JPH11331041A - 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム - Google Patents
情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システムInfo
- Publication number
- JPH11331041A JPH11331041A JP11100555A JP10055599A JPH11331041A JP H11331041 A JPH11331041 A JP H11331041A JP 11100555 A JP11100555 A JP 11100555A JP 10055599 A JP10055599 A JP 10055599A JP H11331041 A JPH11331041 A JP H11331041A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- code
- codes
- chip
- length
- bits
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/14—Conversion to or from non-weighted codes
- H03M7/20—Conversion to or from n-out-of-m codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/004—Orthogonal
- H04J13/0048—Walsh
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L23/00—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00
- H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/26035—Maintenance of orthogonality, e.g. for signals exchanged between cells or users, or by using covering codes or sequences
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/2615—Reduction thereof using coding
- H04L27/2617—Reduction thereof using coding using block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/2621—Reduction thereof using phase offsets between subcarriers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 無線通信システムにおいて、情報を符号化す
るために拡張コードセットを用いるディジタル変調シス
テムを提供する。 【解決手段】 Ｎ長コードに対してＭコード（Ｍ＞Ｎ）
の大きなコードセットを用いるディジタル変調（復調）
システムに関し、これはコーディングゲインを維持して
いるにもかかわらずデータレートを増加させることがで
きる。コードセットサイズを拡張することにより、本シ
ステムはそのデータレートを増加させる。変調器１６コ
ードを用いて伝送されるコードの符号を変化させる能力
によってＩおよびＱ両方で５のデータビットをインコー
トすることができ、全部で１０のデータビットをコード
シンボルあたりエンコードすることができる。
るために拡張コードセットを用いるディジタル変調シス
テムを提供する。 【解決手段】 Ｎ長コードに対してＭコード（Ｍ＞Ｎ）
の大きなコードセットを用いるディジタル変調（復調）
システムに関し、これはコーディングゲインを維持して
いるにもかかわらずデータレートを増加させることがで
きる。コードセットサイズを拡張することにより、本シ
ステムはそのデータレートを増加させる。変調器１６コ
ードを用いて伝送されるコードの符号を変化させる能力
によってＩおよびＱ両方で５のデータビットをインコー
トすることができ、全部で１０のデータビットをコード
シンボルあたりエンコードすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信システム
に関し、特に、情報を符号化するために拡張コードセッ
トを用いるディジタル変調システムに関する。
に関し、特に、情報を符号化するために拡張コードセッ
トを用いるディジタル変調システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信チャネルはまれにしか純粋な一
直線モデルとしてモデリングされない。従って、送信局
と受信局の間や周辺に位置する多くの物体の間の信号の
散乱や反射の結果として生ずる多くの別々のパスが考え
られる。信号の散乱や反射は送信信号の多くの異なる複
製（マルチパス信号）を作ってしまい、これらは受信局
にて多量の遅延、位相シフト、減衰と共に到来する。結
果として、受信信号はそれぞれが別々のパスを通る多く
の信号の和により構成する。これらのパス長は等しくな
いので、無線リンク上を搬送される情報は送信局と受信
局の間を飛ばされる際に拡散した遅延の影響を受けてし
まう。送信信号の最も速く受信した複製と特定のレベル
よりも信号強度が強い最後に到来した複製との間の時間
分散の量は、遅延拡散と呼ばれる。遅延拡散は、符号間
干渉（ＩＳＩ：intersymbol interference）を発生させ
る。遅延拡散に加えて、このマルチパス環境は受信アン
テナにてマルチパス信号が建設的に及び破壊的に加えら
れる際に受信信号強度において厳しいローカル変移を発
生させる。マルチパス成分は、ほぼ同じ遅延で受信器に
て到来するマルチパス信号の結合である。マルチパス成
分の振幅におけるこれらの変異は一般に、レイリーフェ
ージング（Rayleigh fading）と呼ばれ、大量の情報ブ
ロックを損失してしまうことがあり得る。
直線モデルとしてモデリングされない。従って、送信局
と受信局の間や周辺に位置する多くの物体の間の信号の
散乱や反射の結果として生ずる多くの別々のパスが考え
られる。信号の散乱や反射は送信信号の多くの異なる複
製（マルチパス信号）を作ってしまい、これらは受信局
にて多量の遅延、位相シフト、減衰と共に到来する。結
果として、受信信号はそれぞれが別々のパスを通る多く
の信号の和により構成する。これらのパス長は等しくな
いので、無線リンク上を搬送される情報は送信局と受信
局の間を飛ばされる際に拡散した遅延の影響を受けてし
まう。送信信号の最も速く受信した複製と特定のレベル
よりも信号強度が強い最後に到来した複製との間の時間
分散の量は、遅延拡散と呼ばれる。遅延拡散は、符号間
干渉（ＩＳＩ：intersymbol interference）を発生させ
る。遅延拡散に加えて、このマルチパス環境は受信アン
テナにてマルチパス信号が建設的に及び破壊的に加えら
れる際に受信信号強度において厳しいローカル変移を発
生させる。マルチパス成分は、ほぼ同じ遅延で受信器に
て到来するマルチパス信号の結合である。マルチパス成
分の振幅におけるこれらの変異は一般に、レイリーフェ
ージング（Rayleigh fading）と呼ばれ、大量の情報ブ
ロックを損失してしまうことがあり得る。
【０００３】ディジタル変調技術は、ノイズ耐性や堅牢
さを与えることにより無線通信リンクを改善するのに用
いることができる。特定のシステムにおいて、無線通信
リンク上を送信されるデータは、符号のタイムシーケン
スとして表現あるいはエンコードすることができ、ここ
で、各符号は、Ｍの有限状態を有し、各符号はｎビット
の情報を表す。ディジタル変調には、変調器に供給され
る情報データビットに基づいてＭの有限コード符号から
特定のコード符号を選ぶことを伴う。Ｍ則キーイング方
式において、ｌｏｇ2Ｍビットの情報は、少なくともＭ
チップの長さのＭの異なるコードないしコード符号によ
り表現あるいは符号化することができる。これらコード
は、送信コードのいくつかの遅延レプリカとして送受信
され、受信器は既知のコードで受信コードの遅延したバ
ージョンを相関する。
さを与えることにより無線通信リンクを改善するのに用
いることができる。特定のシステムにおいて、無線通信
リンク上を送信されるデータは、符号のタイムシーケン
スとして表現あるいはエンコードすることができ、ここ
で、各符号は、Ｍの有限状態を有し、各符号はｎビット
の情報を表す。ディジタル変調には、変調器に供給され
る情報データビットに基づいてＭの有限コード符号から
特定のコード符号を選ぶことを伴う。Ｍ則キーイング方
式において、ｌｏｇ2Ｍビットの情報は、少なくともＭ
チップの長さのＭの異なるコードないしコード符号によ
り表現あるいは符号化することができる。これらコード
は、送信コードのいくつかの遅延レプリカとして送受信
され、受信器は既知のコードで受信コードの遅延したバ
ージョンを相関する。
【０００４】自己相関サイドローブは、既知のコードお
よび受信コードの時間シフトしたレプリカの間の相関値
を示す。例えば、コード（1 1 1 -1）では、ゼロシフト
の自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 1 1 1 相関＝乗算値の和＝４ である。１チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 1 -1 相関＝乗算値の和＝１ である。２チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 -1 相関＝乗算値の和＝０ である。３チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 -1 相関＝乗算値の和＝−１ である。シフトが大きければ自己相関値は０となり、こ
の例における最大自己相関サイドローブは１の値ないし
大きさを有する。この例では、０の代わりに受信器にお
いて−１を用いた。自己相関サイドローブはマルチパス
パフォーマンスの指標を与える。もし自己相関サイドロ
ーブが大きければ、いくつかのマルチパス成分はお互い
激しく干渉する。クロス相関は、コードが異なるコード
で相関していることを言う。従って、コードの間のクロ
ス相関が高ければ、異なるコードはお互い干渉する。
よび受信コードの時間シフトしたレプリカの間の相関値
を示す。例えば、コード（1 1 1 -1）では、ゼロシフト
の自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 1 1 1 相関＝乗算値の和＝４ である。１チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 1 -1 相関＝乗算値の和＝１ である。２チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 1 -1 相関＝乗算値の和＝０ である。３チップのシフトでは、自己相関は、 コード 1 1 1 -1 シフトしたコード 1 1 1 -1 乗算 -1 相関＝乗算値の和＝−１ である。シフトが大きければ自己相関値は０となり、こ
の例における最大自己相関サイドローブは１の値ないし
大きさを有する。この例では、０の代わりに受信器にお
いて−１を用いた。自己相関サイドローブはマルチパス
パフォーマンスの指標を与える。もし自己相関サイドロ
ーブが大きければ、いくつかのマルチパス成分はお互い
激しく干渉する。クロス相関は、コードが異なるコード
で相関していることを言う。従って、コードの間のクロ
ス相関が高ければ、異なるコードはお互い干渉する。
【０００５】Ｍ則直交キーイングは、お互い干渉しない
直交コードを用いてデータを符号化することによりコー
ドの間によりクロス相関を与えるディジタル変調の形態
である。図１は、Ｍ則直交キーイングシステム１０のブ
ロック図を示す。入力データはスクランブラー１２によ
りスクランブルされている。このスクランブルは現在の
ＩＥＥＥ ８０２．１１標準に従っている。データは次
にシリアル／パラレル変換器１４に供給され、このシリ
アル／パラレル変換器１４はシリアルデータを８のパラ
レルビットに変換しデータシンボルを形成する。変調器
１６はこの３つのパラレルピットを受信し、ルックアッ
プテーブルから長さ８のチップのコードを作り、第２変
調器は３つのパラレルビットを受信し、ルックアップテ
ーブルから長さ８の第２コードを作る。チップは実際は
コードビットであるがデータビットと区別するためにチ
ップと呼ばれる。この例において、パラレルビットのう
ちの１つはＸＯＲゲート２０に供給され、このＸＯＲゲ
ート２０はもしビットが１の値であればコードを逆転す
る。同様に、最後に残るビットはＸＯＲゲート２２に供
給され、このＸＯＲゲート２２はもしビットの値が１で
あれば第２変調器からのコードを逆転する。この例にお
いて、ＸＯＲゲート２０の出力ＩOUTは信号回路２１に
供給され、すべての０を−１に伝送のために変換され
る。信号回路２１は、ＩOUTをミキサー２４により周波
数ωで搬送波を変調するのに用いる前にＩOUTを操作、
変換および／または処理することができる。ＸＯＲゲー
ト２２からの出力ＱOUTは、信号回路２３に供給され、
すべての０を伝送のため−１へと変換する。信号回路２
３は、ＱOUTを２６により９０゜シフト搬送波を変調す
るのに用いる前にＱOUTを操作、変換および／または処
理することができる。この特定の実施例において、変調
器１６は、出力信号の同送（Ｉ）成分に対応し、第２変
調器は、出力信号の直交（Ｑ）成分に対応する。
直交コードを用いてデータを符号化することによりコー
ドの間によりクロス相関を与えるディジタル変調の形態
である。図１は、Ｍ則直交キーイングシステム１０のブ
ロック図を示す。入力データはスクランブラー１２によ
りスクランブルされている。このスクランブルは現在の
ＩＥＥＥ ８０２．１１標準に従っている。データは次
にシリアル／パラレル変換器１４に供給され、このシリ
アル／パラレル変換器１４はシリアルデータを８のパラ
レルビットに変換しデータシンボルを形成する。変調器
１６はこの３つのパラレルピットを受信し、ルックアッ
プテーブルから長さ８のチップのコードを作り、第２変
調器は３つのパラレルビットを受信し、ルックアップテ
ーブルから長さ８の第２コードを作る。チップは実際は
コードビットであるがデータビットと区別するためにチ
ップと呼ばれる。この例において、パラレルビットのう
ちの１つはＸＯＲゲート２０に供給され、このＸＯＲゲ
ート２０はもしビットが１の値であればコードを逆転す
る。同様に、最後に残るビットはＸＯＲゲート２２に供
給され、このＸＯＲゲート２２はもしビットの値が１で
あれば第２変調器からのコードを逆転する。この例にお
いて、ＸＯＲゲート２０の出力ＩOUTは信号回路２１に
供給され、すべての０を−１に伝送のために変換され
る。信号回路２１は、ＩOUTをミキサー２４により周波
数ωで搬送波を変調するのに用いる前にＩOUTを操作、
変換および／または処理することができる。ＸＯＲゲー
ト２２からの出力ＱOUTは、信号回路２３に供給され、
すべての０を伝送のため−１へと変換する。信号回路２
３は、ＱOUTを２６により９０゜シフト搬送波を変調す
るのに用いる前にＱOUTを操作、変換および／または処
理することができる。この特定の実施例において、変調
器１６は、出力信号の同送（Ｉ）成分に対応し、第２変
調器は、出力信号の直交（Ｑ）成分に対応する。
【０００６】このシステムでは、スクランブラー１２、
シリアル／パラレル変換器１４は８則直交キーイングな
いし符号化を行っている。なぜなら、それぞれは３ビッ
トの情報を受信し、８の直交コードから１つを選ぶから
である。ＩおよびＱ成分がお互い異なる極性なので、全
体で２５６のコード組合せが可能性があり、全体で８ビ
ットが１つの直交コードに符号化することができる。こ
の８則直交キーイングシステムにおけるコードセット
は、長さ８チップの８のＷａｌｓｈコードに基づいてい
る。Ｍ則直交キーイング（ＭＯＫ）システムにて８チッ
プＷａｌｓｈコードを用いることは、８チップＷａｌｓ
ｈコードが直交（ゼロクロス相関を示すことを意味す
る）でありお互い区別しやすいので有利である。しか
し、８チップＷａｌｓｈコードを用いると図１のシステ
ムのコーディングゲインを１０より下に減らしてしま
い、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、２．４ＧＨｚの
工業、化学、医学用（ＩＳＭ）バンドで動作する伝送シ
ステムに対して１０以上の処理ゲインを要求している。
処理ゲインは単に、コードシンボルあたりのチップの数
で測定される。ＭＯＫシステムが１０以上の処理ゲイン
を達成するには、コード長は少なくとも１０チップ以上
でなければならない。しかしもしＭＯＫシステムが１０
チップ以上のコード長のために設計されていれば、デー
タレートは１０Ｍｂｐｓより下に落ちてしまう。
シリアル／パラレル変換器１４は８則直交キーイングな
いし符号化を行っている。なぜなら、それぞれは３ビッ
トの情報を受信し、８の直交コードから１つを選ぶから
である。ＩおよびＱ成分がお互い異なる極性なので、全
体で２５６のコード組合せが可能性があり、全体で８ビ
ットが１つの直交コードに符号化することができる。こ
の８則直交キーイングシステムにおけるコードセット
は、長さ８チップの８のＷａｌｓｈコードに基づいてい
る。Ｍ則直交キーイング（ＭＯＫ）システムにて８チッ
プＷａｌｓｈコードを用いることは、８チップＷａｌｓ
ｈコードが直交（ゼロクロス相関を示すことを意味す
る）でありお互い区別しやすいので有利である。しか
し、８チップＷａｌｓｈコードを用いると図１のシステ
ムのコーディングゲインを１０より下に減らしてしま
い、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、２．４ＧＨｚの
工業、化学、医学用（ＩＳＭ）バンドで動作する伝送シ
ステムに対して１０以上の処理ゲインを要求している。
処理ゲインは単に、コードシンボルあたりのチップの数
で測定される。ＭＯＫシステムが１０以上の処理ゲイン
を達成するには、コード長は少なくとも１０チップ以上
でなければならない。しかしもしＭＯＫシステムが１０
チップ以上のコード長のために設計されていれば、デー
タレートは１０Ｍｂｐｓより下に落ちてしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】Ｍ則キーイング方式の
他の例として、Ｂａｒｋｅｒコードを用いてデータビッ
トを符号化するものがある（１および２Ｍビット／ｓの
ＩＥＥＥ ８０２．１１標準に対して用るものなど）。
その動作は、長さ８コードの上述のＭＯＫシステムと類
似しているが、非直交Ｂａｒｋｅｒシーケンスのコード
長は１１である。同送および直交成分の長さ１１チップ
の８のタイムシフトしたＢａｒｋｅｒコードから１つを
選び、極性を変えることにより、シンボルあたり全体で
８ビットを符号化することができる。しかし、１つのシ
ンボルは８でなく１１のチップからなるようになったの
で、同じチップレートでは有効データレートはファクタ
ー８／１１の分低くなっている。これは、１０チップ以
上のコード長さでは、長さ８コードの場合と同様に１０
Ｍｂｐｓ以上のデータレートを達成することができない
ことを意味している。本発明は、情報を符号化するため
に拡張コードセットを用いるディジタル変調システムを
提供することを目的とする。
他の例として、Ｂａｒｋｅｒコードを用いてデータビッ
トを符号化するものがある（１および２Ｍビット／ｓの
ＩＥＥＥ ８０２．１１標準に対して用るものなど）。
その動作は、長さ８コードの上述のＭＯＫシステムと類
似しているが、非直交Ｂａｒｋｅｒシーケンスのコード
長は１１である。同送および直交成分の長さ１１チップ
の８のタイムシフトしたＢａｒｋｅｒコードから１つを
選び、極性を変えることにより、シンボルあたり全体で
８ビットを符号化することができる。しかし、１つのシ
ンボルは８でなく１１のチップからなるようになったの
で、同じチップレートでは有効データレートはファクタ
ー８／１１の分低くなっている。これは、１０チップ以
上のコード長さでは、長さ８コードの場合と同様に１０
Ｍｂｐｓ以上のデータレートを達成することができない
ことを意味している。本発明は、情報を符号化するため
に拡張コードセットを用いるディジタル変調システムを
提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、Ｎ長コードに
対してＭコード（Ｍ＞Ｎ）の大きなコードセットを用い
るディジタル変調（復調）システムに関し、これはコー
ディングゲインを維持しているにもかかわらずデータレ
ートを増加させることができる。例えば、このシステム
は、コードセットにおいて１１チップ長をそれぞれ有す
る変調器１６の異なるコードを用いるが、従来のＭ則キ
ーイングシステムは１１チップコードまたは８チップコ
ードに対してコードセットサイズが８であるものを用い
る。コードセットサイズを拡張することにより、本シス
テムはそのデータレートを増加させる。変調器１６コー
ドを用いて伝送されるコードの符号（sign）を変化させ
る能力によってＩおよびＱ両方で５のデータビットをイ
ンコートすることができ、全部で１０のデータビットを
コードシンボルあたりエンコードすることができる。こ
の態様において、コードシンボルはＩ変調ブランチ上に
１１のチップコードおよびＱ変調ブランチ上に１１のチ
ップコードを有する。従って、１１チップコードおよび
１１ＭＨｚのチップレートを用いて、本システムは１０
Ｍｂｐｓのデータレートを提供する。これに対し従来の
Ｍ則キーイングシステムは同じコード長さおよびチップ
レートを用いて８Ｍｂｐｓしか達成することができな
い。
対してＭコード（Ｍ＞Ｎ）の大きなコードセットを用い
るディジタル変調（復調）システムに関し、これはコー
ディングゲインを維持しているにもかかわらずデータレ
ートを増加させることができる。例えば、このシステム
は、コードセットにおいて１１チップ長をそれぞれ有す
る変調器１６の異なるコードを用いるが、従来のＭ則キ
ーイングシステムは１１チップコードまたは８チップコ
ードに対してコードセットサイズが８であるものを用い
る。コードセットサイズを拡張することにより、本シス
テムはそのデータレートを増加させる。変調器１６コー
ドを用いて伝送されるコードの符号（sign）を変化させ
る能力によってＩおよびＱ両方で５のデータビットをイ
ンコートすることができ、全部で１０のデータビットを
コードシンボルあたりエンコードすることができる。こ
の態様において、コードシンボルはＩ変調ブランチ上に
１１のチップコードおよびＱ変調ブランチ上に１１のチ
ップコードを有する。従って、１１チップコードおよび
１１ＭＨｚのチップレートを用いて、本システムは１０
Ｍｂｐｓのデータレートを提供する。これに対し従来の
Ｍ則キーイングシステムは同じコード長さおよびチップ
レートを用いて８Ｍｂｐｓしか達成することができな
い。
【０００９】コード長さを拡張することにより処理ゲイ
ンを増加させることができる。拡張コードセットは直交
ではなく、非ゼロクロス相関値がコードセットの異なる
コードの間で発生する。しかし、結果として発生するノ
イズおよびマルチパスパフォーマンス劣化は、小さいク
ロス相関値（直交に近い）をコードセットとして選ぶこ
とにより小さく維持することができる。クロス相関値と
自己相関サイドローブの両方の大きさはコード長さの半
分より下であることが好ましい。いくつかの実施例で
は、直交コードに関連する自己相関サイドローブを減ら
すように変更された直交コードからコードセットを得
る。別の実施例において、低い自己相関サイドローブを
与え、コードの間のクロス相関値を減らすように変換さ
れた相補的コードを用いてコードセットが得られる。
ンを増加させることができる。拡張コードセットは直交
ではなく、非ゼロクロス相関値がコードセットの異なる
コードの間で発生する。しかし、結果として発生するノ
イズおよびマルチパスパフォーマンス劣化は、小さいク
ロス相関値（直交に近い）をコードセットとして選ぶこ
とにより小さく維持することができる。クロス相関値と
自己相関サイドローブの両方の大きさはコード長さの半
分より下であることが好ましい。いくつかの実施例で
は、直交コードに関連する自己相関サイドローブを減ら
すように変更された直交コードからコードセットを得
る。別の実施例において、低い自己相関サイドローブを
与え、コードの間のクロス相関値を減らすように変換さ
れた相補的コードを用いてコードセットが得られる。
【００１０】
【発明の実施の形態】無線通信システムに対し許容でき
る自己相関サイドローブおよびクロス相関値を与えるに
も関わらず高いデータレートを達成することができるデ
ィジタル変調（復調）システムの実施例を以下に示す。
図２は、本発明の原理に従うディジタル変調器２８を示
す。データビットがデータシンボルを形成すると、変調
器２８は長さＮのＭのコードのうちの１つを選ぶ（Ｍ
は、従来のＭ則キーイングシステムと比べると長さＮの
拡張したコードの数を表す）。従来のＭ則キーイングシ
ステムにおいて、可能性のあるコードの数Ｍはチップに
おけるコード長さＮよりも大きくない。本発明におい
て、コードの数Ｍはコード長さＮよりも常に大きい。い
くつかの実施例においては、コードセットは、直交コー
ドに関連する自己相関サイドローブを減らすように変更
された直交コードから、および／または低い自己相関サ
イドローブを与え、コードセットのクロス相関特性を減
らすように変更された相補的コードを用いて得ることが
できる。
る自己相関サイドローブおよびクロス相関値を与えるに
も関わらず高いデータレートを達成することができるデ
ィジタル変調（復調）システムの実施例を以下に示す。
図２は、本発明の原理に従うディジタル変調器２８を示
す。データビットがデータシンボルを形成すると、変調
器２８は長さＮのＭのコードのうちの１つを選ぶ（Ｍ
は、従来のＭ則キーイングシステムと比べると長さＮの
拡張したコードの数を表す）。従来のＭ則キーイングシ
ステムにおいて、可能性のあるコードの数Ｍはチップに
おけるコード長さＮよりも大きくない。本発明におい
て、コードの数Ｍはコード長さＮよりも常に大きい。い
くつかの実施例においては、コードセットは、直交コー
ドに関連する自己相関サイドローブを減らすように変更
された直交コードから、および／または低い自己相関サ
イドローブを与え、コードセットのクロス相関特性を減
らすように変更された相補的コードを用いて得ることが
できる。
【００１１】第１表において拡張コードセットを示し
た。これは相補的Ｂａｒｋｅｒコードを用いて得た。相
補的Ｂａｒｋｅｒコードは、文献、Robert L.Frank,"Po
lyphase Complementary Codes" IEEE Transactions On
Information Theory,Vol.IT-26,No.6,Nov. 1980,pp.641
-647. に説明されている。この特定の形態において、第
１表のコードセットは循環的にシフトしている２のコー
ドに基づいている。例えば、{ 1 1 1 0 ｝のような長さ
４のコードは３つの他のコードを得るようにコードを循
環させることにより循環的にシフトすることができる。
もしコードを１つ分の位置だけ右にシフトしたならば、
コード｛ 0 1 1 1 ｝が作られる。２つのシフトの場合
は｛ 1 0 1 1 ｝、３つのシフトの場合は｛ 1 1 0 1 ｝
である。この特定の形態において、２つのコードは８チ
ップに渡って循環的にシフトし、全体で変調器１６の異
なるコードを得る。２つのコードのうちの１つは現在の
２Ｍｂｐｓ ＩＥＥＥ ８０２．１１標準で実際に用いら
れている長さ１１のＢａｒｋｅｒシーケンス｛ 1-1 1 1
-1 1 1 1-1-1-1 ｝である。別のコード｛ 1-1-1 1 11 1
1 1-1 1 ｝は、Ｂａｒｋｅｒコードセットで低いクロ
ス相関を与え、低い自己相関を与えるコードである。第
１表におけるコードセットの最大自己相関値は２であ
り、最大クロス相関の大きさは５である。
た。これは相補的Ｂａｒｋｅｒコードを用いて得た。相
補的Ｂａｒｋｅｒコードは、文献、Robert L.Frank,"Po
lyphase Complementary Codes" IEEE Transactions On
Information Theory,Vol.IT-26,No.6,Nov. 1980,pp.641
-647. に説明されている。この特定の形態において、第
１表のコードセットは循環的にシフトしている２のコー
ドに基づいている。例えば、{ 1 1 1 0 ｝のような長さ
４のコードは３つの他のコードを得るようにコードを循
環させることにより循環的にシフトすることができる。
もしコードを１つ分の位置だけ右にシフトしたならば、
コード｛ 0 1 1 1 ｝が作られる。２つのシフトの場合
は｛ 1 0 1 1 ｝、３つのシフトの場合は｛ 1 1 0 1 ｝
である。この特定の形態において、２つのコードは８チ
ップに渡って循環的にシフトし、全体で変調器１６の異
なるコードを得る。２つのコードのうちの１つは現在の
２Ｍｂｐｓ ＩＥＥＥ ８０２．１１標準で実際に用いら
れている長さ１１のＢａｒｋｅｒシーケンス｛ 1-1 1 1
-1 1 1 1-1-1-1 ｝である。別のコード｛ 1-1-1 1 11 1
1 1-1 1 ｝は、Ｂａｒｋｅｒコードセットで低いクロ
ス相関を与え、低い自己相関を与えるコードである。第
１表におけるコードセットの最大自己相関値は２であ
り、最大クロス相関の大きさは５である。
【００１２】変更直交Ｗａｌｓｈコードを用いて第２
表、第３表のコードセットを得る。例えば、第２表のコ
ードセットにおいて、最初の８のコードは長さ８のＷａ
ｌｓｈコードであり、これは３だけ拡張して長さ１１と
なっている。また、第４、第７、第１０チップを逆転し
てある。第２グループの８のコードは、３の分拡張した
Ｗａｌｓｈコードセットであり、ここでは第４、第６、
第１１のチップを逆転している。 第２表：変更Ｗａｌｓｈコードに基づくコードセット 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1
表、第３表のコードセットを得る。例えば、第２表のコ
ードセットにおいて、最初の８のコードは長さ８のＷａ
ｌｓｈコードであり、これは３だけ拡張して長さ１１と
なっている。また、第４、第７、第１０チップを逆転し
てある。第２グループの８のコードは、３の分拡張した
Ｗａｌｓｈコードセットであり、ここでは第４、第６、
第１１のチップを逆転している。 第２表：変更Ｗａｌｓｈコードに基づくコードセット 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1
【００１３】第３表のコードセットは長さ１６の変更Ｗ
ａｌｓｈコードを用いる。このセットは、２循環シフト
コードに基づくセットよりも良いクロス相関特性を有す
る。すなわち、最大クロス相関値がその循環シフトの場
合では５に対して３である。これは、第３表のコードセ
ットの信号対雑音比の性能が若干良くなることを意味し
ている。しかし、遅延コードワードに対するクロス相関
値は、循環シフトセットの場合よりも悪い。これはマル
チパス性能が若干悪いことを意味する。第３表のセット
は長さ１６のＷａｌｓｈコードセットを、長さ１６の相
補的シーケンス｛ 1 1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1-1-1 1-1 }
と掛け合わせることにより得る。この長さ１６のコード
は次に、これらコードの第３、第６、第９、第１２、第
１５の要素をパンクチャー（除去）することにより長さ
１１のコードへと削減される。 第３表：変更およびパンクチャーされた長さ１６のＷａ
ｌｓｈコードに基づくコードセット 1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1
ａｌｓｈコードを用いる。このセットは、２循環シフト
コードに基づくセットよりも良いクロス相関特性を有す
る。すなわち、最大クロス相関値がその循環シフトの場
合では５に対して３である。これは、第３表のコードセ
ットの信号対雑音比の性能が若干良くなることを意味し
ている。しかし、遅延コードワードに対するクロス相関
値は、循環シフトセットの場合よりも悪い。これはマル
チパス性能が若干悪いことを意味する。第３表のセット
は長さ１６のＷａｌｓｈコードセットを、長さ１６の相
補的シーケンス｛ 1 1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1-1-1 1-1 }
と掛け合わせることにより得る。この長さ１６のコード
は次に、これらコードの第３、第６、第９、第１２、第
１５の要素をパンクチャー（除去）することにより長さ
１１のコードへと削減される。 第３表：変更およびパンクチャーされた長さ１６のＷａ
ｌｓｈコードに基づくコードセット 1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1
【００１４】変調器２８は、何らかのロジックを用いる
プロセッシング回路を用いて拡張コードセットの導出を
行うか、あるいは変調器２８はルックアップテーブルに
コードセットを記憶させることができる。また変調器２
８は動作における所望の変化に従って、異なるセットの
変更直交コードを記憶することができ、あるいは異なる
コードから導出した異なる拡張セットを計算することが
できる。この実施例において、データビットはパラレル
で受け取られるように示してあり、コードチップはシリ
アルに作られるように示してある。アプリケーションに
従ってデータビットはシリアルで受信され、および／ま
たはコードチップはパラレルで作られる。
プロセッシング回路を用いて拡張コードセットの導出を
行うか、あるいは変調器２８はルックアップテーブルに
コードセットを記憶させることができる。また変調器２
８は動作における所望の変化に従って、異なるセットの
変更直交コードを記憶することができ、あるいは異なる
コードから導出した異なる拡張セットを計算することが
できる。この実施例において、データビットはパラレル
で受け取られるように示してあり、コードチップはシリ
アルに作られるように示してある。アプリケーションに
従ってデータビットはシリアルで受信され、および／ま
たはコードチップはパラレルで作られる。
【００１５】図３は、変調器３２、３４を用いるディジ
タル変調システム３０を示してあり、シリアル／パラレ
ル変換器１４からの４の情報ビットに応答して、長さ１
１のチップの１６のコードのうちの１つを作る。ＭＯＫ
システムでは、変調器は３の情報ビットに応答して、長
さ８のチップの８の変更されたＷａｌｓｈコードのうち
の１つを作る。８のチップコードのみを用いることによ
り、ＭＯＫシステムは２．４ＧＨｚＳＭバンドに対して
ＦＣＣが求めている１０のプロセシングゲインを達成す
ることができない。１０のプロセシングゲインを達成す
るには、少なくとも１０チップの長さのコードを用いな
ければならないと考えられる。このことは、２．４ＧＨ
ｚバンドにおける直接シーケンス拡散スペクトルに対す
る現在のＩＥＥＥ８０２．１１標準において長さ１１の
Ｂａｒｋｅｒコードが用いられている理由である。しか
し１１のＢａｒｋｅｒコードを用いているシステムは、
セットあたり８コードに制限され、データレートを押さ
えてしまう。
タル変調システム３０を示してあり、シリアル／パラレ
ル変換器１４からの４の情報ビットに応答して、長さ１
１のチップの１６のコードのうちの１つを作る。ＭＯＫ
システムでは、変調器は３の情報ビットに応答して、長
さ８のチップの８の変更されたＷａｌｓｈコードのうち
の１つを作る。８のチップコードのみを用いることによ
り、ＭＯＫシステムは２．４ＧＨｚＳＭバンドに対して
ＦＣＣが求めている１０のプロセシングゲインを達成す
ることができない。１０のプロセシングゲインを達成す
るには、少なくとも１０チップの長さのコードを用いな
ければならないと考えられる。このことは、２．４ＧＨ
ｚバンドにおける直接シーケンス拡散スペクトルに対す
る現在のＩＥＥＥ８０２．１１標準において長さ１１の
Ｂａｒｋｅｒコードが用いられている理由である。しか
し１１のＢａｒｋｅｒコードを用いているシステムは、
セットあたり８コードに制限され、データレートを押さ
えてしまう。
【００１６】図３の実施例における動作において、スク
ランブラー１２はデータを受信し、ＩＥＥＥ８０２．１
１標準に従ってデータをスクランブルする。他の実施例
ではスクランブラー１２はなくともよく、データ変換、
インターディープ、または変更は他の形態でデータを操
作してもよく、あるいはデータをシリアル／パラレル変
換器１４へと直接供給してもよい。この実施例におい
て、シリアル／パラレル変換器１４は、１ＭＨｚクロッ
ク信号に従ってパラレルで１０データビットのデータシ
ンボルを作る１：１０マルチプレキサ（ＮＵＸ）であ
る。この１０ビットデータシンボルは１１チップコード
（ないしコードワード）のＩ／Ｑコードペアへと符号化
される。データシンボルのビットの４つは、変調器３２
へと供給され、これは本発明に従って拡張コードから１
６の長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３
２は、１１ＭＨｚクロック信号に従って妬く１１ＭＨｚ
のチップレートで長さ１１のコードを作る。上の例にお
いて、各シンボルは１０データビットを含み、これらは
１１チップの独立なＩおよびＱコードへと符号化され
る。チップは実際はコードビットであるが、データビッ
トと区別するためにチップと呼ばれる。この実施例にお
いて、変調器３２はディジタル変調システム３０のＩフ
ェーズ変調ブランチに対応する。これは送信される信号
のＩ成分を作る。
ランブラー１２はデータを受信し、ＩＥＥＥ８０２．１
１標準に従ってデータをスクランブルする。他の実施例
ではスクランブラー１２はなくともよく、データ変換、
インターディープ、または変更は他の形態でデータを操
作してもよく、あるいはデータをシリアル／パラレル変
換器１４へと直接供給してもよい。この実施例におい
て、シリアル／パラレル変換器１４は、１ＭＨｚクロッ
ク信号に従ってパラレルで１０データビットのデータシ
ンボルを作る１：１０マルチプレキサ（ＮＵＸ）であ
る。この１０ビットデータシンボルは１１チップコード
（ないしコードワード）のＩ／Ｑコードペアへと符号化
される。データシンボルのビットの４つは、変調器３２
へと供給され、これは本発明に従って拡張コードから１
６の長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３
２は、１１ＭＨｚクロック信号に従って妬く１１ＭＨｚ
のチップレートで長さ１１のコードを作る。上の例にお
いて、各シンボルは１０データビットを含み、これらは
１１チップの独立なＩおよびＱコードへと符号化され
る。チップは実際はコードビットであるが、データビッ
トと区別するためにチップと呼ばれる。この実施例にお
いて、変調器３２はディジタル変調システム３０のＩフ
ェーズ変調ブランチに対応する。これは送信される信号
のＩ成分を作る。
【００１７】シリアル／パラレル変換器１４からのデー
タシンボルの４ビットの第２セットは、３４へと供給さ
れ、これは本発明に従って拡張コードから変調器１６の
長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３２は
ディジタル変調システム３０のＱフェーズ変調ブランチ
に対応する。これは送信される信号のＱ成分を作る。４
データビットに応答して、３４はまた、１１ＭＨｚクロ
ック信号に従って妬く１１ＭＨｚのチップレートで長さ
１１のコードを作る。
タシンボルの４ビットの第２セットは、３４へと供給さ
れ、これは本発明に従って拡張コードから変調器１６の
長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３２は
ディジタル変調システム３０のＱフェーズ変調ブランチ
に対応する。これは送信される信号のＱ成分を作る。４
データビットに応答して、３４はまた、１１ＭＨｚクロ
ック信号に従って妬く１１ＭＨｚのチップレートで長さ
１１のコードを作る。
【００１８】シリアル／パラレル変換器１４からのデー
タシンボルの１０ビットの内の残りの２ビットについ
て、１ビットは３６へと供給される。もしそのビットが
０であれば、３６は変調器３２からの長さ１１コードの
極性を変える。得られるコードＩOUTは、信号回路２１
に供給され、０をすべて−１に変え、ミキサー２４に供
給されて周波数ωの搬送波を変調する前に、何らかのさ
らなる信号処理および／または変換を行ってもよい。残
りのビットについて、これは３８に供給される。もしそ
のビットが０であれば、３８は３４からの長さ１１Ｗａ
ｌｓｈコードの極性を変える。得られる変更Ｗａｌｓｈ
コードＱOUTは、信号回路２３に供給され、２６に供給
されて周波数ωの搬送波の９０度シフトされたバージョ
ンを変調する前に、何らかの変換および／または処理を
行ってもよい。もし０の代わりに−１を用いる場合、３
６、３８は、ＩOUTとＱOUTの極性を変えるために乗算器
で置き換えてもよい。その後に、ＩOUT変調搬送波とＱ
OUT変調搬送波はコンバインされ送信される。従ってこ
のディジタル変調システム３０の特定の実施例は、入デ
ータの１０ビットをＩブランチに対して５ビットおよび
Ｑブランチに対して５ビットへと区分する。Ｉブランチ
上の４データビットは、拡張コードセットから１１チッ
プのコードへと符号化され、Ｑブランチ上の４データビ
ットは、変調器１６の１１チップコードの内の１つへと
パラレルに符号化される。最後の２ビットがそれぞれ１
１チップコードの極性を決めることにより情報を符号化
するので、ディジタル変調システム３０は１０データビ
ットを、両方が変調器３２の可能性のあるコードのセッ
トから選ばれる２のコードへと符号化する。この例で
は、逆転され３２のコードを得ることができるコード
は、１６コードある。１ＭＳｐｓ、１０ビット／シンボ
ルのシンボルレートでは、ディジタル変調システム３０
のデータレートは１０ＭＢｐｓである。
タシンボルの１０ビットの内の残りの２ビットについ
て、１ビットは３６へと供給される。もしそのビットが
０であれば、３６は変調器３２からの長さ１１コードの
極性を変える。得られるコードＩOUTは、信号回路２１
に供給され、０をすべて−１に変え、ミキサー２４に供
給されて周波数ωの搬送波を変調する前に、何らかのさ
らなる信号処理および／または変換を行ってもよい。残
りのビットについて、これは３８に供給される。もしそ
のビットが０であれば、３８は３４からの長さ１１Ｗａ
ｌｓｈコードの極性を変える。得られる変更Ｗａｌｓｈ
コードＱOUTは、信号回路２３に供給され、２６に供給
されて周波数ωの搬送波の９０度シフトされたバージョ
ンを変調する前に、何らかの変換および／または処理を
行ってもよい。もし０の代わりに−１を用いる場合、３
６、３８は、ＩOUTとＱOUTの極性を変えるために乗算器
で置き換えてもよい。その後に、ＩOUT変調搬送波とＱ
OUT変調搬送波はコンバインされ送信される。従ってこ
のディジタル変調システム３０の特定の実施例は、入デ
ータの１０ビットをＩブランチに対して５ビットおよび
Ｑブランチに対して５ビットへと区分する。Ｉブランチ
上の４データビットは、拡張コードセットから１１チッ
プのコードへと符号化され、Ｑブランチ上の４データビ
ットは、変調器１６の１１チップコードの内の１つへと
パラレルに符号化される。最後の２ビットがそれぞれ１
１チップコードの極性を決めることにより情報を符号化
するので、ディジタル変調システム３０は１０データビ
ットを、両方が変調器３２の可能性のあるコードのセッ
トから選ばれる２のコードへと符号化する。この例で
は、逆転され３２のコードを得ることができるコード
は、１６コードある。１ＭＳｐｓ、１０ビット／シンボ
ルのシンボルレートでは、ディジタル変調システム３０
のデータレートは１０ＭＢｐｓである。
【００１９】図４は、拡張コードディジタル変調システ
ム５０を示し、これはディジタル変調システム３０（図
３）のフォールバックモードとして用いることができ
る。同様に、入力データは、ＩＥＥＥ８０２．１１標準
に従ってスクランブラー１２がスクランブルする。その
データはシリアル／パラレル変換器に供給される。この
実施例のシリアル／パラレル変換器は、１ＭＳｐｓのデ
ータシンボルレートでパラレルで６ビットデータシンボ
ルを作る。この６ビットレートデータシンボルから変調
器５４は、４ビットを受信し、これら４ビットを本発明
に従って変調器１６の長さ１１コードのうちの１つへと
符号化する。この長さ１１コードは、Ｉ・Ｑブランチ５
６と５８の両方に供給される。別の原理に従うと、マル
チフェーズ変調パスないしブランチに同じコードを供給
することによって、この実施例では、複数フェーズ変調
パス（Ｉ・Ｑブランチ５６と５８など）上の同じコード
の独立フェーズ変調（直交フェーズシフトキーイング
（ＱＰＳＫ）や８フェーズシフトキーイング（８−ＰＳ
Ｋ）など）に対してフォールバックモードを可能にす
る。Ｉブランチ５６上では、１１チップコードが第１Ｘ
ＯＲゲート６０にシリアルに供給され、Ｑブランチ５８
上では、１１チップコードは第２ＸＯＲゲート６２にシ
リアルに供給される。シリアル／パラレル変換器からの
残りの２ビットについて、１ビットは第１ＸＯＲゲート
６０へ行き、長さ１１コードの極性を調整してＩブラン
チ５６上にＩOUTを作り、別の１ビットは第２ＸＯＲゲ
ート６２へと行き、長さ１１コードの極性を調整してＱ
ブランチ５８上にＱOUTを作る。実装に従って、もし０
の代わりに−１を用いると、ＸＯＲゲート６０と６２を
乗算器で置き換えてもよい。このように、６ビット／シ
ンボルのデータシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレート
の場合、この実施例は６Ｍｂｐｓのデータレートを与え
る。
ム５０を示し、これはディジタル変調システム３０（図
３）のフォールバックモードとして用いることができ
る。同様に、入力データは、ＩＥＥＥ８０２．１１標準
に従ってスクランブラー１２がスクランブルする。その
データはシリアル／パラレル変換器に供給される。この
実施例のシリアル／パラレル変換器は、１ＭＳｐｓのデ
ータシンボルレートでパラレルで６ビットデータシンボ
ルを作る。この６ビットレートデータシンボルから変調
器５４は、４ビットを受信し、これら４ビットを本発明
に従って変調器１６の長さ１１コードのうちの１つへと
符号化する。この長さ１１コードは、Ｉ・Ｑブランチ５
６と５８の両方に供給される。別の原理に従うと、マル
チフェーズ変調パスないしブランチに同じコードを供給
することによって、この実施例では、複数フェーズ変調
パス（Ｉ・Ｑブランチ５６と５８など）上の同じコード
の独立フェーズ変調（直交フェーズシフトキーイング
（ＱＰＳＫ）や８フェーズシフトキーイング（８−ＰＳ
Ｋ）など）に対してフォールバックモードを可能にす
る。Ｉブランチ５６上では、１１チップコードが第１Ｘ
ＯＲゲート６０にシリアルに供給され、Ｑブランチ５８
上では、１１チップコードは第２ＸＯＲゲート６２にシ
リアルに供給される。シリアル／パラレル変換器からの
残りの２ビットについて、１ビットは第１ＸＯＲゲート
６０へ行き、長さ１１コードの極性を調整してＩブラン
チ５６上にＩOUTを作り、別の１ビットは第２ＸＯＲゲ
ート６２へと行き、長さ１１コードの極性を調整してＱ
ブランチ５８上にＱOUTを作る。実装に従って、もし０
の代わりに−１を用いると、ＸＯＲゲート６０と６２を
乗算器で置き換えてもよい。このように、６ビット／シ
ンボルのデータシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレート
の場合、この実施例は６Ｍｂｐｓのデータレートを与え
る。
【００２０】図５は変調器１６の１１チップコードを用
いるディジタル変調システム３０のＥb／Ｎoに対するパ
ケットエラーレートのグラフ図である。実際に、特定の
パケットエラー比を得るためにＥb／Ｎoの必要条件は、
米国特許出願“Digital Modulation System Uing Modif
ied Orthogonal Codes to Reduce Autocorrelation,”
（出願日１９９８年４月８日、権利者：Lucent Technol
ogies Inc.）に記載してあるような（ 1 1 1 1 1 1 0 0
）のカバーシーケンスで変更した８長さＷａｌｓｈコ
ードを用いる図１で記載したＭＯＫシステムの８−８チ
ップコードセットよりもわずか０．５ｄＢしか悪くなっ
ていない。曲線４０は６Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チ
ップコードを用いるディジタル変調システムに対応し、
曲線４２は、１０Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チップコ
ードを用いるディジタル変調システムに対応する。この
図は、６Ｍｂｐｓは、１０Ｍｂｐｓモードよりも１．５
ｄＢだけ大きいゲインを達成することを示している（曲
線４０は曲線４２の約１．５ｄＢだけ左側である）。
いるディジタル変調システム３０のＥb／Ｎoに対するパ
ケットエラーレートのグラフ図である。実際に、特定の
パケットエラー比を得るためにＥb／Ｎoの必要条件は、
米国特許出願“Digital Modulation System Uing Modif
ied Orthogonal Codes to Reduce Autocorrelation,”
（出願日１９９８年４月８日、権利者：Lucent Technol
ogies Inc.）に記載してあるような（ 1 1 1 1 1 1 0 0
）のカバーシーケンスで変更した８長さＷａｌｓｈコ
ードを用いる図１で記載したＭＯＫシステムの８−８チ
ップコードセットよりもわずか０．５ｄＢしか悪くなっ
ていない。曲線４０は６Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チ
ップコードを用いるディジタル変調システムに対応し、
曲線４２は、１０Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チップコ
ードを用いるディジタル変調システムに対応する。この
図は、６Ｍｂｐｓは、１０Ｍｂｐｓモードよりも１．５
ｄＢだけ大きいゲインを達成することを示している（曲
線４０は曲線４２の約１．５ｄＢだけ左側である）。
【００２１】図６は、１０ＭｂｐｓのＩおよびＱに異な
るコードを有し、長さ１１チップの変調器１６コードを
用い（曲線６３）、６ＭｂｐｓのＩおよびＱに同じコー
ドを有するＱＰＳＫを用いる（曲線６５）ディジタル変
調システムに対する遅延拡散（ｎｓ）に対するパケット
エラーレートのグラフ図である。用いたチャネルモデル
は指数的に衰退するパワー遅延特性を有し独立なＲａｙ
ｌｅｉｇｈフェージングパスを有する。図６は、６タッ
プのチャネル待ちとフィルター（あるいは６のフィンガ
ーＲＡＫＥ）のみを用いて約５０ｎｓの遅延拡散に対処
することができる１０Ｍｂｐｓモードを示している。６
Ｍｂｐｓのフォールバックモードでは（ＩおよびＱに同
じコード）、約２００ｎｓの遅延拡散が許容できる。
るコードを有し、長さ１１チップの変調器１６コードを
用い（曲線６３）、６ＭｂｐｓのＩおよびＱに同じコー
ドを有するＱＰＳＫを用いる（曲線６５）ディジタル変
調システムに対する遅延拡散（ｎｓ）に対するパケット
エラーレートのグラフ図である。用いたチャネルモデル
は指数的に衰退するパワー遅延特性を有し独立なＲａｙ
ｌｅｉｇｈフェージングパスを有する。図６は、６タッ
プのチャネル待ちとフィルター（あるいは６のフィンガ
ーＲＡＫＥ）のみを用いて約５０ｎｓの遅延拡散に対処
することができる１０Ｍｂｐｓモードを示している。６
Ｍｂｐｓのフォールバックモードでは（ＩおよびＱに同
じコード）、約２００ｎｓの遅延拡散が許容できる。
【００２２】図７は、システム３０（図３）のフォール
バックモードとして用いることができるディジタル変調
システム６６を示してある。入力データはＩＥＥＥ８０
２．１１標準に従ってスクランブラー１２によりスクラ
ンブルされる。スクランブルされたデータはシリアル／
パラレル変換器６８に供給される。この実施例ではシリ
アル／パラレル変換器６８は１ＭＳｐｓのシンボルレー
トでパラレルに５ビットレート信号を作る。この５ビッ
トレートシンボルから４ビットが変調器７０により受信
される。この変調器７０は本発明に従ってその４ビット
を変調器１６の１１チップコードの１つに符号化する。
変調器７０は１１ＭＨｚのレートで長さ１１コードをシ
リアルに作る。この長さ１１コードはＩおよびＱブラン
チ両方に対応するＸＯＲゲート７２に供給される。長さ
１１コードはシリアル／パラレル変換器６８からのデー
タシンボルの残りのビットにより排他的論理和演算さ
れ、長さ１１コードの極性を調整しシリアル形態でＩ
OUTおよびＱOUTを作る。実装に従ってもし０の代わりに
−１を用いるならば、ＸＯＲゲート７２を乗算器で置き
換えてもよい。このように、５ビット／シンボルのデー
タシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレートでは、この実
施例は５Ｍｂｐｓのデータレートを与える。
バックモードとして用いることができるディジタル変調
システム６６を示してある。入力データはＩＥＥＥ８０
２．１１標準に従ってスクランブラー１２によりスクラ
ンブルされる。スクランブルされたデータはシリアル／
パラレル変換器６８に供給される。この実施例ではシリ
アル／パラレル変換器６８は１ＭＳｐｓのシンボルレー
トでパラレルに５ビットレート信号を作る。この５ビッ
トレートシンボルから４ビットが変調器７０により受信
される。この変調器７０は本発明に従ってその４ビット
を変調器１６の１１チップコードの１つに符号化する。
変調器７０は１１ＭＨｚのレートで長さ１１コードをシ
リアルに作る。この長さ１１コードはＩおよびＱブラン
チ両方に対応するＸＯＲゲート７２に供給される。長さ
１１コードはシリアル／パラレル変換器６８からのデー
タシンボルの残りのビットにより排他的論理和演算さ
れ、長さ１１コードの極性を調整しシリアル形態でＩ
OUTおよびＱOUTを作る。実装に従ってもし０の代わりに
−１を用いるならば、ＸＯＲゲート７２を乗算器で置き
換えてもよい。このように、５ビット／シンボルのデー
タシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレートでは、この実
施例は５Ｍｂｐｓのデータレートを与える。
【００２３】図８は、ディジタル復調システム７６を示
す。これは受信器（図示せず）にて用いて上で記載した
ディジタル変調システムの実施例を用いて送信器（図示
せず）から送信されたコードを受信する。ディジタル復
調システム７６は本発明に従って変調器１６の１１チッ
プコードの内の１つを受信する。このコードに応答し
て、ディジタル復調システムは、対応する４データビッ
トを作る。実装に従って、コードチップおよび／または
データビットはパラレルあるいはシリアルであってもよ
い。
す。これは受信器（図示せず）にて用いて上で記載した
ディジタル変調システムの実施例を用いて送信器（図示
せず）から送信されたコードを受信する。ディジタル復
調システム７６は本発明に従って変調器１６の１１チッ
プコードの内の１つを受信する。このコードに応答し
て、ディジタル復調システムは、対応する４データビッ
トを作る。実装に従って、コードチップおよび／または
データビットはパラレルあるいはシリアルであってもよ
い。
【００２４】図９は本発明に従うディジタル復調システ
ムを用いる復調システム８０を示す。この実施例におい
て、受信信号は復調システム８０のＩ・Ｑブランチ８２
と８４の両方に供給される。第１ミキサー８６はｃｏｓ
ωｔ（ωは搬送周波数）で受信信号を乗算し、変調Ｉ情
報を抽出し、ミキサー８８はｓｉｎωｔで受信信号を乗
算し、変調されたＱ情報を抽出する。ローパスフィルタ
リングの後、このＩおよびＱ情報はそれぞれ相関器ブロ
ック９０、相関器ブロック９２に供給される。この実施
例において、相関器ブロック９０、相関器ブロック９２
はそれぞれコードセットにおける１６コードに対応する
変調器１６の相関器を含み、これらはそれぞれＩ情報お
よびＱ情報の時間遅延したバージョンを相関する。符号
検索ブロック９４、９６は本発明に従ってＩおよびＱ情
報に対して最も高い相関の大きさを与える既知のコード
を見つける。特定の実施例において、ディジタル復調シ
ステム７６（図８）ないしその一部は、この内部で動作
してもよく、あるいは符号検索ブロック９４、９６から
出力を受信して、既知のコードを対応するデータビット
へとデコードするようにできる。実施例に従って、ディ
ジタル復調システム７６（図８）ないしその一部は、符
号検索ブロック９４、９６にて導入してもよく、極性検
出ブロック９８、１００にて導入してもよく、Ｉ・Ｑブ
ランチ８２、８４のブランチにて導入してもよく、ある
いは極性検出ブロック９８、１００の出力にて導入して
もよく、符号をデコードし対応するデータビットを作る
ようにできる。この実施例において極性検出ブロック９
８、１００はそれぞれ、それぞれが見つけたコードの極
性から付加的なデータビットをデコードする。
ムを用いる復調システム８０を示す。この実施例におい
て、受信信号は復調システム８０のＩ・Ｑブランチ８２
と８４の両方に供給される。第１ミキサー８６はｃｏｓ
ωｔ（ωは搬送周波数）で受信信号を乗算し、変調Ｉ情
報を抽出し、ミキサー８８はｓｉｎωｔで受信信号を乗
算し、変調されたＱ情報を抽出する。ローパスフィルタ
リングの後、このＩおよびＱ情報はそれぞれ相関器ブロ
ック９０、相関器ブロック９２に供給される。この実施
例において、相関器ブロック９０、相関器ブロック９２
はそれぞれコードセットにおける１６コードに対応する
変調器１６の相関器を含み、これらはそれぞれＩ情報お
よびＱ情報の時間遅延したバージョンを相関する。符号
検索ブロック９４、９６は本発明に従ってＩおよびＱ情
報に対して最も高い相関の大きさを与える既知のコード
を見つける。特定の実施例において、ディジタル復調シ
ステム７６（図８）ないしその一部は、この内部で動作
してもよく、あるいは符号検索ブロック９４、９６から
出力を受信して、既知のコードを対応するデータビット
へとデコードするようにできる。実施例に従って、ディ
ジタル復調システム７６（図８）ないしその一部は、符
号検索ブロック９４、９６にて導入してもよく、極性検
出ブロック９８、１００にて導入してもよく、Ｉ・Ｑブ
ランチ８２、８４のブランチにて導入してもよく、ある
いは極性検出ブロック９８、１００の出力にて導入して
もよく、符号をデコードし対応するデータビットを作る
ようにできる。この実施例において極性検出ブロック９
８、１００はそれぞれ、それぞれが見つけたコードの極
性から付加的なデータビットをデコードする。
【００２５】図１０は復調システム１１０を示し、これ
は複数の変調パス上で同じコードが送信されるような５
０（図５）からのコードシンボルを受信する復調システ
ム８０（図９）に対してフォールバックレートで用いる
ことができる。この復調システム１１０と図９のフルレ
ート復調システムとの違いは、１１２が相関器ブロック
９０、相関器ブロック９２の矩形化相関出力を加え、本
発明に従って最も高い相関複素数の大きさを与えるコー
ドを検出することである。本発明に従って、ディジタル
復調のためにＩおよびＱパス８２、８４の両方上に同じ
コードがある。この実施例において、位相検出器１１４
は最も高い複素数相関大きさのコードを見つける。特定
の実施例において、ディジタル復調システム７６ないし
その一部は、内部で動作してもよく、あるいは１１２か
ら出力を受信し、コードを対応するデータビットへとデ
コードするようにしてもよい。実施例に従って、ディジ
タル復調システム７６（図８）ないしその一部は、１１
２にて、位相検出器１１４にて、パス１１５の枝分かれ
にて、および／または位相検出器１１４の出力にて導入
してもよく、コードをデコードして対応するデータビッ
トを作るようにできる。位相検出器１１４は複素数相関
出力のフェーズを検出してＱＰＳＫのコードシンボルあ
たりさらに２ビット、あるいは８−ＰＳＫのコードシン
ボルあたりさらに３ビットを符号化する。
は複数の変調パス上で同じコードが送信されるような５
０（図５）からのコードシンボルを受信する復調システ
ム８０（図９）に対してフォールバックレートで用いる
ことができる。この復調システム１１０と図９のフルレ
ート復調システムとの違いは、１１２が相関器ブロック
９０、相関器ブロック９２の矩形化相関出力を加え、本
発明に従って最も高い相関複素数の大きさを与えるコー
ドを検出することである。本発明に従って、ディジタル
復調のためにＩおよびＱパス８２、８４の両方上に同じ
コードがある。この実施例において、位相検出器１１４
は最も高い複素数相関大きさのコードを見つける。特定
の実施例において、ディジタル復調システム７６ないし
その一部は、内部で動作してもよく、あるいは１１２か
ら出力を受信し、コードを対応するデータビットへとデ
コードするようにしてもよい。実施例に従って、ディジ
タル復調システム７６（図８）ないしその一部は、１１
２にて、位相検出器１１４にて、パス１１５の枝分かれ
にて、および／または位相検出器１１４の出力にて導入
してもよく、コードをデコードして対応するデータビッ
トを作るようにできる。位相検出器１１４は複素数相関
出力のフェーズを検出してＱＰＳＫのコードシンボルあ
たりさらに２ビット、あるいは８−ＰＳＫのコードシン
ボルあたりさらに３ビットを符号化する。
【００２６】上で示した実施例に加えて、本発明に従う
別の構成のディジタル変調（復調）システムが可能であ
り、例えば、構成要素を加えたり省いたり、システムの
一部を変更したりできる。例えば、上ではＱＰＳＫ位相
シフト変調方式（図１、３、４）、ディジタル変復調方
式、ＢＰＳＫ方式（図６）を用いたが、ディジタル変復
調システムを他の変復調方式と共に用いることができ
る。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）を含む振幅変調、
８−ＰＳＫを含む他の位相変調方式がある。また、上の
説明において、１および０のコードを変更して１および
０のコードを用いているが、１と−１あるいは１と０の
コードを用いてもよい。受信にきて１と−１が受信さ
れ、相関の決定が１と−１を用いて説明したが、１と０
あるいは１と−１を用いてもよい。また拡張コードセッ
トの変調器１６の１１チップコードを用いて説明した
が、他の拡張コードセットを用いてもよい。
別の構成のディジタル変調（復調）システムが可能であ
り、例えば、構成要素を加えたり省いたり、システムの
一部を変更したりできる。例えば、上ではＱＰＳＫ位相
シフト変調方式（図１、３、４）、ディジタル変復調方
式、ＢＰＳＫ方式（図６）を用いたが、ディジタル変復
調システムを他の変復調方式と共に用いることができ
る。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）を含む振幅変調、
８−ＰＳＫを含む他の位相変調方式がある。また、上の
説明において、１および０のコードを変更して１および
０のコードを用いているが、１と−１あるいは１と０の
コードを用いてもよい。受信にきて１と−１が受信さ
れ、相関の決定が１と−１を用いて説明したが、１と０
あるいは１と−１を用いてもよい。また拡張コードセッ
トの変調器１６の１１チップコードを用いて説明した
が、他の拡張コードセットを用いてもよい。
【００２７】ディジタル変調システム（復調システム）
を特定の構成要素を用いて説明したが、異なる構成や他
の処理と連結して行うようにしてもよい。また多くの構
成要素や動作パラメータや特性は正確な動作を得るため
に動作環境に従って適切に調整されるべきである。また
ＡＳＩＣ、ソフトウェア駆動プロセッシング回路、ファ
ームウェア、ルックアップテーブル、あるいは他の離散
的要素の構成として実装してもよい。
を特定の構成要素を用いて説明したが、異なる構成や他
の処理と連結して行うようにしてもよい。また多くの構
成要素や動作パラメータや特性は正確な動作を得るため
に動作環境に従って適切に調整されるべきである。また
ＡＳＩＣ、ソフトウェア駆動プロセッシング回路、ファ
ームウェア、ルックアップテーブル、あるいは他の離散
的要素の構成として実装してもよい。
【図１】カバーシーケンス（１１１１１１００）で変更
したＷａｌｓｈコードを用いるＭ則直交キーイング（Ｍ
ＯＫ）システムのブロック図。
したＷａｌｓｈコードを用いるＭ則直交キーイング（Ｍ
ＯＫ）システムのブロック図。
【図２】本発明に従い拡張コードセットを用いるディジ
タル変調システムのブロック図。
タル変調システムのブロック図。
【図３】図２のディジタル変調システムを用いるディジ
タル変調システムの実施例のブロック図。
タル変調システムの実施例のブロック図。
【図４】図３の実施例のフォールバックモードとして用
いることができるディジタル変調システムの別の実施例
のブロック図。
いることができるディジタル変調システムの別の実施例
のブロック図。
【図５】図３、４のディジタル変調システムのＥb／Ｎ0
に対するパケットエラーレート（ｄＢ）の比較を示すグ
ラフ図。
に対するパケットエラーレート（ｄＢ）の比較を示すグ
ラフ図。
【図６】図３、４の実施例における遅延拡散（ｎｓ）に
対するパケットエラーレートの比較を表すグラフ図。
対するパケットエラーレートの比較を表すグラフ図。
【図７】本発明の特定の原理に従うディジタル変調シス
テムを用いる別の実施例のブロック図。
テムを用いる別の実施例のブロック図。
【図８】本発明の特定の原理に従うディジタル復調器。
【図９】本発明の特定の原理に従うディジタル復調器を
用いる復調システム。
用いる復調システム。
【図１０】本発明の原理に従うディジタル復調器を用い
る復調システムの別の実施例。
る復調システムの別の実施例。
１０ Ｍ則直交キーイングシステム １２ スクランブラー １４ シリアル／パラレル変換器 １６ 変調器 ２０ ＸＯＲゲート ２３ 信号回路 ２４ ミキサー ６６ フォールバックモードとして使用可能なディジタ
ル変調システム ７０ 変調器 ７６ ディジタル復調システム ８０ 復調システム ８８ ミキサー ９０、９２ 相関器ブロック ９４、９６ 符号検索ブロック ９８、１００ 極性検出ブロック １１０ 復調システム １１２ 複素数大きさが最大の符号を検索 １１４ 位相検出器
ル変調システム ７０ 変調器 ７６ ディジタル復調システム ８０ 復調システム ８８ ミキサー ９０、９２ 相関器ブロック ９４、９６ 符号検索ブロック ９８、１００ 極性検出ブロック １１０ 復調システム １１２ 複素数大きさが最大の符号を検索 １１４ 位相検出器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (9)
- 【請求項１】 （Ａ）情報ビットのセットに応答して、
Ｍコードの拡張コードセットからＮ−チップコード（Ｎ
＞Ｍ）を作るステップを有することを特徴とする情報ビ
ット変調方法。 - 【請求項２】 （Ｂ）相補的コードのセットを用いて前
記コードセットを導出するステップを有することを特徴
とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 （Ｃ）直交コードのセットを用いて前記
コードセットを導出することを特徴とする請求項１記載
の方法。 - 【請求項４】 前記作るステップ（Ａ）は、 （Ｄ）ｌｏｇ2Ｍビットのセットに応答して、Ｍコード
の１つとして前記Ｎ−チップコードを作るステップを有
することを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項５】 （Ｅ）Ｍ＝１６、Ｎ＝１１を用いるステ
ップを有することを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項６】 （Ｆ）複数の変調パスに前記コードを、
前記変調パス上の前記コードの変調のために供給するス
テップを有することを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項７】 請求項１記載の情報ビット変調方法にお
いて、Ｎ−チップコードを復調する方法であって、 （Ｇ）前記Ｎ−チップコードに応答して対応するデータ
ビットのセットを作るステップを有することを特徴とす
る請求項１記載の方法。 - 【請求項８】 （Ａ）情報ビットのセットに応答して、
Ｍコードの拡張コードセットからＮ−チップコード（Ｎ
＞Ｍ）を作る変調器を有することを特徴とするディジタ
ル変調システム。 - 【請求項９】 （Ａ）Ｍコードの拡張コードセットから
Ｎ−チップコード（Ｎ＞Ｍ）に応答して、対応するデー
タビットのセットを作る復調器を有し、 この復調器は、前記Ｎ−チップコードの自己相関サイド
ローブおよびクロス相関値であって、前記Ｎ−チップコ
ードの長さの半分以下であるものを出力することを特徴
とするディジタル復調システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/057,310 US6404732B1 (en) | 1996-07-30 | 1998-04-08 | Digital modulation system using modified orthogonal codes to reduce autocorrelation |
| US09/057310 | 1998-04-08 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003293511A Division JP3905500B2 (ja) | 1998-04-08 | 2003-08-14 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331041A true JPH11331041A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=22009820
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11100555A Pending JPH11331041A (ja) | 1998-04-08 | 1999-04-07 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
| JP2003293511A Expired - Lifetime JP3905500B2 (ja) | 1998-04-08 | 2003-08-14 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
| JP2006289337A Expired - Lifetime JP4527702B2 (ja) | 1998-04-08 | 2006-10-25 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003293511A Expired - Lifetime JP3905500B2 (ja) | 1998-04-08 | 2003-08-14 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
| JP2006289337A Expired - Lifetime JP4527702B2 (ja) | 1998-04-08 | 2006-10-25 | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6404732B1 (ja) |
| EP (2) | EP0949765A3 (ja) |
| JP (3) | JPH11331041A (ja) |
| KR (1) | KR19990083039A (ja) |
| AU (1) | AU2359199A (ja) |
| BR (1) | BR9901243A (ja) |
| CA (1) | CA2261824C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011501517A (ja) * | 2007-10-11 | 2011-01-06 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおける二次同期符号のためのスクランブル符号 |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5862182A (en) * | 1996-07-30 | 1999-01-19 | Lucent Technologies Inc. | OFDM digital communications system using complementary codes |
| US6404732B1 (en) * | 1996-07-30 | 2002-06-11 | Agere Systems Guardian Corp. | Digital modulation system using modified orthogonal codes to reduce autocorrelation |
| US5982807A (en) * | 1997-03-17 | 1999-11-09 | Harris Corporation | High data rate spread spectrum transceiver and associated methods |
| US6426978B1 (en) | 1998-10-01 | 2002-07-30 | Ericsson Inc. | Digital communication systems and methods for differential and/or amplitude encoding and decoding secondary symbols |
| US7643540B2 (en) * | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100294711B1 (ko) * | 1999-03-15 | 2001-07-12 | 서평원 | 최적의 파일럿 심볼을 이용한 프레임 동기 방법 |
| US7496132B2 (en) * | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7039036B1 (en) * | 1999-04-01 | 2006-05-02 | Texas Instruments Incorporated | Reduced complexity primary and secondary synchronization codes with good correlation properties for WCDMA |
| FR2795894B1 (fr) * | 1999-06-29 | 2001-10-05 | Commissariat Energie Atomique | Procede de transmission a modulation/demodulation multi-mak, emetteur et recepteur correspondants |
| US6885691B1 (en) * | 1999-08-02 | 2005-04-26 | Lg Information & Communications, Ltd. | Scrambling codes and channelization codes for multiple chip rate signals in CDMA cellular mobile radio communication system |
| US6987752B1 (en) * | 1999-09-15 | 2006-01-17 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for frequency offset estimation and interleaver synchronization using periodic signature sequences |
| FR2803467B1 (fr) | 1999-12-30 | 2002-02-08 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Methode d'estimation d'un canal de transmission ou de telecommunication |
| US6845104B2 (en) * | 2000-06-14 | 2005-01-18 | Ipr Licensing, Inc. | Receiver for time division multiplex system without explicit time slot assignment |
| FR2813474B1 (fr) * | 2000-08-28 | 2002-12-13 | Commissariat Energie Atomique | Procede de reception non coherente dp-mok avec combinaison de trajets multiples et recepteur correspondant |
| DE60036949T2 (de) | 2000-11-20 | 2008-02-07 | Lucent Technologies Inc. | Verfahren und Vorrichtung zum Detektieren phasenmodulierter CCK-Symbole mit einer Korrelatorbank |
| CN1146171C (zh) * | 2000-11-24 | 2004-04-14 | 华为技术有限公司 | 大容量同步码分多址扩频通信系统的实现方法 |
| US20020122468A1 (en) * | 2001-01-12 | 2002-09-05 | Terion, Inc. | Quasi orthogonal hybrid walsh-PN codes for CDMA application in HF modems |
| US7389537B1 (en) | 2001-10-09 | 2008-06-17 | Juniper Networks, Inc. | Rate limiting data traffic in a network |
| JP2005518720A (ja) * | 2002-02-20 | 2005-06-23 | エクストリームスペクトラム，インコーポレイテッド | Ｍ元直交コード化通信方法及びシステム |
| FR2845842B1 (fr) * | 2002-10-09 | 2005-01-14 | Canon Kk | Procedes et dispositifs d'emission et de reception optimisee |
| ES2255390B1 (es) * | 2004-05-28 | 2008-02-01 | Vicente Diaz Fuente | Dispositivo y metodo de estimacion optima de la distorsion del medio de transmision mediante la emision secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura. |
| EP1838635A2 (en) * | 2004-12-20 | 2007-10-03 | Corning Incorporated | Method of making a glass envelope |
| US7826472B2 (en) * | 2005-02-18 | 2010-11-02 | Avaya Inc. | Methods and systems for providing priority access to 802.11 endpoints using DCF protocol |
| US7587660B2 (en) * | 2005-04-22 | 2009-09-08 | Kansas State University Research Foundation | Multiple-access code generation |
| US8910027B2 (en) * | 2005-11-16 | 2014-12-09 | Qualcomm Incorporated | Golay-code generation |
| US8429502B2 (en) * | 2005-11-16 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Frame format for millimeter-wave systems |
| US8724676B2 (en) * | 2005-11-16 | 2014-05-13 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for single carrier spreading |
| US8583995B2 (en) * | 2005-11-16 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Multi-mode processor |
| US8472497B2 (en) * | 2007-10-10 | 2013-06-25 | Qualcomm Incorporated | Millimeter wave beaconing with directional antennas |
| WO2009083918A2 (en) * | 2007-12-28 | 2009-07-09 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Multi-resolution packet and methods of transmitting and receiving a mrp for ultra-low power wireless networks |
| JP2010245990A (ja) * | 2009-04-09 | 2010-10-28 | Seiko Epson Corp | 通信方法および通信システム |
| US20110182169A1 (en) * | 2009-09-13 | 2011-07-28 | Research Institute Of Tsinghua University In Shenzhen | Code division multiplexing method and system |
| US8400995B2 (en) * | 2010-09-22 | 2013-03-19 | Freescale Semiconductor, Inc. | System and method for descrambling data |
| US9240853B2 (en) | 2012-11-16 | 2016-01-19 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Systems and methods for sparse code multiple access |
| JP6255248B2 (ja) * | 2014-01-14 | 2017-12-27 | パナソニック株式会社 | マルチセクタレーダ |
| RU2740001C1 (ru) * | 2020-03-05 | 2020-12-30 | федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования Военная академия связи имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации | Устройство передачи четверично-кодированных радиосигналов |
| CN112350716B (zh) * | 2020-11-27 | 2023-08-04 | 中科南京智能技术研究院 | 一种补码运算方法及装置、补码运算装置的运算方法 |
Family Cites Families (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4176316A (en) | 1953-03-30 | 1979-11-27 | International Telephone & Telegraph Corp. | Secure single sideband communication system using modulated noise subcarrier |
| FR2461411B1 (fr) * | 1979-07-13 | 1985-10-31 | Trt Telecom Radio Electr | Systeme de transmission de donnees utilisant les principes d'etalement du spectre |
| US4513288A (en) * | 1982-03-29 | 1985-04-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Group-complementary code sets for implementing pulse-compression processing with optimum aperiodic autocorrelation and optimum cross-correlation properties |
| US4494228A (en) * | 1982-08-12 | 1985-01-15 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Orthogonal code division multiple access communications systems |
| US4514853A (en) * | 1982-12-13 | 1985-04-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Multiplexed noise code generator utilizing transposed codes |
| US4529633A (en) | 1983-01-14 | 1985-07-16 | Diab-Barracuda Ab | Thermal camouflage |
| US4529963A (en) * | 1983-06-22 | 1985-07-16 | Gutleber Frank S | Code expansion generator |
| US4707839A (en) | 1983-09-26 | 1987-11-17 | Harris Corporation | Spread spectrum correlator for recovering CCSK data from a PN spread MSK waveform |
| US4771425A (en) * | 1984-10-29 | 1988-09-13 | Stratacom, Inc. | Synchoronous packet voice/data communication system |
| US4901307A (en) | 1986-10-17 | 1990-02-13 | Qualcomm, Inc. | Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters |
| US5148429A (en) * | 1988-10-27 | 1992-09-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voice data transmission system and method |
| US5109390A (en) | 1989-11-07 | 1992-04-28 | Qualcomm Incorporated | Diversity receiver in a cdma cellular telephone system |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US5187671A (en) | 1990-08-24 | 1993-02-16 | Microelectronics And Computer Technology Corporation | Automated interconnect routing system |
| JP2823341B2 (ja) * | 1990-08-29 | 1998-11-11 | 積水化学工業株式会社 | スペクトル拡散通信方式および装置 |
| US5151919A (en) | 1990-12-17 | 1992-09-29 | Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. | Cdma subtractive demodulation |
| US5218619A (en) | 1990-12-17 | 1993-06-08 | Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. | CDMA subtractive demodulation |
| US5357454A (en) | 1991-07-25 | 1994-10-18 | Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. | Fast walsh transform processor |
| JPH05145515A (ja) | 1991-11-19 | 1993-06-11 | Canon Inc | スペクトル拡散通信装置 |
| US5353352A (en) | 1992-04-10 | 1994-10-04 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Multiple access coding for radio communications |
| US5224122A (en) * | 1992-06-29 | 1993-06-29 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for canceling spread-spectrum noise |
| FI925472A (fi) * | 1992-12-01 | 1994-06-02 | Nokia Mobile Phones Ltd | Tiedonsiirtomenetelmä sekä -järjestelmä |
| MY112371A (en) * | 1993-07-20 | 2001-05-31 | Qualcomm Inc | System and method for orthogonal spread spectrum sequence generation in variable data rate systems |
| JPH07170288A (ja) * | 1993-12-15 | 1995-07-04 | Hitachi Ltd | 音声通信システムおよび音声通信方法 |
| US5619503A (en) * | 1994-01-11 | 1997-04-08 | Ericsson Inc. | Cellular/satellite communications system with improved frequency re-use |
| US5809060A (en) * | 1994-02-17 | 1998-09-15 | Micrilor, Inc. | High-data-rate wireless local-area network |
| US5602833A (en) * | 1994-12-19 | 1997-02-11 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using Walsh shift keying in a spread spectrum communication system |
| JP3799058B2 (ja) | 1995-02-01 | 2006-07-19 | 株式会社日立製作所 | スペクトラム拡散通信装置 |
| US6108317A (en) * | 1995-11-01 | 2000-08-22 | Stm Wireless, Inc. | Cyclic code phase multiple access for inbound satellite communications |
| US5862182A (en) * | 1996-07-30 | 1999-01-19 | Lucent Technologies Inc. | OFDM digital communications system using complementary codes |
| US6404732B1 (en) * | 1996-07-30 | 2002-06-11 | Agere Systems Guardian Corp. | Digital modulation system using modified orthogonal codes to reduce autocorrelation |
| US6452958B1 (en) * | 1996-07-30 | 2002-09-17 | Agere Systems Guardian Corp | Digital modulation system using extended code set |
| US5841813A (en) | 1996-09-04 | 1998-11-24 | Lucent Technologies Inc. | Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation |
| DE19646299A1 (de) | 1996-11-11 | 1998-05-14 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Decodierung von komplementären Codes |
-
1998
- 1998-04-08 US US09/057,310 patent/US6404732B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-02-15 CA CA002261824A patent/CA2261824C/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-29 EP EP99302446A patent/EP0949765A3/en not_active Withdrawn
- 1999-04-06 AU AU23591/99A patent/AU2359199A/en not_active Abandoned
- 1999-04-07 JP JP11100555A patent/JPH11331041A/ja active Pending
- 1999-04-08 BR BR9901243-0A patent/BR9901243A/pt not_active Application Discontinuation
- 1999-04-08 KR KR1019990012278A patent/KR19990083039A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-04-13 EP EP99302875A patent/EP0952678A1/en not_active Withdrawn
-
2002
- 2002-05-22 US US10/153,412 patent/US7787355B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-08-14 JP JP2003293511A patent/JP3905500B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2006
- 2006-10-25 JP JP2006289337A patent/JP4527702B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011501517A (ja) * | 2007-10-11 | 2011-01-06 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおける二次同期符号のためのスクランブル符号 |
| US8503547B2 (en) | 2007-10-11 | 2013-08-06 | Qualcomm Incorporated | Scrambling codes for secondary synchronization codes in wireless communication systems |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0949765A2 (en) | 1999-10-13 |
| US20020186651A1 (en) | 2002-12-12 |
| CA2261824C (en) | 2005-05-10 |
| JP3905500B2 (ja) | 2007-04-18 |
| EP0952678A1 (en) | 1999-10-27 |
| CA2261824A1 (en) | 1999-10-08 |
| EP0949765A3 (en) | 1999-10-27 |
| JP2004015828A (ja) | 2004-01-15 |
| AU2359199A (en) | 1999-10-21 |
| JP2007049749A (ja) | 2007-02-22 |
| BR9901243A (pt) | 2000-01-18 |
| US7787355B2 (en) | 2010-08-31 |
| US6404732B1 (en) | 2002-06-11 |
| JP4527702B2 (ja) | 2010-08-18 |
| KR19990083039A (ko) | 1999-11-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4527702B2 (ja) | 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム | |
| US6452958B1 (en) | Digital modulation system using extended code set | |
| US7583582B2 (en) | M-ary orthogonal keying system | |
| JP3778969B2 (ja) | スペクトラム拡散コードパルス位置変調のための方法及び装置 | |
| JP4771646B2 (ja) | ゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法、送信機および受信機 | |
| KR20040067707A (ko) | 정 진폭 이진직교 변조 및 복조장치 | |
| KR100343089B1 (ko) | 복수의 확산코드를 선택함으로써 다중-속도 데이터 전송을촉진하는 방법 및 장치 | |
| EP1118193B1 (en) | Encoding/decoding additional symbols in a communications system | |
| JP2007524267A (ja) | 並列スペクトラム拡散通信システムおよび方法 | |
| US6674790B1 (en) | System and method employing concatenated spreading sequences to provide data modulated spread signals having increased data rates with extended multi-path delay spread | |
| CN101040455B (zh) | 调制无线通信网络中的位序列的方法和调制器 | |
| US9094108B2 (en) | Spread-spectrum modulation and demodulation | |
| EP1205036A1 (en) | Signal generator and decoder | |
| JP4272593B2 (ja) | 自己相関が低減されるように変形された直交コードを用いるデジタル変調システム | |
| KR20040095843A (ko) | 정 진폭 이진직교 변조 및 복조장치 |