이트(36)는 제1 변조기(32)로부터 11개의 코드 길이의 극성을 변경시킨다. 최종 코드 Iout가 신호 회로(21)에 제공되어 임의의 0들을 1들로 변경시키고 제1 혼합기(24)에 제공되기전 임의의 부가적인 신호 처리 및/또는 변환을 수행하여 주파수ω를 변조시킨다. 최종 나머지 비트는 제2 XOR 게이트(38)에 제공된다. 이 비트가 0이면, 제2 XOR 게이트(38)는 제2 변조기(34)로부터 길이- 11의 Walsh 코드의 극성을 변경시킨다. 최종 수정된 Walsh 코드 Qout는 제2 혼합기(26)에 제공되기 전 임의의 변환 및/또는 처리를 위하여 신호 회로(23)에 제공되어 주파수ω로 캐리어의 90°시프트된 버전을 변조시킨다. 0들 대신에 -1들이 사용되는 경우, 제1 및 제2 XOR 게이트(36 및 38)는 승산기로 대체되어 Iout및 Qout의 극성을 변경시킨다. 다음에, Iout변조된 캐리어 및 Qout변조된 캐리어가 결합되어 전송된다. 가령, 시스템(30)의 이 특정 실시예는 인입하는 데이터의 10개의 비트들을 I 분기를 위한 5비트들로 그리고 Q 분기를 위한 5비트들로 세분화된다. I 분기상의 4개의 데이터 비트들은 확장된 코드 세트로부터 11-칩들의 코드로 엔코딩되고 Q 분기상의 4개의 데이터 비트들은 병렬로 16개의 11-칩 코드들중 하나의 코드로 엔코딩된다. 최종 두 개의 비트들이 11-칩 코드들 각각의 극성을 결정하므로써 정보를 엔코딩하기 때문에, 시스템(30)은 10개의 데이터 비트들을 32개의 가능한 코드들의 세트로부터 추출된 2개의 코드들로 엔코딩한다. 이 예에서, 32개의 코드들을 얻기 위하여 반전될 수 있는 16개의 코드들이 존재한다. 1 MSps 및 10 비트들/심볼의 심볼 레이트를 따르면, 시스템(30)에 대한 데이터 레이트는 10MBps이다.
도4는 시스템(30)의 폴백 모드로서 사용될 수 있는 확장된 코드 디지털 변조 시스템(50)의 일실시예를 도시한 것이다(도3). 다시 한 번, 입력 데이터는 IEEE 802.11 표준에 따른 스크램블러(12)에 의해 스크램블된다. 데이터는 직렬-병렬 변환기(52)에 제공된다. 이 실시예에서 직렬-병렬 변환기(52)는 1MSps의 데이터 심볼 레이트에서 병렬로 6개의 비트 데이터 심볼들을 생성한다. 6개의 비트 데이터 심볼로부터, 4개의 비트들은 변조기(54)에 의해 수신되며, 이 변조기는 4개의 비트들을 본 발명의 원리들을 따라서 16-길이 11개의 코드들중 하나의 코드로 엔코딩한다. 길이 11은 I 및 Q 분기들(56 및 58) 둘다에 제공된다. 이 특정 실시예의 또다른 본 발명의 양상을 따르면, 동일한 코드를 다중 위상 변조 경로들 또는 분기들에 제공하므로써, 이 실시예는 I 및 Q 분기들(56 및 58)과 같은 다중 위상 변조 경로들상의 동일한 코드를 직교 위상 시프트 키잉(QPSK) 또는 8-위상 시프트 키잉(8-PSK)과 같은 독립적인 위상 변조를 갖는 폴백 모드를 허용한다. I 분기(56)상에서, 11-칩 코드는 직렬로 제1 XOR 게이트(60)에 제공되고, Q 분기(58)상에서, 11-칩 코드는 직렬로 제2 XOR 게이트(62)에 제공된다. 직렬-병렬 변환기(52)로부터 나오는 두 개의 나머지 비트들중, 하나의 비트는 제1 XOR 게이트(60)로 진행하여 길이 11 코드의 극성을 조정하여 I분기(56)상에서 Iout를 생성하고, 나머지 다른 비트는 제2 XOR 게이트(62)로 진행하여 길이 11 코드의 극성을 조정하여 Q 분기(58)상에서 Qout를 생성한다. 이 실행에 따라서, -1들이 0들 대신에 사용되는 경우, 제1 및 제2 XOR 게이트들(60 및 62)은 승산기들로 대체될 수 있다. 가령, 6개의 비트들/심볼의 데이터 심볼들 및 1 MSps의 심볼 레이트가 주어지면, 이 실시예는 6Mbps의 데이터 레이트를 제공한다.
도5는 16개의 11-칩들의 코드들을 사용하는 시스템(30)을 위한 패킷 에러율 대 Eb/NO를 그래픽적으로 도시한 것이다. 실제로, 어떤 패킷 에러율을 얻기 위한 Eb/NO필요조건은 "자동 상관을 감소시키기 위하여 수정된 직교 코드들을 사용하는 디지털 변조 시스템"이라는 명칭으로 1998년 4월 8일에 출원되고 본원에 참조되어 있는 공통 계류중인 특허 출원 시리얼 번호 XX/XXX,XXX에 서술된 바와같은 (11111100)의 커버 시퀀스로 수정된 8-길이 Walsh 코드들을 사용하는 도1에 서술된 MOK 시스템의 8개의 8-칩 코드 세트보다 나쁜 단지 1/2 dB로 된다. 곡선(40)은 6Mbps에서 16개의 11-칩 코드들을 사용하는 디지털 변조 시스템에 대응하고 곡선(42)은 10Mbps에서 16개의 11-칩 코드들을 사용하는 디지털 변조 시스템에 대응한다. 이것은 6Mbps가 10Mbps 모드 보다 1.5dB 큰 이득을 성취한다는 것을 보여준다(곡선 (40)은 곡선(42)의 좌측에 대해 약 1.5dB이다).
도6은 10Mbps에서(곡선 63) I 및 Q상의 서로다른 코드들을 갖는 길이 11-칩들의 16개의 코드들을 사용하고 6Mbps에서(곡선 65) QPSK를 갖는 I 및 Q상의 상기 코드들 사용하는 디지털 변조 시스템을 위하여 ns에서의 패킷 에러율 대 지연 스프레드를 그래픽적으로 도시한 것이다. 사용된 채널 모델은 지수함수적으로 감쇠하는 전력 지연 프로필(power delay profile) 및 독립적인 레일리 페이딩 경로들을 갖는다. 도6은 10Mbps 모드가 당업자가 이해할 수 있는 바와같이 단지 6개의 탭들의 채널 정합된 필터(또는 6개의 핑거(finger) RAKE)만을 사용하여 약 50ns의 지연 스프레드를 취급할 수 있다는 것을 도시한다. 6Mbps(I 및 Q상의 동일 코드)의 폴백 모드에서, 약 200ns의 지연 스프레드가 허용될 수 있다.
도7은 시스템(30)(도3)을 위하여 폴백 모드로서 사용될 수 있는 디지털 변조 시스템(66)의 실시예를 도시한 것이다. 입력 데이터는 IEEE 802.11 표준을 따라서 스크램블러(12)에 의해 스크램블된다. 스크램블된 데이터는 직렬-병렬 변환기(68)에 제공된다. 이 실시예에서 직렬-병렬 변환기(68)는 1MSps의 심볼 레이트로 병렬로 5개의 비트 심볼들을 생성시킨다. 5개의 비트 데이터 심볼로부터, 4개의 비트들은 본 발명의 원리들을 따라서 16개의 11-칩 코드들중 하나의 코드로 4개의 비트들을 엔코딩하는 변조기(70)에 의해 수신된다. 변조기(70)는 11MHz의 레이트로 길이 11 코드들을 직렬로 생성시킨다. 길이 11 코드는 I 및 Q 분기들 둘다에 대응하는 XOR 게이트(72)에 제공된다. 길이 11 코드는 직렬-병렬 변환기(68)로부터 데이터 심볼의 나머지 비트로 배타적-OR되어 길이 11 코드의 극성을 조정하여 직렬 형태로 Iout및 Qout를 생성한다. 이 실행에 따라서, -1들이 0들 대신에 사용되면, XOR 게이트(72)는 승산기로 대체될 수 있다. 가령, 5개의 비트들/심볼의 데이터 심볼들 및 1Mbps의 심볼 레이트가 주어지면, 이 실시예는 5Mbps의 데이터 레이트를 제공한다.
도8은 상술된 디지털 변조 시스템의 실시예를 사용하여 전송기(도시되지 않음)로부터 전송된 코드들을 수신하는 수신기(도시되지 않음)에서 사용될 수 있는 디지털 복조 시스템(76)을 도시한 것이다. 디지털 복조 시스템(76)은 본 발명의 원리들을 따라서 16개의 11-칩 코드들중 하나의 코드를 수신한다. 이 코드에 응답하여, 디지털 복조 시스템은 대응하는 4개의 데이터 비트들을 생성한다. 특정 실행에 따라서, 이 코드 칩들 및/또는 데이터 비트들은 병렬로 또는 직렬로 될 수 있다.
도9는 본 발명의 원리들을 따라서 디지털 복조 시스템을 사용하는 복조 시스템(80)을 도시한 것이다. 이 특정 실시예에서, 수신된 신호는 복조 시스템(80)의 I 및 Q 분기들(82 및 84)에 공급된다. 제1 혼합기(86)는 수신된 신호를 cosωt와 승산하여, 변조된 I 정보를 추출하고(ω는 캐리어 주파수임) 제2 혼합기(88)는 수신된 신호를 sinωt와 승산하여 변조된 Q 정보를 추출한다. 저역 필터링후, I 및 Q 정보는 상관기 블록들(90 및 92) 각각에 제공된다. 이 특정 실시예에서, 상관기 블록들(90 및 92) 각각은 코드 세트내의 16개의 코드들에 대응하는 16개의 상관기들을 포함하여 I 정보 및 Q 정보의 시간 지연된 버전들을 각각 상관시킨다. 탐색 코드 블록들(94 및 96)은 I 및 Q 정보에 대한 최고 상관 크기들을 제공하는 본 발명에 따른 공지된 코드들을 탐색한다. 어떤 실시예들에서, 복조기(76)(도8) 또는 이 복조기의 부분들은 탐색 코드 블록들(94 및 96)에서 수행되거나, 이 블록들로부터 나오는 출력을 수신하여 대응하는 데이터 비트들로 공지된 코드들을 디코딩한다. 이 실시예에 따라서, 디지털 복조 시스템(76)(도8) 또는 이 시스템의 부분들은 I 및 Q 경로들(82 및 84)에서 분기하는 탐색 코드 블록들(94 및 96)내에서, 검출 극성 블록들(98 및 100)내에서 그리고/또는 검출 극성 블록들(98 및 100)에서 실행되어 코드들을 디코딩하여 대응하는 데이터 비트들을 생성시킨다. 이 실시예에서, 검출 극성 블록들(98 및 100) 각각은 탐색된 코드의 극성으로부터 부가적인 데이터 비트 각각을 디코딩한다.
도10은 변조 시스템(50)(도5)로부터 코드 심볼들을 수신하는 복조 시스템(80)(도9)을 위한 폴백 레이트로 사용될 수 있는 복조 시스템(110)의 실시예를 도시한 것으로서, 상기 변조 시스템은 상기 코드를 다중 변조 경로들상에 전송한다.
복조 시스템(110) 및 도9의 전체 레이트 복조 시스템간의 차이는 코드 검출 블록(112)이 I 및 Q 상관기들(90 및 92)의 자승 상관 출력들을 부가하고 최고 상관 복소수 크기를 제공하는 본 발명을 따른 코드를 검출하는 것이다. 이 특정 실시예의 본 발명의 양상을 따라서, 상기 코드는 디지털 복조를 위하여 I 및 Q 경로들(82 및 84)상에 있게 된다. 이 특정 실시예에서, 블록(114)은 최고 복소수 상관 크기로 상기 코드를 탐색한다. 어떤 실시예들에서, 복조기(76) 또는 이 복조기의 부분들은 탐색 코드 블록(112)내에서 수행되거나 이 블록으로부터 나오는 출력을 수신하여 이 코드들을 대응하는 데이터 비트들로 디코딩한다. 이 실시예에 따라서, 디지털 복조 시스템(76)(도8) 또는 이 시스템의 부분들은 경로(115)에서 분기하는 코드 검출 블록(112)내에서, 위상 검출기(114)내에서 그리고/또는 위상 검출기(114)의 출력에서 실행되어 코드들을 디코딩하여 대응하는 데이터 비트들을 생성시킨다. 위상 검출기(114)는 복소수 상관 출력의 위상을 검출하여 QPSK를 위하여 코드 심볼당 2개의 초과 비트들 또는 8-PSK를 위하여 코드 심볼당 3개의 초과 비트들을 디코딩한다.
상술된 실시예 이외에, 본 발명의 원리들을 따른 디지털 (복조)변조 시스템의 또다른 구성들이 상술된 시스템의 구성요소들을 삭제 및/또는 부가, 및/또는 상술된 시스템의 변경 또는 상술된 시스템의 부분들을 변경하므로써 가능하다. 예를들어, 상기 장치들은 디지털 (복조)변조 방식과 더불어 직교 위상 시프트 키잉(QPSK) 위상 시프트 변조 방식(도1, 3, 4) 및 2진 위상 시프트 키잉(BPSK) 방식(도6)을 사용하지만, 디지털(복조)변조 시스템은 당업자에게 공지된 바와같은 직교 진폭 변조(QAM)를 포함하는 진폭 변조 및 8-위상 시프트 키잉(8-PSK)을 포함하는 다른 위상 변조 방식들과 같은 다른 (복조)변조 방식과 더불어 사용될 수 있다. 부가적으로, 디지털 (복조)변조 시스템은 1들 및 0들의 코드들로 수정되는 1들 및 0들의 코드를 사용하는 것으로 서술되었지만, 디지털 복조(변조) 시스템은 상기 실시예에 따라서 1들 및 -1들 또는 1들 및 0들의 코드들을 사용하여 수행될 수 있다. 상술된 실시예들에서, 1들 및 -1들의 코드들은 수신기에서 수신되고 상관 결정들은 1들 및 -1들과 관계하여 서술되었지만, (복조)변조 시스템은 상기 실시예에 따라서 1들 및 0들 또는 1들 및 -1들을 사용할 수 있다. (복조)변조 시스템은 특히 16개의 11 칩 코드들의 확장된 코드 세트들을 사용하는 것으로서 서술되었지만, 다른 확장된 코드 세트들이 본 발명의 원리들에 따라서 가능하다.
게다가, 디지털 (복조)변조 시스템은 별개의 구성요소들로 이루어진 특정한 구성을 이용하여 서술되었지만, 디지털 (복조)변조 시스템은 서로다른 구성들로 그리고 다른 프로세스들과 결합하여 수행될 수 있다. 부가적으로, 디지털 (복조)변조 시스템을 구성하는 각종 구성요소들 및 이들의 각 동작 파라미터들 및 특성들은 동작 환경과 적절하게 정합되어 적절한 동작을 제공한다. 디지털 (복조)변조 시스템 및 이 시스템의 부분들은 특정한 집적 회로들, 소프트웨어 구동되는 프로세싱 회로, 펌웨어(firmware), 룩업 테이블들 또는 별개의 구성요소들로 이루어진 다른 장치들에서 실행될 수 있다는 것을 알수 있을 것이다. 서술된 것은 본 발명의 원리들의 장치를 단순히 도시한 것이다. 당업자는 본 발명의 원리 및 영역을 벗어남이 없이 각종 수정 및 변경을 행할 수 있다.

Claims (9)

  1. 정보 비트들을 변조하는 방법에 있어서,
    상기 정보 비트들의 세트에 응답하여 M개의 코드들의 확장된 코드 세트로부터 N개의 칩 코드를 생성하는 단계를 포함하는데, N>M인 것을 특징으로하는 변조 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상보적인 코드들의 세트를 사용하여 상기 코드 세트를 파생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 변조 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    직교 코드들의 세트를 사용하여 상기 코드 세트를 파생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 변조 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 생성 단계는 log2M 비트들의 세트에 응답하여 상기 N개의 칩 코드를 M개의 코드들중 하나의 코드로서 생성시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 변조 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    M = 16 및 N = 11을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 변조 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 코드를 다중 변조 경로들에 제공하여 상기 다중 경로들상에서 상기 코드를 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로하는 변조 방법.
  7. 제1항의 상기 N개의 칩 코드를 복조하는 방법에 있어서,
    상기 N개의 칩 코드에 응답하여 대응하는 데이터 비트들의 세트를 생성시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 복조 방법.
  8. 디지탈 변조 시스템에 있어서,
    정보 비트들의 세트에 응답하여 M개의 코드들의 확장된 코드 세트로부터 N개의 칩 코드를 생성시키는 변조기를 포함하는데, N>M 인 것을 특징으로 하는 디지털 변조 시스템.
  9. 디지탈 복조 시스템에 있어서,
    M개의 코드들의 확장된 코드 세트로부터의 N개의 칩 코드에 응답하며, N>M인, 복조기를 포함하며, 상기 복조기는 상기 코드 길이의 1/2이하인 상기 코드에 자동상관 사이드로브들 및 교차-상관 값들을 제공하여 대응하는 데이터 비트들의 세트를 생성시키는 것을 특징으로하는 디지털 복조 시스템.
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