JP2005518720A - Ｍ元直交コード化通信方法及びシステム - Google Patents

Abstract

Ｍ元２直交キーイングを用いて、送信機（９１０）は信号をコード化し、受信機（９２０）は信号を復号する。送信機（９１０）は、データ・ビットのストリームを受信し、ストリームから多数のデータ・ビットを分離して、ビット・シーケンスを形成する。次に、送信機（９１０）は、ビット・シーケンスに対応するコードを選択し、選択したコードを送信する。受信機（９２０）は、コードを受信し、それをすべての可能性のあるコードと関連付けて、複数の相関値を生成する。受信機は、次に、これらの相関値を比較して、どのコードが送信されたのか、そして、受信したビット・シーケンスは何であるのかを判断する。コードは相互に直交しており、好適には、複数の符号語及び等しい数の符号語を反転したものを含む。コードは、送信機にてそれに疑似ランダム数列を乗算することによりスクランブルすることができ、受信機にてそれに同じ疑似ランダム数列を乗算することによりスクランブル解除することができる。

Description

本発明は、超広帯域（ＵＷＢ）送信機及び受信機並びに送信手法に関する。より詳細には、本発明は、Ｍ元２直交キーイングを使用して、ＵＷＢ信号によりデータを送信するための方法及びシステムに関する。
（関連特許文書との相互参照）
本出願は、「Ｍ元２直交コード化超広帯域通信システム」（ＡＮ Ｍ−ＡＲＹ ＢＩ−ＯＲＴＨＡＧＯＮＡＬ ＣＯＤＥＤ ＵＬＴＲＡＷＩＤＥＢＡＮＤ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ）という名称の２００２年２月２０日出願のＭａｔｔｈｅｗ Ｌ．Ｗｅｌｂｏｒｎの米国仮特許出願第６０／３５７，６３８号の優先権を主張する。上記特許出願の全文は、引用によって本明細書の記載に援用する。

以下の説明は、ＵＷＢシステムの無線ネットワークへの適用方法に重点をおいたＵＷＢシステムの一般的な説明である。ＵＷＢ技術は、レーダ及び距離測定用途に使用されてきたが、以下の説明においては、無線ネットワーク通信上の用途に関連する点についてのみ説明する。

室内無線ネットワークについての数々の重要な設計問題を簡単に説明することは、本発明を理解する上で役に立つ。このようなシステムは、多経路干渉が起こる環境において比較的短い距離範囲内で動作するためのものであるが、好適には、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）の認可を受けたスペクトルを使用して、速いデータ転送速度を提供しなければならない。また、このようなシステムは、多くの場合、移動性をサポートするために使用される。そのため、このようなシステムは、バッテリーで動作できるように電力消費が少ないことが必要とされ、その１つの利点は、低コストで構造が簡単なことである。
［ＵＷＢシステムの特性］
ＵＷＢシステムの一実施形態は、１つの基本的なパルス形状により形成されている数列の持続時間の短いパルス（チップとも呼ばれる）をベースとする信号を使用する。個々のパルス間の間隔は、一定であってもよいし、又は一定でなくてもよい。通信用のデータでパルス列を変調するために使用可能な種々の異なる方法がある。しかし、１つの共通の特徴は、より高い搬送周波数に変換を行うことなく、パルス列が送信されることであり、そのため、ＵＷＢは「搬送波を使用しない」無線と呼ばれることもある。すなわち、この具体例の場合には、ＵＷＢシステムは、そのアンテナを直接ベースバンド信号により駆動する。

ＵＷＢシステムに共通な別の１つの重要な点は、個々のパルスの持続時間が非常に短く、通常、１つのビットに対応する間隔よりも遥かに短く、このことにより、多経路部分を分解する際に数々の利点を提供することができる。通常のＵＷＢパルス列信号は、式１に示すように時間的にシフトしている複数のパルスの合計として表すことができる。

ここで、ｓ（ｔ）はＵＷＢ信号であり、ｐ（ｔ）は基本パルス形状であり、ａ_k及びｔ_kは、個々の各パルスの振幅及び時間オフセットである。パルスの持続時間が短いので、ＵＷＢ信号のスペクトルは、帯域幅内で数ギガヘルツ又はそれ以上になる場合もある。図１は通常のパルス・ストリームの一例である。この場合、パルスは、１ナノ秒の何分の１かのピーク対ピーク時間（Ｔ_p-p）を有し、数ナノ秒のパルス周期Ｔ_pを有し、かつ数ギガヘルツの帯域幅を有するガウス型単一パルスである。
［低パワースペクトル密度に限定されたＵＷＢシステム］
ＵＷＢシステムは、通常、大部分の現存の無線システムと比較すると、極度に広い絶対帯域幅を有する。この帯域幅は、数ギガヘルツ又はそれ以上の信号帯域幅をもたらすような、サブナノ秒パルスを使用したことによる直接的な結果である。また、これらの信号は、高中心周波数に変換することなく送信されるので、これらの信号が、多くの現存のスペクトル・ユーザがすでに使用している同じ周波数帯域で使用されることは明らかである。

ＦＣＣにより規制されているので、将来のＵＷＢシステムは、恐らく、極度に低いパワースペクトル密度（ｄＢｍ／ＭＨｚ単位で測定した場合）を使用する動作に限定されるだろう。この事実に基づけば、数ギガヘルツの帯域幅を使用しても、ＵＷＢシステムは、また比較的低い全送信電力に制限されることは明らかである。例えば、５ＧＨｚの帯域幅のＵＷＢシステムは、５ＧＨｚの全帯域幅上でミリワットの数分の１にすぎない最大全送信電力しか持つことができない。
［電力制限パターンにおける動作］
Ｗヘルツの帯域幅を使用して、Ｔ秒間にＢ個のビットを送信する（Ｒビット／秒）デジタル変調手法の帯域幅効率は、Ｒ／Ｗ＝Ｂ／（ＷＴ）ビット／秒／Ｈｚで表される。理解していただけると思うが、ＵＷＢシステムの帯域幅効率は、このシステムが、どのくらい効率的にスペクトルを使用するかという点においては重要ではないが、この比率の値は、より典型的な狭帯域システムからＵＷＢシステムを区別するのに役に立つ。この比率Ｒ／Ｗに基づいて、デジタル通信システムを、帯域幅制限パターン又は帯域幅効率面の電力制限パターンで動作しているものとして分類することができる。この分類は、効率的な通信システムの設計の際に行わなければならない多くの重要なトレードオフに対して基本的な密接な関係を有する。

将来のＵＷＢシステムの場合、Ｒ／Ｗ比は、おそらく、システムが任意の有用な通信範囲を有する場合、非常に低いものになるだろう。例えば、比較的高速の無線ネットワーク（例えば、１００Ｍｂｐｓ）の場合においても、ＵＷＢ無線ネットワークの帯域幅効率は、帯域幅Ｗに従って低くなり、１／２０又は１／５０となるだろう。比率Ｒ／Ｗに対するこの低い値の結果、ＵＷＢシステムが、帯域幅効率面の電力制限パターン内でほぼ確実に良好に動作する。
［電力効率の決定的な重要性］
電力制限パターンでのＵＷＢ動作の結果、このようなシステムは、システムの電力効率に影響を与える設計の際に非常に影響を受けやすくなる。このため、以下の記載における分析は、ＵＷＢ変調技術の電力効率の決定的な問題、及び許容できる送信電力レベルにも影響を与えるかもしれない変調のスペクトル効率に焦点を当てる。電力制限動作の密接な関係は、通信範囲とデータ転送速度との間のシステム・レベルでのトレードオフや、複雑性と順方向誤り訂正における性能との間のトレードオフにも影響を与える。
［多経路の耐性と精度範囲］
超広帯域幅による１つの利点は、多経路干渉の影響を受けにくいことである。多経路干渉は、混雑した環境での信号の跳ね返りにより、ある信号の複数の時間的にずれているコピーが同時に受信機に到着した場合に起こる。耐性は、２つの異なる要因、すなわち、（１）広い部分的な帯域幅が、低電力無線システムの場合に特に重要である深い多経路フェージングを緩和すること、（２）広い絶対帯域幅により多経路部分を分解することができ、かつ多経路を積極的に使用することができることにより得られる。

多経路フェージングの低減による効果は、ＵＷＢ信号の絶対信号帯域幅が、すべての考慮することができる多経路チャネルのコヒーレンス帯域幅と比較すると、遥かに広いことを理解すれば、周波数領域動向から、部分的に理解することができる。多経路によるすべての周波数選択フェージングは、任意のチャネル実行のための信号電力の小さな部分に対してのみ影響を与える。今までの研究により、ＵＷＢ信号は、狭帯域信号と比較すると、多経路が存在すると、受信信号での変動は遥かに低いという経験的証拠がある。

しかし、ＵＷＢ信号の場合には、多経路フェージングの影響を受けにくいのは、システムの帯域幅が広いからというばかりではなく、中心周波数に対するシステムの帯域幅、すなわち、部分的帯域幅の比率が大きいからでもある。部分的帯域幅が広いということは、全ＵＷＢ帯域幅にわたって、モード内に対応する大きな変動があり、周囲の環境とのＲＦエネルギーの相互作用の程度が大きいことを意味する。散乱、回折及び反射のような環境的相互作用は、ＲＦ信号の波長により異なるので、部分的帯域幅が広いと、ＵＷＢ帯域幅の異なる領域のフェージング特性の相関が比較的小さくなる。それ故、ＵＷＢ信号の特性は、帯域幅は等しいが中心周波数が遥かに高い（すなわち、部分的帯域幅が狭い）システムよりも、耐性のある多経路性能とすべきである。この影響のより詳細な分析は、この同じ問題に関連する付随の論文に記載されている。

また、ＵＷＢ信号の絶対帯域幅が広いので、時間についての解像度が高くなり、それにより受信機は、個々の多経路部分を分解し、結合することができ、有害な干渉を避けることができる。
［ＵＷＢ変調選択の分析］
現在のＦＣＣ規制のもとでは、ＵＷＢの送信電力は、送信信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）により制限される。図２は、ＦＣＣが現在施行しているパワースペクトル密度制限を示すグラフである。

この制限は、２つの異なる方法でＵＷＢ変調手法の選択に影響を与える。第一に、この変調手法は、電力効率がよいものでなければならない。すなわち、この変調は、ビット当たりの任意のエネルギーに対して、最高の誤り性能を供給するものでなければならない。第二に、変調手法の選択は、異なる周波数帯域上の信号電力の分布に影響を与えるという点で、ＰＳＤの構造に影響を与える。特定の変調手法により、狭い周波数範囲内に信号電力が集中した場合には、ＰＳＤ制限を満足させるために、全送信電力に対する追加の制限が課せられる可能性がある。

それ故、数々の変調手法を比較する場合、電力効率とＰＳＤに対する変調の影響の両方がチェックされる。以下の説明においては、正パルス振幅変調（ＰＰＡＭ）、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ）、２値位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）及びパルス位置変調（ＰＰＭ）のようなパルス振幅変調（ＰＡＭ）の数々の形を含むＵＷＢに対してこれまでに提案された、数々の変調手法についてチェックする。
［パルス振幅変調］
すでに説明したように、ＵＷＢ信号の１つの一般的な形は、簡単なパルス列である。パルスの時間的間隔が同じであると仮定した場合、（すなわち、Ｋ番目のパルスは、時間ｔ＝ｋＴの時点で発生すると仮定した場合）、式（１）を下記のように簡単にすることができる。

ここで、Ｔはパルス間隔である。ＰＡＭのこの一般的な形から、数々の方法でデータ・ビットからパルス加重（ａ_k）へのマッピングを選択することにより、数々の特定の変調技術を分析することができる。図３Ａ〜図３Ｃは、これらの数々の技術を示す。これらの数々の技術については以下に説明する。

図３Ａ及び図３Ｂは、それぞれ、ＯＯＫ、ＰＰＡＭ及びＢＰＳＫ変調手法に対する例示としてのパルス・ストリームを示すグラフである。それぞれの場合、これらのグラフは、データ・シーケンス「１０１０」を示す。図４Ａ〜図４Ｃは、それぞれ、図３Ａ〜図３Ｃの変調手法に対する立体配座図である。図４Ａ〜図４Ｃに示すように、ＯＯＫ、ＰＰＡＭ及びＢＰＳＫの立体配座図は、すべて一次元の立体配座であり、原点に対するシンボルの立体配座の位置のみが異なる。
［オンオフ・キーイング］
図３Ａに示すように、ＯＯＫは、パルスが存在するかしないかによりデータを定義する。パルスが存在すれば「１」であり、パルスが存在しなければ「０」である。それ故、ビット・ストリーム「１０１０」は、パルスの存在、パルスの存在すべき場所の空白、パルスの存在、別の１つの空白というシーケンスを示す。

この実施形態は、ａ_k∈｛０，２｝を有する。すなわち、時間ｔ＝ｔ_kの時点にパルスが存在するかしないかによりデータ・ビットが送信される。図４Ａの立体配座図の場合には、この様子は、（０，０）及び（２，０）のシンボル点で表される。
［正パルス振幅変調］
図３Ｂに示すように、ＰＰＡＭは、パルスの振幅によりデータを定義する。「１」は振幅の大きなパルスを示し、「０」は振幅の小さなパルスを示す。それ故、ビット・ストリーム「１０１０」は、振幅の大きなパルス、振幅の小さなパルス、振幅の大きなパルス、及び振幅の小さなパルスのシーケンスで表される。

この実施形態は、２つのパルス加重に対して厳格に正の値を使用するので、ａ_k∈｛α₀，α₁｝となる。この場合、０＜α₀＜α₁である。これはソース・ビットの値に基づく振幅の大きなパルス又は振幅の小さなパルスの送信に対応する。図４Ｂの立体配座図の場合には、これは（α₀，０）及び（α₁，０）における信号点により示される。
［２進位相シフト・キーイング］
図３Ｃに示すように、ＢＰＳＫは、パルスの極性によりデータを定義する。「１」は非反転パルスで表され、「０」は反転パルスにより表される。それ故、ビット・ストリーム「１０１０」は、非反転パルス、反転パルス、非反転パルス及び反転パルスのシーケンスで表される。

この実施形態の場合には、ａ_k∈｛−１，＋１｝である。これはソース・ビットの値に基づく非反転パルス又は反転パルスの送信に対応する。図４Ｃの立体配座図の場合には、これは（−１，０）及び（１，０）における信号点で表される。
［パルス位置変調］
ＵＷＢパルス変調のために提案された別の１つの技術、ＰＰＭは、上記ＰＡＭ技術とは根本的に異なる。何故なら、パルス間の時間的間隔が等しくないからである。それどころか、パルスの振幅ではなく、個々のパルスの時間的位置を変調するためにソース・データ・ビットが使用される。例えば、２進ＰＰＭは、等間隔の基準位置に対して個々のパルスを時間的に進めたり、遅らせたりすることにより、パルス・ストリーム内のデータ・ビットをコード化する。この場合、ＵＷＢ信号に対する式は下記のようになる。

ここで、データ・ビットは、時間的シフト、ａ_kの方向にマッピングされる。この場合、ａ_k∈｛−１，１｝であり、βは基準（変調されていない）位置に対するパルスの時間的進み又は遅れの大きさを示す。２進ＰＰＭに対する立体配座図を考慮する場合、２進ＰＡＭ技術の場合のように、グラフはもはや一次元グラフではない。ＰＰＭの場合、異なる時間的ずれを有する２つのパルスが存在するので、立体配座グラフは二次元になる。しかし、グラフ内のシンボル点の特定の位置を発見するためには、２つの異なるシンボル間、すなわち、進行くパルスと遅延パルスの間の相関ρを決定しなければならない。

図５Ａ〜図５Ｃは、図１のパルスに基づく、２進ＰＰＭに対する種々の条件下でのパルス位置変調手法の立体配座図である。図５Ａは、パルスが直交している（すなわち、ρ＝０である）状態を示し、図５Ｂは、パルスが直交しておらず、ρ＞０である状態を示し、図５Ｃは、パルスが直交しておらず、ρ＜０である状態を示す。

２進ＰＰＭが直交していない場合には、立体配座グラフを定義するために使用する直交基準関数は、２つの非直交パルスに対してグラム−シュミット直交を使用していることがわかる。図５Ａ〜図５Ｃの立体配座図は、すべて（１，０）及び（ρ，√（１−ρ²））においてシンボル点を有し、２つのシンボル点は（単位エネルギーに正規化された場合）、単位サークル上に位置する。

パルスの２つの異なる位置が時間的に重なっていない場合には、相関は明らかに（ρ≒０）であり、２進ＰＰＭは直交変調になる。図５Ａは、この場合の立体配座を示す。この場合、シンボル点は（１，０）及び（０，１）である。この場合、２つの直交パルスが、立体配座グラフに対する直交基準ベクトルを生成するために使用された。

２つのパルスが重なる場合には、相関ρは、通常、ゼロにならないが、１と、ある最小値（負の場合もある）値との間の範囲内の値になる。
［２進変調に対する電力効率の比較］
図４Ａ〜図４Ｃ及び図５Ａ〜図５Ｃの立体配座図を使用して、平均シンボル・エネルギーＥ_sの関数としてのシンボル間の距離ｄを計算することにより、種々の２進変調技術の電力効率を比較することができる。ＯＯＫの場合には、Ｅ_s＝（０²＋ｄ²）／２となり、それ故、ｄ＝√２Ｅ_sである。正の値のＰＡＭ（ＰＰＡＭ）の場合には、ｄ＝（α₁−α₀）であり、そのため、Ｅ_s＝（α² ₀＋（ｄ＋α₀）²）／２になる。ｄについて解くことにより、ｄ＝（√（２Ｅ_s−α² ₀）−α₀）になる。α₀≧０であると仮定した場合には、ｄ≦√２Ｅ_sとなり、α₀＝０の場合（すなわち、ＰＰＡＭがＯＯＫになった場合）、等しいことで満足する。対せき２進ＰＡＭ（ＢＰＳＫ）の場合には、Ｅ_s＝（ｄ／２）²となり、そのためｄ＝２√Ｅ_sになる。

２進ＰＰＭの場合には、シンボル間距離は、式（４）で定義される進行パルス及び遅延パルス間の相関関係に依存するが、通常、ｄ＝√（２Ｅ_s（１−ρ））である。この場合、ρの値が−１と＋１の間である場合には、この距離はｄ＝０とｄ＝２√Ｅ_sとの範囲内に入る。可能性のあるシンボル間距離の範囲を決定するρの実際の最大値及び最小値は、パルスｐ（ｔ）の特定の形状に依存し、βの異なる値に対して式（４）により決定することができる。図１の例示としてのガウス型単一パルスの場合には、式（４）で定義したρの値は、βがゼロからＴ_pの数倍の倍数をカバーしているので、（＋１）から約（−０．４５）までの範囲内にある。

これらの結果は、変調技術間の有意の違いを示し、テーブル１にその要約を示す。直交ＰＰＭ技術及びＯＯＫ技術は、同じように効率的で、正のＰＡＭシステムは少し効率的ではないが、ＰＡＭがＯＯＫになる限界においては同じになる。非直交ＰＰＭの電力効率は、シンボルの相関関係ρに依存するが、依然として最適以下である。対せき信号（ＢＰＳＫ）は、任意の平均シンボル・エネルギーに対して最大シンボル間距離を供給する。この違いは、ＯＯＫ、ＰＰＡＭ又は直交ＰＰＭに対して効率の点で、少なくとも３ｄＢの利点を与え、同じビット誤り率（距離の関数である）を達成するためには、ＰＰＭ又はＯＯＫはビット・エネルギーの２倍、又は３ｄＢ高いＥ_bを使用しなければならない。
［２進変調技術の分解］
図４Ａ〜図４Ｃに示す２進ＰＡＭ技術の場合には、立体配座図は、原点に対するその位置のみが異なる。電力効率がシンボル立体配座の平均に依存することは、通信理論においては周知の結果である。これが、ＢＰＳＫのゼロ平均特性が、シンボル・エネルギーへのシンボル間距離の比率において他の技術より優れたものにしている理由である。この違いを理解するための別の１つの方法は、加重シーケンスをゼロ平均ランダム数列、ａ_k＝μ_a＋ｚ_kに加算した一定の値のシーケンスに分解する方法である。このシーケンス分解により、ＵＷＢパルス列を、未変調の成分パルス列と対せき的な成分パルス列との合計として表すことができる。

この結果から、ＰＡＭ技術に対する電力効率の違いの原因を容易に知ることができる。上記パルス列の未変調成分のエネルギーは、送信機と受信機間のデータ通信には役に立たず、効果的に浪費される。対せき成分のエネルギーのみが通信プロセスに役立つ。未変調成分のエネルギーが大きければ大きいほど（すなわち、任意の距離ｄに対する平均μ_aが高ければ高いほど）、変調の電力効率は低くなる。それ故、ＢＰＳＫは、２進技術にとって最適であるように思われる。何故なら、ＢＰＳＫはゼロ平均を有し、そのエネルギーのすべては、パルス列の対せき成分内に含まれているからである。

ＰＰＭの場合には、パルス列の類似ではあるが、より一般的な分解を行うことができる。この場合、ＰＡＭの場合とは異なり、異なるパルス形状を有する未変調成分及び対せき成分を使用しなければならない。２つの新しいパルスは下式により定義される。

これらのパルスは、未変調［ｍ（ｔ）］で対せき的［ｂ（ｔ）］パルス列部分を表す。これら２つのパルスを使用して、ＵＷＢパルス列を２つの別々の成分パルス列の合計として書くことができる。

この分解により、各時間的間隔ｔ＝ｋＴにおいて、［ｍ（ｔ）＋ｂ（ｔ）］又は［ｍ（ｔ）−ｂ（ｔ）］を送信することにより、データ・ビットが送信されることを理解することができる。部分ｍ（ｔ）の符号は、データ値から独立しており、そのため変調されていない。図６Ａ及び図６Ｂは、２進ＰＰＭにおける分解の２つの例を、重なりパルス及び非重なりパルスの両方になるβの値に対して示す。

図６Ａ〜図６Ｄは、２進ＰＰＭを未変調で対せき的なパルス列に分解するための成分パルスを示すグラフである。図６Ａは、β＝５Ｔ_pの元のパルスを示し、図６Ｂは、β＝１．５Ｔ_pの場合の元のパルスを示し、図６Ｃは、β＝５Ｔ_pに対する未変調の成分パルス［ｍ（ｔ）］及び対せき的成分パルス［ｂ（ｔ）］を示し、図６Ｄは、β＝１．５Ｔ_pの場合の未変調成分パルス［ｍ（ｔ）］及び対せき成分パルス［ｂ（ｔ）］を示す。

上記ＰＡＭの場合のように、ｍ（ｔ）により定義されたパルス列の未変調のエネルギーは、情報を通信する際には役立たず、そのため変調が非効率的になる。
［変調技術のスペクトル効果］
ＵＷＢ変調技術を評価する際の別の１つの重要な考慮事項は、送信信号のスペクトルに対する変調の影響である。前に説明したように、ＵＷＢ信号は、ＦＣＣ規定によりそのＰＳＤのピークにより制限される。その結果、システムの性能を最高にするために、ＰＳＤレベル上の任意の制限に対する送信電力が最大になるように信号を設計しなければならない。
［ＰＡＭのスペクトル分析］
ＵＷＢ信号に対する変調手法の影響を理解するためには、孤立したパルスのスペクトルではなく、変調したパルス列のスペクトルを発見しなければならない。変調データがランダムなものであると仮定した場合、送信パルス列もランダムな信号であり、そのため決定論的フーリエ変換を持たない。しかし、ランダム・ソース・データ・シーケンス上でその予想値を発見することにより、信号電力のスペクトル分布に対する変調の影響を理解することができる。送信信号、ｓ（ｔ）のこのパワースペクトル密度（ＰＳＤ）は、信号自動相関関係のフーリエ変換であり、Φ_ss（ｆ）により示される。ＰＡＭ ＵＷＢ信号のパルスの間隔は、式（２）に示すように等間隔であるので、ＰＡＭ信号のＰＳＤの一般的な形を下式で表すことができる。

ここで、Ｐ（ｆ）は基本的パルス、ｐ（ｔ）のフーリエ変換であり、Φ_aa（ｆ）は、以下の説明においては、広い意味の固定ランダム数列であると見なす、ランダム・データ・シーケンスａ_kのＰＳＤである。パルス加重ａ_kが送信するデータ・ビットに対応し、ランダム・データが独立しており、同一配置状態（ＩＩＤ）にあると仮定した場合、ＰＳＤを下式により決定することができる。

ここで、σ² _a及びμ_aは分散量であり、加重シーケンスの平均であり、δ（ｆ）は単位インパルス関数である。このＰＳＤは、周期ｆ＝１／Ｔを有する周波数領域内で周期的に変化する。何故なら、これは離散的自動相関シーケンス、Φ_aa（ｋ）＝Ｅ｛ａ_n＋_kａ^* _n｝を変換したものだからである。式（９）のこのＰＳＤは、連続している部分と右辺の第１及び第２の項に対応する離散スペクトル線の両方を含む。スペクトル線の大きさが加重μ_aの平均に依存することは注目に値する。上記分解の見地からみた場合、パルス列の未変調成分のエネルギーは、スペクトル線内のエネルギーであり、対せき成分のエネルギーは、連続スペクトル成分のエネルギーである。

式（８）及び（９）の結果を結合すると、送信信号の結果として得られるＰＳＤは、周波数レスポンスＰ（ｆ）を有するフィルタを通る加重インパルス・シーケンスのフィルタリングの結果と等しい。

この時点で、上記ＰＡＭのための数々の変調技術を再び検討することができる。パルス振幅加重、ａ_k∈｛０，２｝を含むＯＯＫ信号に対するＰＳＤは、下式により決定される。

この式の場合、ＯＯＫは、ＵＷＢ信号のＰＳＤの離散スペクトル線になることが分かる。スペクトル線は、ｆ＝１／Ｔの周波数間隔を有し、各ラインは、Ｆ＝ｋ／Ｔにおいて評価したＰ（ｆ）に比例する電力を有する。ＯＯＫの場合には、スペクトル線内の全電力は、すでに説明したように、ＰＳＤの連続している部分内の電力に等しい。正の値を有するＰＡＭ信号の場合にも類似の結果が得られる。この場合σ² _a＝（α₀−α₁）²／４であり、μ_a＝（α₀＋α₁）／２である。これらの値を式（８）に代入すると、ＰＳＤは下式のようになる。

ＯＯＫの場合のように、正の値を有するＰＡＭのための送信信号にはスペクトル線が存在し、さらにラインの幅は加重シーケンス平均が増大するにつれて増大することが分かる。α₀→０の場合には、ＰＰＡＭのスペクトルは、ＯＯＫスペクトルと同じになることに留意されたい。

この状況は、対せき的信号の場合と大きく異なっている。この場合、ａ_k∈｛−１，＋１｝であり、その結果、σ² _a＝１であり、μ_a＝０である。この場合、ＰＳＤは下式のように簡単になる。

この場合、加重シーケンスの平均がゼロであるために、スペクトル線が消滅することが分かる。ＢＰＳＫのためのＰＳＤはラインを持っていないので、エネルギーのスペクトル分布は、パルス間隔Ｔ又はパルス反復頻度（ＰＲＦ）に依存しない。それどころか、式（１３）がＴを含んでいる場合には、パルス振幅が一定の場合には、送信信号の全電力が、ＰＲＦに従ってすべての周波数において直線的に増大することを示すのみである。
［ＰＰＭに対するスペクトル分析］
式（８）及び（９）の結果は、ＰＰＭの場合には直接適用されない。何故なら、パルス間隔が時間的に等しくないからである。しかし、ＰＰＭ信号に対するＰＳＤを発見するために、上記式（７）で説明した分解技術を使用して、ＰＰＭ信号を２つの等間隔のパルス列の合計として表すことができる。式（６）の定義から、ｍ（ｔ）及びｂ（ｔ）は、シフトしたパルスｐ（ｔ−β）及びｐ（ｔβ）の直交性がどうあろうとも、直交していることが明らかである。この事実から、式（７）の合成パルス列のＰＳＤを発見することができる。２進ＰＰＭ信号のＰＳＤは下式で表すことができる。

ここで、Ｂ（ｆ）及びＭ（ｆ）は、それぞれ成分パルスｂ（ｔ）及びｍ（ｔ）のフーリエ変換である。ＰＡＭ信号の場合のように、式（７）内の未変調パルス列に対応するエネルギーは、この場合、スペクトル線内に含まれるエネルギーに変換する。同様に、信号の対せき的な部分のエネルギーは、式（１４）の連続スペクトル成分のエネルギーになる。

ＰＡＭスペクトルとＰＰＭスペクトルとの間の１つの有意な違いは、ＰＰＭの場合には、スペクトル線の大きさのエンベロープが、連続スペクトルの形と異なる場合があるということである。

ＰＳＤの連続している部分はＢ（ｆ）に依存する形を有するが、スペクトル線内の電力分布はＭ（ｆ）に依存する。これらのスペクトル線は、ｆ＝１／Ｔという周波数間隔を有するが、ライン内の電力分布は大きく異なる場合がある。

一般的に、スペクトルの離散的成分及び連続成分間のエネルギーの分布、及び周波数に対するスペクトル・エネルギーの分布の両方は、元のパルスの形状ｐ（ｔ）及び時間シフトβＴの振幅に依存する。ＰＡＭ信号の場合のように、システム設計者の見地からいって、スペクトル線内のエネルギーを最低限度まで低減することが好ましい。ＰＰＭの場合には、このことは、相関値ρを最小にすることにより行われるが、この場合、成分パルスｍ（ｔ）及びｂ（ｔ）の形状が、スペクトルのエネルギーの分布がより不均一になる場合があるという追加の考慮事項がある。このため、ＰＳＤ制限システムの設計が最適にならない場合がある。

本発明の１つの目的は、データの複数のビットを１つのＵＷＢ送信にコード化及び復号するための方法及びシステムを提供することである。
本発明の別の１つの目的は、ＦＣＣのパワースペクトル密度制限に違反することなく、ＵＷＢ信号の電力出力を最大にすることである。

本発明の別の１つの特徴は、受信機回路の電力効率を増大することである。

上記及びその他の目的は、Ｍ元直交キーイングを使用して、信号をコード化するための方法により達成される。この方法は、データ・ビットのストリームを受信すること、データ・ビットのストリームからＢ個のデータ・ビットを分離して、Ｂビット・シーケンスを形成すること、Ｋ個の一意のコードからＢビット・シーケンスに対応するコードを選択すること、選択したコードを送信することを含む。Ｋ個の一意のコードの各々は、好適には、Ｂ個のデータ・ビットの１つの可能性のある組合わせに対応する。Ｂは、好適には、１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、３より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

一実施形態の場合には、Ｋ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。一実施形態の場合には、Ｋは偶数であり、複数のコードは、Ｋ／２個の符号語、及びＫ／２個の反転した符号語を備える。

また、ある方法は、Ｍ元直交キーイングを使用して、信号をコード化するこを含む。この方法は、データ・ビットのストリームを受信すること、データ・ビットのストリームからＢ個のデータ・ビットを分離して、Ｂビット・シーケンスを形成すること、Ｋ個の一意のコードからＢビット・シーケンスに対応するコードを選択すること、選択したコードに疑似ランダム数列を乗算して、スクランブルされたコードを形成すること、スクランブルされたコードを送信することを含む。Ｋ個の一意のコードの各々は、好適には、Ｂ個のデータ・ビットの１つの可能性のある組合わせに対応する。Ｂは、好適には、１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、３より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

好適には、疑似ランダム数列の長さは、１つの符号語の長さより長い。疑似ランダム数列は、好適には、予測できる方法でコピーすることができる。
一実施形態の場合には、Ｋ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。一実施形態の場合には、Ｋは偶数であり、複数のコードは、Ｋ／２個の符号語及びＫ／２個の反転符号語を備える。

ある方法は、また、Ｍ元直交キーイングにより信号を復号することを含む。この方法は、コードを受信すること、１番目からＫ番目の相関値を生成するために、受信したコードを、それぞれが複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの１つを表すＫ個の可能性のあるコードと関連付けること、１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、受信したＢビット・シーケンスを出力することを含む。Ｂは好適には１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、３より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

受信したＢビット・シーケンスを決定することは、さらに、Ｋ個の可能性のあるコードの中のどれが受信したコードに対応するのかを決定するために、１番目からＫ番目の相関値を比較すること、受信したＢビット・シーケンスとして、受信したコードに対応するＫ個の可能性のあるコードの中の１つにより表される可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを割り当てることを含む。

一実施形態の場合にはＫ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。
この方法は、さらに、受信したＢビット・シーケンスを決定することの精度により、信頼性のレベルを示す１つ又はそれ以上の信頼性の値を決定すること、信頼性の値を出力することを含む。

ある方法は、また、Ｍ元直交キーイングにより信号を復号することを含む。この方法は、スクランブルされたコードを受信すること、それぞれが複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの１つを表す複数のＫ個の可能性のあるコードの中の１つであるスクランブル解除されたコードを生成するために、スクランブルされたコードに疑似ランダム数列を乗算すること、１番目からＫ番目の相関値を生成するために、スクランブル解除されたコードをＫ個の可能性のあるコードに関連付けること、１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、受信したＢビット・シーケンスを出力することを含む。Ｂは、好適には、１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、３より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

受信したＢビット・シーケンスを決定することは、さらに、Ｋ個の可能性のあるコードの中のどれがスクランブル解除されたコードに対応するのかを決定するために、１番目からＫ番目の相関値を比較すること、受信したＢビット・シーケンスとして、スクランブル解除されたコードに対応するＫ個の可能性のあるコードの中の１つにより表される可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを割り当てることを含む。

好適には、疑似ランダム数列の長さは、１つの符号語の長さより長い。疑似ランダム数列は、好適には、予測できる方法でコピーすることができる。
一実施形態の場合には、Ｋ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。

この方法は、さらに、受信したＢビット・シーケンスを決定することの精度により信頼性のレベルを示す１つ又はそれ以上の信頼性の値を決定すること、信頼性の値を出力することを含むことができる。

ある方法は、また、Ｍ元直交キーイングにより信号を復号することを含む。この方法は、コードを受信すること、１番目からＫ番目の相関値を生成するために、受信したコードをＫ個の可能性のある符号語に関連付けること、１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、受信したＢビット・シーケンスを出力することを含む。Ｋ個の可能性のある符号語及びＫ個の可能性のある符号語を反転したものは、好適には、それぞれ複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを表す。Ｂは、好適には、１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、１より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

受信したＢビット・シーケンスを決定することは、さらに、Ｋ個の可能性のある符号語又はＫ個の可能性のある反転符号語の中のどれが受信したコードに対応するのかを決定するために、１番目からＫ番目の相関値を比較すること、受信したＢビット・シーケンスとして、受信したコードに対応するＫ個の可能性のある符号語及びＫ個の可能性のある反転符号語の中の１つにより表される可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを割り当てることを含む。

一実施形態の場合には、Ｋ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。
この方法は、さらに、受信したＢビット・シーケンスを決定することの精度により信頼性のレベルを示す１つ又はそれ以上の信頼性の値を決定すること、信頼性の値を出力することを含む。

ある方法は、また、Ｍ元直交キーイングにより信号を復号することを含む。この方法は、スクランブルされたコードを受信すること、スクランブルされたコードに疑似ランダム数列を乗算して、複数のＫ個の可能性のある符号語又はＫ個の可能性のある符号語を反転したものの中の１つであるスクランブル解除されたコードを生成すること、スクランブル解除されたコードをＫ個の可能性のある符号語に関連付けて、１番目からＫ番目の相関値を生成すること、１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、受信したＢビット・シーケンスを出力することを含む。Ｋ個の可能性のある符号語及びＫ個の可能性のある符号語を反転したものの各々は、好適には、複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを表す。Ｂは、好適には、１より大きい整数であり、Ｋは、好適には、１より大きい整数である。Ｋ個の符号語は、好適には、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している。信号としては、超広帯域信号を使用することができる。

受信したＢビット・シーケンスを決定することは、更に、１番目からＫ番目の相関値を比較して、Ｋ個の可能性のある符号語又はＫ個の可能性のある反転符号語の中のどれがスクランブル解除されたコードに対応するのかを決定すること、受信したＢビット・シーケンスとして、スクランブ解除されたコードに対応するＫ個の可能性のある符号語及びＫ個の可能性のある反転符号語の中の１つにより表される可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを割り当てることを含む。

好適には、疑似ランダム数列の長さは、１つの符号語の長さより長い。疑似ランダム数列は、好適には、予測できる方法でコピーすることができる。
一実施形態の場合には、Ｋ＝２^(B)であり、Ｂは２と８の間の数字である。

この方法は、さらに、受信したＢビット・シーケンスを決定するステップにおいて、精度における信頼性のレベルを示す１つ又はそれ以上の信頼性の値を決定すること、信頼性の値を出力することを含む。

図面を参照しながら本発明の好ましい実施形態について以下に説明する。図面全体を通して、同じ参照番号は、同一又は対応する部品を表す。
［２進システム］
図１においてすでに説明したように、ＵＷＢシステムの一実施形態の場合には、一連のパルスが送信媒体を介して送られる。データを搬送するために、これらＵＷＢパルスは、データをコード化（すなわち、変調）したものでなければならない。この場合、受信機は外部からのパルスを探知して、元のデータを復号することができる。図３Ａ〜図３Ｃ及び図６Ａ〜図６Ｄにおいて、すでに説明したように、種々のＰＡＭ手法及びＰＰＭ手法を含む多数の異なるアプローチが試みられてきた。

ＰＰＭは、そのパルスが「１」又は「０」を表すために必要なものであるかどうかにより、個々のパルスの位置をシフトする。例えば、図６Ａに示すように、簡単なＰＰＭ手法の場合には、パルスは、「０」を表す場合には、デフォルト位置から左に距離βＴだけ移動し、「１」を表す場合には、デフォルト位置から右に距離βＴだけ移動する。

この方法の場合、パルスは変化しない。パルスは時間的に進んだり遅れたりするのみである。すなわち、これらパルスの位置が時間的に変調される。実際には、パルスは通常同じものであり、そのためパルスを容易に発生することができる。図６Ａの場合には、パルスはすべて最初立ち上がり、次に立ち下がる。

図３Ｃにおいてすでに説明したように、ＢＰＳＫは、パルスの位置をシフトしておらず、パルスを反転して、データを送る。図３Ｃの実施形態に示すように、「０」を表す場合にはパルスは変化しないが、「１」を表す場合には反転される。いずれの場合でも、パルスの位置は変化することなく、そのままである。

ほとんどの場合、ＢＰＳＫ信号は、ＰＰＭ信号よりも優れている。その１つの主な原因は、これら２つの手法の雑音の処理方法にある。信号が送信機から受信機に送信されると、ある量の雑音を含むことになる。この雑音はデータ信号の頂部に位置しており、信号を歪ませる恐れがある。雑音のうちのあるものは、チャネル（すなわち、通信媒体）を通過する際に発生する。他の雑音は、非常に弱い信号を増幅する受信機からのものである。このような増幅プロセスは、本来、雑音を発生する性質を持っている。

個々の送信手法を比較するこの方法は、システムが最大誤り率を超える前に、許容できる雑音の最大量を決定する方法である。任意の送信システムの場合には、数々の誤りは雑音又は他の原因により発生する。任意のシステムは、誤りを補償するように設計されている最大許容誤り率を設定する。この誤り率を超えた場合、システムは所望のレベルの性能を発揮することができない。多くの場合、ビット誤り率（ＢＥＲ）と呼ばれる例示的な最大誤り率は、１０００のうちの１つの誤りを意味し、多くの場合、１０^-3のＢＥＲを有していると理解される。

同じ雑音環境の場合には、ＰＰＭ信号は、ＢＰＳＫ信号と同じＢＥＲを達成するためには２倍の送信電力を必要とする。これを別の１つの方法で表現すると、ＢＰＳＫ信号は、ＰＰＭ信号と比較すると３ｄＢ（すなわち、２のべき乗の因数）優れているということになる。すなわち、電力が同じ大きさである場合には、ＢＰＳＫ信号はＰＰＭ信号よりも多くの雑音に耐えることができる。同じ量の雑音に耐えるためには、ＰＰＭ信号は、ＢＰＳＫ信号よりも多くの電力を必要とする。

この分析はガウス雑音を想定してのものである。雑音がガウス雑音でない場合には、ＢＰＳＫ信号の利点は、変化する（上方又は下方に）場合もあるし、変化することなく、そのままの場合もある。

別の１つの送信手法としては、図３Ｂにおいてすでに説明したように、異なる振幅を有するパルスを使用して、データをコード化するパルス振幅変調（ＰＡＭ）がある。図３Ｂの実施形態に示すように、「０」を表すためには振幅が小さいパルスが送信され、「１」を表すためには振幅の大きいパルスが送信される。それにもかかわらず、パルス相互間の距離は標準距離である。

これらはすべて２進システムである。すなわち、これらのシステムは、データを１及び０の列としてコード化する。
［Ｍ元システム］
本発明の背景の分析は、ＵＷＢ信号の発生に適している２進変調技術に限定した。これらの２進技術をより大きなシンボル立体配座に拡張することができる多くの方法もある。数々の特定の例示の形態について以下に説明する。

このような他の送信手法は、Ｍ元システムと呼ぶことができる。この場合には、Ｍ元は、単に、データをコード化する際にＭ個の異なる選択があることを意味する。２進システムは、実際には、（Ｍ＝２）のＭ元システム、すなわち、二元システムである。別のシステムは、４に等しいＭ（４元）、８に等しいＭ（８元）、又は任意の他の許容できる数に等しいＭを有することができる。Ｍとしては２のべき乗が好ましい。何故なら、容易に実施することができるからである。しかし、必ずしもそうする必要はない。

Ｍ元システムの場合には、各パルスは、受信機に送信することができるＭ個の異なる方法を有する。例えば、Ｍ元ＰＡＭシステム（ＭＰＡＭシステムと呼ばれる）は、使用することができるＭ個の異なるパルス電圧を有する。

Ｍ−ＰＡＭの分析は、より高次のＰＡＭ変調は、電力効率を低下させることを示している。このことは、より大きな立体配座についての通信距離性能対データ転送速度の低減を見ればはっきり分かる。しかし、このような設計は、任意のデータ転送速度に対するシンボル間隔がより長くなるために、多経路誘起シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響を受けにくくする。

２進ＰＰＭ技術も、１つのパルス（又はパルス列）にｂ個のビットをマッピングし、パルス位置に対して２^bの異なる値を使用することにより、Ｍ元直交（又は非直交）ＰＰＭに拡張することができる。通常、Ｍ元直交信号は、より高い次元に対してより優れた距離特性を供給し、その結果、２進ＰＰＭに対する電力効率が向上する。Ｍ元ＰＰＭは、２進の場合において説明した分解技術を拡張することにより分析することができる。Ｍ元直交立体配座が、非ゼロ平均を有し、そのためこの技術は依然としてスペクトル線となり、電力効率が最適状態にはならないことがわかっている。

２進変調の最も有望は拡張は、複数のデータ・ビットを２相パルスの２直交キーイングにマッピングすることである。Ｍ元２直交キーイング（ＭＢＯＫ）と呼ばれるこのシステムは、連続している２相パルスのグループへのｂ個のビットのマッピングを含む。ＭＢＯＫは、２進対せき信号に対して電力効率を改善するが、ホワイト・データに対して依然としてスペクトル線を発生しない。

さらに、上記送信手法のあるものは、１つのＭ元システムに結合することができる。Ｍ元ＢＰＳＫ ＰＰＡＭシステムは、Ｍ個の可能性のある結果を達成するために、非反転又は反転パルスであるパルスによりＭ／２電圧を使用することができる。このようなシステムは、例えば、８−ＰＡＭ又は４−ＰＡＭのように、単にＭ−ＰＡＭと呼ぶことができる。Ｍ−ＰＡＭという用語は、通常、Ｍ＞２の場合に限定される。何故なら、２−ＰＡＭシステムは、基本的なＢＰＳＫシステムと同じものであるからである。

ＵＷＢシステムは、極度に低い電力レベルで送信するが、その帯域幅は非常に広い。それ故、ＵＷＢシステムは、通常、本質的に自身が必要とするだけの帯域幅を有するが、ＵＷＢシステムは、効率的となるように、非常に低い電力レベルを維持しなければならない。それ故、極度に電力効率がよい変調手法を選択することが望ましい。

Ｍ−ＰＡＭ変調は、ＢＰＳＫ変調よりも電力効率が低いことが分かっている。例えば、８−ＰＡＭ送信手法について考えてみよう。このような手法はより効率的に見えるが（結局、この手法は、ＢＰＳＫを使用する類似の送信の際の３倍のデータを送信する）、ＢＰＳＫより電力効率が低いことが分かっている。その理由は、Ｍ−ＰＡＭ変調手法は、その多くのパルスに対しては、遥かに高い電力レベルを必要とするからである。

しかし、任意の周波数（すなわち、単位時間当たりのパルスの数）でＢＰＳＫ信号を使用してより多くのデータを送信するための、より電力効率がよい別の方法がある。
［周波数の増大］
一実施形態の場合には、Ｍ−ＰＡＭ（又は他の）変調手法を使用することなく、送信パルスの周波数を簡単に増大することができる（すなわち、単位時間当たりにより多くのパルスを送信することができる）。この方法は、ＵＷＢ信号の可能な最大送信周波数まで効果がある。すなわち、このシステムは、最も速くパルスを送信することができる。

それ故、重要な問題は、如何に速くシステム・クロックを作動することができるか、及び如何に速くパルスを送信することができるかである。多くのＵＷＢシステムの場合には、パルス幅は１ナノ秒程度である。データを１秒間に１００メガビット（ＭＢＰＳ）送信するためには、システムは１０ナノ秒毎にデータの１ビットを送信しなければならない。

それ故、データの各ビットが１つのパルスで表される場合に、送信速度が１００ＭＢＰＳの場合、システムは、１０ｎｓ毎に１つの１ｎｓのパルスを送信しさえすればよい。これは妥当な要件である。そのため、潜在的には、より多くのパルスを送信することができ、そのためデータの送信速度が増大する。しかし、これはパルスの大きさ及びパルス間の最短許容距離により制限される。パルス間の間隔が非常に狭く、相互間に最短の距離しかない場合には、システムはもはやパルスを衝突させないで、パルス伝送速度を増大することはできない。
［符号語］
個々のパルスとしてデータを送信する別の１つの方法は、代わりに、各ビットを一連のパルスで表す方法である。この一連のパルスは、符号語と呼ぶことができる。２進システムの場合には、好適には、「０」を表すために一組のＢＰＳＫパルスを選択し、「１」を表すためにその反転したものを選択する。

次に、転送する情報の１つ又はそれ以上のビットに対応する各符号語で、任意のデータ転送速度によりデータを転送するために、個々のパルスは共に符号語に構成される。符号語は、符号語の持続時間を示す符号語周期Ｔ_cwを有し、関連符号語周波数Ｆ_cwを有する。これは、データ転送速度に対応することができるが、必ずしもそうでなくてもよい。図７及び図８は、符号語の２つの例を示す。

図７は、本発明の好ましい実施形態による１パルスからなる符号語を示すタイミング図である。この最も簡単な例は、１つのパルスを含む符号語を有する。この場合、符号語周期Ｔ_cw及びパルス周期Ｔ_pは同じである（すなわち、パルスと符号語は、同じ周波数で送信される）。図７に示すように、非反転パルスは「１」に対応し、反転パルスは「０」に対応する。この関係は、他の実施形態の場合には逆にすることができる。

図８は、本発明の好ましい実施形態による、５つのパルスを含む符号語を示すタイミング図である。この実施形態は、５つのパルスを含む符号語を有する。この場合、符号語周期Ｔ_cwは、パルス周期Ｔ_pの５倍である（すなわち、符号語はパルス周波数の１／５の周波数で送信される）。

すなわち、ｎ個のパルスからなる符号語の場合には、下式のようになる。

それ故、パルス周期Ｔ_p及び符号語当たりのパルスの数ｎが、符号語の周期Ｔ_cwを決定する。

図８に示すように、５つのパルスの特定の向きは「１」に対応し、この向きを反転したものは「０」に対応する。符号語内でのパルスの特定の向きの選択及び配置は重要ではなく、必要に応じて変えることができる。重要なことは、「１」及び「０」符号語が相互に逆の関係にあることである。

ある好ましい実施形態は、符号語当たり１３のアナログ・パルスを含んでおり、パルス周波数Ｆ_pを１．３ＧＨｚ（７７０ｐｓパルス周期Ｔ_p）に設定する。その結果、符号語周波数Ｆ_cwは、１秒当たり１００メガビットの情報のデータ転送速度に対応する１００ＭＨｚ（１０ｎｓ符号語周期Ｔ_cw）になる。

トランシーバの所望の性能特性を達成するために、最大振幅パルス幅Ｔ_p-p、パルス周期Ｔ_p、パルス周波数Ｆ_p、符号語当たりのパルスの数ｎ、符号語周期Ｔ_cw、及び符号語周波数Ｆ_cwの種々のパラメータを必要に応じて変えることができる。例えば、図７及び図８の実施形態は、パルスの数ｎが違っていても、同じ符号語周期Ｔ_cwを有する。このことは、任意の符号語周期Ｔ_cwに対する送信電力が、図７の実施形態の１つのパルスで使用されるが、図８の実施形態の場合には５つのパルスにより使用されることを意味する。明らかに、他の実施形態の場合には、必要に応じてこれらのパラメータを変えることができることは、いうまでもない。

それ故、図７の実施形態の場合には、送信機が受信機にデータの１ビットを送信した場合には、送信機はそのビットを符号語（すなわち、一組の一連のパルス）として送信する。すでに説明したように、ビットは、非反転符号語が「１」を表し、反転符号語が「１」を表すように、反転符号語により表される。しかし、他の実施形態の場合には、符号語／反転符号語の「１」及び「０」値へのこの割当てを逆にすることができる。

さらに、図８は、５つのパルスを有する符号語を示しているが、この数は必要に応じて変えることができる。他の実施形態は、システム要件を満足させることができる任意の符号語長を使用可能である。例えば、クロック速度が増大すると、任意の時間内に送信することができるパルスの数が増大し、より長い符号語長を使用することができる。

符号語を使用することによる１つの利点は、必要な送信電力を複数のパルスにより使用することができることである。送信を成功させるためには、各ビットを送信するのにある量のエネルギーを使用する必要がある。ビットが１つのパルスで送信される場合には、そのパルスは必要なエネルギーすべてを含んでいなければならない。そうするためには、より大きいパルスを必要とし、信号のピーク対平均値比（すなわち、全波形）を増大する必要がある。しかし、５つのパルスが１つのデータ・ビットを送信するために使用される場合には（図８の実施形態に示すように）、エネルギーを５つの別々のパルスにより使用することができる。それ故、個々の各パルスは小さいものであってもよく、ピーク対平均値比はより小さくてもよい。

しかし、１つのビットを表すために複数のパルス符号語を使用すると、送信信号のスペクトルが変化する。米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）によって現在公布されている任意の規則は、ＵＷＢ信号はある電力制限に適合しなければならないと規定している（図２参照）。

図２に示すように、ＵＷＢ信号は、任意の周波数に対して、設定した最大電力以下でなければならない。すなわち、ＵＷＢ信号のエネルギーは、任意の周波数において設定最大電力を超えてはならない。それ故、ＵＷＢ信号は、図２のパワースペクトル密度要件に適合しなければならない。

ＵＷＢ信号の場合には、送信の際に送られるエネルギーの量は、そのパワースペクトル密度曲線の下の面積に等しい。最善の可能なシステム性能の場合には、好適には、この面積は最大となる。すなわち、その特性が制限された曲線の下で適合し、可能な最大の面積を有するように配置されている信号を有することが望ましい。

ＵＷＢシステムが、データ・ビットを送信するためにパルスのシーケンスを使用する場合には、パワースペクトル密度は、最終的には多数の山及び谷を含む波状になる。パワースペクトル密度の正確な波状の形は、使用するパルスの特定のシーケンスに依存する。

ＰＳＤ曲線のピークは、送信する全最大電力を制限することにより送信電力を制限することができる。パワースペクトル密度は、ＦＣＣが設定した最大電力を超えることができないので、パワースペクトル密度曲線の最大点は、許容最大電力を超えることはできない。パワースペクトル密度曲線の山（及び対応する谷）の数があまり多い場合（又は１つしかないが大きい場合には）、パワースペクトル密度曲線の下の全面積を、ＵＷＢ信号に対するより低い全送信電力を示す１つ又はそれ以上の大きな谷の存在により、有意に低減することができる。それ故、より滑らかなパワースペクトル密度曲線が好ましい。何故なら、このような曲線は曲線の下の面積を最大にするからである。

これで分かるように、送信パルス・パターンが規則正しくなればなるほど（すなわち、信号により予測することが可能なパターンが形成されればされるほど）、曲線の山及び谷の数及び大きさはますます大きくなる。しかし、送信パルスがランダムに見える場合には（すなわち、送信パルスが「１」及び「０」の識別できるパターンを含んでいない場合には）、曲線はより滑らかになる。割り当てられたチャネルから可能な限り高い性能を入手することを所望するので、平滑な信号を使用することが望ましい。このように曲線を滑らかにすることにより、信号はＦＣＣのＰＳＤ制限に違反することなく、より多くの電力を使用することができる。
［送信速度のスケールアップ］
さらに、ＵＷＢに含まれる任意の送信手法の１つの従来からの要望は、送信速度をスケールアップしたい（すなわち、データ・ビットをより速く送信したい）という願望である。例えば、１００メガビットを送信する代わりに、数百メガビットを送信したいという願望である。

データ転送速度を速くするための数々の方法がある。１つの方法は、同じ長さの時間内により多くのパルスを送信する方法である。この方法は、個々のパルス幅を狭くすること、又は隣接するパルス間の間隔を狭くすることを含む。

別の１つの方法は、より短い符号語を使用する方法である。符号語の数々のパルスを抜き取れば、符号語の送信時間は短くなり、そのため任意の時間内により多くのパルスを送ることができる。

さらに別の１つの方法は、２進データ・ビットよりも多くのものを表すために複数の符号語を使用する方法である。単に符号語及びその反転符号語を使用するのではなく、それぞれが複数のビットの異なる組合わせを表す複数の異なる符号語を使用することができる。例えば、符号語が５つのパルスの長さを有している場合には、１つの符号語を形成するために、反転パルス及び非反転パルスを組合わせることができる３２の異なる方法がある。これらの半分が、他のものを反転したものであるという事実を考慮すれば、１６個の可能性のある符号語ができる。そのため、潜在的に、５つのパルスを送信するのにかかる時間内に５つのデータ・ビットまでを送信することができる。受信機は、反転パルス及び非反転パルスのどの組合わせを符号語として受信したのかを決定することにより、データのどのビットが送信されたのかを決定することができる。

より詳細に説明すると、このシステムを使用すれば、ｌｏｇ₂（Ｃ）ビットを送信することができる。この場合、Ｃは使用する符号語の数である。上記例の場合で、３２個のすべての符号語を使用する場合には、ｌｏｇ₂（３２）又は５ビットを送信することができる。

しかし、使用する異なる符号語の数が増大するにつれて、実施コストも若干増大する。各受信機は、１つのみではなく、使用する複数の符号語の対応するものを探さなければならないので、上記各受信機は、そのための追加回路を含んでいなければならない。
［Ｍ元２直交キーイング用システム］
図９は、本発明の好ましい実施形態による送信機及び受信機のペアのブロック図である。図９に示すように、送信機／受信機ペアは、送信機９１０と受信機９２０を含む。送信機９１０は、参照テーブル９３０、パルス整形回路（ＰＦＮ）９３５、加算器９４０及び送信アンテナ９４５を含む。受信機９２０は、受信アンテナ９５０、フロントエンド９５５及び相関器９６０を含む。
［送信機］
参照テーブル９３０は、ビット・ストリームを受信し、このビット・ストリームをｎビットのグループに分解し、その特定のｎビット・グループに関連する適切な符号語を決定する。次に、参照テーブルは、適切な符号語に対応する一連の「１」及び「０」を順次出力する。この実施形態の場合には、ｎは０より大きい任意の整数であってもよい。この好ましい実施形態は、参照テーブル９３０を使用しているが、他の実施形態は、これと同じ機能を実行するための他の回路を使用することができる。

ＰＦＮ９３５は、参照テーブル９３０から符号語を定義する「１」及び「０」の列を受信し、各入力値に応じて非反転パルス又は反転パルスを出力する。好ましい実施形態の場合には、ＰＦＮ９３５は、入力としてクロック信号ＣＬＫ及び符号語を受信し、非反転出力及び反転出力を有する。クロックＣＬＫが巡回すると、ＰＦＮ９３５は、符号語内の個々のビットの値により、非反転出力において非反転パルスを出力するか、又は反転出力において反転パルスを出力する。

次に、加算器９４０は、反転出力及び非反転出力（そのうちの一方のみが一度に能動状態にならなければならない）を共に加算し、１つの出力パルスを供給する。この出力パルスは、クロックＣＬＫが巡回するときにおいて、符号語の現在のビットの値に応じた、正の（非反転）パルスか、又は負の（反転）パルスである。ＰＦＮ９３５の他の実施形態は、符号語の現在のビットの値により、反転パルス又は非反転パルスを出力する１つの出力を有することができる。このような実施形態の場合には、加算器９４０は必要ない。

次に、加算器９４０の出力は、送信アンテナ９４５に送られ、アンテナはこのパルスを受信機９２０に送信する。
［受信機］
受信アンテナ９５０は、送信機９１０の送信アンテナ９４５が送信した信号のパルスを受信する。

フロント・エンド９５５は、好適には、受信した信号に対して必要な動作を行い、受信機９２０の残りの部分がそれを正しく、かつより良好に処理することができるようする。フロントエンドは、信号をフィルタリングし、増幅することを含むことができる。

相関器９６０は、フロントエンドから符号語を受信し、その符号語（又は反転符号語）にどのｎビット・グループが対応するのかを決定し、対応するｎビット・グループを出力する。相関器９６０は、多くの異なる分岐体（アーム又はフィンガーと呼ぶ）を有して、個々の符号語の数と同じ符号語を探す必要がある。
［１つの符号語］
最も簡単な実施態様の場合には、送信機９１０から受信機９２０に、ビット・ストリームを送信するために、１つの符号語を一回に１ビットのデータとして使用することができる。送信機９１０は、ビット・ストリームを取り出し、ストリームを個々のビットに分離し、送信するビットに基づいて、符号語／反転符号語を選択し、次に、選択した符号語／反転符号語を受信機９２０に送信する。

次に、受信機９２０の相関器９６０は、外部からのｎ個の各ビットをチェックして、それらが符号語又はその反転したものに対応するかどうかを確認する必要がある。相関器９６０は、１つの符号語のみを探しさえすればよいので、アームは１つのみしか必要としない（すなわち、符号語を関連付けるため、専用の一組の回路のみしか必要としない）。

図１０Ａは、本発明の好ましい実施形態による１つのアームを有する図９の相関器のブロック図である。図１０Ａに示すように、相関器９６０は、ミキサ１０１０及び決定回路１０２０を含む。ミキサ１０１０は外部からの信号及び符号語を受信する。ミキサは、符号語ＣＷ及び符号語と長さの等しい外部からの信号の一部を混合し、相関関係の結果を出力する。この相関関係の結果は、符号語が一致した場合には大きな数になり、符号語の反転したものが一致した場合には大きな負の数になる。相関関係の結果をチェックすることにより、決定回路１０２０は、符号語がどのデータ・ビット（すなわち、「１」又は「０」）に対応するのかを決定し、そのデータ・ビットを受信機９２０内の他の回路に出力する。

相関器９６０上の１つの入力ステージ（すなわち、ミキサ１０１０）は、相関器９６０の１つのアームに対応する。
［複数の符号語］
すでに説明したように、同時に複数のビットを送信するために、複数の符号語を使用することができる。例えば、１回で２つのデータ・ビットを送信するためには、２つの異なる符号語を使用しなければならない。その場合、各符号語は、データの２つのビットを表す。この場合、送信するビット・ストリームが、０１１１００１１０１００１００１である場合には、送信機は、そのビット・ストリームを、２ビットのセクション、すなわち、（０１）（１１）（００）（１１）（０１）（００）（１０）（０１）に分解する。

これら２つのビットは、それぞれ、２つの符号語及びそれを反転したものに対応する４つの異なる選択を表す。これを実施することができる１つの方法は、どの符号語を使用するのかを決定する第１のビットと、選択した符号語又はそれを反転したものを使用すべきかどうかを決定する第２のビットを有することである。テーブル２はこの例示としての実施態様を示す。

送信機９１０は、受信機９２０に送信するビット・ストリームを取り出し、このストリームを２ビットのセクションに分割し、送信する２つのビットに基づいて、符号語／符号語を反転したものを選択し、選択した符号語／反転した符号語を受信機９２０に送信する。

次に、受信機９２０の相関器９６０は、上記ｎ個の各ビットをチェックして、外部からのｎ個のビットが第１又は第２の符号語又はそれを反転したものに対応するかどうかを確認する必要がある。相関器９６０は、２つの符号語を探さなければならないので、この装置は２つのアーム（すなわち、符号語を関連付ける専用の２組の回路）を必要とする。

図１０Ｂは、本発明の好ましい実施形態による２つのアームを有する図９の相関器のブロック図である。図１０Ｂに示すように、相関器９６０は、第１及び第２のミキサ１０１０₁及び１０１０₂及び決定回路１０２０を含む。ミキサ１０１０₁及び１０１０₂は、それぞれ外部からの信号及び２つの符号語ＣＷ₁又はＣＷ₂のうちの一方を受信する。各ミキサ１０１０₁及び１０１０₂は、各符号語及び符号語と長さが等しい外部からの信号の一部を混合し、各相関関係の結果を出力する。符号語が一致する場合には、各相関関係の結果は大きな数になり、符号語を反転したものが一致する場合には、大きな負の数になり、又は符号語及びそれを反転したものが一致しない場合には、小さな値になる。

第１及び第２の相関関係の結果をチェックすることにより、決定回路１０２０は、どの２つのデータ・ビットが符号語に対応するのかを決定し（すなわち、「００」、「０１」、「１０」又は「１１」）、これら２つのデータ・ビットを受信機９２０内の他の回路に出力する。このチェックは、例えば、相関関係を成功と見なした上での相関値に対するしきい値を設定し、すべての相関値を比較し、最大の結果を成功した相関関係又は２つの組合わせとして取り出すことにより、行うことができる。

相関器９６０上の二重入力ステージ（すなわち、ミキサ１０１０₁及び１０１０₂）は、相関器９６０の２つのアームに対応する。
これは、２つのコードの使用を超えて拡張することができる。その一般的な形の場合、データのｂ個のビットを送信するシステムは、（ｋ＝２^(b-1)）符号語を使用しなければならない。しかし、符号語の数が増大しても、受信機の構造は依然として比較的簡単なままであり、単にその相関器９６０上にｋ個のアームを必要とするのみである。受信機９２０は、個々のパルスを探す必要はないが、代わりにｎ個のパルス増分内でｋ個の異なる符号語を探さなければならない。

送信機９１０は、受信機９２０に送信するビット・ストリームを取り出し、このストリームをｎ個のビットのセクションに分割し（この場合、ｎは２より大きい）、送信するｎ個のビットに基づいて、符号語／符号語を反転したものを選択し、選択した符号語／反転した符号語を受信機９２０に送信する。

次に、受信機９２０の相関器９６０は、上記ｎ個の各ビットをチェックし、外部からのｎ個のビットが、１番目からｋ番目の符号語（又はそれを反転したもの）のうちどれに対応するかをチェックする必要がある。相関器９６０は、ｋ個の符号語を探さなければならないので、この装置はｋ個のアーム（すなわち、符号語を関連付ける専用のｋ組の回路）を必要とする。

図１０Ｃは、本発明の好ましい実施形態による３つ以上のアームを有する図９の相関器のブロック図である。図１０Ｃに示すように、相関器９６０は、１番目からｋ番目のミキサ１０１０₁〜１０１０_k及び決定回路１０２０を含む。ミキサ１０１０₁〜１０１０_kは、それぞれ外部からの信号及びｎ個の符号語ＣＷ₁〜ＣＷ_kのうちの１つを受信する。各ミキサ１０１０₁，．．．，１０１０_kは、各符号語及び符号語と長さが等しい外部からの信号の一部を混合し、各相関関係の結果を出力する。各符号語が一致する場合には、各相関関係の結果は大きな数になり、各符号語を反転したものが一致する場合には、大きな負の数になり、又は各符号語及びそれを反転したものも一致しない場合には、小さな値になる。

１番目からｋ番目の相関関係の結果をチェックすることにより、決定回路１０２０は、符号語がｂ個のデータ・ビットの中のどれに対応するのかを決定し、これらｂ個のデータ・ビットを受信機９２０内の他の回路に出力する。このチェックは、例えば、相関関係を成功と見なした上での相関値に対するしきい値を設定し、すべての相関値を比較し、最大の結果を、成功した相関関係又は２つの組合わせとして取り出すことにより、行うことができる。

相関器９６０上の多入力ステージ（すなわち、ミキサ１０１０₁〜１０１０_k）は、相関器９６０のｋ個のアームに対応する。
各実施形態においては、相関器９６０は、好適には、個々のパルスではなく、符号語を探す。相関器９６０が、個々の各パルスを探す場合には、多くの決定を行わなければならない。何故なら、相関器は、より多くの数の個々のパルスをチェックするからである。代わりに相関器９６０にパルスの長いシーケンスを探させることにより、システムの複雑な構造をかなり簡単なものにすることができる。

複数の符号語を使用する場合には、符号語の形成方法の選択が重要になってくる。しかし、任意の符号語のサイズｎの場合には、２^(n-1)の可能性のある符号語を選択することができるが、数々の符号語が他の符号語よりもより良いということになる。その１つの理由は、受信機９２０の相関器９６０の動作にある。

複数の符号語を使用する場合には、相関器９６０は、複数のアーム（すなわち、複数のミキサ１０１０₁〜１０１０_k）を有する。決定回路１０２０は、これらのミキサ１０１０₁〜１０１０_kの中から、１番目からｋ番目の相関関係結果を取り出して、これらの結果を比較して、どの符号語（又はそれを反転したもの）を受信したのかを決定する必要がある。相互に直交する符号語を選択することにより、決定回路１０２０が実行する機能を非常に簡単にすることができる。

すでに説明したように、送信機９１０から送信した特定の符号語（又はそれを反転したもの）は、ｉ番目のミキサ１０１０_iにより受信され、各符号語ＣＷ_iと混合され、ｉ番目のミキサ１０１０_iは、受信した符号語がｉ番目の符号語と一致する場合には、大きな正の数を出力し、受信した符号語がｉ番目の符号語を反転したものと一致する場合には、大きな負の数を出力する。

符号語が相互に直交していない場合であって、受信した符号語がｉ番目の符号語ＣＷ_iに一致しない場合には、ｉ番目のミキサは、大きな負の数と大きな正の数の間のゼロでない値を出力する。しかし、符号語が相互に直交している場合であって、受信した符号語がｉ番目の符号語ＣＷ_iと一致しない場合には、ｉ番目のミキサは値ゼロを出力する。

決定回路１０２０が、どの相関値が正しいものなのか（すなわち、どれが適切な符号語を示しているのか）を決定することができる１つの方法は、決定回路が受信機ミキサ１０１０₁〜１０１０_kのすべての出力をチェックし、最大の絶対値を有するものを探す方法である。理想的には、他の受信機の乗算器はゼロに近い出力を有するべきである。

これにより、どの符号語を受信したのかは分かるが、その符号語が反転されていたのか、それとも反転されていなかったのかは分からない。そのため、決定回路１０２０は、選択した相関値の符号をチェックする。符号が正であるなら、受信したものは反転されていない符号語である。符号が負であるなら、受信したものは反転された符号語である。

直交する符号語を使用することにより、システムは、受信機に相関値の比較をより簡単に行わせることができる。何故なら、符号語が直交している場合には、１つの相関値は大きな正又は負の数であり（すなわち、受信した符号語に対応するものであり）、すべての他の相関値はゼロになる（又は、システム内の雑音の存在により、ゼロに近い）。それ故、受信した符号語に対応する相関器の出力の絶対値が最大である場合には、他の相関器の出力はゼロになる。

都合のよいことに、直交コード・セットは簡単に発見することができる。例えば、１２パルスからなる符号語の場合には（すなわち、長さが１２の符号語の場合には）、可能性のある符号語の数は２¹²、すなわち４０９６になる。テーブル３に示すように、４０９６の可能性のある符号語のこの組には、相互に直交する少なくとも一組の１２のコードが存在する。他の直交サブセットも存在する。

さらに、システムは選択した直交符号語ばかりでなく、それを反転したものも使用しているので、選択することができる可能性のあるコードは実際には２倍になる（それ故、「２直交」という用語を使用する）。１２の符号語を選択した上記例の場合には、実際には、可能性のあるコードは２４存在する。すなわち、１２の符号語と１２のそれを反転したものが存在する。

それ故、長さ１２の符号語を使用し、これら１２個の直交する符号語のうち８個（反転したものも勘定に入れれば、可能性のある値は全部で１６になる）を取り出す場合には、１回にデータの４つのビットを送信することができる（１６＝２⁴）。

より詳細に説明すると、ｂが送信したいデータ・ビットの数である場合には、２^(b-1)の相互に直交する符号語のグループを発見しなければならない。それに反転したものを加算すると、コードの全数は２^bになり、この数はデータのｂ個のビットを送信するのに十分なものである。

他の実施形態の場合には、符号語を反転したものを使用しない直交システムを設計することができる。しかし、その場合、データのｂ個のビットを送信するには、２^(b-1)の相互に直交しているコードの代わりに、２^bの相互に直交しているコードが必要になる。それ故、符号語を反転したものを使用しない場合には、２倍のコードが必要になる。

対照的に、符号語を反転したものを使用すれば、これらの反転符号語が後の半分となるので、使用するコードの数は半分ですむ。符号語を反転したものを使用すると、性能が若干向上し、スペクトル線を持たないですむ潜在的な可能性がでてくる。

一組の可能性のある符号語（パルスの２^pの組合わせ、この場合、ｐは符号語内のパルスの数である）においては、相互に直交している多数の異なるサブセットが存在する。これらのサブセットが必要な数のデータ・ビットを十分通過できる素子を有する場合には、これらサブセットの中の任意のものを使用することができる。符号語内のパルスの数が多くなればなるほど、また送信するデータ・ビットの数が少なくなればなるほど、相互に直交しているコードの有用なサブセットの発見が容易になるのは、意外なことではない。

他の実施形態の場合には、ほぼ直交しているコード・セットを使用することもできる。ほぼ直交しているという用語は、そのセットからの異なる符号語間の相関関係により、結果がゼロよりは大きいが、許容できるしきい値よりは小さくなる符号語のセットを意味する。

このしきい値は、正しい符号語の相関関係と正しくない符号語の相関関係の間を区別するための相関器の機能に基づいて決定することができる。１つの可能性のあるしきい値は、ランダム雑音による予想される相関関係に対応するランダムな相関しきい値である。すなわち、このしきい値を使用して、そのセット内の異なる符号語のすべての組合わせ間の相関関係が、符号語の中の任意のものと符号語の長さが等しい一組のランダム・ビットとの間の予想される相関関係よりも良い結果になる場合には、一組のコードはほぼ直交していると見なされる。しかし、他の実施形態は、異なるしきい値を使用することができる。

符号語に対してほぼ直交するコード・セットを使用可能とすることにより、システムは、符号語の複数の組に対して使用できる選択を大きく増大する。
それ故、複数の符号語を使用することにより、個々のパルスをより速く送らなくても、速い速度でデータを送信することができる。例えば、４つの符号語を使用する場合には（３つのデータ・ビットを１回で送信できるようになり）、１つの符号語に対して１００ＭＢＰＳで動作するシステムは、送信機回路を有意に複雑にしなくても、３００ＭＢＰＳで動作できる。追加費用は、同時にこれらすべての符号語を探すために、各受信機内の相関器に複数のアームを取り付けるための費用のみである。
［アナログ−デジタル変換器の利点］
この設計の別の１つの利点は、各相関器９６０内で複数のアームを使用することにより、受信機は、データ転送速度が増大しても、相関器９６０に内蔵されているアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）をさらに複雑にする必要がないことである。

相関器９６０の決定回路１０２０は、各ミキサ１０１０_iからアナログ相関信号を受信し、受信機９２０の他の部分にデジタル・データ信号を出力するので、決定回路は、少なくとも１つのＡＤＣに、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換させなければならない。

受信機９２０がその相関器９６０内で１つのアームしか使用していない場合には（すなわち、１つのミキサ１０１０が、１つの符号語により相関をチェックしている場合には）、決定回路１０２０のＡＤＣは、全データ送信速度で動作しなければならない。例えば、受信機９２０が４００ＭＢＰＳで動作している場合には、ＡＤＣも４００ＭＢＰＳで動作して、毎秒４億回の決定を行わなければならない。

しかし、受信機９２０がその相関器９６０で４つのアームを使用している場合には（すなわち、４つのミキサ１０１０₁〜１０１０₄が、同時に４つの別々の符号語ＣＷ₁〜ＣＷ₄をチェックしている場合には）、決定回路１０２０内に４つのＡＤＣを必要とし、各決定回路は１００ＭＢＰＳで動作して、毎秒１億回だけ決定を行えばよい。そのため設計がより簡単になる。何故なら、より速度が遅いＡＤＣはより簡単に設計することができるからである。ＡＤＣの速度が増大した場合、ＡＤＣは、速度が遅いＡＤＣよりもより高度の性能を有し、より高い品質を有し、より少ない歪みでなければならない。そうするには、通常、コストが高くなり、より広いチップ面積を占有することになり、より多数のより速度が遅いＡＤＣよりも生成するのにより高価な処理技術が必要になる場合がある。通常、１つの高速なＡＤＣを使用するよりも複数の速度の遅いＡＤＣを使用するほうが有利である。

他の実施形態の場合には、すべてのアナログ−デジタル変換を行う前に、すべての必要な相関決定を行うこともできる。それ故、１つの遅いＡＤＣのみですむ。
［スケーラビリティ］
さらに、複数の符号語のコンセプトは、スケーラブルなコンセプトである。この場合、唯一の制限は受信機で必要な相関器の数である。一度にｂ個のビットを送信したい場合には、２^(b-1)個の符号語が必要になり、それ故、各受信機９２０の相関器９６０内に２^(b-1)個のアームが必要になる。

現在、１回に送信するビットｂの数は、好適には、２と５の間である。すなわち、各相関器９６０のアームの数は４〜１６であることが好ましい。しかし、半導体製造技術が進歩しているので、１つの受信機内で稼働できる相関器の数が増大しており、使用できるコードの数も同様に増大している。
［電力効率］
この設計の別の１つの利点は、電力効率が改善されていることである。Ｍ元２直交キーイング（ＭＢＯＫ）を使用することにより、ＢＰＳＫ又はＰＰＭと比較した場合、システム内に存在する雑音の量が同じである場合には、送信の際の誤りが少なくなっている。そのため、コード化の効率が向上している。すなわち、変調手法の電力効率が向上している。すなわち、受信機９２０における誤りの量が同じである場合には、送信機９１０の送信電力は少なくてすむ。同様に、送信電力が同じである場合には、受信機９２０の誤りは少なくなる。

例えば、１０^-3ＢＥＲのような許容できる誤りの数が設定されているシステムの場合には、このことは、送信機９１０が、上記ＢＥＲを達成するのにより低い電力で送信できることを意味するか、又は電力効率が改善されているので、信号がその最大ＢＥＲになる前に、信号をより長い距離を通して送信することができることを意味する。すなわち、システムは、誤りを起こしにくくなり、送信距離を延ばすことができ、性能を向上させることができる。
［別の解決方法］
すでに説明したように、データの送信速度を増大するための２つの他の解決方法は、より短いコードを使用する方法か、又はパルス間の間隔を狭くする方法である。しかし、これら両方のアプローチの結果は非常に芳しいものというわけではない。その理由は、複数の符号語のような解決方法を使用することなく、ビット速度を４倍にしたい場合には、４倍のパルスを送信しなければならないからである。そうするためには、システム・クロックの速度を４倍にしなければならず、そのようにすると、多くの電力が必要になるが、電力はすべての携帯機器にとって最も重要なものである。

パルス間の間隔を狭くする別の１つの方法は、また間隔を狭くするにしても物理的な限界（すなわち、パルス幅にパルス間の最小間隔を加えたもの）があるという上記の問題に当面する。この限界に達すると、この方法でデバイスの速度を増大することはできない。

より少ない数の符号語を取り出す別の１つの方法は、送信のＰＳＤの問題を生じる。符号語が短くなればなるほど、全データ送信の反復がより頻繁になり、送信のＰＳＤのピークの高さが高くなる。ＦＣＣによる制限があるので（図２参照）、好適には、信号の送信電力を最大にするには、これらピークの高さを可能な限り低く維持する。それ故、符号語が短くなっているので、送信信号のＰＳＤは劣化する。

さらに、短い符号語を選択したので、一組の可能性のある符号語内で相互に直交するコードのグループを発見するのがより難しくなる。ある時点において、符号語の長さを十分短くした場合には、必要な数の相互に直交する符号語を発見するのは不可能になる。
［疑似ランダム・スクランブリング］
図２に示すように、ＦＣＣは、ＵＷＢ信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を制限している。すでに説明したように、信号に対する許容送信電力を最大にするためには、送信信号のＰＳＤを可能な限り滑らかに維持することが好ましい。

符号語の実施の際にＰＳＤを平滑にする１つの方法は、非常に長い符号語を使用する方法である。符号語が長ければ長いほど、符号語はランダム送信に相似して、ＰＳＤ曲線はより滑らかになる。しかし、符号語を必要以上に長くすると、利用可能な送信時間が浪費され、システムが許容できる最大データ転送速度が低減する。

選択した符号語は相互に直交していなければならないという要件により、ＭＢＯＫシステムにおいては、この問題はますます難しい問題になる。第一に、符号語はその直交性について選択しなければならないし、そうした場合のみ、その平均スペクトル特性を考慮の対象にすることができる。コードの相互に直交している組の数は制限されているので、ＰＳＤ曲線で鋭いピークにならない一組の符号語を選択するのが極度に難しくなる場合がある。

この問題に対する１つの解決方法は、送信する前に、データ信号に疑似ランダム数列を乗算して、それを白色雑音化する方法である。疑似ランダム数列は、予測することができ、符号語より長いことが好ましいが、ランダムに見える（すなわち、識別できるパターンを含んでいない）＋１と−１の値のシーケンスである。送信符号語に疑似ランダム・パターンを乗算することにより、送信符号語は、ランダムに見えるようにスクランブルされるが、受信機においてスクランブル解除できる方法でスクランブルされる。そうすることにより、２直交キーイングを使用できるようにすることができ、許容できるスペクトル特性を供給する。

疑似ランダム数列は、送信機及び受信機の両方が認知されているものでなければならない。又は、例えば、送信機及び受信機の両方が認知している既知のシーケンスからスタートする関数を実行するパターンを生成する決定論的方法でなければならない。それ故、送信機及び受信機の両方は、疑似ランダム数列を生成することができ、スクランブルすることもできるし、スクランブルを解除することもできる。そのため、スクランブルは、システムの残りの部分に対して完全に透明なものになる。

より詳細に説明すると、送信符号語に、順次＋１及び１の値の疑似ランダム・シリーズを乗算することにより、送信機は、符号語（又はそれを反転したもの）の列を取り出し、それらを疑似ランダム・パターンにスクランブルする。そうすることにより、送信信号のスペクトルが平らになり、そのＰＳＤの鋭いピークの数が低減する。これにより、選択した符号語のスペクトル特性について憂慮する必要がなくなる。何故なら、疑似ランダム・スクランブリングにより、本質的に送信を白色雑音化するこれらコード内のすべての期間の短い規則性が除去されるからである。次に、受信機は、プロセスを逆にして、コード化したデータを入手する。それ故、疑似ランダム・スクランブリングにより、システムは、２直交キーイングの有利な特性を使用でき、電力効率は非常に優れたものになる。
［疑似ランダム・スクランブリング回路］
図１１は、本発明の好ましい実施形態による疑似ランダム・スクランブリングを使用するＵＷＢシステムを示すブロック図である。図９に示すように、送信機／受信機のペアは、送信機１１１０及び受信機１１２０を含む。送信機１１１０は、参照テーブル９３０と、パルス整形回路（ＰＦＮ）９３５と、加算器９４０と、送信アンテナ９４５と、送信機ミキサ１１７０と、送信機疑似ランダム数列発生器１１７５と、送信機スイッチ１１７８とを含む。受信機１１２０は、受信アンテナ９５０と、フロントエンド９５５と、相関器９６０と、受信機ミキサ１１８０と、受信機疑似ランダム数列発生器１１８５と、受信機スイッチ１１８８と、取得回路１１９０とを含む。

図９の素子と同じ図１１の素子は、同じ又は類似の方法で動作するので、その説明は省略する。
［送信機］
送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５は、長い疑似ランダム数列を生成するように動作する。好ましい実施形態の場合には、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５は、入力された疑似ランダム数列を有するシフト・レジスタである。より詳細に説明すると、好ましい実施形態の場合には、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５はライナー・フィードバック・シフト・レジスタである。

この実施形態の場合には、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５は、長い疑似ランダム数列（すなわち、疑似ランダム＋１及び−１の値の長い列）を含む多数の記憶位置を含む。好ましい実施形態の場合には、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５は、１５〜３０のエントリを含むが、他の実施形態は、より多くの又はより少ないエントリを含むことができる。

疑似ランダム数列は、参照テーブル９３０が１つのパルスを出力する度に、疑似ランダム数列発生器１１７５を通してシフトし、１番のエントリには、送信機のミキサ１１７０において参照テーブル９３０の出力が乗算される（好適には、これはＸＯＲ動作である。）。送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５（すなわち、シフト・レジスタ）も、シーケンスをよりランダムに見せるのを助ける１つ又はそれ以上のフィードバック・タップを有することができる。これらフィードバック・タップにより、シフト・レジスタからのビットをシフト・レジスタの最初に循環して戻る最終のビットと結合することができる。このフィードバックは、受信機１１２０に対する予測をなんら損なうことなく、「１」と「０」の疑似ランダム数列をよりランダムにするのを助ける。

他の実施形態の場合には、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５として異なる回路を使用することができる。例えば、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５としては、疑似ランダム数列を出力する既知の機能を実行する回路を使用することができる。

好適には、送信機１１１０も、疑似ランダム数列が送信機のミキサ１１７０に供給された場合に制御機能を有する。この目的のために、送信機スイッチ１１７８が設置されている。送信機スイッチ１１７８が開になると、送信機のミキサ１１７０は、参照テーブル９３０からのパルスをそのままＰＦＮ９３５に送る（すなわち、送信機のミキサは、上記パルスに＋１という一定の値を乗算する）。しかし、送信機スイッチ１１７８が閉になると、参照テーブル９３０からのパルス・ストリームに、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５からの疑似ランダム数列が乗算される。その１つの理由は、ある種の送信は、追加の疑似ランダム素子により送信する必要がないからである。

しかし、送信機スイッチ１１７８が閉になると、参照テーブル９３０による符号語の出力は、送信アンテナ９４５により送信される前に、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５内に記憶している疑似ランダム数列により白色雑音化される。

図１１は、疑似ランダム数列が、参照テーブル９３０とＰＦＮ９３５の間に導入される様子を示すが、他の実施形態の場合には、疑似ランダム数列をＰＦＮ９３５の後に導入することもできる。しかし、実施上の理由から、好適には、疑似ランダム素子は、パルスが発生する前に追加する。

送信機９１０及び受信機９２０が、疑似ランダム・スクランブリングを使用できない期間は信号取得中である。データ・パケットが、最初に送信機から受信機に送信される場合には、２つのデバイスを同期させるためにある時間がかかる。図１２は、本発明の好ましい実施形態による、データ・パケットのブロック図である。

図１２に示すように、パケット１２００は、プリアンブル１２１０と、ヘッダ１２２０と、データ１２３０とを含む。パケットの各部分は、パケット１２００のその部分のデータのビットを表す一連のパルスからなる。

プリアンブル１２１０により、送信機９１０は、信号の既知のシーケンス（例えば、ある特定の符号語及びそれを反転したもののパターン）を送信する。受信機９２０は、送信機９１０からの信号に正しくロックするために、この既知のシーケンスを確認する。本質的なデータは、プリアンブル１２１０により送信されない。何故なら、受信機９２０は、送信機９１０のタイミングと同期しているそのタイミングを入手しているからである。ヘッダ１２２０は、パケット１２００の目的とする受信者に関する情報、及び他の識別情報を含む。データ１２３０は、パケット１２００により送信中の本質的なデータを含む。

好適には、プリアンブル１２１０は、疑似ランダム数列でスクランブルしないが、ヘッダ１２２０及びデータ１２３０はスクランブルされる。このようにするのは、正しく同期させるためには、受信機９２０は、送信機９１０が送信したプリアンブルがどのようになっているのかを知る必要があるからである。このことは、プリアンブル１２１０がスクランブルされていて、受信機が、それをスクランブル解除するために必要な情報（プリアンブル１２１０内に含まれている）を入手していなかった場合には不可能である。

それ故、この実施形態の場合には、送信スイッチ１１７８は、プリアンブル１２１０が送信されている間、開の状態に維持され、ヘッダ１２２０及びデータ１２３０を受信中に、閉になる。同様に、受信スイッチ１１８８は、プリアンブル１２１０を受信中は、開に維持され、ヘッダ１２２０及びデータ１２３０を受信中は、閉になる。
［受信機］
受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５は、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５内に含まれている同じ長さの疑似ランダム数列を発生する。好ましい実施形態の場合には、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５も、シフト・レジスタであるが、より好適には、ライナー・フィードバック・シフト・レジスタである。疑似ランダム数列は、好適には、発生後に、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５に入力される。受信機のシフト・レジスタは、長い疑似ランダム数列（すなわち、疑似ランダム＋１及び−１の値の長い列）を含む多数の記憶位置を有する。好ましい実施形態の場合には、受信機のシフト・レジスタは、１５〜３０のエントリを含むが、他の実施形態は、より多くの又はより少ないエントリを含むことができる。

疑似ランダム数列は、フロント・エンド９５５から１つのパルスを受信する度に、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５を通してシフトし、１番上のエントリには、受信機のミキサ１１８０においてフロント・エンド９５５の出力が乗算される（好適には、これはＸＯＲ機能である）。受信機のシフト・レジスタも、シーケンスをよりランダムに見せるのを支援する１つ又はそれ以上のフィードバック・タップを有することができる。これらフィードバック・タップにより、シフト・レジスタからのビットをシフト・レジスタの最初に循環して戻る最終のビットと結合することができる。その結果、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５は、「１」及び「０」の疑似ランダム数列を受信機のミキサ１１８０に出力する。

受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５の動作は、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５の動作と同期させられ、その結果、これら両方の発生器は、同じ疑似ランダム数列を出力する。それ故、シーケンスはランダムに見えても、同様に決定論的である。

送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５の場合のように、他の実施形態の場合には、異なる回路を受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５として使用することができる。例えば、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５としては、疑似ランダム数列を出力する既知の機能を実行する回路を使用することができる。

好適には、受信機１１２０も、疑似ランダム数列が受信機のミキサ１１８０に供給された場合に制御機能を有する。この目的のために、受信機スイッチ１１８８が設置されている。受信機スイッチ１１８８が開になると、受信機のミキサ１１８０は、フロント・エンド９５５からのパルスをそのまま相関器９６０に送る（すなわち、受信機のミキサは、上記パルスに＋１という一定の値を乗算する）。しかし、受信機スイッチ１１８８が閉になると、相関器９６０に送信される前に、フロントエンド９５５からのパルス・ストリームに、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５からの疑似ランダム数列が乗算される。その１つの理由は、ある種の信号は、追加の疑似ランダム素子なし（例えば、プリアンブル１２１０）で送信されたからである。

それ故、受信機スイッチ１１７８が閉になると、受信機のアンテナ９５０が受信し、フロントエンド９５５が処理した符号語は、相関器９６０により関連付けられる前に、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５からの疑似ランダム数列出力によりスクランブル解除される。

図１１は、疑似ランダム数列が、フロントエンド９５５と相関器９６０の間に導入される様子を示すが、他の実施形態の場合には、疑似ランダム数列をフロントエンド９５５の前に導入することもできる。しかし、実施上の理由から、好適には、疑似ランダム素子は、受信したパルスが増幅された後で追加する。

すでに説明したように、受信機１１２０に入る信号が（例えば、ヘッダ１２２０及びパケット１２００のデータ部分１２３０中に）スクランブルされる場合には、受信機１１２０は、信号内のパルスの疑似ランダム化を逆にしなければならない。

受信機１１２０は、このことをスクランブル解除されたプリアンブル１２１０中に受信した情報に基づいて行う。任意のパケット１２００のプリアンブル１２１０中では、受信機１１２０の取得回路１１９０が数々の機能を実行する。最初に、取得回路は、プリアンブル１２１０内に含まれるパルスの既知のシーケンス（例えば、符号語及びそれを反転したものの１つ）を識別することにより、外部からの信号のタイミングにロックする。次に、このタイミング情報に基づいて、取得回路１１９０は、符号語間の境界がどこにあるのかを判断する。最後に、取得回路１１９０は、プリアンブル１２１０が終了した時間及びヘッダ１２２０がスタートした時間を決定し、外部からの疑似ランダム・ストリームのパルスをスクランブル解除することができるように、受信機スイッチ１１８８に閉になるように命令し、疑似ランダム数列発生器１１８５にスタートするように命令する。次に、受信機スイッチ１１８８は、データの最後を受信した後で開になり、新しいパケットに対して待機状態になる。

すでに説明したように、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５は、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５と同じ＋１及び−１の値の疑似ランダム・ストリームを出力する。受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５は、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５と同じ位置でスタートするので、受信機の疑似ランダム数列発生器１１８５の動作は、送信機の疑似ランダム数列発生器１１７５が行ったスクランブルを解除する。

受信機のミキサ１１８０内の疑似ランダム・ストリームからの対応する値を乗算した後で、データ・ストリームは、送信機の乗算装置１１７０内の疑似ランダム・ストリームからの対応する値を乗算する前にもとの経路に戻る。疑似ランダム・ストリームからの値が＋１であった場合には、どちらの動作によってもパルスは変化しない。疑似ランダム・ストリームからの値が−１であった場合には、パルスは第１の動作で反転され、第２の動作により正常な状態に戻る。
［送信機及び受信機の動作］
図１３及び図１４は、それぞれ、本発明の好ましい実施形態による、送信機及び受信機の動作を示すフローチャートである。

図１３に示すように、送信機９１０、１１１０は、ビット・ストリームを受信することによりスタートする（ステップ１３１０）。送信機９１０、１１１０は、次に、ビット・ストリームからｂ個のビットを分離し（ステップ１３２０）、ビット・ストリームから現在のｂビット・セグメントに対応する符号語（又はそれを反転したもの）を決定する（ステップ１３３０）。

現在の符号語に対して疑似ランダム・スクランブリングを行わなければならない場合には、送信機１１１０は、符号語に予測できる疑似ランダム数列を乗算する（ステップ１３４０）。疑似ランダム・スクランブリングを使用しない実施形態の場合には、又は疑似ランダム・スクランブリングを使用しないパケットの一部において、送信機１１１０はこのステップを省略することができる。

送信機９１０、１１１０は、次に、符号語（スクランブルされた、又はスクランブルされていない）を受信機９２０、１１２０に送信する（ステップ１３５０）。
この送信を行うと、送信機９１０、１１１０は、次に、ビット・ストリーム内にビットが残っているかどうかを判断する（ステップ１３６０）。残っている場合には、ステップ１３２０に戻り、別の１つのｂ個のビットを分離する。ビット・ストリームが終了した場合には、送信プロセスは終了する。（ステップ１３７０）
図１４に示すように、受信機９２０、１１２０は、送信機９１０、１１１０からｎ個のパルスからなる符号語を受信することにより転送されたｎ個のパルスを受信することによりスタートする。（ステップ１４１０）
受信した符号語に対して疑似ランダム・スクランブリングが行われていた場合には、受信機１１２０は受信した符号語に予測できる疑似ランダム数列を乗算する（ステップ１４２０）。疑似ランダム・スクランブリングを使用しない実施形態の場合、又は疑似ランダム・スクランブリングを使用しないパケットの一部内においては、受信機１１２０はこのステップを省略することができる。

受信機９２０、１１２０は、受信した符号語とｋ個の可能性のある符号語との間の相関をチェックし、１番目からｋ番目の相関値を生成し（ステップ１４３０）、次に、１番目からｋ番目の相関値を比較して、受信した符号語が表すｂビット・データ・シーケンスを決定する（ステップ１４４０）。

次に、受信機９２０、１１２０は、このｂビット・データ・シーケンスを出力し（ステップ１４５０）、受信すべき他の符号語があるかどうかを判断する（ステップ１４６０）。他の符号語が存在する場合には、受信機９２０、１１２０は、ステップ１４１０に戻り次の符号語を受信する。受信する符号語がこれ以上ない場合には、受信プロセスは終了する。（ステップ１４７０）
［他の利点］
相関器９６０内で２つ以上のアームを使用する別の１つの他の利点は、受信機９２０、１１２０の他の数々の態様も、これらの機能を使用することができることである。例えば、信号取得中に、複数の符号語を探すためにではなく、１つのコードをより迅速に発見するために、複数のアームを使用することができ、取得プロセスをスピードアップすることができる。同様に、信号が壁又は他の障害物に反射し、そのため受信機９２０、１１２０が（多くの場合、多経路と呼ばれる）同じ信号の複数のコピーを受信する混乱した環境において、複数のアームは、どれが最も強力な信号を供給するかを判断するために、同じ信号の数々の時間的にずれたバージョンを追跡することができる。２つの異なるアームで同じコードを追跡することにより、受信機９２０、１１２０は、よりよい性能を手に入れることができる。

それ故、相関器（すなわち、ミキサ１０１０_i）内の複数のアームを迅速な取得、多経路受信又は複数の符号語用に使用することができる。信号を最初に取得している場合には、取得をスピードアップするために複数のアームが使用される。信号を取得した後で、多経路効果により信号の品質がよくない場合には、複数のアームを使用して、同じ信号の数々の時間的にずれているバージョンを追跡することができる。しかし、信号の品質がよい場合には、複数のアームを使用して、複数の符号語を収容して、データ送信をスピードアップすることができる。

それ故、複数のアーム構造体を、システムの速度又は性能を改善することができる種々の用途に適合するように構成することができる。これらの用途のいずれも必要としない場合には、電力を節約するために相関器の追加アームをオフにすることができる。

上記の開示内容から見ても、本発明を種々に修正及び変更することができることは明らかである。それ故、添付の特許請求の範囲内において、本発明を本明細書内に詳細に記載した以外の方法で、実行することができることを理解されたい。

通常のＵＷＢパルス・ストリームのグラフ。 ＦＣＣが現在施行しているパワースペクトル密度制限を示すグラフ。 オンオフ・キーイング用の例示としてのパルス・ストリームを示すグラフ。 正のパルス振幅変調用の例示としてのパルス・ストリームを示すグラフ。 ２進位相シフト・キーイング用の例示としてのパルス・ストリームを示すグラフ。 図３Ａの変調手法の立体配座図。 図３Ｂの変調手法の立体配座図。 図３Ｃの変調手法の立体配座図。 図１のパルスをベースとする２進パルス位置変調手法のための種々の条件下でのパルス位置変調手法の立体配座図。 図１のパルスをベースとする２進パルス位置変調手法のための種々の条件下でのパルス位置変調手法の立体配座図。 図１のパルスをベースとする２進パルス位置変調手法のための種々の条件下でのパルス位置変調手法の立体配座図。 ２進ＰＰＭを未変調パルス列及び対せきパルス列に分解するための成分パルスを示すグラフ。 ２進ＰＰＭを未変調パルス列及び対せきパルス列に分解するための成分パルスを示すグラフ。 ２進ＰＰＭを未変調パルス列及び対せきパルス列に分解するための成分パルスを示すグラフ。 ２進ＰＰＭを未変調パルス列及び対せきパルス列に分解するための成分パルスを示すグラフ。 本発明の好ましい実施形態による１つのパルス符号語を示すタイミング図。 本発明の好ましい実施形態による５つのパルス符号語を示すタイミング図。 本発明の好ましい実施形態による送信機及び受信機ペアのブロック図。 本発明の好ましい実施形態による１つのアームを有する図９の相関器のブロック図。 本発明の好ましい実施形態による２つのアームを有する図９の相関器のブロック図。 本発明の好ましい実施形態による３つ以上のアームを有する図９の相関器のブロック図。 本発明の好ましい実施形態による、疑似ランダム・スクランブリングを使用するＵＷＢシステムを示すブロック図。 本発明の好ましい実施形態による、データ・パケットのブロック図。 本発明の好ましい実施形態による、送信機の動作を示すフローチャート。 本発明の好ましい実施形態による、受信機の動作を示すフローチャート。

Claims (6)

1. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号をコード化するための方法であって、
   データ・ビットのストリームを受信すること、
   データ・ビットの前記ストリームからＢ個のデータ・ビットを分離して、Ｂビット・シーケンスを形成すること、
   Ｋ個の一意のコードから前記Ｂビット・シーケンスに対応するコードを選択すること、
   選択したコードを送信することを備え、
   前記Ｋ個の一意のコードの各々が、前記Ｂデータ・ビットの１つの可能性のある組合わせに対応しており、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが３より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語がすべて相互に直交しているか、又はランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。
2. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号をコード化するための方法であって、
   データ・ビットのストリームを受信すること、
   データ・ビットの前記ストリームからＢ個のデータ・ビットを分離して、Ｂビット・シーケンスを形成すること、
   Ｋ個の一意のコードから前記Ｂビット・シーケンスに対応するコードを選択すること、
   前記選択したコードに疑似ランダム数列を乗算して、スクランブルされたコードを形成すること、
   スクランブルされたコードを送信することを備え、
   前記Ｋ個の一意のコードの各々が、前記Ｂデータ・ビットの１つの可能性のある組合わせに対応しており、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが３より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語が、すべて相互に直交しているか、ランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。
3. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号を復号する方法であって、
   コードを受信すること、
   前記受信したコードをＫ個の可能性のあるコードと関連付けて、１番目からＫ番目の相関値を生成することであって、前記Ｋ個の可能性のあるコードの各々が複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの１つを表す、前記関連付けすること、
   前記１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、
   前記受信したＢビット・シーケンスを出力することを備え、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが３より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語が、すべて相互に直交しているか、又はランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。
4. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号を復号するための方法であって、
   スクランブルされたコードを受信すること、
   前記スクランブルされたコードに疑似ランダム数列を乗算して、スクランブル解除されたコードを生成することであって、前記スクランブル解除されたコードは、各々が複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを表す複数のＫ個の可能性のあるコードの中の１つである、前記乗算すること、
   前記スクランブル解除されたコードを前記Ｋ個の可能性のあるコードに関連付けて、１番目からＫ番目の相関値を生成すること、
   前記１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、
   前記受信したＢビット・シーケンスを出力することを備え、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが３より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語が、すべて相互に直交しているか、又はランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。
5. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号を復号するための方法であって、
   コードを受信すること、
   前記受信したコードをＫ個の可能性のある符号語と関連付けて、１番目からＫ番目の相関値を生成すること、
   前記１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、
   前記受信したＢビット・シーケンスを出力することを備え、
   前記Ｋ個の可能性のある符号語及び前記Ｋ個の可能性のある符号語を反転したものの各々が、複数の可能性のあるＢビット・シーケンスのうちの１つを表し、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが１より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語がすべて相互に直交しているか、又はランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。
6. Ｍ元直交キーイングを使用して、信号を復号するための方法であって、
   スクランブルされたコードを受信すること、
   前記スクランブルされたコードに疑似ランダム数列を乗算して、スクランブル解除されたコードを生成することであって、前記スクランブル解除されたコードが、複数のＫ個の可能性のある符号語、又は複数のＫ個の可能性のある符号語を反転したもののうちの１つである、前記乗算すること、
   前記スクランブル解除されたコードを前記Ｋ個の可能性のある符号語と関連付けて、１番目からＫ番目の相関値を生成すること、
   前記１番目からＫ番目の相関値を比較することにより、受信したＢビット・シーケンスを決定すること、
   前記受信したＢビット・シーケンスを出力することを備え、
   前記Ｋ個の可能性のある符号語及び前記Ｋ個の可能性のある反転符号語の各々が、複数の可能性のあるＢビット・シーケンスの中の１つを表し、
   Ｂが１より大きい整数であり、Ｋが１より大きい整数であり、
   前記Ｋ個の符号語が、すべて相互に直交しているか、又はランダムな相関しきい値によりほぼ直交している方法。

Images