KR19990023163A - 전동기 제어장치 및 이 제어장치를 이용한 공기조화기 - Google Patents

전동기 제어장치 및 이 제어장치를 이용한 공기조화기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전동기 제어장치 및 이 제어장치를 이용한 공기조화기에 관한 것으로서, 교류전원에서 공급되는 교류전압을 직류전압으로 변환하는 컨버터장치와, 컨버터장치에서 변환된 직류전압을 PWM 전압으로 변환하여 냉동 사이클을 형성하는 압축기 구동 전동기에 공급하는 인버터장치와, 컨버터장치의 전원측에 직렬로 접속된 리액터와, 리액터와 교류 전원을 강제적으로 단락 통전시키는 스위칭소자를 포함하여 이루어진 강제 통전회로 및 강제 회로의 단락 통전에 의해 전원 역율 또는 직류 전압을 제어하는 단락 통전 모드와 단락 통전을 금지하는 비단락 통전 모드중 어느 하나를 설정하는 통정 제어 패턴을 구비하는 것에 의해 간단하게 리크전류를 감소시킬 수 있는 것을 특징으로 한다.

Description

전동기 제어장치 및 이 제어장치를 이용한 공기조화기
본 발명은 실온과 설정온도와의 차에 기초하여 압축기 구동전동기의 속도 제어를 실시하는 냉동 사이클 구동장치용 전동기의 제어장치에 관한 것으로서, 특히 교류전원으로부터 입력되는 전원의 역률을 개선하는 전원장치를 구비한 냉동사이클 구동장치용 전동기의 제어장치 및 이를 이용한 공기조화기에 관한 것이다.
일반적으로 냉동사이클 구동장치용 전동기의 제어장치에는 교류전원으로부터 공급되는 교류전압을 직류전압으로 변환하고, 이 직류 전압을 펄스폭 변조하여 냉동사이클을 형성하고 압축기 구동 전동기에 공급할 때 교류전원으로의 접속 경로에 리액터를 설치하고, 이 리액터와 교류전원을 강제적으로 단락 통전시켜 에너지 축적 효과를 이용하여 개선하는 냉동사이클 구동장치용 전동기의 제어장치가 있다.
교류전원으로의 접속 경로에 리액터를 설치한 종래의 냉동 사이클 구동장치용 전동기의 제어장치는 전원 역율을 개선하기 위해 교류 입력 전류가 적을 때부터 최대값이 되기까지의 광범위에 걸쳐 리액터와 교류전원의 단락 통전을 실시하고 있기 때문에 교류 입력 전류가 적은 범위에서는 변환된 직류 전압이 너무 상승하는 경향이 있고, 이 전압 상승을 억제하고 펄스폭 변조의 듀티를 작게 하면 쵸핑(chopping) 횟수가 증가하고, 손실이 증가됨과 동시에 리크전류도 증가하는 결점이 있다.
또한, 일반적으로 컨버터장치로서의 컨덴서 입력형 직류 전원 회로에 있어서는 입력 전압이 컨덴서의 양단 전압을 초과하는 구간밖에서 입력 전류는 흐르지 않고, 또 이 구간에서는 전류를 제한하는 요소가 없기 때문에 입력전류의 피크값이 크고, 통전폭이 좁은 펄스 형상의 전류가 되어 전원측에 흐르는 주파수의 증대를 초래한다. 이것을 방지하기 위해 입력회로에 리액터를 접속하는 것이 보통이다. 이것에 의해서 역율을 높임과 동시에 전원 고주파를 낮출 수 있다.
그러나, 역율을 높여 전원 주파수를 낮추는데는 인덕턴스가 큰 리액터가 필요하게 된다.
한편, 인덕턴스가 큰 리액터를 이용하면 전원으로부터 유입되는 전류 위상이 늦어져 직류 출력의 전압 저하가 커져 최대 출력 전력이 제한된다.
또한, 인덕턴스가 작은 리액터를 이용하여 소정 기간 강제적으로 교류전원과 단락 통전하는 것에 의해 인덕턴스가 큰 리액터를 이용한 것과 동일한 파형 개선을 도모하는 직류 전원 장치도 제안되어 있다.
그러나, 이 직류 전원 장치는 인버터장치를 통하여 구동되는 전동기의 부하 (토크)변동에 기초한 직류 출력의 변동이나 회전수 변동을 고려한 것이 아니라 전원 역율을 향상시키기 위해 리액터와 교류전원을 단락시키는 경우에는 저부하시에 직류 출력이 너무 과상승되는 경향이 있고, 이것을 억제하기 위해 인버터장치에서 실시되는 펄스폭 변조의 듀티를 작게 하면 쵸핑 횟수가 많고 손실이 많아짐과 동시에 전동기로부터의 리크전류가 커지는 문제가 있었다.
본 발명의 제 1 목적은 간단하게 리크전류를 줄이는 것이 가능한 전동기 제어장치 및 이 제어장치를 이용한 공기조화기를 제공하는데 있다.
본 발명의 제 2 목적은 전동기의 부하(토크)변동에 대처해 직류 출력의 과상승을 낮출 수 있는 전동기 제어장치 및 이 전동기 제어장치를 이용한 냉동 사이클 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 제 3 목적은 컨버터장치의 직류전압을 인버터장치에 의해서 교류로 변환하여 전동기에 공급할 때, 인버터장치의 가변속능력 부족을 컨버터장치에 의해 보상할 수 있는 전동기제어장치, 이 전동기 제어장치를 이용한 냉동사이클장치 및 공기조화기를 제공하는데 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예를 나타내는 전체적인 구성을 부분적으로 블록으로 나타낸 회로도,
도 2는 도 1에 나타낸 실시형태의 주 요소의 상세한 구성을 나타내는 블록도,
도 3은 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 교류 입력 전류와 직류 전압부의 관계를 나타낸 선도,
도 4는 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 전압, 전류 및 단락 통전 펄스의 파형을 나타낸 파형도,
도 5는 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 전압 및 전류의 파형을 나타낸 파형도,
도 6은 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 전압 및 전류의 파형을 나타낸 파형도,
도 7은 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 전압 및 단락 통전 펄스의 파형을 나타낸 파형도,
도 8은 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 전압 및 강제 통전 펄스의 파형을 나타낸 파형도,
도 9는 도 1에 나타낸 실시형태의 동작을 설명하기 위해 강제 통전 회로의 동작 범위를 나타낸 도면,
도 10은 리액터의 전자음을 억제하는 통전 펄스를 나타낸 파형도,
도 11은 본 발명에 따른 전동기 제어장치의 제 2 실시예의 구성을 나타낸 블록도,
도 12는 도 11에 나타낸 전동기 제어장치를 구성하는 컨버터장치의 상세한 구성예를 나타낸 회로도,
도 13은 도 11에 나타낸 전동기 제어장치의 개략 동작을 설명하기 위한 설명도,
도 14는 도 11에 나타낸 전동기 제어장치의 동작을 설명하기 위해 직류 브러시리스 모터의 회전수와 역기전압의 관계를 나타낸 선도,
도 15는 도 11에 나타낸 전동기 제어장치의 동작을 설명하기 위해 교류 전동기의 지령회전수와 펄스폭 변조파형의 듀티, 직류전압 및 강제 통전시간과의 관계를 나타낸 선도,
도 16은 도 11에 나타낸 전동기 제어장치를 구성하는 컨버터 장치의 다른 상세한 구성예를 나타낸 회로도,
도 17은 본 발명에 따른 전동기 제어장치의 제 3 실시예의 구성을 나타내는 블록도,
도 18은 본 발명에 따른 공기조화기의 한 실시형태의 구성을 나타내는 블록도 및
도 19는 본 발명에 따른 전동기 제어장치에 있어서, 소음 통전 펄스를 이용한 경우의 파형도이다.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
103, 300 : 실내제어부 113 : 교류 입력 전류 검출기
114, 231 : 제로크로스 검출기 115, 214 : 강제 통전 회로
116, 233 : 통전 제어 회로 117 : 배전압 정류회로
118, 221 : 인버터 주회로 119 : 압축기 구동 전동기
121, 234 : 직류 전압 검출기 122 : 회전자 위치 검출기
130, 400 : 실외제어부 133, 225 : 회전수 편차 검출수단
134 : 듀티비 지령수단 135, 223 : 인버터 제어회로
136 : 데이터 메모리 137 : 통전 모드 전환수단
138 : 통전 상태 모드 판정수단 142 : 통전 제어 패턴 설정수단
L, 211 : 리액터 CD : 평활컨덴서2 교류 전동기
210 : 컨버터장치 212 : 정류회로
213 : 평활용 컨덴서 220 : 인버터장치
222 : 위치검출기 230 : 전압 보상부
232 : 통전구간 결정수단 240 : 운전 모드 전환수단
이하, 본 발명을 가장 적절한 실시형태에 기초하여 상세하게 설명하는데 있어서, 도 1은 본 발명의 제 1 실시예로서, 냉동사이클 구동장치용 전동기 제어장치의 전체적인 구성을 부분적으로 블록으로 나타낸 회로도이다. 도 1은 냉동사이클 구동장치용 전동기의 제어장치로서 공기조화기의 제어장치를 나타내고 있으며, 이 공기조화기는 실내기와 실외기로 이루어지며, 실내기를 교류 전원(101)에 접속하는 구성으로 되어 있다. 이중, 실내기에 있어서 교류 전원(101)으로부터 노이즈 필터(102)를 통하여 마이크로컴퓨터가 내장되어있는 실내제어부(103)에 동작 전력을 공급하도록 되어 있다.
실내제어부(103)에는 리모콘 장치(104)로부터의 지령을 수신하는 수신부(105), 실내온도를 검출하는 온도센서(106), 운전상태를 표시하는 표시기(107), 도시하지 않은 실내열교환기를 통하여 바람을 순환시키는 실내팬(108) 및 분출 공기의 방향을 변하게 하는 루버(109)가 접속되어 있다.
한편, 실외기에 있어서는 교류전원(101)에서 노이즈필터(111)를 통하여 압축기 구동전동기(119) 및 실외제어부(130)에 동작 전력을 공급하도록 되어 있다(도면의 간단화를 위해 실외제어부(130)에 대한 급전선을 생략함). 이 경우, 노이즈필터(111)의 부하측의 한쪽의 급전 경로에 리액터가 접속되고, 다른쪽의 공급 경로에 변류기(112)가 접속되어 있다. 변류기(112)에는 그 출력 전압에 기초하여 교류 입력 전류를 검출하는 교류 입력 전류 검출기(113)가 접속되어 있다. 또한, 리액터(L)의 전원측과 변류기(112)의 부하측 사이에 교류전압의 제로크로스점을 검출하는 제로크로스검출기(114)가 접속되어 있다. 또한, 리액터(L)의 부하측의 교류 전원선과 변류기(112)의 부하측의 교류 전원선 사이에 강제 통전회로(115)가 접속되어 있다. 이 강제 통전 회로(115)는 다이오드(D3∼D6)가 브리지 접속된 전파 정류 회로를 포함하고, 그 교류 입력 단자가 휴즈(F)를 통해 교류 전원선 사이에 접속되어 있다.
또한, 제로크로스 검출기(114)와 병렬로 베이스 드라이브 전원(DS)이 접속되어 있다. 이 베이스 드라이브 전원(DS)은 교류의 전원 전압을 정류, 평활하여 포토커플러(PC)의 수광소자에 직류 전압을 인가하는 것이다. 그리고, 강제 통전회로(115)를 구성하는 전파정류회로의 직류 출력 단자사이에 트랜지스터(Q)가 접속되며, 베이스 드라이브 전원(DS)의 한 단이 포토커플러(PC)의 수광소자의 한 단에 접속되고, 이 수광소자의 타단이 트랜지스터(Q)의 베이스에 접속되고, 이 트랜지스터(Q)의 에미터에 베이스드라이브 전원(DS)의 타단이 접속되어 있다. 또한, 포토커플러(PC)의 발광소자가 실외제어부(130)에 접속되어 있다. 이 베이스드라이브 전원(DS), 포토커플러(PC) 및 트랜지스터(Q)에 의해 강제통전회로(115)를 제어하는 통전제어회로(116)를 구성하고 있다.
또한, 다이오드(DH, DL)의 직렬 접속회로와 컨덴서(CH, CL)의 직렬 접속회로의 병렬 접속회로를 갖고, 다이오드(DH, DL)의 상호 접속점에 리액터(L)의 부하측의 교류 전원선이 접속되고, 컨덴서(CH, CL)의 상호 접속점에 변류기(112)의 부하측의 교류 전원선이 접속되어 이루어진 배전압 정류회로(117)가 설치되어 있다.
또한, 컨덴서(CH)에 그 역충전을 방지하는 다이오드(D1)와 컨덴서(CL)에 그 역충전을 방지하는 다이오드(D2)가 각각 병렬로 접속되어 있다. 그리고, 배전압 정류회로(117)의 양단, 즉 직류전압의 출력단자 사이에 평활용 컨덴서(CD)가 접속되어 있고, 이 배전압 정류회로(117) 및 평활용 컨덴서(CD)에 의해 주지된 컨버터장치가 구성되어 있다.
이 컨버터장치에는 스위칭소자군을 온, 오프 제어하는 것에 의해 직류전압을 PWM(펄스폭 변조) 전압으로 변환하여 압축기 구동전동기(119)에 부가하는 인버터 주회로(118)가 접속되어 있으며, 이 인버터 주회로(118)와 실외제어부(130)에 포함되는 후술하는 인버터 제어회로로 주지된 인버터장치가 구성되어 있다. 이 경우, 컨버터장치로부터 출력되는 직류전압을 검출하는 과전압검출기(121)와 압축기 구동 전동기(119)의 회전자 위치를 검출하는 회전자 위치 검출기(122)가 설치되어 각각 실외제어부(130)에 접속되어 있다. 이 실외제어부(130)에는 냉방, 난방의 각 운전 모드에 따라서 냉매의 순환방향을 변하게 하는 사방밸브(123), 실외열교환기의 온도를 검출하는 온도센서(124), 도시하지 않은 실외열교환기에 바람을 보내는 실외팬(125)이 접속되어 있다. 이 실외제어부(130)도 또한 마이크로컴퓨터를 내장하고 있으며, 실내제어부(103)와 서로 제어정보를 송수신하는 구성으로 되어 있다.
도 2는 실내제어부(103) 및 실외제어부(130)의 상세한 구성을 나타내는 블록도이며, 실내기에 있어서의 실내팬(108), 루버(109)의 제어계통이나 실외기에 있어서의 사방밸브(123) 및 실외팬(125)의 제어계통은 공지되어 있기 때문에 도시를 생략하고, 본 발명에 깊이 관계되는 통전 제어회로(116)에 대한 통전 제어계통과 인버터 주회로(118)에 대한 PWM 변조계통을 나타낸 것이다.
도 2에 있어서, 실내제어부(103)는 통신 제어부(141) 및 통전 제어 패턴 설정수단(142)을 구비하고 있다. 한편, 실외제어부(130)는 통신 제어부(131), 회전수 지령부(132), 회전수 편차 검출수단(133), 듀티비 지령수단(134), 인버터 제어회로(135), 데이터 메모리(136), 통전 모드 전환수단(137) 및 통전 상태 판정수단(138)을 구비하고 있다. 이 중 실외제어부(130)의 통신 제어부(131)는 실내제어부(103)의 통신 제어부(141)와 서로 제어 정보를 송, 수신하는 것이며, 회전수 지령부(132)는 통신제어부(131)의 수신신호로부터 회전수 지령을 판별하는 것이다. 그리고, 판별된 회전수 지령은 회전수 편차 검출수단(133) 및 듀티비 지령수단(134)에 전해진다.
회전수 편차 검출수단(133)은 회전자 위치 검출기(122)로 검출된 압축기 구동 전동기(119)의 회전자 위치 신호로부터 실제 회전수를 연산하고, 또 회전수 지령부(132)의 지령 회전수를 비교하여 그 편차 신호를 듀티비 지령수단(134)에 전하도록 되어 있다. 듀티비 지령수단(134)은 회전수 지령부(132)로부터의 회전수 지령이 전해졌을 때 후술하는 데이터 메모리(136)의 테이블 등을 참조하여 인버터 제어회로(135)에 PWM 신호를 전함과 동시에 회전수 편차 검출수단(133)의 회전수 편차를 보정하도록 PWM 신호의 듀티비를 보정하는 것이다.
데이터 메모리(136)는 통전 모드를 전환하는 한계값, 교류 입력 전류의 설정 전류값(I1) 및 허용 최대값을 「교류입력 전류 설정값」SA로, 강제 통전 회로(115)에 대한 직류 전압 우선 통전 모드시에 있어서의 단락 통전 시간과 듀티비의 관계를 「단락 통전 시간/듀티비:테이블」TA로, 고역율 우선 통전 모드시에 있어서의 단락 통전 시간과 듀티비의 관계를 「단락 통전시간/듀티비:테이블」TB로, 압축기 구동 전동기(119)에 대한 지령 회전수와 인버터 주회로(118)에 대한 PWM 듀티비와의 관계를 「PWM 듀티비/지령 회전수: 테이블」TR로, 단락 통전 회로(115)의 통전 모드의 차이에 의한 교류 입력 전류 검출기(113)의 검출값을 보정하는 값을 「교류 입력 전류 보정값」CA로, 전원 주파수에 의해 통전 시간을 보정하거나 통전 모드의 전환시에 통전 간격 또는 통전 시간을 보정하는 보정값을 「컨버터 스위칭시간 보정 테이블」TS로 각각 기억되어 있다.
통전 모드 전환수단(137)은 통전 제어부(131)를 통해 수신한 통전 제어 패턴에 따라서 제로크로스 검출기(114)의 출력신호, 교류 입력 전류 검출기(113) 전류 검출값, 과전압 검출기(121)에 의해 과전압의 검출의 유무 및 데이터 메모리(136)의 기억 데이터에 기초하여 단락 통전 신호를 생성하여 통전 제어회로(116)에 전하는 것이다. 또한, 통전 상태 판정수단(138)은 교류 입력 전류 검출기(113)에 의한 전류 검출값과 듀티비 지령 수단(134)으로부터 출력되는 듀티비 지령에 따라서 단락 통전 회로(115)가 정상으로 동작하는지 여부를 판정하고, 그 판정신호를 통전 제어부(131)에 전해 실내제어부(103)에 송신하는 것이다. 또한, 교류 입력 전류 검출기(113)의 전류 정보는 도시를 생략했지만 실외제어부(130)의 통전 제어부(131)와 실내제어부(103)의 통전 제어부(141)를 통하여 통전 제어 패턴 설정 수단(142)에 전하도록 되어 있다.
상기와 같이 구성된 본 실시형태의 동작에 대해서 우선 공기조화장치의 일반적인 제어 동작에 대해서 설명하고, 그 후 도 3 내지 도 9를 참조하여 단락 통전 동작에 대해서 설명한다.
우선, 교류전원(101)의 교류전압이 노이즈필터(102)를 통하여 실내제어부(103)에 공급되고, 또 노이즈필터(111)를 통하여 배전압 정류회로(117) 및 실외제어부(130)에 공급된다. 배전압 정류회로(117)는 교류전원전압의 양의 반사이클에서 다이오드(DH)를 통하여 컨덴서(CH)를 충전하고, 교류전원전압의 음의 반사이클에서 다이오드(DL)을 통하여 컨덴서(CL)를 충전한다. 따라서, 컨덴서(CH)의 전압과 컨덴서(CL)의 전압의 합의 전압이 평활 컨덴서(CD)에 인가되고, 이 평활 컨덴서(CD)의 양단에 교류전원전압의 2배의 직류전압이 발생하여 이 전압이 인버터 주회로(118)에 공급된다. 또한, 다이오드(D1, D2)는 운전개시의 초기에 컨덴서(CH, CL)가 역방향으로 충전되는 것을 막는 기능을 갖고 있다.
이 상태에서 리모콘장치(104)로부터 운전개시, 냉방, 난방의 운전모드, 실내설정온도, 실내팬의 풍속, 풍향 등의 지령이 수신부(105)에 전해진다. 이에 따라서 실내제어부(103)는 운전 상태 등을 표시기(107)에 표시하고, 실내팬(108) 및 루버(109)의 구동 제어를 실행함과 동시에 설정온도와 실내온도와의 편차에 따라서 압축기 구동 전동기(119)를 구동하는 회전수를 연산하여 회전수 지령을 운전모드와 함께 실외제어부(130)에 송신한다.
실외제어부(130)는 운전모드(냉방·난방)에 따라서 사방밸브(123)를 여자(勵磁)또는 비여자(非勵磁) 상태로 하고 회전자 위치 검출기(122)에 의해 검출되는 실회전수가 회전수 지령에 일치하도록 인버터 주회로(118)의 스위칭소자군을 온, 오프제어한다. 또한, 실외제어부(130)는 실외팬(125)으르 구동함과 동시에 난방 운전 모드에 있어서 온도 센서(124)의 검출 온도에 따라서 사방밸브(123)를 제어하여 성에 제거 운전 등을 실시한다.
다음으로, 단락 통전 동작에 대해서 설명한다. 컨덴서(CH, CL)를 충전할 경우, 전원 전압의 순시값이 컨덴서의 양 단 전압을 초과한 기간에 리액터(L)를 통하여 전류가 흐른다. 이 경우, 제로크로스 검출기(114)에 의해 교류 전압의 제로크로스점을 검출하고, 통전 모드 전환 수단(137)이 제로크로스점 또는 제로크로스점에서 일정한 지연시간을 경과한 시점(時点)을 시점(始点)으로 하여 소정의 시간만큼 포토커플러(PH)에 신호를 전하고, 트랜지스터(Q)를 온상태로 하면 컨덴서(CH, CL)의 충전전압의 여하에 상관없이 강제 통전 회로(115)를 통하여 리액터(L)와 교류전류가 단락되어 전류가 흐른다. 이와같이 리액터(L)에 강제적으로 교류전원으로부터의 전류를 흐르게 하는 조작을 단락 통전이라고 하고 있다. 그리고, 단락 통전을 정지하면 리액터에 흐르는 전류는 컨덴서(CH, CL)를 향해서 흘러들어간다. 따라서, 단락 통전의 시간을 변하게 하는 것에 의해 컨버터장치의 출력, 즉 직류전압을 PWM 제어에 가장 적합한 범위로 유지하거나 전류파형을 변하게 하여 전원역율의 개선을 도모할 수 있다. 또한, 단락 통전 조작을 하지 않고 운전하는 것도 가능하고, 또 지령 회전수를 유지하기 위해 PWM 제어의 듀티비가 100%에 도달했을 때, 단락 통전에 의해 직류전압을 상승시켜 회전수의 부족분을 보상하는 제어도 할 수 있다.
이하, 단락 통전 조작을 전혀 실시하지 않은 모드를 비단락 통전 모드(Mo)라고 하고, 단락 통전 조작에 의해 전원역율을 약 92% 정도로 유지하면서 직류전압을 소정값 이하로 유지하는 통전 모드를 직류 전압 우선 통전 모드(M1), 단락통전조작에 의해 전원역율을 98% 정도로 유지하는 통전 모드를 고역율 우선 통전 모드(M2), 단락 통전 조작에 의해 직류전압을 증감 제어하여 지령 회전수를 유지하는 통전 모드를 회전수 우선 통전 모드(M3)라고 하고, 상기 직류 전압 우선 통전 모드(M1), 고역율 우선 통전 모드(M2), 회전수 우선 통전 모드(M3)를 총칭하여 단락 통전이라고 한다. 또한, 전원역율을 92%나 98%로 조정하는데는 단락 통전 시간의 길이를 변하게 하는 것에 의해 조정가능하다.
본 실시형태는 교류 입력 전류가 압축기 회전수가 낮은 범위로 정한 소정값을 초과했는지 여부, 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비(100%)에 도달했는지 여부, 교류 입력 전류가 허용범위의 최대값에 도달했는지 여부 등에 의해 통전 모드를 변경하는 복수의 제어 패턴을 준비하고, 리크전류가 커지지 않도록 제어 패턴을 자동 설정하거나 리모콘 장치(104)에 의해서 수동 설정하는 것이다. 따라서 이해를 용이하게 하기 위해 대표적인 제어패턴을 도 3에 나타낸다.
도 3에 있어서, 제어패턴 ①은 교류 입력 전류가 설정 전류값(I1)에 도달하기 까지 비단락 통전 모드(M0)로 단락 통전하지 않고, 교류 입력 전류가 I1를 초과하는 모든 범위로 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로 운전하는 경우를 나타내고 있다. 제어패턴 ②는 교류 입력 전류가 I1에 도달하기까지 비단락 통전 모드(M0)로 단락 통전하지 않고 교류 입력 전류가 I1를 초과하고 나서 PWM 신호의 듀티비가 설정 듀티비 100%에 도달하기까지 직류전압 우선 통전 모드(M1)로 운전하고, PWM 신호의 듀티비가 100%가 되었음에도 불구하고 압축기 구동 전동기(119)의 실회전수가 지령 회전수 보다 낮은 경우에 회전수 우선 통전 모드(M3)로 단락 통전시키는 경우를 나타내고 있다. 이 경우도 회전수 우선 통전 모드(M3)는 PWM 신호의 듀티비가 100%일 때의 교류 입력 전류(I3)가 허용 최대 전류 보다 작은 것을 전제로서 실시된다. 제어패턴 ③은 PWM 신호의 듀티비가 100%에 도달하기까지 비단락 통전 모드(M0)로 단락 통전되지 않고 PWM 신호의 듀티비가 100%임에도 불구하고 압축기 구동 전동기(119)의 실회전수가 지령 회전수 보다 낮은 경우에 회전수 우선 통전 모드(M3)로 단락 통전시키는 예이다. 또한, 회전수 우선 통전 모드(M3)는 PWM 신호의 듀티비가 설정 듀티비(100%)일 때의 듀티비 70%∼100%의 범위에 도달했을 때로 해도 좋다. 교류 입력 전류(I2)가 허용 최대 전류 일반 가정의 경우, 20A 보다 작은 것을 전제로서 실시된다. 제어패턴 ④은 교류 입력 전류가 I1에 도달하기까지 비단락 통전 모드(M0)로 단락 통전되지 않고, 교류 입력 전류가 I1을 초과하는 모든 범위로 고역율 우선 통전 모드(M2)로 운전하는 경우를 나타내고 있다. 제어패턴 ⑤는 교류 입력 전류의 여하에 상관없이 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로 운전하는 경우를 나타내고 있다.
도 2에 나타낸 실내제어부(103)를 구성하는 통전 제어 패턴 설정 수단(142)은 실내제어부(103)에 접속된 기억부에 기억되어 있는 공기조화기의 기종 코드 또는 리모콘 장치(104)의 설정 내용에 따라서 단락 통전의 제어패턴 ①, ②, ③, ④중 어느 하나를 자동 설정한 설정된 제어패턴 신호를 출력한다. 또한, 기종 코드에 의해 단락 통전의 제어패턴이 설정되지 않을 때, 냉방 및 난방의 운전 모드나 교류 입력 전류 검출기(113)로 검출된 전류 정보에 기초하여 강제 통전의 제어 패턴을 자동 설정한다.
덧붙여서, 강제 통전 회로를 갖는 공기조화기에 있어서는 교류 입력 전류의 여하에 상관없이 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로 운전하는 제어 패턴 ⑤을 채용하고 있다. 즉, 도 4의 (a)에 전압, 전류의 파형도를 도 4의 (b)에 단락 통전 펄스(FP)를 각각 나타낸 바와 같이 비단락 통전 모드(M0)로 운전한 경우에는 교류 전압(V)에 대해 위상이 늦어진 교류 전류(I11)가 흘러 전원 역율을 저하시키는 것에 대해 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로는 교류 전압의 제로크로스점에서 시간(T)만큼 리액터(L)를 단락 통전시켜 교류 전류(I12)를 흐르게 하는 것에 의해 파형 개선을 도모함과 동시에 역율 향상을 도모할 수 있다. 이 경우, 직류 전압 우선 통전 모드(M1)에서는 PWM 제어에 가장 적합한 전압을 유지하도록 교류 입력 전류에 따라서 단락 통전시간(T)을 변경하고 있다.
그런데, 교류 입력 전류가 작은 범위, 예를들면 도 3에 나타내는 전류(I1)에 도달하기까지의 α구간에 단락 통전 제어를 실시하면 전동기의 부하가 작은 상태때문에 직류전압이 너무 상승하는 경향에 있다. 따라서, 전압 상승을 억제해야하는 통전시간을 좁게 하는 그 제어가 어려워지고, 경우에 따라서는 도 5에 나타내는 바와 같이 교류전압(V)의 반 사이클 기간에 단락 통전에 의한 전류(I21)와 배전압 정류회로(117)에 흐르는 전류(I22)와 시간축 방향으로 어긋나 2개의 산이 되는 경우가 있다. 이와같이 전류가 2개의 산으로 나뉘어져 흐르는 상태는 역율의 악화에 연결되게 된다. 따라서 도 3에 나타는 전류구간(α)에 있어서도 소정의 역율을 확보하는데는 도 6의 (a)에 전압, 전류의 파형도를 도 6의 (b)에 강제 통전 펄스(FP)를 각각 나타낸 바와 같이 교류 전압의 제로크로스점에서 T0시간정도 늦어진 시점에서 T1시간만큼 강제 통전시키는 것에 의해서 I31에 나타내는 바와 같이 전류파형을 정형할 필요도 생긴다.
따라서, 본 실시형태에서는 통전 제어 패턴 설정수단(42)이 자동 결정하는 제어 패턴 ①∼④는 모두 도 3에 나타내는 설정 전원값(I1) 이하의 전류구간(α)의 범위에서는 항상 비단락 통전 모드(M0)로 운전하여 직류 전압의 상승을 방지하고 있다. 구체적으로는 공조 부하의 비교적 큰 난방운전시에는 전원역율을 높여 전류값을 낮게 억제해야 하는 「교류 입력 전류 설정값」SA로서 기억된 전류(I1)를 초과하고 나서 PWM신호의 듀티비가 설정 듀티비에 100%에 도달하기까지의 범위로 직류 전압 우선 도통 모드(M2)로 운전하고, 듀티비가 설정 듀티비 이상이 되면 회전수 우선 도통 모드(M3)로 운전하는 제어 패턴 ②을 설정하고, 공조부하가 비교적 작은 냉방운전시에는 듀티비를 넓혀야 하는 전류(I1)를 초과하는 범위로 직류 전압 우선 도통 모드(M1)로 운전하는 제어 패턴 ①을 설정한다.
또한, 통전 제어 패턴 설정수단(42)은 패턴 ① 또는 패턴 ②의 회전수 우선 도통 모드(M3)로의 운전중, 교류 입력 전류가 「교류 입력 전류 설정값」SA로서 기억된 허용 최대값에 도달했을 때, 그 전류값을 허용 범위내에 해당되도록 단락 도통 시간을 설정 변경하는 기능을 갖고 있다.
그리고, 상기한 통전 제어 패턴 신호가 냉방, 난방의 운전 모드 지령, 압축기 구동 전동기의 회전수 지령과 함께 직렬 신호로서 실외제어부(130)로 송신된다. 실외 제어부(130)에서는 통신 제어부(131)에서 이 신호를 수신함과 동시에 병렬 신호로 변환하여 회전수 지령부(132) 및 통전 모드 전환 수단(137)에 전한다. 회전수 지령부(132)는 이 신호로부터 회전수 지령을 추출하여 회전수 편차 검출수단(133) 및 듀티비 지령수단(134)에 전한다.
듀티비 지령 수단(134)은 데이터 메모리(136)의 「PWM 듀티비/지령 회전수:테이블」TR을 참조하여 회전수 지령에 대응하는 듀티비의 PWM신호를 생성하여 인버터 제어회로(135)에 전한다. 회전수 편차 검출수단(133)은 회전자 위치 검출기(122)에 의해 검출되는 회전자 위치 신호로부터 실회전수를 연산하고, 또 회전수 지령과 비교하여 그 편차 신호를 듀티비 지령수단(134)에 전한다. 또한, 듀티비 지령수단(134)은 회전수 편차 검출수단(133)이 출력하는 회전 편차 신호에 따라서 회전수 편차가 0이 되도록 PWM 신호의 듀티비를 보정한다. 인버터 제어회로(135)는 이 PWM신호에 따라서 인버터 주회로(118)를 구성하는 스위칭소자군을 온, 오프 제어한다.
한편, 통전 모드 전환수단(137)은 통신 제어부(131)로부터의 신호를 수신하여 설정된 제어 패턴을 판정한다. 이 경우, 제어 패턴이 직류 전압 우선 도통 모드(M1)를 포함하는 도 3중의 제어 패턴 ①이면 「단락 도통 시간/듀티비:테이블」TA를 참조하여 단락 통전 신호를 생성하여 통전 제어회로(116)로 전한다. 이때, 듀티비지령수단으로부터 출력되는 듀티비에 대응하는 단락 통전 시간을 「단락 통전 시간/듀티비:테이블」TA로부터 판독하여 제로크로스 검출기(114)로 검출된 제로크로스점을 기준으로 하여 단락 통전 신호를 출력한다. 이와같이 하여 교류 입력 전류가 설정 전류값(I1) 보다 작은 범위에서는 비단락 통전 모드(M0)로 운전되고, 교류 입력 전류가 I1을 초과하는 범위로 직류 전압 우선 운전 모드(M1)로 운전된다. 제어패턴 ②의 경우에는 단락 통전 시간/듀티비:테이블(TA)을 참조하여 교류 입력이 전류(I1) 보다 작은 범위에서는 비단락 통전 모드로 운전되고, 교류 입력 전류(I1)를 초과하여 PWM 신호의 듀티비가 100%에 도달하기까지 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로 운전되고, 듀티비가 100%의 상태에서는 「컨버터스위칭 시간 보정값 테이블」TS을 참조하여 회전수 우선 도통 모드(M3)로 운전한다. 또한, 통전 모드 전환수단(137)은 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로의 운전중에 과전압 검출기(121)로 과전압이 검출되었을 때, 「컨버터 스위칭 시간 보정값 테이블」TS를 참조하여 단락 통전 시간을 짧아지도록 보정을 실시한다.
다음으로, 통전 모드 전환수단(137)은 통신 제어부(131)의 출력 신호로부터 통전의 제어 패턴을 판정한 결과, 제어패턴 ③이면 PWM 신호의 듀티비, 설정 듀티비가 설정 듀티비에 도달하기까지 비단락 통전 모드로 운전되고, 설정 듀티비를 초과하면 상기 테이블(TS)을 참조하여 회전수 우선 통전 모드(M1)로 운전된다.
다음으로, 통전 모드 전환수단(137)은 통신 제어부(131)의 출력신호로부터 통전의 제어 패턴을 판정한 결과, 고역율 우선 통전 모드(M2)를 포함한 도 3중의 제어 패턴 ④이면 「단락 통전시간/듀티비:테이블」TB을 참조하여 단락 통전 신호를 생성하여 통전 제어회로(116)에 전한다. 이때, 교류 입력 전류 검출기(113)의 검출값에 대응하는 단락 통전 시간을 「단락 통전시간/듀티비:테이블」TB로부터 판독하고, 제로크로스 검출기(114)에서 검출된 제로크로스점을 기준으로 하여 단락 통전 신호를 출력한다. 이와같이 하여 교류 입력 전류가 I1보다 작은 범위에서는 비단락 통전 모드(M0)로 운전되고, 교류 입력 전류가 I1을 초과하는 범위에서는 고역율 우선 통전 모드(M2)로 운전된다.
이와같이, 제어 패턴 ①∼④는 모두 교류 입력 전류가 작은 범위로 단락 통전을 금지하는 비단락 통전 모드로 운전하기 때문에 직류 전압의 과상승을 억제할 수 있고, 이것에 의해 인버터 주 회로의 쵸핑 횟수를 증가시킬 필요가 없어지기 때문에 리크전류의 발생을 줄일 수 있다. 따라서 압축기 케이싱으로부터 리크전류가 증가하기 쉬운 HFC(hydrofluorocarbon) 냉매를 이용한 공기조화기나 냉동장치에 있어서, 본 실시형태의 제어를 채용하는 것에 의해 HFC 냉매를 사용한 공기조화기 또는 냉동장치의 신뢰성, 안전성을 향상시킬 수 있다.
HFC 냉매의 구체적인 성분으로서 R32(difluoromethane)과 R125(pentafluoroethane)을 대략 50중량%씩 혼합한 R410A을 이용할 수 있다.
따라서, 제어패턴 ④로의 운전중에 비단락 통전 모드(M0)로부터 고역율 우선 도통 모드(M2)로 이행했을 때, 또는 제어패턴 ① 또는 ②에서의 운전중, 비단락 통전 모드(M0)으로부터 직류 전압 우선 통전 모드(M1)로 이행했을 때, 교류 입력 전류 파형이 변화한다. 이 전류 파형의 변화는 전류 검출값의 오차가 되어 나타난다. 이 오차를 보정하기 위한 보정값이 데이터 메모리(136)에 「교류 입력 전류 보정값」CA으로서 기억되어 있다. 따라서, 통전 모드 전환 수단(137)은 통전 모드가 전환되었을 때, 교류 입력 전류 검출기(113)의 전류 검출값을 보정하여 이에 대응하는 단락 통전시간을 테이블(TA, TB)로부터 판독하여 단락 통전 신호를 생성한다.
또한, 제어 패턴 ①, ②, ④에 있어서 비단락 통전 모드(M0)로부터 직류 전압 우선 도통 모드(M1) 또는 고역율 우선 도통 모드(M2)로 이행했을 때, 직류 전압이 급격하게 상승하기 때문에 압축기 구동 전동기(119)의 회전 상태가 변화하여 「맥놀이음」이 발생한다. 통전 모드 전환수단(137)은 이 「맥놀이음」을 방지하는 기능을 구비하고 있다. 「맥놀이음」을 방지하는 방법으로는 도 7에 나타내는 바와 같이 교류전압(V)의 제로크로스점마다 출력되는 단락 통전 펄스(FP)의 폭을 T1, T1, T2(〉T1), T2, T3(〉T2), T3,…와 같이 점점 넓혀 「단락 통전 시간/듀티비:테이블」TB의 값으로 복귀하도록 해도 좋고, 또 도 8에 나타내는 바와 같이 통전 모드를 전환한 직후의 단락 통전 펄스(FP)의 출력 간격을 넓히고, 그 후, 통전 간격을 서서히 좁혀 교류 전압의 제로크로스점마다 발생하도록 해도 좋다.
또한, 제어패턴 ①, ②, ④와 같이 비단락 통전 모드(M0)로부터 직류 전압 우선 도통 모드(M1) 또는 고역율 우선 통전 모드(M2)로 이행하면 리액터로부터 전자음이 발생하기 쉽다. 이것을 방지하는 방법으로는 도 10에 나타내는 바와 같이 단락 통전 펄스(FP)후에 복수회에 걸쳐 단시간의 단락 통전 펄스(FS)를 이용하면 소음 효과가 얻어진다.
따라서, 상기한 강제 통전 회로(115)가 정상으로 운전되었는지 여부의 운전 상태를 확인할 필요도 생긴다. 따라서, 본 실시형태에서는 통전 상태 판정 수단(138)을 설치하고 있다. 이경우, 직류 전압 우선 통전 모드(M1), 고역율 우선 통전 모드(M2) 및 회전수 우선 통전 모드(M3)로의 교류 입력 전류 및 듀티비는 비단락 통전 모드(M0)로의 교류 입력전류 및 듀티비와 비교하여 크다. 따라서, 도 9에 나타낸 바와 같이 교류 입력 전류(I)에 대해 임계값(Ir)을 설정하고, 듀티비에 대해서도 임계값(Dr)을 설정하고, 교류 입력 전류(I)가 I〉Ir이고, 또 듀티비(D)가 D〉Dr이 되었을 때, 강제 통전 회로가 정상 운전되었다고 판정하고, 그 정보를 실내제어부(103)에 제어정보로서 반송하여 실내제어부(103)의 표시기(107)에 표시하도록 되어 있다. 이 경우 임계값(Ir, Dr)은 정격 등에 의해서 변하기 때문에 시뮬레이션 또는 실험에 의해 최적인 값을 선정해둔다.
이와 같이 하여 단락 통전 모드로 설정되었음에도 불구하고 강제 통전 회로가 정상 운전된 내용이 실내제어부(103)의 표시기(107)에 표시되지 않으면 강제 통전 회로의 이상이라고 판정할 수 있다. 이상이라고 판정된 경우에도 강제 통전 회로의 단락 통전을 금지하는 것에 의해 비단락 통전 모드로 계속하는 것이 가능하다.
또한, 단락 통전 모드로 운전되었는지 여부를 판정하는 간단한 방법으로서, 예를들면 듀티비의 증대분이 소정값을 초과했는지 여부, 또는 교류 입력 전류의 증대분이 소정값을 초과했는지 여부에 의해 판별해도 좋다.
따라서, 도 1에 나타낸 강제 통전 회로(115)는 다이오드(D3∼D6)를 브리지 접속하여 그 교류 단자를 교류 전원선에 접속하고, 직류 단자사이에 트랜지스터(Q)를 접속한 구성으로 되어 있다. 이때문에, 트랜지스터(Q)가 단락되면 컨버터장치 자체의 기능이 없어져 압축기 구동 전동기(119)의 구동이 불가능하게 된다. 본 실시형태에서는 강제 통전 경로에 휴즈(F)를 접속했기 때문에 트랜지스터(Q)가 단락되면 즉시 휴즈(F)가 용접되어 강제 통전 회로(115)를 잘라내게 된다. 따라서, 강제 통전 회로(115)의 기능이 없어졌다고 해도 비단락 통전 모드(M0)에 의해 압축기 구동 전동기(119)를 계속해서 구동할 수 있다.
또한, 상기 실시형태에서는 데이터 메모리의 데이터에 기초하여 통전 모드 전환수단이 강제 통전 펄스를 출력하지만 상기 기억수단과 통전 모드 전환수단을 단락 통전 전용 커스텀 LSI 또는 IC에 설치하여 단락 통전 펄스를 출력, 제어할 수도 있고, 이 경우에는 소프트웨어적인 처리에 의한 시간 지연이 없어져 정밀도가 높은 처리가 가능하게 된다.
또한, 상기 실시형태에서는 데이터 메모리를 이용했지만 이 기능들을 마이크로 컴퓨터로 교류 입력 전류 또는 압축기 회전수 또는 PWM 신호의 듀티비로부터 단락 통전시간(또는 단락 통전시간의 보정량)을 연산하고, 또 제로크로스 검출기로부터의 제로크로스 신호를 마이크로 컴퓨터에 입력하고, 마이크로컴퓨터내의 타이머를 이용하여 단락 통전 펄스를 생성하는 기능도 가능하고, 이 경우에는 반대로 전용 IC를 이용하지 않아도 완료되는 잇점이 있다. 또한, 이 경우에는 압축기의 부하의 판단에 직류 전압 검출기를 이용할 필요가 없다.
또한, 상기 실시형태에서는 교류 입력 전류가 I1에 도달한 것을 조건으로서 비단락 통전 모드(M0)로부터 직류 전압 우선 통전 모드(M1), 고역율 우선 통전 모드(M2)로 이행되었지만 이 대신에 압축기 구동 전동기가 운전되어 교류 입력 전류가 소정값을 초과하고, PWM 전압의 듀티비가 소정값을 초과한 것의 논리합 조건이 성립되었을 때, 비단락 통전 모드(M0)로부터 직류 전압 우선 통전 모드(M1), 고역율 우선 통전 모드(M2)로 이행되도록 구성하는 것에 의해 소음에 영향받지 않는 확실한 운전 제어가 가능하게 된다.
이상의 설명에 의해 명확해진 바와 같이 상기 제 1 실시예에 나타내는 본 발명에 의하면 교류 전원으로부터 공급되는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터장치와, 컨버터장치로 변환된 직류 전압을 PWM 전압으로 변환하여 냉동 사이크를 형성하는 압축기 구동 전동기에 공급하는 인버터장치와 컨버터장치의 전원측에 직렬로 접속된 리액터와, 리액터와 교류 전원을 강제적으로 단락 통전시키는 스위칭 소자를 포함하여 이루어진 강제 통전 회로와 강제 회로의 단락 통전에 의해 전원역율 또는 직류전압을 제어하는 단락 통전 모드와 단락 통전을 금지하는 비단락 통전모드의 어느 하나를 설정하는 통전 제어 패턴 설정 수단을 구비했기 때문에 교류 입력 전류가 소정값 이하일 때, 비단락 통전 모드로 운전하는 것에 의해 직류 상승에 기인하는 전동기의 리크전류의 증가, 전원 역율의 악화를 미연에 방지하는 효과가 있다.
다음으로, 본 발명의 제 2 실시예를 설명한다.
도 11은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 제 2 실시예의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 11에 있어서, 상용의 교류 전원(201)의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터장치(210)와, 이 컨버터장치(210)의 직류전압을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전압으로 변환하여 전동기(202)에 공급하는 인버터장치(220)와, 컨버터장치(210)의 출력 전압의 부족분을 보상하도록 제어하는 전압 보상부(230)와, 전동기 회전수 결정수단(203)의 회전속도 지령에 따라서 컨버터장치(210) 및 인버터장치(220)의 운전 모드를 선택하는 운전 모드 지령을 출력하는 운전 모드 전환수단(240)을 구비하고 있다.
이중에 컨버터장치(210)는 리액터(211), 정류회로(212), 평활용 컨덴서(213) 및 강제 통전 회로(214)에 의해 구성되어 있다. 여기서, 교류 전원(201)의 한 단에 리액터(211)의 한 단이 접속되고, 이 리액터(211)의 타단에 정류회로(212)의 한쪽의 입력 단이 접속되어 있다. 교류 전원(201)의 타단에 정류회로(212)의 다른쪽의 입력단이 접속되어 있다. 또한, 리액터(211)의 타단과 교류 전원(201)의 타단 사이에 강제 통전 회로(214)가 접속되어 있다. 또한, 정류회로(212)의 양/음의 출력단의 사이에 평활용 컨덴서(213)가 접속되어 있다.
또한, 인버터장치(220)는 인버터 주회로(221), 위치 검출기(222), 인버터 제어회로(223), 회전수 검출수단(224) 및 회전수 편차 검출 수단(225)에 의해 구성되어 있다. 여기서, 인버터 주회로(221)는 스위칭소자가 3상 브리지 접속되는 것으로 이루어지며, 그 입력단은 컨버터장치(210)의 출력단, 즉 정류회로(212)의 직류 전압의 출력단에 접속되고, 그 출력단에 전동기(202)가 접속되어 있다. 위치 검출기(222)는 전동기(202)의 회전자의 위치를 검출하고, 회전수 검출수단(224)은 그 위치 검출 신호로부터 전동기(202)의 실회전수를 검출하는 것이다. 위치검출기(222)의 위치 검출 신호는 인버터 제어회로(223)에도 전해진다. 회전수 편차 검출수단(225)은 전동기 회전수 결정수단(203)으로부터 출력되는 전동기의 지령 회전수와 회전수 검출수단(224)에 의해 검출된 실회전수와의 차, 즉 회전수 편차를 연산하여 인버터 제어회로(223)에 전한다. 인버터 제어회로(223)는 위치 검출기(222)의 출력 신호를 기준으로 하여 회전수 편차 검출수단(225)이 출력하는 회전수 편차를 0이 되도록 인버터 주회로(221)를 제어하거나 또는 전동기 회전수 결정수단(203)의 기준 회전수에 따라서 인버터 주회로(221)를 제어하는 것이다.
또한, 전압 보상부(230)는 제로크로스 검출기(231), 통전 구간 결정수단(232) 및 통전 제어회로(233)에 의해 구성되어 있다. 이 경우, 제로크로스 검출기(231)는 교류 전원(201)의 교류 전압의 제로크로스점을 검출하여 그 타이밍 신호를 통전 제어회로(233)에 전하고, 통전 구간 결정수단(232)은 회전수 편차 검출수단(225)으로 검출된 회전수 편차를 0으로 하는 단락 통전 구간을 결정한다. 통전 제어 회로(233)는 제로크로스점의 검출 타이밍마다 통전 구간 결정수단(232)으로 결정된 시간만큼 강제 통전 회로(214)를 온 상태로 하는 것이다.
또한, 운전 모드 전환 수단(240)은 인버터 제어회로(223)에 의해 검출된 펄스폭 변조신호의 듀티비의 변동 범위를 소정값 이상인지 여부로 저부하(저속)영역, 고부하(고속)영역으로 구분하고, 각 부하 영역에 따라서, 제 1, 제 2 운전 모드 지령을 인버터 제어회로(223) 및 전압 보상부(230)에 전한다.
또한, 상기 전동기는 영구자석식 회전자를 구비한 무정류자 전동기로서 전동기의 구동시에 발생하는 유기전압을 신호로서 입력하여 이 신호로부터 회전자의 위치나 회전속도가 검출된다.
도 12는 상기한 컨버터장치(210)의 상세한 구성을 나타내는 회로도이다. 이 컨버터장치(210)는 본원과 동일 출원인에 의해 일본에서 출원된 일본국 특원평 8-74675호로 제안된 것인데 그 개략을 이하에 설명한다.
정류회로(212)는 다이오드(DH, DL, D3, D4)에 의해 전파 정류 회로가 구성된다. 다이오드 DH와 DL의 상호 접합점이 리액터(211)를 통하여 교류 전원(201)의 한 단에 접속되어 있다. 다이오드 D3와 D4의 상호 접합점이 교류 전원(201)의 타단에 접속되어 있다. 또한, 정류회로(212)의 직류 출력단자사이, 즉 다이오드 D3와 D4이 직렬 접속회로의 양단에 중간 컨덴서 CH와 CL의 직렬 접속회로가 접속되며, 또 다이오드 D3과 D4의 상호 접합점에 중간 컨덴서 CH와 CL의 상호 접합점이 접속되어 있다. 또한, 중간 컨덴서 CH와 CL의 직렬 접속 회로에 평활용 컨덴서(CD)가 접속되어 있다.
또한, 강제 통전 회로(214)는 다이오드(D5∼D8)의 전파 정류 다이오드 브리지와,
그 전류를 제어하는 트랜지스터(Q)와, 이 트랜지스터의 베이스에 구동 전류를 공급하는 베이스 구동회로(G)로 구성되어 있다. 또한, 트랜지스터(Q)로서 IGBT가 이용된다.
상기와 같이 구성된 제 2 실시예의 동작을 이해가 쉽도록 스위치나 가/감산기 등으로 표현한 도 13의 동작 설명도를 이용하여 개략 설명한 후에 상세하게 설명한다.
우선, 전동기(202)에 대한 지령 회전수를 “Ns”, 실회전수를 “Na”로 한다. 감산기(251)는 지령 회전수(Ns)에서 실회전수(Na)를 감산하여 회전수 편차(ΔN)를 출력한다. 한편, 운전 모드 전환 수단(240)은 인버터 제어회로(223)에서 출력되는 펄스폭 변조 신호의 듀티(Da)의 변동 범위를 전환 듀티(D1)에 의해 2개의 영역, 즉 Da≤D1인 저부하영역, Da〈D1인 고부하 영역으로 구분하여 각각 제 1, 제 2 운전 모드 지령을 출력하는 것으로 한다.
다음으로, 펄스폭 편중 신호의 듀티(Da)가 저부하 영역에 있을 때, 운전 모드 전환 수단(240)은 제 1 운전 모드 지령으로서 스위치(253, 254)를 SW1측으로 유지하여 감산기(252)에서 출력되는 회전수 편차(ΔN)를 인버터 제어회로(223)에 전해 전압 보상부(230)의 동작을 오프상태로 하여 그 기능을 실질적으로 정지시킨다. 이때, 인버터 제어회로(223)는 회전수 편차(ΔN)가 0이 되도록 펄스폭 변조신호의 듀티 및 주파수(통상의 가변속영역에서는 듀티와 주파수를 비례시키기 때문에 이하의 설명에서는 특별한 경우를 제외하고 주파수에 대한 기술을 생략함)를 변하게 하는 것에 의해서 PWM 듀티 가변·속도 피드백 제어가 실시된다.
다음으로, 전동기(202)의 고부하 영역에 있을 때, 운전 모드 전환수단(240)은 제 2운전 모드 지령으로서 스위치(253, 254)를 SW2측으로 전환한다. 이것에 의해서 인버터 제어회로(223)에 지령 회전수(Ns)가 그대로 전해짐과 동시에 전압 보상부(230)의 전압 보상 동작이 가능하게 된다. 이 경우, 인버터 제어회로(223)는 지령 회전수(Ns)에 비례하여 펄스폭 변조파형의 듀티(Ds)가 변화하고, 고부하영역에서 설정 회전수(Nm) 이상으로 듀티가 100%인 데이터 테이블(256)을 갖고 있다. 따라서, 지령 회전수(Ns)가 상승하는데 따라서 듀티가 커지고, 회전수(Nm) 이상으로 듀티가 100%로 유지되도록 인버터 주회로(221)를 제어한다. 한편, 듀티의 증가에 따라서 인버터 주회로(221)에 전해지는 직류 전압이 강하하기 때문에 그 강하분을 보상하도록 즉, 감산기(251)로부터 출력되는 회전수 편차(ΔN)를 0으로 하도록 전압 보상부(230)가 회전수 편차(ΔN)의 증가에 비례하여 강제 통전 회로의 단락 통전시간(T)을 증가하도록 제어하고, 직류 전압을 상승시켜 PAM 강제 통전 가변·속도 피드백 제어를 실행한다.
다음으로, 전동기(202)의 지령 회전수(Ns)가 회전수(Nm)에 도달했을 때는 데이터 테이블(256)에서 듀티가 100% 일정하게 된다. 이 결과, 인버터 제어회로(223)는 듀티를 100%로 유지한채 지령 회전수(Ns)에 따라서 주파수만을 변경하는 제어를 속행하면서 전압 보상부(230)는 회전수 편차(ΔN)를 0으로 하도록 강제 통전 회로의 단락 통전시간을 변화시켜 PAM 강제 통전 가변·속도 피드백 제어를 실행한다.
이상, 도 13을 이용하여 제 2 실시예의 개략 동작을 설명했는데, 도 11 및 도 12에 나타낸 제 2 실시예의 상세한 동작을 도 14 및 도 15를 참조하여 이하에 설명한다. 우선, 컨버터장치(210)의 동작으로서 그 상세한 회로를 나타내는 도 12에 대해서 설명한다.
교류전원(201)의 양의 반 사이클동안, 리액터(211) 및 다이오드(DH)를 통하여 중간 컨덴서(CH)에 충전 전류가 흐른다. 이때, 다이오드(D4)는 중간 컨덴서(CL)가 역방향으로 충전되지 않도록 그 방전회로를 형성한다. 또한, 교류전원(201)의 음의 반 사이클동안, 리액터(211) 및 다이오드(DL)를 통하여 중간 컨덴서(CL)에 충전전류를 흐르게 한다. 이때, 다이오드(D4)는 중간 컨덴서(CH)가 역방향으로 충전되지 않도록 그 방전회로를 형성한다.
중간 컨덴서 CH 및 CL가 충전되어 각 단자사이에 같은 방향의 전압, 즉 도면의 상부 방향의 전압이 존재하는 한, 다이오드(D3, D4)는 실질적으로 기능하는 일이 없고, 그 후 다이오드(DH)를 통하여 중간 컨덴서(CH)가 충전되고, 다이오드(DL)를 통하여 중간 컨덴서(CL)의 충전이 실시된다.
이와 같이 하여 직렬 접속된 컨덴서 CL과 CH의 단자 전압의 합이 평활 컨덴서(CD)의 양 단에 인가되어 이 평활 컨덴서(CD)가 충전된다. 즉, 중간 컨덴서 CL과 CH에 충전된 전하의 방전에 의해 평활 컨덴서(CD)가 충전된다. 이 평활 컨덴서(CD)의 양 단 전압이 컨버터장치(210)의 출력으로서 인버터장치(220)에 공급된다. 강제 통전 회로(214)는 교류 전원(201)으로부터 정류 회로(212)에 전해지는 교류 전압의 제로크로스점을 경과할 때마다 통전 제어회로(233)의 출력에 의해 베이스 구동회로(G)로부터 트랜지스터(Q)에 소정시간 베이스전류를 공급한다. 트랜지스터(Q)가 온 상태가 될때마다 리액터(211)와 교류 전류가 강제적으로 단락되어 단락 통전에 의해 에너지 축적 효과가 얻어진다. 일반적으로 강제 단락 전류의 단락 통전 구간을 넓게 할수록 큰 전류가 흐르고, 그 때, 트랜지스터(Q1)를 오프 상태로 하면 리액터(211)의 에너지가 평활용 컨덴서(CD)에 흘러들어가 직류 출력 전압을 증대시킨다.
따라서, 직류 브러시리스 모터의 회전수와 역 전압(Vf)은 도 14에 나타내는 관계에 있다. 이것을 구동하는 인버터 장치(220)는 역 전압(Vf)에 부하 토크에 따른 전압(VT)을 더한 전압을 PWM의 듀티를 조절하여 인가하는 것에 의해 속도 제어를 실시한다. 즉, 직류 브러시리스 모터에 대한 인가전압(VM)은 하기 수학식 1에 의해서 나타내어진다.
단,
k : 비례정수
Vf: 속도기전력정수
VT: 토크분 전압
이다.
인버터장치는 직류 입력 전압이 일정한 것으로서, 모두 펄스폭 변조파형(PWM)의 듀티를 변하게 하여 (Vf+VT)를 제어했다. 또는 직류 전압이 가변의 시스템에서 전압 제어는 모두 컨버터측에서 실시되고, 인버터 장치는 전류만의 역할밖에 하지 못했다. 이중에, 전자가 PWM 모드에 해당되고 후자가 PWM 모드에 해당된다.
도 11에 나타낸 제 2 실시예는 이 2가지 운전 모드를 겸해 구비한 것으로서 Vf에 해당하는 전압을 인버터장치(220)에 분담시키고, VT에 해당하는 전압을 컨버터장치(210)에 분담시키는 구성으로 되어 있다.
따라서, 전동기 회전수 결정수단(203)이 부하 상태에 따라서 전동기(202)에 대한 지령 회전수(Ns)를 연산하여 인버터장치(220)에 전한다.
인버터장치(220)에 있어서는 위치 검출기(222)가 전동기(202)의 회전자의 위치를 검출하고, 그 위치 검출 신호를 인버터 제어 호로(223) 및 회전수 검출 수단(224)에 전한다. 회전수 검출수단(224)은 이 위치 검출 신호에 기초하여 전동기(202)의 실회전수(Na)를 검출하여 그 검출신호를 회전수 편차 검출수단(225)에 전한다. 회전수 편차 검출수단(225)은 지령 회전수(Ns)로부터 실회전수(Na)를 감산하여 회전수 편차(ΔN)를 검출하여 인버터 제어회로(223)에 전하고, 인버터 제어회로(223)는 위치 검출기(222)의 위치 검출 신호를 기준으로 하여 인버터 주회로(221)를 구성하는 스위칭 소자를 온, 오프 제어한다.
인버터 제어회로(223)가 인버터 주회로(221)를 제어할 때, 운전 모드 전환수단(240)의 운전 모드 지령에 따라서 PWM 변조 제어를 실행한다. 즉, 운전 모드 전환 수단(240)은 도 15에 나타내는 바와 같이, PWM 듀티(D)의 변동 범위를 소정값(D1)을 경계로 하여 저부하영역, 고부하영역으로 구분하고, 저부하 영역에 있어서는 회전수 편차(ΔN)가 0이 되도록 PWM파형의 듀티(Da)를 변화시키는 PWM 모드(1)의 지령을 인버터 제어회로(223)에 전한다. 또한, 운전 모드 전환수단(240)은 고부하 영역에 있어서, 지령 회전수(Ns)에 따라서 PWM 파형의 듀티 및 주파수를 변화시키는 상기한 데이터 테이블에 의한 PWM 모드(2)의 지령을 인버터 제어회로(223)에 전함과 동시에 회전수 편차(ΔN)를 0이 되도록 컨버터 장치(210)의 전압을 제어하는 PAM 모드 지령을 통전 구간 결정수단(232)에 전한다. 그리고, 데이터 테이블에 따라서 지령 회전수(Ns)가 설정 횟수(Nm) 이상이 되면 PWM 파형의 듀티를 100%로 유지한 채 주파수만을 변화시키는 지령을 인버터 제어회로(223)에 전함과 동시에 계속하여 회전수 편차(ΔN)를 0이 되도록 컨버터장치(210)의 직류전압을 증가 제어하는 PAM 모드 지령을 통전 구간 결정수단(232)에 전한다.
이 결과, 인버터 제어 회로(223)는 도 15의 (a)에 나타내는 바와 같이, 저부하 영역에 있어서는 지령 회전수(Ns)와 실회전수(Na)의 편차(ΔN)가 0이 되도록 듀티를 가변하는 PWM 모드(1)의 제어가 실시된다. 또한, 고부하 영역에 있어서는 지령 회전수(Ns)에 따라서 PWM의 듀티를 제어하는 PWM 모드(2)의 제어가 실시된다. 또한, 인버터 제어 회로(223)가 내장된 데이터 테이블은 회전수 지령(Ns)이 Nm이 되었을 때 PWM의 듀티가 100%가 되도록 결정되어 있다.
일반적으로, 인버터장치에 의한 전동기의 제어에서는 PWM의 듀티를 증가시키는데 따라서 컨버터장치(210)의 출력 전압은 도 15의 (b)에 점선 V0으로 나타내는 바와 같이 점점 감소한다. 이때, 지령 회전수(Ns)와 실회전수(Na)에 차를 생기게 하기 때문에 통전 구간 결정 수단(232)은 회전수 편차(ΔN)가 0이 되는 단락 통전 구간을 결정한다. 또한, PAM 모드 지령이 전해진 것에 의해 통전 제어회로(233)는 제로크로스점을 기준으로 하여 단락 통전 시간을 제어한다. 도 15의 (c)는 전동기의 회전수(Ns)가 상승해갈 때의 강제 통전 회로(214)의 단락 통전 시간의 변화의 결과를 나타내고 있다. 또한, 이 단락 통전 시간은 도 13에 나타내는 바와 같이, 회전수 편차가 변화하는데 따라서 직선적으로 증대하도록 되어 있다. 또한, 이 통전시간의 증대에 따라서 컨버터장치(210)의 출력 전압은 PWM 듀티가 100%가 되기까지는 대략 일정하게 유지된다.
또한, 인버터제어회로(223)는 지령 회전수(Ns)가 설정 회전수(Nm)를 초과하면 PWM의 듀티를 100%로 유지한 채 주파수만을 변경한다. 한편, 전압 보상부(230)에 있어서는 계속하여 회전수 편차(ΔN)가 0이 되도록 강제 통전 회로(214)에 의한 강제 단락 통전의 시간을 제어한다. 이 결과, 도 15의 (c)에 나타내는 바와 같이 회전수(N)의 증대에 따라서 단락 통전 시간이 길어지고, 컨버터장치(210)의 출력 전압은 도 15의 (b)에 나타내는 바와 같이 상승한다.
이와같이 하여, 이 제 2 실시예에 의하면 저부하영역에서는 강제 통전 회로에 의한 단락 통전을 비동작으로 하고 있기 때문에 저부하시의 컨버터장치의 출력 전압의 과상승을 방지할 수 있고, 리크전류를 줄일 수 있다.
또한, 부하 변동을 PWM의 듀티로부터 판별하고 있기 때문에 부하 변동을 직접 검출하는 교류 입력 전류의 검출기를 이용할 필요가 없어져 간단한 구성으로 할 수 있다. 또한, 교류전원의 전압, 주파수의 변동이나 전동기의 토크 변동 등이 있다고 해도 전동기의 회전수를 지령 회전수에 일치시킬 수 있다.
또한, 이 제 2 실시예에 의하면 컨버터장치의 직류출력을 인버터장치에 의해서 교류로 변환하여 전동기에 공급할 때, 인버터장치의 가변속 능력 부족을 컨버터장치에 의해 보상할 수 있다.
따라서, 강제 통전 회로(214)를 구성하는 IGBT는 고부하 영역에서의 단락 통전 시간이 길어지면 온도 상승에 의해 파괴될 우려도 있다. 따라서, IGBT의 온도를 검출하는 온도 센서를 설치하여 검출 온도가 미리 정해진 값에 도달했을 때, 전압 보상부(230)의 동작을 정지하도록 구성하면 IGBT의 파괴를 미연에 방지할 수 있다.
또한, 제어의 펀칭을 방지하기 위해 전압 보상부(230)를 구성하는 통전 구간 결정 수단(232)은 PWM의 듀티의 증대시와 감소시에 히스테리시스 특성을 갖게 하여 단락 통전 구간을 결정하도록 해도 좋다.
또한, 이 제 2 실시예에서는 리크전류를 억제할 수 있기 때문에 냉동 사이클의 사용 냉매로서 HFC로 이루어진 단일 또는 혼합 냉매를 이용한 냉동 사이클 장치에 상기 전동기 제어장치를 채용하는 것에 의해 신뢰성, 안전성을 향상할 수 있다. 이 HFC 냉매로서, 예를들면 R32과 R125를 대략 50중량%씩 혼합한 R410A을 이용할 수 있다.
도 16은 컨버터장치(210)의 다른 구성예를 나타내는 회로도이다. 도면중, 도 12와 동일한 요소에 동일한 부호를 붙여 그 설명을 생략한다. 이 장치는 전파 정류 회로를 구성하는 다이오드(DH, DL)의 직렬 접속 회로에 트랜지스터(Q)를 병렬 접속하고, 그 베이스 구동회로(G)에 통전 제어회로(233)를 접속한 것으로서, 도 12에 나타내는 다이오드(D5∼D8)를 제거한 간단한 구성으로 되어 있다.
이 도 16에 있어서, 교류 전원(201)의 양의 반 사이클동안, 리액터(211) 및 다이오드(DH)를 통하여 중간 컨덴서(CH)에 충전 전류가 흐른다. 이때, 다이오드(D4)는 중간 컨덴서(CL)가 역방향으로 충전되지 않도록 그 방전회로를 형성한다. 또한, 교류전원(201)의 음의 반 사이클동안, 리액터(211) 및 다이오드(DL)를 통하여 중간 컨덴서(CL)에 충전전류가 흐른다. 이때, 다이오드(D4)는 중간 컨덴서(CH)가 역방향으로 충전되지 않도록 그 방전회로를 형성한다.
중간 컨덴서 CH 및 CL가 충전되어 각 단자사이에 동일 방향의 전압, 즉 도면의 상부방향의 전압이 존재하는 한, 다이오드(D3, D4)는 실질적으로 기능하지 않고, 그 후는 다이오드(DH)를 통하여 중간 컨덴서(CH)가 충전되고, 다이오드(DL)를 통하여 중간 컨덴서(CL)가 충전된다.
이와같이 하여 직렬로 접속된 컨덴서 CL과 CH의 단자 전압의 합이 평활 컨덴서(CD)의 양 단에 인가되어 이 평활 컨덴서(CD)를 충전한다. 즉, 중간 컨덴서 CL과 CH에 충전된 전하의 방전에 의해 평활 컨덴서(CD)가 충전된다. 이 평활 컨덴서(CD)의 양단 전압이 컨버터장치(210)의 출력으로서 인버터장치(20)에 공급된다.
강제 통전 회로(214)는 교류 전원(201)으로부터 정류회로(212)에 전해지는 교류 전압이 제로크로스점을 경과할 때마다 통전 제어회로(233)의 출력에 의해 베이스 구동회로(G)로부터 트랜지스터(Q)로 베이스 전류를 공급한다. 트랜지스터(Q)가 온 상태가 될 때마다 리액터(211)에 강제적으로 전류가 흐른다. 이 경우, 강제 전류의 단락 통전 구간을 넓게 할 수 록 큰 전류가 흐르고, 그 때, 트랜지스터(Q)를 오프 상태로 하면 리액터(211)의 에너지가 평활용 컨덴서(CD)에 흘러 들어가 직류 출력 전압을 증대시킨다.
이와같이 하여, 도 16에 나타내는 간이 구성의 컨버터장치(210)에 의해서도 상기 실시형태와 같은 동작을 실시하게 할 수 있다.
도 17은 본 발명의 제 3 실시예의 구성을 나타내는 블록도이며, 도면중 도 11과 동일한 요소에는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 생략한다. 이 제 3 실시예는 전압 보상부(230)중에 컨버터장치(210)의 출력 전압을 검출하는 직류 전압 검출기(234)를 설치함과 동시에 그 검출값과 단락 통전 구간과의 관계를 선형화하는 데이터 테이블(235)을 설치한 것이다. 이것에 의해서, 통전 구간 결정수단(232)에 있어서의 단락 통전 구간의 결정이 매우 쉽게 된다.
또한, 상기한 제 2 및 제 3 실시예는 제로크로스 검출기(231)가 교류전압의 제로크로스점을 검출한 시점을 시점으로 하여 결정된 통전 구간만큼 리액터를 강제 통전 시켰는데 교류전압의 순시값의 절대값이 평할용 컨덴서의 양 단 전압에 가까운 시점에서 강제 통전시키는 것에 의해서 그 효과가 높아진다. 따라서, 제로크로스점의 검출로부터 소정의 순간이 경과한 시점을 강제 통전의 시점으로 해도 좋다.
도 18은 상기한 전동기 제어장치를 적용한 공기조화기의 실시형태의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 실시형태는 교류를 직류로 변환하는 장치로서 도 11 또는 도 16에 나타낸 전력 변환 장치를 이용한 것으로서 컨버터장치(210) 및 인버터장치(220) 이외의 제어요소중, 전동기 회전수 결정수단(203)을 실내제어부에 전압보상부(230) 및 운전 모드 전환 수단(240)을 실외제어부에 조립한 것이다.
이 공기조화기는 실내기와 실외기로 이루어지며, 실내기를 교류전원(201)에 접속하는 구성으로 되어 있다. 그리고, 실내기에 있어서는 교류전원(201)으로부터 노이즈필터(261)를 통하여 실내제어부(300)에 동작 전력을 공급하도록 되어 있다. 실내제어부(300)에는 리모콘 장치(263)로부터의 지령을 수신하는 수신부(264), 실내 온도를 검출하는 온도 센서(265), 운전상태를 표시하는 표시기(266), 도시하지 않은 실내 열교환기를 통하여 바람을 실내로 순환시키는 실내팬(267), 분출 공기의 방향을 변하게 하는 루버(268)가 접속되어 있다. 한편, 실외기에 있어서도 노이즈 필터(262)를 통하여 교류전원(201)으로부터 컨버터장치(210) 및 실내제어부(400)에 동작 전력을 공급하도록 되어 있다. 이 경우, 실외제어부(400)에는 실외 열교환기의 온도를 검출하는 온도센서(271), 운전 모드에 따라서 냉매의 순환방향을 변하게 하는 사방밸브(272) 및 도시하지 않은 실외열교환기에 바람을 보내는 실외팬(273)이 접속되어 있다.
또한, 실내제어부(300)와 실외제어부(400)는 서로 정보를 송수신하도록 되어 있다. 상기한 바와 같이 구성된 공기조화기의 동작에 대해서 이하에 설명한다.
우선, 리모콘 장치(263)로부터 운전개시, 운전모드, 실내 설정 온도, 실내팬의 풍속, 풍향 등의 지령이 수신부(264)에 보내진다. 이에 따라서, 실내제어부(300)는 운전 상태 등을 표시기(266)에 표시하고, 실내팬(267) 및 루버(268)의 구동 제어를 실행함과 동시에 전동기 회전수 결정수단(203)에 있어서 설정온도와 실내온도의 편차에 따라서 압축기 구동 전동기(202a)의 회전수를 결정하여 운전 모드 신호와 함께 지령 회전수(Ns)를 실외제어부(400)에 송신한다.
다음으로, 실외제어부(400)는 운전 모드 신호에 따라서 사방밸브(272)를 여자(또는 비여자) 상태로 하여 지령 회전수(Ns)에 따라서 컨버터장치(210) 및 인버터장치(220)를 제어함과 동시에 온도센서(271)의 검출 신호 등에 의해 사방밸브(272)를 제어하여 성에 제거 운전 등을 실시한다. 또한, 실외제어부(400)에 있어서, 운전 모드 전환 수단(240)은 상기한 것과 마찬가지로 저부하 영역인지 고부하 영역인지를 판정하여 상기한 제 1 또는 제 2 운전 모드 지령을 출력한다. 이 운전 모드 지령에 따라서 인버터장치(220)는 펄스폭 변조 제어를 실행하고, 전압 보상부(230)는 컨버터장치(210)를 강제 단락 통전하여 전압 저하분을 보상한다.
따라서, 공기조화기를 난방모드로 운전하는 경우의 공조 부하는 냉방 모드 운전하는 경우의 공조부하와 비교하여 매우 크다. 이때문에 냉방 운전시의 압축기 구동 전동기(202a)의 회전수는 낮게 결정되기 때문에 펄스폭 변조 제어에 의한 컨버터장치(210)의 출력 전압의 저하는 적다고 생각된다. 따라서, 냉방운전시에는 전압보상부(230)에 의한 강제 통전을 생략해도 지장이 없는 것이 있다. 이것에 의해서, 마이크로컴퓨터 등의 처리를 간략화할 수 있다.
이와같이 하여 도 18에 나타내는 실시형태에 의하면 교류전원의 전압, 주파수의 변동이나 전동기의 토크 변동 등에 대처할 수 있는 공기조화기를 제공할 수 있다.
또한, 컨버터장치의 직류전압을 인버터장치에 의해서 교류로 변환하여 교류 전동기에 공급할 때, 인버터장치의 가변 능력 부족을 컨버터장치에 의해 보상할 수 있는 공기조화기를 제공할 수 있다.
또한, 도 19에 나타내는 바와 같이, 단락 통전 PD의 소정 시간 후에 다시한번, PD 보다도 짧은 기간에 단락 통전을 실시하는 것에 의해 리액터에서 발생하는 전자음을 억제할 수 있다.
이상의 설명에 의해 명확해진 바와 같이 제 2 및 제 3 실시예에 나타내는 본 발명에 의하면 저부하 영역에서는 강제 통전 회로에 의한 단락 통전을 비동작으로 하고 있기 때문에 저부하시의 컨버터장치의 출력 전압의 과상승을 방지할 수 있고 리크전류를 줄일 수 있다.
또한, 부하 변동을 PWM의 듀티로부터 판별하고 있기 때문에 부하 변동을 직접 검출하는 교류 입력 전류의 검출기를 이용할 필요가 없어 간단한 구성으로 할 수 있다.
이상 설명에 의해 밝혀진 바와 같이, 본 발명에 의하면 저부하 영역에서는 강제 통전 회로에 의한 단락 통전을 비동작으로 하고 있기 때문에 저부하시의 컨버터장치의 출력 전압의 과상승을 방지할 수 있고, 리크전류를 줄일 수 있다.
또한, 부하변동을 PWM의 듀티로 판별하고 있기 때문에 부하변동을 직접 검출하는 교류입력전류의 검출기를 이용할 필요가 없어 간단한 구성으로 할 수 있다.
또한, 교류전원으로부터 공급되는 교류전압을 직류전압으로 변환하는 컨버터장치와, 컨버터장치에서 변환된 직류전압을 PWM 전압으로 변환하여 냉동사이클을 형성하는 압축기 구동 전동기에 공급하는 인버터장치와, 컨버터장치의 전원측에 직렬로 접속된 리액터와, 리액터와 교류전원을 강제적으로 단락 통전시키는 스위칭소자를 포함하여 이루어진 강제 통전 회로와, 강제회로의 단락 통전에 의해 전원역율 또는 직류전압을 제어하는 단락통전모드와, 단락통전을 금지하는 비단락 통전 모드중 어느 하나를 설정하는 통전 제어 패턴 설정수단을 구비했기 때문에 교류 입력 전류가 소정값 이하일 때 비단락 통전 모드로 운전하는 것에 의해 직류 상승에 기인하는 전동기의 리크전류의 증가, 전원역율의 악화를 미연에 방지하는 효과가 있다.

Claims (40)

  1. 교류전원에서 공급되는 교류전압을 직류 전압으로 변환하는 컨버터장치;
    상기 컨버터장치에서 변환된 직류전압을 PWM 전압으로 변환하여 냉동 사이클을 형성하는 압축기 구동 전동기에 공급하는 인버터장치;
    상기 컨버터장치의 전원측에 직렬로 접속된 리액터;
    상기 리액터와 교류 전원을 강제적으로 단락 통전시키는 스위칭소자를 포함하여 이루어진 강제 통전 회로; 및
    상기 강제 회로의 단락 통전에 의해 전원 역율 또는 직류 전압을 제어하는 단락 통전 모드 및 상기 단락 통전을 금지하는 비단락 통전 모드의 어느 하나를 설정하는 통전 제어 패턴 설정 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때 비단락 통전 모드로 하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    비단락 통전모드로부터 단락 통전 모드로 이행할 때, 상기 단락 통전 시간을 서서히 길게 하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    단락 통전 모드로부터 비단락 통전 모드로 이행할 때, 단락 통전 시간을 서서히 짧게 하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    비단락 통전 모드로부터 단락 통전 모드로 이행할 때, 단락 통전을 소정수의 제로크로스점간의 간격으로 개시하여 서서히 단락 통전의 간격을 좁게 하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 통전 제어 패턴 설정수단은 상기 컨버터장치로부터 출력되는 직류 전압을 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 소정 전압값 이하로 억제하는 직류 전압 우선 통전 모드와 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 압축기 구동 전동기의 회전수를 제어하는 회전수 우선 통전 모드를 갖고, 상기 단락 통전을 금지하는 비단락 통전 모드중 어느 하나를 설정하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 통전 제어 패턴 설정수단은 상기 컨버터장치에서 출력되는 직류전압을 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 소정값 이하로 억제하는 직류 전압 우선 통전 모드, 상기 강제 통전회로의 단락 통전에 의해 상기 직류전압을 증감하여 압축기 구동 전동기의 회전수를 제어하는 회전수 우선 도통 모드 및 이것들의 우선 제어를 실행하지 않는 비단락 통전 모드중, 교류 입력 전류에 따라서 단일 통전 모드 또는 복수의 통전 모드를 선택 전환하는 복수의 제어 패턴중 어느 하나를 설정하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 통전 제어 패턴 설정수단은 상기 컨버터장치의 전원 역율을 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 소정값 이상으로 제어하는 고역율 우선 도통 모드, 상기 컨버터장치에서 출력되는 직류 전압을 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 소정값 이하로 억제하는 직류 전압 우선 모드, 상기 강제 통전 회로의 단락 통전에 의해 압축기 구동 전동기의 회전수를 제어하는 회전수 우선 도통 모드 및 이것들의 우선 제어를 실행하지 않는 비단락 통전 모드중, 교류 입력 전류에 따라서 단일 통전 모드 또는 복수의 통전 모드를 선택 전환하는 복수의 제어 패턴중 어느 하나를 설정하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  9. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
    상기 통전 모드마다 교류 입력 전류에 대한 강제 통전 시간을 테이블 데이터로서 기억하는 기억수단;
    교류 입력 전류를 검출하는 교류 입력 전류 검출기;
    교류전압의 제로크로스점을 검출하는 제로크로스점 검출수단; 및
    상기 통전 제어 패턴 설정 수단에 의해 설정된 제어 패턴에 따라서 각각 상기 교류 입력 전류 검출기의 검출값에 대응하는 상기 기억수단에 기억된 단락 통전시간만큼 교류 전압의 제로크로스점 또는 제로크로스점에서 소정시간후를 시점으로 하여 상기 강제 통전회로를 통전시키도록 상기 스위칭소자를 온, 오프제어하는 통전 모드 전환수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  10. 제 4 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어 패턴은, 상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비 미만일 때에는 비단락 통전 모드로, 상기 듀티비가 설정 듀티비에 도달하면 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제어 패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  11. 제 4 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어 패턴은, 교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 직류 전압 우선 통전 모드로 이행하고 상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비에 도달하면 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제어패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  12. 제 4 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어 패턴은, 교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 상기 직류 전압 통전 모드로 이행하는 제어패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  13. 제 6 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어패턴은, 교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과할 때에는 상기 고역율 통전 모드로 이행하는 제어패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  14. 제 4 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어패턴은,
    교류 입력전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 상기 직류 전압 통전 모드로 이행하는 제 1 제어패턴;
    교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 교류 전압 우선 통전 모드로 이행하고 상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비에 도달하면 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제 2 제어 패턴으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  15. 제 5 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어 패턴은, 교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 직류 전압 우선 통전 모드로 이행하는 제 1 제어패턴;
    교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과할 때에는 직류 전압 우선 통전 모드로 이행하고, 상기 PWM 전압의 듀티비가 설정 듀티비에 도달했을 때에는 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제 2 제어패턴; 및
    상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 설정 듀티비에 도달했을 때에는 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제 3 제어패턴으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  16. 제 6 항에 있어서,
    복수의 통전 모드를 선택 전환하는 상기 제어패턴은,
    교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 상기 직류 전압 통전 모드로 이행하는 제 1 제어패턴;
    교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전 모드로, 교류 입력 전류가 소정 전류값을 초과했을 때에는 직류 전압 우선 통전 모드로 이행하고, 상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비에 도달하면 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제 2 제어패턴;
    상기 PWM 전압의 듀티비가 미리 설정된 설정 듀티비 미만일 때에는 비단락 통전 모드로, 상기 듀티비가 설정 듀티비에 도달하면 회전수 우선 통전 모드로 이행하는 제 3 제어패턴; 및
    교류 입력 전류가 소정 전류값 이하일 때에는 비단락 통전모드로, 교류 입력전류가 소정 전류값을 초과했을 때 상기 고역율 통전 모드로 이행하는 제 4 제어패턴으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  17. 공기조화기의 운전 모드가 냉방운전인지 난반운전인지에 따라서 상기 제어패턴을 전환한 것을 특징으로 하는 제 4 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 기재된 전동기 제어장치를 이용한 공기조화기.
  18. 상기 통전 제어 패턴 설정수단은, 냉방 운전 모드로 상기 제 1 제어패턴을 설정하고 난방운전 모드로 상기 제 2 제어 패턴을 설정하는 것을 특징으로 하는 제 5 항에 기재된 전동기 제어장치를 이용한 공기조화기.
  19. 제 6 항에 있어서,
    상기 통전 제어 패턴 설정수단의 제어패턴이 교류 입력 전류가 허용 최대값에 도달했을 때 상기 고역율 우선 모드로 설정 변경하는 제어 패턴을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  20. 제 7 항에 있어서,
    교류 전원의 주파수를 검출하는 전원 주파수 검출 수단을 구비하고, 상기 기억수단은 전원 주파수에 대응하는 통전 시간 보정값을 기억하고, 상기 통전 모드 전환 수단은 상기 전원 주파수 검출 수단에 의해 검출된 전원 주파수가 소정의 전원 주파수 이외의 주파수일 때 상기 통전시간 보정값에 의해서 단락 통전 시간을 보정하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    교류 전원의 주파수를 검출하는 전원 주파수 검출 수단을 구비하고, 검출되는 제 1, 제 2 전원 주파수의 각각에 대응한 단락 통전 시간을 상기 기억수단이 기억하고 있는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 기억수단은 상기 교류 입력 전류 검출기에 의한 전류 검출값을 통전 모드의 차이에 의한 전류파형의 차이분만큼 보정하는 입력 전류 보정값을 기억하고, 상기 통전 모드 전환수단은 소정 통전 모드 이외의 통전 모드로 상기 전류 검출값을 상기 입력 전류 보정값에 의해 보정하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  23. 제 20 항 내지 제 23 항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 기억수단은 상기 압축기 구동 전동기의 지령 회전수에 따른 듀티비의 PWM 전압을 생성하기 위해 지령 회전수에 대한 지령 듀티비를 대응한 테이블을 구비하고,
    상기 통전 모드 전환수단은 상기 압축기 구동 전동기가 운전되어 교류 입력 전류가 소정값을 초과하고 PWM 전압의 듀티비가 소정값을 초과한 것의 논리합 조건이 성립되었을 때 상기 직류 전압 우선 통전 모드 또는 고역율 우선 통전 모드로 운전을 실시하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어 장치.
  24. 제 1 항에 있어서,
    상기 강제 통전 회로는 단락 통전 전류가 소정값을 초과했을 때 통전 회로를 차단하는 휴즈를 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  25. 제 9 항에 있어서,
    상기 교류 입력 전류 검출기로 검출된 교류 입력 전류가 소정값을 초과하고, 또 상기 PWM 전압의 듀티비가 소정값을 초과했을 때 상기 강제 통전 회로의 동작 상태가 정상이라고 판정하는 통전 상태 판정수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  26. 제 9 항에 있어서,
    비단락 통전 모드로부터 직류 전압 우선 통전 모드 또는 고역율 우선 통전 모드로 전환된 시점에 전류값의 증대분을 검출하고, 이 증대분이 소정값을 초과했을 때, 상기 강제 통전 회로의 동작 상태가 정상이라고 판정하는 통전 상태 판정수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  27. 제 9 항에 있어서,
    비단락 통전모드로부터 직류 전압 우선 통전 모드 또는 고역율 우선 통전 모드로 전환된 시점에 듀티비의 증대분을 검출하고, 이 증대분이 소정값을 초과했을 때 상기 강제 통전 회로의 동작 상태가 정상이라고 판정하는 통전 상태 판정수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  28. 제 9 항에 있어서,
    상기 기억수단 및 통전 모드 전환 수단을 전용 집적회로(IC)로 구성한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  29. 제 1 항에 있어서,
    상기 강제 통전 회로의 스위칭소자의 단락 통전후에 상기 단락 통전의 통전 시간 보다도 짧은 시간만큼 다시 상기 스위칭소자를 온 동작시켜 단락 통전시키는 리액터 소음 통전 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  30. 제 2 항에 있어서,
    냉동 사이클의 사용 냉매로서 HFC를 사용한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  31. 제 1 항에 있어서,
    상기 전동기 실회전수를 검출하는 수단 및 지령 회전수와 실회전수와의 회전수 편차를 검출하는 수단을 포함하고, 상기 컨버터장치로부터 출력되는 직류전압을 펄스폭 변조하여 상기 전동기에 공급함과 동시에 상기 전동기가 저부하영역일 때 상기 회전수 편차를 0으로 하도록 인버터장치의 듀티를 증감하여 펄스폭 변조하는 제 1 제어수단;
    상기 전동기가 고부하영역일 때 지령 회전수에 대응하여 미리 정해진 지령 듀티로 펄스폭 변조하는 제 2 제어수단; 및
    상기 저부하 영역일 때 상기 강제 통전 회로의 단락 통전을 비동작으로 하고, 상기 고부하영역일 때 상기 회전수 편차를 0으로 하도록 상기 강제 통전 회로의 단락 통전 구간을 변경하는 전압보상부를 구비한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 펄스폭 변조신호의 듀티비가 소정값 이하의 저부하영역에서 제 1 운전 모드 지령과 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 소정값을 초과하는 고부하영역에서 제 2 운전 모드 지령을 출력하는 운전 모드 전환 수단을 구비하고,
    상기 인버터장치는 상기 운전 모드 전환 수단이 제 1 운전 모드 지령을 출력했을 때 상기 회전수 편차가 0이 되도록 상기 인버터장치의 펄스폭 변조파형의 듀티를 변하게 하고, 상기 운전 모드 전환수단이 제 2 운전모드 지령을 출력했을 때 지령 회전수의 증대에 따라서 펄스폭 변조파형의 듀티를 크게 하며,
    상기 전압 보상부는, 상기 교류 전원의 제로크로스점을 검출하는 제로크로스 검출기를 포함하고, 상기 운전 모드 전환수단이 제 1 운전모드 지령을 출력했을 때 상기 강제 통전회로를 오프상태로 유지하고, 상기 운전모드 전환수단이 제 2 운전모드 지령을 출력했을 때 상기 교류전원의 제로크로스점 또는 이 제로크로스점에서 일정시간을 경과한 시점을 시점으로 하여 상기 강제 통전 회로를 소정시간 온상태로 하여 단락 통전 동작시켜 상기 회전수 편차가 0이 되도록 단락 통전 구간을 변경하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  33. 제 32 항에 있어서,
    펄스폭 변조신호의 듀티가 소정값 이상의 고부하 영역이고, 또 상기 소정값 보다도 큰 최대 설정값 이상이 되면 펄스폭 변조파형의 듀티를 최대로 하여 상기 전압 보상부의 단락 통전 구간을 증대시키는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  34. 제 31 항 내지 제 33 항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 운전 모드 전환수단에 있어서의 저부하영역의 제 1 운전모드와 고부하영역의 제 2 운전모드의 전환에 히스테리시스 특성을 갖게 한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  35. 제 31 항에 있어서,
    상기 전압보상부에 있어서의 단락 통전 구간의 감소시와 증대시에 히스테리시스 특성을 갖게 한 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  36. 제 31 항에 있어서,
    상기 전압 보상부는,
    상기 컨버터장치의 출력 전압을 검출하는 직류 전압 검출기;
    상기 컨버터장치의 출력 전압과 단락 통전 구간의 관계를 선형화하는 데이터 테이블을 구비하고, 이 데이터 테이블에 따라서 단락 통전 구간을 변경하는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  37. 제 31 항에 있어서,
    상기 강제 통전 회로는 스위치소자로서 IGBT를 포함하고, 이 IGBT의 온도가 소정값을 초과했을 때 상기 컨버터장치의 단락 통전 동작을 정지시키는 것을 특징으로 하는 전동기 제어장치.
  38. 상기 전동기가 냉동사이클을 형성하는 압축기를 구동하는 압축기 구동 전동기이고, 이 압축기 구동 전동기를 제 31 항에 기재된 전동기 제어장치를 이용하여 구동하는 것을 특징으로 하는 냉동 사이클 장치.
  39. 냉방 운전 모드에서는 상기 컨버터장치의 단락 통전 동작을 정지하고 저부하 영역 및 고부하 영역중 어느 것에 있어서도 인버터장치에 의해 회전수 편차가 0이 되도록 듀티를 변하게 하여 펄스폭을 변조하고, 난방 운전 모드에서는 상기 컨버터장치의 단락 통전 동작을 시키는 것을 특징으로 하는 제 31 항에 기재된 전동기 제어장치를 이용한 공기조화기.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 전동기가 냉동사이클을 형성하는 압축기를 구동하는 압축기 구동 전동기이고, 상기 냉동 사이클의 사용 냉매로서 HFC을 이용한 것을 특징으로 하는 냉동 사이클 장치.
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