KR19990022984A - 가변 데이터 비율을 가진 스펙트럼 확산 통신 시스템에서신호 강도를 결정하는 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

가변 비율 전송기로부터 신호를 수신하는 수신기에서, 신호 데이터 비율과는 무관하게, 신호 강도를 결정하는 방법 및 장치가 설명된다. 들어오는 신호는 일련의 프레임으로 이루어져 있다. 각각의 프레임은 데이터를 포함하는 복수의 파워 제어 그룹으로 이루어져 있다. 각각의 프레임내에 데이터를 포함하는 파워 제어 그룹의 수는 알려지지 않은 데이터 비율에 따른다. 프레임내의 파워 제어 그룹의 위치는 슈도랜덤이다. 알려지지 않은 데이터 비율의 들어오는 신호의 신호 강도는 프레임내의 파워 제어 그룹의 활성 세트를 기준으로 결정된다. 파워 제어 그룹의 활성 세트는 알려지지 않은 데이터 비율과 무관한 데이터를 포함한다. 이 신호 강도 정보는 신호 강도가 더 이상의 신호 프로세스를 수행하기에 충분한지를 결정하기 위하여 사용된다.

Description

가변 데이터 비율을 가진 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 신호 강도를 결정하는 방법 및 장치
스펙트럼 확산 전화 또는 개인용 통신 시스템 (PCS)에서, 복수의 가입자 장치는 셀 위치 또는 기지국을 통해 통신한다. 데이터 프레임을 가입자 장치에 전송하는 기지국이 사용하는 통신선은 정방향 링크 로 불린다. 그에 비해, 역방향 링크 는 데이터 프레임을 기지국으로 역으로 전송하기 위하여 가입자 장치가 사용하는 통신선으로 언급된다.
스펙트럼 확산 통신 시스템에서 시스템 용량은 시스템 전송 주파수내에 존재하는 간섭의 총량에 의해 제한될 수 있다. 동일한 주파수에서 전송할 때, 한명의 사용자에 대해 의도된 신호는 다른 사용자에 의해 전송된 신호와 간섭을 초래할 수 있다. 간섭은 신호가 연속적으로 전송될 때, 가장 높다. 이러한 결과적인 간섭은 시스템의 전체 용량을 제한한다.
시스템 간섭은 가입자 장치가 공통 주파수를 통해 데이터를 동시에 전송할 가능성을 감소시킴으로써 감소될 수 있을 것이다. 이러한 감소는 데이터를 버스트로 전송하고 주어진 시간 프레임내에 데이터 버스트를 임의로 분배함으로써 성취될 수 있다. CDMA 와 같은, 스펙트럼 확산 디지털 통신 시스템은 풀 비율 (full rate) 이하에서 데이터를 생성시킬 수 있는 가변 비율 보코더를 사용한다. 풀 비율 이하에서 데이터는 데이터 버스트 랜더마이저(randomizer) 와 같은 장치를 사용하는 프레임내에 슈도랜덤하게 (pseudorandomly) 분배될 수 있다. 예시적인 데이터 버스트 랜더마이저에 대한 또다른 정보는 본 발명의 양도인에게 양도되고, 참조로 여기에 통합되어 있는, 1994년 2월 14일 출원된 미국 특허출원 번호 제 08/194,823 호의 데이터 버스트 랜더마이저 에 개시되어 있다. 프레임을 통한 데이터의 이러한 슈도랜덤 분배는 동기화될 수 있는 구성을 가진 다수의 사용자에 의한 동시 데이터 전송의 가능성을 감소시킨다.
하나의 스펙트럼 확산 통신 시스템 구성에서, 가입자 장치 또는 다른 전송기는 예를 들면, 풀 비율 및 풀 비율 의 1/2 비율, 1/4 비율 또는 1/8 비율과 같은 낮은 비율에서 연속적인 데이터를 사용자의 음성 활동에 따라 4 개의 비율중의 하나의 비율로 데이터 프레임을 인코딩한다. 풀 비율보다 낮은 각각의 비율은 대응하는 더 높은 비율보다 프레임 당 대응하는 더 작은 총량의 시간을 전송한다. 1/2 데이터 비율은 상기 시간의 1/2을 보내고, 1/4 데이터 비율은 상기 시간의 1/4을 보내며, 1/8 데이터는 상기 시간의 1/8만을 보낸다.
예시적인 가변 비율 스펙트럼 확산 시스템에서, 데이터는 파워 제어 그룹으로 집단화되는 데이터 심볼의 수집에 의해 표현된다. 각각의 프레임내의 파워 제어 그룹의 위치는 슈도랜덤하게 결정된다. 가입자 장치는 그다음에 프레임을 기지국 또는 다른 수신자에게 전송한다. 슈도랜덤 데이터 포맷팅의 예시적인 방법에 대한 다른 세부 사항은 상기 언급된 미국 특허출원 번호 제 08/194,823 호의, 워싱턴시의, Telecommunications Industry Association 의, 1993년 6월, TIA/EIA/IS-95, TIA/EIA Interim Standard 이중 모드 광대역 스펙트럼 확산 셀룰러 시스템용 이동국-기지국 비교 표준 (Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System)에서 알수 있다.
데이터 프레임을 수신하는 기지국은 가입자 장치가 프레임을 인코딩한 데이터 비율에서 어떤 앞선 정보도 갖지 않는다. 예시적인 스펙트럼 확산 시스템에서, 기지국은 매 20 ms 마다 가입자 장치로부터 데이터 프레임을 수신한다. 가변비율 인코딩으로, 기지국으로부터 수신된 현재의 프레임은 이전에 수신된 데이터 프레임과 다른 데이터 비율로 인코딩된다. 들어오는 신호를 적당하게 프로세싱하기 위하여, 기지국은 신호내에 포함된 에너지의 총량을 결정해야 한다. 전송된 데이터 비율이 주어질 때, 기지국은 가변 비율 데이터를 수신하는 기지국은 데이터 프레임에서 파워 제어 그룹의 위치를 쉽게 계산하고, 이 정보로부터 정확한 신호 강도를 측정한다. 그러나, 기지국은 신호 강도를 측정할 필요가 있는 시점에서 데이터 비율이 가입자 장치에 의해 선택되었는지를 알지 못하므로 이러한 계산을 행할 수 없다. 그러므로, 각각의 신호 강도를 결정하는 방법은 비율 독립 방식으로 성취되어야 한다. 본 발명은 비율 독립 방식으로 신호 강도를 결정하는 방법을 제공한다.
본 발명의 목적은 가변 데이터 비율 통신 시스템에서 공통 구성 정보를 사용하여 신호 강도의 데이터 비율 독립 결정을 행하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 신호가 음성 및 데이터 트래픽 통신에 충분하다는 것을 지시하기 위하여 가변 비율 통신 시스템에서 신호 강도 측정을 사용하는 것이다. 본 발명은 신호 강도를 측정하고 신호가 통신에 사용될 수 있을 때 로크 지시를 제공한다.
본 발명의 또다른 목적은 신호 조합이 적합한지를 결정하기 위하여 레이크 수신기 구성에서 신호 강도 측정을 사용하는 것이다. 본 발명은 신호 강도가 다이버시티 신호 조합에 충분할 때, 결합 지시를 제공한다.
본 발명은 가변 데이터 비율 통신 시스템에 관한 것이며, 특히, 신호 강도를 검출하기 위하여 공통 구성 정보를 사용하는 방법에 관한 것이다.
도 1 은 가변 데이터 비율 스펙트럼 확산 통신 트랜시버의 예시적인 가입자 장치 전송 부분을 나타낸 블록도.
도 2 는 다중 독립 복조 장치를 포함한 예시적인 기지국 수신기를 나타내는 블록도.
도 3 은 예시적인 기지국 수신기 복조 장치내의 예시적인 로크 검출 장치의 위치를 나타내는 상세한 블록도.
도 4 는 본 발명의 이론에 따라서 동작하는 예시적인 로크 검출 장치의 예.
도 5 는 데이터의 주어진 프레임이 다른 데이터 비율에서 전송되고 도 2 의 수신기에 의해 수신되면 어떻게 포맷되는 지를 도시한 도면.
본 발명은 비율 독립 방식으로 가변 비율 통신 시스템에서 신호 강도를 결정한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 데이터는 파워 제어 그룹으로 불리는 심볼로 집단화된다. 파워 제어 그룹은 슈도랜덤 분배 방법을 사용하여 데이터 프레임내의 다양한 위치에서 전송된다.
활성 파워 제어 그룹으로서 지정된 파워 제어 그룹의 서브세트를 사용함으로써, 신호 강도 측정의 정확성은 크게 향상된다. 활성 파워 제어 그룹은 파워 제어 그룹이 항상 전송되는 동안의 시간 간격을 정의한다. 활성 파워 제어 그룹만의 신호 에너지를 사용하는 수신기는 정확한 신호 강도 측정을 행한다.
CDMA를 사용한 바람직한 실시예에서, 활성 파워 제어 그룹은 가장 낮은 데이터 비율동안 전송된 모든 파워 제어 그룹을 포함한다. 가장 낮은 데이터 비율이 제공된 파워 제어 그룹을 포함하는 시간 간격은 모든 가장 높은 데이터 비율에서 전력 제어 그룹을 또한 포함한다. 바람직한 실시예에서, 가장 낮은 데이터 비율은 풀 전송 비율의 1/8 이다.
시스템 동작은 시동시의 리셋과 함께, 또는, 복조 장치가 새로운 입력 신호에 할당될 때, 시작한다. 리셋후에, 신호 에너지 레벨은 활성 파워 제어 그룹에 대응하는 시간 간격내에서 수집된다. 신호의 에너지 레벨이 높을수록, 신호는 더 강해진다. 에너지 레벨들은 하나이상의 메모리 장치내에 저장되고 평균 신호 강도 측정을 얻기 위한 시간동안 합해진다. 통상적으로, 가장 오래된 측정을 포함하는 메모리 저장 장치는 에이징으로 불리는 프로세스를 통해 새로운 에너지 측정을 위해 비워지고 재사용된다.
에너지 측정은 히스테리시스를 생성시키기 위해 정렬되는 여러 한계 레벨과 합해지고 비교된다. 제 1 소정 한계 레벨은 또다른 신호 프로세싱이 발생하기 전에 신호가 가져야 하는 에너지 레벨을 나타낸다. 신호 프로세스는 합산된 신호 레벨이 제 1 소정 한계값에 도달하거나 초과할 때 발생한다. 에너지 한계값이 제 1 한계 레벨이하로 이후에 떨어지지만 제 2 한계 레벨이상으로 남아있다면, 프로세싱은 계속된다. 신호 에너지가 제 2 소정 한계 레벨이하로 떨어질때에만 특정 신호 프로세스 방법에 불충분하다고 간주되는 신호 강도이며, 더이상의 신호 프로세스는 행해지지 않는다.
한계 레벨은 사용되는 신호 프로세스 기술을 기본으로 결정된다. 한쌍의 로킹 한계값은 신호 프로세스 요구가 로크 지시기에 호출하면 설정된다. 로크 지시기는 수신기에 의해 수신된 신호가 신뢰성있는 데이터를 생성하도록 신호를 복조할 수 있을만큼 충분히 강하다는 것을 지시하기 위하여 사용된다. 한계값 쌍은 또한 다이버시티 결합 기술을 가능하게 하기 위하여 사용된다. 특히 레이크 수신기 구성을 사용하는 수신기가 동일한 신호의 다중경로 버전을 병렬로 복조할 수 있다. 동일한 신호의 여러 버전을 결합하는 것은 가입자 장치로부터 전송된 원래의 신호를 재생하는 방법이다. 어떤 신호 프로세스 기술의 정확한 한계 레벨은 시스템 동작 파라메터를 기본으로 소망 결과를 성취하기 위하여 설정된다.
본 발명은 주어진 신호의 강도가 통신을 위해 수용가능한지를 결정하는 가변 비율 통신 시스템에서 상기 방법을 사용한다. 가장 낮은 데이터 비율에서 검출된 신호 에너지가 어떤 소정 한계 에너지 레벨에 도달할 때, 신호 로크와 데이터 결합 지시기는 설정된다.
정확한 신호 강도 측정은 일반적으로 통신 시스템에서 신뢰성있는 전송 링크를 유지하기 위해 필요하다. 강한 신호와 비교적 약한 신호가 주어진 전송 경로를 따라 유사한 간섭에 부딪힐 때, 더 강한 신호는 더 나은 통신 품질로 귀결되는 더 높은 신호-대-노이즈 비율 (SNR)을 제공한다. 신호의 최소한의 에너지 레벨 변화를 측정할 수 있는 통신 시스템은 이러한 강한 신호와 약한 신호사이를 정확하게 구별한다.
가변 데이터 비율 통신 시스템에서, 가입자 장치에 의해 전송된 신호는 슈도랜덤하게 분배된 데이터를 포함한다. 이 분배 방법은 데이터 변화가 신호 강도의 변동으로서 나타나기 때문에, 정확한 신호 강도 측정을 어렵게 한다. 이상적으로, 적당한 신호로 로킹할 수 있는 시스템은 적당한 신호 강도 측정을 할 수 있다. 본 발명은 데이터 전송 비율과 무관하게 신호 강도의 측정을 가능하게하는 가변 데이터 비율 시스템을 위한 로크 검출 장치 및 방법을 제공한다.
활성 파워 제어 그룹은 데이터 전송 비율과 무관하게 신호 정보를 포함하며 데이터 프레임내의 파워 제어 그룹의 서브세트이다. 바람직한 실시예에서, 16 개의 파워 제어 그룹을 가지며, 16개의 파워 제어 그룹중의 적어도 둘은 활성 파워 제어 그룹으로서 분류된다. 도 5 는 각각의 가능한 데이터 비율로 전송하기 위하여 포멧된 예시적인 데이터 프레임을 나타낸다. 도 5에서 알수 있는 바와 같이, 각각의 비율에서 파워 제어 그룹은 검은색이다. 이후에 설명될 슈도랜덤 프로세스는 전송을 위한 각각의 프레임내의 파워 제어 그룹의 배치를 제어한다. 이러한 프로세스의 검사는 둘이상의 파워 제어 그룹을 나타내고, 활성 파워 제어 그룹은 각각의 프레임에서 전송된다. 이러한 활성 파워 제어 그룹은 프레임을 위한 데이터 비율과 무관하게 프레임내의 동일한 위치에서 나타난다. 바람직한 실시예에서, 활성 파워 제어 그룹은 1/8 또는 가장 낮은 데이터 비율로 전송된다. 도 5에서, 두 개의 활성 파워 제어 그룹인, 파워 제어 그룹 (2 및 9) 은 샘플 1/8 비율 프레임 (506)에서 두 개의 검은색 간격으로 도시된다. 연속적인 프레임에서 활성 파워 제어 그룹 위치는 변화한다. 활성 파워 제어 그룹의 위치는 1/8 비율 프레임 위치가 전송 장치에서 결정될때와 같은 방식으로 수신 장치에서 결정된다. 활성 파워 제어 그룹의 위치는 전송 또는 수신 장치의 일치, 호출 할당 번호, 전송의 시간 지연, 또는, 전송 또는 수신 장치에 의해 사용되는 PN 코딩과 같은 하나이상의 파라메터를 기준으로 한다.
각각의 활성 파워 그룹에 의해 지시된 에너지 레벨을 누산하는 것은 신뢰성있는 신호 강도 측정을 위한 기준을 제공한다. 이러한 접근은 주어진 프레임내의 모든 전송된 파워 제어 그룹이 아니라 실제 데이터를 포함하는 활성 파워 제어 그룹에 대한 신호 측정을 제한하기 때문에, 종래의 로크 검출 방법에 비해 개선점을 갖는다. 잠재적으로, 어떤 그룹은 측정을 부정확하게 만드는 노이즈를 포함한다.
또다른 중요한 태양은 누산된 신호 에너지 레벨을 측정하기 위하여 다중 한계 레벨을 사용하는 것이다. 신호가 수신될 때, 이러한 각각의 누산된 에너지는 단일 에너지 한계 레벨보다 오히려 다중 한계 레벨에 대응하여 비교된다. 다중 한계 레벨을 사용하는 것은 신호 검출을 향상시키고 전송된 신호에서 국한된 에너지 레벨 변동에 의해 초래되는 거짓 신호 검출 에러를 감소시킨다. 예시적인 실시예는 신호 결정을 할 때, 두 개의 한계 레벨을 사용하지만, 복수의 한계 레벨을 사용하는 더 복합한 윤곽이 더욱 요구되는 통신 환경에서 사용된다. 예를 들면, 상위 한계 레벨은 에너지 레벨이 통신에 충분할 때를 지시하기 위하여 사용될 수 있다. 더 낮은 한계 레벨은 에너지 레벨이 통신에 불충분할 때를 지시하기 위하여 사용될 수 있다. 신호가 상위 한계값을 초과할 때, 이 신호는 이후의 최소한의 변동이 이 신호가 동일한 상위 한계 제한이하로 떨어졌다 오르는 것을 초래하더라도 통신을 위해 유효한 것으로 간주된다. 신호가 상위 한계값 제한을 초과하면, 이는 이 신호는 더 낮은 한계값 제한이상으로 남아 있는 한 통신을 위해 유효한 것으로 계속해서 간주된다.
본 발명의 이해를 돕기 위하여, 가입자 장치에 의해 인코딩되고 전송되는 데이터의 간단한 설명이 제공된다. 도 1 은 가변 데이터 비율 트랜시버에서 전송부 (100) 의 예시적인 실시예를 나타낸다. CDMA 셀룰러 또는 개인용 통신 네트워크 (PCN) 가변 비율 통신 시스템과 같은 예시적인 통신 시스템에서, 정방향 링크 는 기지국에서 가입자 장치로의 전송 경로를 나타낸다. 이와 비교하여, 역방향 링크 는 가입자 장치로부터 기지국으로의 전송 경로를 나타낸다. 통상적으로, 가입자 장치로부터 보내진 신호들은 액세스 채널 또는 트래픽 채널중의 하나를 통해 전송된다. 액세스 채널은 페이지에 응답하는 호출 발신 및 위치 결정과 같은 짧은 시그날링 메시지에 사용된다. 트래픽 채널은 (1) 주요 트래픽, 통상적으로 사용자 언어 데이터, (2) 2차 트래픽, 통상적으로 사용자 비음성 데이터, (3) 명령 또는 제어 신호와 같은 시그날링 트래픽, (4) 주요 트래픽과 2차 트래픽의 결합, 또는 (5) 주요 트래픽과 시그날링 트래픽의 결합을 통신하기 위하여 사용된다.
전송부 (100) 가 주요 트래픽이 제공되는 모드에서 동작중일 때, 전송부 (100) 는 언어 및/또는 주위 노이즈와 같은 음성 신호를 디지털 신호로서 전송 매체를 통해 통신한다. 음성 신호의 디지털 통신을 용이하게 하기 위하여, 이러한 신호들은 잘 알려진 기술을 사용하여 샘플링되고 디지털화된다. 예를 들면, 도 1에서, 소리는 마이크로 폰 (1O2) 에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 이 아날로그 신호는 이후에 코덱 (codec) (104) 에 의해 디지털 신호로 변환된다. 코덱 (104)은 통상적으로 표준 8 비트/μlaw 포맷 기술을 사용하여 아날로그 대 디지털 변환 프로세스를 수행한다. 대체적으로, 아날로그 신호는 일정힌 펄스 코드 변조 (PCM) 포맷에서 디지털 형태로 직접 변환된다. 예시적인 실시예에서, 코덱 (104) 은 8 kHz 샘플링을 사용하고, 64 kbps 데이터 비율을 실현시키기 위하여, 샘플링 비율로 8 비트 샘플의 출력을 제공한다.
8 비트 샘플은 코덱 (104) 으로부터 μlaw/일정 코드 변환 프로세스가 수행되는 가변 비율 보코더 (106) 로부터 출력된다. 가변 비율 보코더 (106)에서, 입력 데이터 샘플은 소정 개수의 샘플을 가진 프레임으로 구성된다. 가변 비율 보코더 (106) 의 바람직한 실시에서, 각각의 프레임은 160 샘플정도, 즉, 8 kHz 샘플링 비율로 약 20 ms 의 언어를 포함한다. 다른 샘플링 비율과 프레임 크기가 특정 통신 시스템 구성을 위해 요구될 때 사용된다는 것은 관련 기술분야의 당업자들에게 자명하다. 샘플링된 음성의 각각의 프레임은 가변 비율 보코더 (106) 에 의해 인코딩된 가변 비율이다. 보코더 데이터 패킷은 이후에 부가적인 포맷을 위해 마이크로프로세서 (108) 와 관련 회로에 출력된다.
마이크로프로세서 (108) 는 언어가 인코딩되는 비율의 지시에 따라 매 20 ms 마다 데이터 패킷을 수신한다. 마이크로프로세서 (108) 는 통상적으로 2차 트래픽 데이터가 존재하면 이 데이터를 수신한다. 마이크로프로세서 (108) 는 프로그램 지시메모리내에 포함된 프로그램 지시와, 데이터 메모리 및, 기술상 잘 알려진 적당한 인터페이스 및 관련 회로를 또한 포함한다. 데이터는 매 프레임마다 마이크로프로세서 (108) 로부터 CRC 테일 (tail) 비트 발생기 (112) 로 출력된다. CRC 와 테일 비트 발생기 (112) 는 어떤 데이터 비율에서 데이터를 위한 한세트의 체크 비를 계산하고 각각의 프레임에 대해 한세트의 테일 비트를 또한 발생시킨다.
도 1에서, 체크 비트와 테일 비트를 가진 데이터의 프레임은 컨벌루션 인코더 (114) 로 출력된다. 예시적인 실시예에서, 컨벌루션 인코더 (114) 는 바람직하게는 비율 1/3, 제약 길이 k=9 컨벌루션 코드를 사용하여 입력 데이터를 인코딩한다. 예를 들면, 컨벌루션 인코더 (114) 는 g0=557(8진법), g1=663(8진법) 및 g2=711(8진법) 의 발생기 함수로 구성된다. 기술상 잘 알려진 바와 같이, 컨벌루션 인코딩은 직렬 시간 쉬프트된 지연 데이터 시퀀스의 선택된 탭의 모듈러-투 (modulo-2) 가산을 포함한다. 데이터 시퀀스 지연의 길이는 k 가 코드 제약 길이일 때, k-1 과 같다. 바람직한 실시예에서, 비율 1/3 코드가 사용되기 때문에, 코드 심볼 (co), (c1) 및 (c2) 의 세가지 코드 심볼이 인코더에 입력된 각각의 데이터 비트에 대해 발생된다. 코드 심볼 (c0), (c1) 및 (c2) 은 발생기 함수 g0, g1 및 g2 에 의해 각각 발생된다. 코드 심볼은 컨벌루션 인코더 (114) 로부터 인터리버 (116) 로 출력된다. 출력 코드 심볼은 첫 번째의 코드 심볼 (c0), 두 번째의 코드 심볼 (c1) 및 마지막의 코드 심볼 (c2) 의 순서로 인터리버 (116) 에 제공된다. 테일 비트들은 다음 프레임을 위한 준비로서 컨벌루션 인코더 (114) 를 전체 제로 상태로 리셋하기 위하여 각각의 프레임의 끝에서 사용될 수 있다.
컨벌루션 인코더 (114) 로부터 출력된 심볼들은 마이크로프로세서 (108) 의 제어하에서, 코드 심볼을 반복하고 인터리빙하는 블록 인터리버 (116) 에 제공된다. 랜덤 액세스 메모리 (RAM) 내에 일반적으로 저장되는 코드 심볼은 코드 심볼 반복이 데이터 전송 비율에 따라 변화하는 방식으로 정렬된다. 전송 데이터 비율이 풀 비율일 때, 인터리버는 100% 듀티 사이클로 동작하고, 블록 인터리버 (116) 로부터의 코드 심볼들은 반복되지 않는다. 1/2 비율에서 인터리버는 50% 듀티 사이클에서 동작하고, 각각의 코드 심벌은 한번 반복된다. (즉, 각각의 심볼이 두 번 발생한다) 1/4 비율에서, 인터리버는 25% 듀티 사이클에서 동작하고, 각각의 코드 심볼은 3번 반복된다. (즉, 각각의 심볼은 4번 발생한다) 1/8 데이터 비율에서, 인터리버는 12.5% 듀티 사이클에서 동작하고, 각각의 코드 심볼은 7번 반복된다. (즉, 각각의 심볼을 8번 발생한다) 모든 데이터 비율에서, 코드 반복은 블록 인터리버 (116) 로부터의 출력으로서 데이터에 대해 초당 28,800 코드 심볼의 일정 코드 심볼 비율로 귀결된다. 결국, 하기에 설명되겠지만, 각각의 코드 심볼중의 단지 하나의 발생이 실제로 역링크에서 전송된다. 이 예에서, 인터리버 (116) 는 관련 기술분야에서 잘 알려진 방법에 의해 구성된 블록 인터리버이며, 20 ms 의 시간 주기동안의 코드 심볼의 출력을 제공한다.
다시 도 1을 참조로, 인터리빙된 코드 심볼은 초당 28.8 킬로심볼(ksps) 의 심볼 비율에 대응하는 프레임에서 블록 인터리버 (116) 으로부터 64 의 직교 변조기 (118) 로 출력된다. 일반적으로, 역방향 링크 스펙트럼 확산 통신 채널에 대한 변조는 M 의 직교 시그날링을 사용한다. 예를 들면, 64의 직교 시그날링을 사용할 때, 블록 인터리버 (116) 에 의해 제공된 각각의 6 개의 코드 심볼은 변조기 (118) 에 의해 선택되고 출력되는 64 개의 가능한 변조 심볼중의 하나가 된다. 일반적으로 월시 함수 (Walsh function) 에 대응하는 각각의 64의 변조 심볼은 64 개의 칩을 포함한다. 월시 함수와 M 의 직교 시그날링을 사용하는 데에 대한 더 상세한 정보는 본 발명의 양도인에게 양도되고 참조로 여기에 통합되어 있는 1992년 4월 7 일 발행된 미국 특허 제 5,103,459호의 CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 발생시키는 시스템 및 방법 에 나타나 있다. 64 의 변조 윤곽이 예시로서 사용되었지만, 더 높거나 더 낮은 M 의 변조 윤곽이 사용될 수 있다.
각각의 심볼은 변조기 (118) 로부터 모듈러-투 가산기, 슈도랜덤 (PN) 변조기 (124) 내의 익스클루시브-OR 게이트의 하나의 입력에 출력된다. 심볼은 초당 307.2 킬로칩 (kcps) 의 월시 칩 비율에 대응하는 4.8 ksps 비율에서 변조기 (118) (120) 로부터 출력된다. 익스클루시브-OR 게이트의 다른 입력은 마스크된 슈도랜덤 노이즈 (PN) 코드를 발생시키는 긴 코드 발생기 (120) 로부터 제공된다. 긴 코드 발생기로부터 제공된 긴 코드 시퀀스는 변조기 (118) 의 월시 칩 비율, 즉, 초당 PN 칩 비율 1.2288 메가칩 (Mcps) 의 4배의 칩 비율에 있다. PN 변조기 (124) 내의 익스클루시브-OR 게이트는 1.2288 Mcps 의 칩 비율에서 데이터의 중간 출력을 제공하기 위하여 두 개의 입력 신호들을 결합한다.
긴 코드 시퀀스는 길이 242-1 칩의 시퀀스의 시간 쉬프트이며, 하기의 다항식을 사용하여 관련 기술분야에서 잘 알려진 선형 발생기에 의해 발생된다.
p(x) = x42+x35+x33+x31+x27+x26+x25+x22+x21+x19+x18+
x17+x16+x10+x7+x6+x5+x3+x2+x1+1 (4)
PN 변조기 (124) 내의 중간 출력은 한쌍의 모듈러-투 가산기 (예를 들면, 익스클루시브-OR 게이트) 에 하나의 입력으로서 각각 제공된다. 각각의 게이트 쌍으로의 다른 입력은 변조된 신호를 커버하기 위하여 사용되는 제 2 및 제 3 PN 시퀀스이다. 제 2 및 제 3 PN 시퀀스, 또는 짧은 코드 는 짧은 코드 발생기 (121) 내에 포함된 개별적인 I 및 Q 채널 PN 발생기에 의해 제공된다. 데이터는 제 2 및 제 3 PN 시퀀스를 사용하여 실제 전송에 앞서 확산된 OQPSK 이다. 역방향 링크 트래픽 채널에 대한 OQPSK 확산은 동일한 I 및 Q PN 코드를 정방향 채널 I 및 Q 파일럿 PN 코드로서 사용한다. 짧은 코드 발생기 (121) 에 의해 발생된 I 및 Q PN 코드는 215길이이며, 가입자 장치에 의해 인식될 때 정방향 링크 채널에 대해 바람직하게는 제로 시간 오프셋 코드이다. 더 잘 이해하기 위하여, 정방향 링크 채널파일럿 신호는 각각의 기지국에 대해 발생된다. 각각의 기지국 파일럿 채널 신호는 이전에 언급된 I 및 Q 코드에 의해 전파된다. 모든 기지국의 I 및 Q PN 코드는 기지국들사이에서 동일하지만, 이 코드들은 기지국 전송사이에서 구별하기 위하여, 코드 시퀀스의 쉬프트에 의해 오프셋된다. I 및 Q 짧은 PN 코드의 발생 함수는 하기와 같다.
PI(x) = x15+x13+x9+x8+x7+x5+1 (5)
PQ(x) = x15+x12+x11+x10+x6+x5+x4+x3+x2+1 (6)
짧은 코드 발생기 (121) 는 방정식 (5) 및 (6) 에 따라서 출력 시퀀스를 제공하기 위하여 관련 기술분야에서 잘 알려진 것과 같이 구성된다. 이러한 코드 발생기의 하나의 예는 본 발명의 양도인에게 양도되고 참조로 여기에 통합되어 있는 1993년 7월 13일 발행된, 미국 특허출원 제 5,228,054 호의 빠른 오프셋 조정을 가진 파워 오브 투 길이 슈도-노이즈 시퀀스 발생기 (POWER-OF-TWO LENGTH PSEUDO-NOISE SEQUENCE GENERATOR WITH FAST OFFSET ADJUSTMENT) 에 개시되어 있다.
I 및 Q 파형은 모듈러-투 가산기 (예를 들면, 익스클루시브-OR 게이트) 의 쌍으로부터 각각 출력되고 한쌍의 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터 (122) 에 입력으로 각각 제공된다. FIR 필터 (122) 는 결과적인 I 및 Q 파형을 대역제한하는 디지털 필터이다. FIR 디지털 필터 (122) 는 결과적인 스펙트럼이 주어진 스펙트럼 마스크내에 포함되도록 I 및 Q 파형을 형성한다. FIR 필터 (122) 는 잘 알려진 디지털 필터 기술에 따라 구성되고 소망 주파수 응답을 바람직하게 제공한다.
PN 확산 함수에 의해 발생된, FIR 필터 (122) 로의 2진 '0' 및 '1' 입력은 +1 및 -1 로 각각 매핑된다. 디지털 필터의 샘플링 주파수는 4.9152 MHz = 4×1.2288 MHz 이다. I 및 Q 디지털 파형과 동기인 부가적인 2진 '0' 및 '1' 입력 시퀀스는 FIR 필터 (122) 에 제공된다. 마스킹 시퀀스로 언급되는, 이러한 특정 시퀀스는 데이터 버스트 랜더마이저에 의해 발생되는 출력이다. 마스킹 시퀀스는 I 및 Q 2진 파형을 곱하여 FIR 필터 (122) 로의 세 개의 입력 (1-, 0 및 +1) 을 생성시킨다.
이전에 설명된 바와 같이, 역방향 링크 트래픽 채널로 전송하기 위한 데이터 비율은 변화가능하고 (9.6, 4.8, 2.4 또는 1.2kbps), 프레임-대-프레임 기준으로 변화한다. 프레임은 역방향 링크 트래픽 채널에 대해 고정된 20 ms 길이이기 때문에, 프레임당 정보 비트의 수는 9.6, 4.8, 2.4 또는 1.2 kbps 의 데이터 비율로 전송하기 위하여 각각 192 개, 96 개, 48 개 또는 24 개이다. 이전에 설명된 바와 같이, 정보는 비율 1/3 컨벌루션 인코더를 사용하여 인코딩되고, 코드 심벌은 9.6, 4.8, 2.4 또는 1.2 kbps 의 데이터 비율에 대해 1, 2, 4 또는 8 의 계수에 의해 각각 반복된다. 결과적인 반복 코드 심볼 비율은 그러므로 초당 28,800 심볼 (sps) 로 고정된다. 이 28.8 ksps 스트림은 이전에 설명된 바와 같이 인터리빙된다.
전송에 앞서, 역방향 링크 채널 신호는 선택 심볼이 삭제되고 나머지 심볼이 전송되도록 게이팅된다. 데이터 비율이 변화할 때, 전송 게이트 듀티 사이클도 또한 변화한다. 전송 데이터 비율이 풀 비율 (9.6 kpbs) 일 때, 전송 게이트는 모든 심볼이 전송되도록 한다. 그러나, 전송 데이터 비율이 1/2 비율 (4.8 kpbs) 일 때, 전송 게이트는 심볼의 단지 1/2 만이 전송되도록 한다. 1/4 비율 (2.4 kbps) 에서, 전송기 게이트는 심볼의 1/4 이 전송되도록 한다. 마찬가지로, 1/8 비율 (1.2 kbps)에서, 게이트는 심볼의 1/8 이 동일한 게이팅 프로세스를 통해 전송되도록 한다.
게이팅 프로세스는 각각의 프레임을 파워 제어 그룹으로 불리는, 동일한 길이의 주기의 소정 개수로 분리시킴으로서 작동한다. 각각의 파워 제어 그룹은 6 개의 월시 심볼의 형태로 12 개의 비트 또는 36 개의 데이터 심볼을 포함하며, 각각의 월시 심볼은 64 개의 월시 칩으로 이루어져 있다. 어떤 파워 제어 그룹은 게이트 온 되는 (즉, 전송되는) 반면, 다른 그룹은 게이트 오프된다.(즉, 전송되지 않는다.) 게이트 온 및 게이트 오프 그룹의 결정은 데이터 랜더마이저 논리 (110) 에 의해 제어된다. 게이트 온 파워 제어 그룹은 역방향 링크 채널의 실제 트래픽 부하가 평균화되고, 다른 가입자 장치가 파워 제어 그룹을 다르게 랜더마이즈하여, 시간 영역에서 슈도랜덤하게 시스템의 에너지를 확산시키도록 프레임내의 그의 위치에서 슈도랜더마이즈된다. 부가적으로, 게이트 온 파워 제어 그룹은 반복 프로세스로의 모든 코드 심볼 입력이 단지 한번 전송되도록 한다. 게이트 오프 주기동안, 가입자 장치는 에너지를 전송하지 않으며, 동일한 역방향 링크 채널 주파수에서 동작하는 다른 가입자 장치에 대한 인터페이스를 감소시키고, 가입자 장치 에너지를 보존한다.
전송 게이팅 프로세스는 가입자 장치가 시스템을 액세스하는 것을 시도하거나 다른 논-트래픽 메시지를 전송하는 경우와 같은 어떤 전송에 대해 디스에이블된다. 이러한 예에서, 가입자 장치는 전송을 위해 한번 반복된 코드 심볼로 4.8 ksps 데이터 비율로 메시지를 전송한다.
데이터 버스트 랜더마이저 기능을 실행할때, 데이터 버스트 랜더마이저 논리 (110) 는 코드 반복에 의해 발생된 중복 데이터를 슈도랜덤하게 마스킹하는 0 의 논리와 1 의 논리의 마스킹 스트림을 발생시킨다. 마스킹 스트림 패턴은 긴 코드 발생기 (120) 에 의해 발생된 긴 코드 시퀀스로부터 취해진 14 비트의 블록과 데이터 비율에 의해서 결정된다. 마스크 비트는 데이터 흐름과 동기화되며 데이터는 FIR 필터 (122) 의 동작을 통해 이러한 비트들에 의해 선택적으로 마스킹된다. 데이터 버스트 랜더마이저 논리 (110) 내에서 긴 코드 발생기 (120) 으로부터의 출력된 1.2288 MHz 긴 코드 시퀀스 출력은 14 비트 쉬프트 레지스터에 입력되고, 이는 1.2288 MHz 비율로 쉬프트된다. 이러한 쉬프트 레지스터의 내용은 각각의 역방향 링크 트래픽 채널 프레임 경계전에 정확히 하나의 파워 제어 그룹 (1.25 ms)을 14 비트 래치로 로드된다. 소정 알고리즘에 따라서, 전송을 위하여 데이터가 FIR 필터 (122)를 통과하여 지나가도록 허용되는 특정 파워 제어 그룹(들)을 결정하기 위하여, 논리 (110) 는 마이크로 프로세서 (108) 로부터의 비율 입력과 함께 이러한 데이터를 사용한다. 논리 (110) 는 그러므로 데이터가 ('0') 으로 필터링되어 없어지는지, ('1') 를 통해 지나가게 되는 지에 따라, 전체 파워 그룹에 대해 1 또는 0을 각각 출력한다. 데이터 버스트 랜더마이저 기능에 대한 다른 세부 사항은 본 발명의 양도인에게 양도되고 본 발명에 참조로 통합되어 있는, 계류중인 미국 특허출원 제 08/194,823 호의 이전에 언급된 TIA/EIA/IS-95 기준, 데이터 버스트 랜더마이저에 개시되어 있다.
도 1에서, FIR 필터 (122) 로부터의 I 채널 데이터 출력은 디지털 대 아날로그 (D/A) 컨버터 및 겹침 방지 필터 회로 (126) 에 직접 제공된다. 그러나 Q 채널 데이터는 FIR 필터 (122) 로부터 Q 채널 데이터에서 1/2 PN 칩 시간 지연 (406.9 nsec)을 더하는 지연 장치 (미도시) 로 출력된다. Q 채널 데이터는 지연 장치로부터 디지털 대 아날로그 (D/A) 컨버터 및 겹침방지 필터 회로 (126) 로 출력된다. 회로 (126) 는 디지털 데이터를 아날로그 형태로 변환시키고 아날로그 신호를 필터링한다. 회로 (126) 로부터 출력된 신호들은 OQPSK (Offset Quadrature Phase Shift Key) 변조기 (128) 에 제공되어 변조되고 RF 전송기 (132) 로 출력된다. RF 전송기 (132) 는 전송을 위하여 신호를 증폭시키고, 필터링하며, 주파수 상향변환한다. RF 전송기 (132) 는 논리 (110) 로부터 신호 (130)를 수신하고 전송되는 프레임의 부분동안 전송기를 턴온하고 다른 시간에서 턴오프한다. RF 신호는 기지국과의 통신을 위하여 전송기 (132) 로부터 안테나 (134) 로 출력된다.
역방향 링크 채널로 전송되는 데이터는 인코딩되고, 인터리빙되며, 변조되며, M 의 직교 변조와 전송에 앞서 직접 시퀀스 PN 확장된다. 표 1 은 역방향 링크 트래픽 채널에 대한 데이터 값, 심볼 및 전송비율사이의 관계를 또한 나타낸다. 프레임이 액세스 채널과 역방향 링크 채널 모두의 길이인, 고정된 20 ms 이기 때문에, 프레임당 정보 비트의 수는 9.6, 4.8, 2.4 또는 1.2 kbps 의 데이터 비율에서 전송하기 위하여 각각 192 개, 96 개, 48 개 또는 24 개다.
비트 비율 (kbps) 9.6 4.8 2.4 1.2
PN 칩 비율 (Mcps) 1.2288 1.2288 1.2288 1.2288
코드 비율 (비트/코드 심볼) 1/3 1/3 1/3 1/3
TX 듀티 사이클 (%) 100.0 50.0 25.0 12.5
코드 심볼 비율 (sps) 28800 28800 28800 28800
변조 (코드 심볼/월시 심볼) 6 6 6 6
월시 심볼 비율 (sps) 4800 4800 4800 4800
월시 칩 비율 (kcps) 307.20 307.20 307.20 307.20
월시 심볼 기간 (μs) 208.33 208.33 208.33 208.33
PN 칩/코드 심볼 42.67 42.67 42.67 42.67
PN 칩/월시 심볼 256 256 256 256
PN 칩/월시 칩 4 4 4 4
본 발명의 이해를 더욱 돕기 위하여, 본 발명에 선행하여 신호 수신 및 프로세스가 설명된다. 도 2 는 가입자 장치로부터 전송된 신호가 기지국에 의해 어떻게 수신되고 프로세싱되는 지를 나타낸다. 도 3 은 수신된 신호가 복조 장치 (204) 에 의해 프로세싱되고 에너지 누산기와 로크 검출기 (344) 에 결국 도달하는 방식을 나타낸다.
일반적인 기지국 수신기는 신호 검출을 지원하기 위하여 복조 장치에서 하나이상의 로크 검출기 장치를 사용하는 하나이상의 복조 장치를 갖는다. 마찬가지로, 다중 독립 복조 장치를 포함하는 기지국은 복수의 이러한 검출기를 사용한다. 도 2 는 다중 복조 장치를 가진 기지국의 실시예를 나타낸다. 도 2 는 각각의 안테나 (222A-222C) 가 하나의 구역에 대한 안테나인 3 구역의 기지국을 나타낸다. 각각의 안테나 (222A'-222C') 는 안테나 (222A'-222C') 중의 하나에 대응하고 같은 번호가 주어진 안테나에 대응하는 구역에 대한 다이버시티 안테나이다. 각각의 안테나 (222A-222C) 는 안테나 (222A'-222C') 의 대응하는 안테나와 동일한 커버리지 영역을 커버한다. 일반적인 기지국에서, 안테나 (222A-222C) 는 기지국의 전체 집단 커버리지 영역의 1/3 이상을 각각 커버하는 3 개의 구역으로 기지국을 세분하는 겹친 커버리지 영역을 갖는다. 그러므로, 단일 가입자 장치로부터의 신호는 하나이상의 안테나에서 한번에 제공된다. 구역의 수와 각각의 구역에 할당된 안테나의 수는 변화한다. 이러한 타입의 변화는 본 발명의 일반적인 이론에 영향을 주지 않는다.
안테나 (222A, 222B, 222C, 222A', 222B' 및 222C') 는 수신된 신호를 RF 프로세스와 디지털 변환 회로 (224A, 224B, 224C, 224A', 224B' 및 224C') 에 각각 공급한다. RF 프로세스와 디지털 변환 회로 (224A, 224B, 224C, 224A', 224B' 및 224C') 는 RF 신호를 프로세싱하고 신호를 디지털 데이터로 변환시킨다. RF 프로세싱 및 디지털 변환 회로 (224A, 224B, 224C, 224A', 224B' 및 224C') 는 디지털 데이터를 필터링하고, 결과적인 디지털 데이터는 인터페이스 포트 (226) 에 제공된다. 인터페이스 포트 (226) 는 6 개의 들어오는 신호선중 임의의 선을 상호접속을 통해 제어기 (200) 의 제어하에서 검색기 장치 또는 복조 장치에 접속시킨다.
검색기 및 복조 장치는 또한 상호접속 (212)을 통해 제어기 (200) 에 의해서 제어된다. 검색 장치 (202A-202N) 는 시스템 제어기 (200) 에 의해 제어될 때 특정 가입자 장치의 정보 신호의 검색시 시간 영역 원도우를 계속해서 스캔한다. 검색 장치 (202A-202N) 는 또한 발생된 다중경로 신호의 검색시 공칭 도달근처의 한세트의 시간 오프셋을 스캔한다.
검색 장치 (202A-202N) 는 메모리 (218) 내에 저장하기 위하여 수신된 신호가 제어기 (220) 로 지나가게 한다. 검색 장치 (202A-202N) 는 기준 버스를 통해 데이터를 지나가게하고, 검색 장치 (202A-202N) 는 직접 메모리 액세스 (미도시)를 통해서 데이터가 메모리 (218) 로 지나가게 한다. 제어기 (200) 는 단일 가입자 장치로부터의 복수의 정보 신호중의 하나에 복조 장치 (204A-204N)를 할당하기 위하여 메모리 (218) 내에 저장된 데이터를 사용한다.
빠른 검색 프로세스를 제공하기 위하여, 하나이상의 검색 장치가 완전한 검색을 행하기 위하여 사용된다. 각각의 검색 장치 (202A-202N) 는 제어기 (200) 에 의해 할당되어 한세트의 시간 오프셋을 검색한다. 각각의 검색 장치 (202A-202N) 는 검색 장치가 수행한 검색 결과를 제어기 (200) 에 역으로 공급한다. 제어기 (200) 는 할당 방법에서 사용하기 위하여 이러한 결과를 표로 만든다.
복조 장치 (204A-204N) 는 심볼 결합기 (208)에서 결합되는 데이터 심볼을 형성하기 위하여 수신된 신호를 복조한다. 심볼 결합기 (208) (미도시) 의 출력은 비터비 (Viterbi) 디코딩에 적합한 집단 소프트 결정 데이터이다. 심볼 결합기 (208) 는 단지 하나의 구역으로부터의 신호들을 결합하여 출력을 생성하거나 인터페이스 포트 (226) 에 의해 선택되는 다수의 구역들로부터의 심볼들을 결합할 수 있다. 심볼 결합기 (208) 가 하나이상의 구역을 통해서 통신하는 가입자 장치로부터 신호를 결합하고 있을 때, 이 상태는 소프터 핸드오프 (softer handoff) 로 언급된다. 기지국은 심볼 결합기 (208) 의 출력을 공통 가입자 장치로부터의 심볼이 다른 기지국으로부터의 신호와 결합하여 하나의 출력을 생성하는 셀룰러 시스템 제어기에 보낸다. 이러한 프로세스는 소프트 핸드오프로 언급된다. 복조 장치 (204A-204N) 는 또한 여러 출력 제어 신호를 로크 또는 언로크 지시와 같은 할당 프로세스에서 사용되는 상호접속을 통해 제어기에 제공한다.
각각의 복조 장치 (204A-204N) 는 서로 구조가 매우 유사하다. 도 3 은 도 2 의 복조 장치 (204) 의 세부를 도시한다. 도 3에서, 디지털화된 입력 신호는 동위상 (I) 및 직각 위상 (Q) 신호 샘플을 가진 오프셋 직각 위상 쉬프트 키 (OQPSK ) 신호가 되는 것으로 추정된다. 각각 다중 비트값인 I 및 Q 신호 샘플은 데시메이터와 디스프리더 (330) 로 입력된다. 일반적으로 I 및 Q 신호 샘플은 입력이 칩 비율보다 높은 데이터 비율에서 수신되는 오버샘플링된다. 데시메이터와 디스프리더 (330)에서, 데이터는 오버샘플링된 데이터 비율로부터 PN 칩 비율까지 데시메이트된다. 데이터는 그후에 이러한 신호를 가입자 장치에서 변조시키기 위하여 사용되는 동일한 3 개의 PN 시퀀스를 사용하여 데시메이터와 디스프리더 (330) 에 의해 디스프리드된다.
데시메이터와 디스프리더 (330) 는 I 및 Q 신호 성분을 누산기 (338) 에 출력한다. 누산기 (338) 는 월시 칩 주기동안 디스프리드 I 및 Q 신호 성분을 누산하여 누산된 I 및 Q 칩 데이터를 생성한다. 누산된 I 및 Q 칩 데이터는 이후에 FHT (Fast Hadamard Transformer) 및 셀렉터 (340)에 의해 프로세싱된다. FHT 와 셀렉터 (340) 중 FHT 부분은 누산된 I 및 Q 칩 데이터를 모든 가능한 월시 시퀀스와 관련시킨다. 각각의 I 및 Q 상관 결과는 대응하는 월시 심볼의 크기를 측정하기 위하여 사용된다. 각각의 I 및 Q 상관 결과로부터의 크기 측정들은 서로 비교된다. 가장 큰 에너지를 가진 I 및 Q 상관 결과에 대응하는 월시 심볼이 복조된 월시 심볼로서 FHT 와 셀렉터 (340) 중의 셀렉터 부분에 의해 선택된다. 복조된 월시 심볼은 월시 심볼의 대응하는 측정된 크기에 따라서 출력된다.
다른 복조 장치에 할당된 신호 경로의 다른 도달 시간으로 인하여, 복조 장치 (204) 는 심볼의 디스큐잉 (de-skewing) 을 수행한다. 시간 디스큐 (342) 는 각각의 복조 장치가 다른 복조 장치와 관련하여 동기화된 심볼 데이터를 제공하도록 출력을 지연시킨다.
에너지 누산기 및 로크 디텍터 (344) 는 일련의 보존 월시 심볼 에너지를 합한다. 결과적인 합은 복조 장치 (204) 의 할당에 사용하기 위하여 신호 강도 (364) 로서 제어기 (200) (도 2) 에 출력된다. 결과적인 합은 또한 로크 또는 언로크 상태를 지시하고 신호 결합 상태를 지시하기 위한 한계값과 비교된다.
복조 장치 (204) 에 할당된 신호선의 도달 시간은 가입자 장치의 이동 또는 가입자 장치의 환경의 변화로 인한 시간에 따라 변화한다. 그러므로, 기지국 변조 장치 (204) 는 시간 추적 회로를 포함한다. 데시메이터와 디스프리더 (330) 는 시간 추적 프로세스에서 사용되는 I 및 Q 신호 성분의 빠른 버전과 늦은 버전을 출력한다. 누산기 (332) 는 누산된 빠르고 늦은, I 및 Q 칩 데이터를 발생시키기 위하여 월시 칩 주기동안 빠르고 늦은 디스프리드 I 및 Q 신호 성분을 누산한다. 빠르고 늦은 미터 발생기 (334) 는 누산된 빠르고 늦은, I 및 Q 칩 데이터를 복조된 월시 심볼에 대응하는 월시 시퀀스로 곱하고 그 결과를 누산하여 빠르고 늦은, I 및 Q 월시 심볼을 생성시킨다. 빠른 월시 심볼의 크기는 빠른 I 및 Q 월시 심볼에 근거하여 알려져 있으며, 늦은 월시 심볼의 크기는 늦은 I 및 Q 월시 심볼에 근거하여 알려져 있다. 빠른 심볼 크기는 늦은 심볼 크기에서 감해져 에러 미터를 생성시킨다. 에러 미터는 시간 추적 회로 (336) 로 출력된다. 시간 추적 회로 (336) 는 데시메이터와 디스프리더 (330) 의 디스프리딩 동작이 이전에, 이후에 또는 시간에 맞춰 수행되는 지를 결정하기 위하여 에러 미터를 사용한다. 시간 추적 회로 (336) 는 또한 제어기 (200) (도 2) 로의 출력을 위하여 복조 장치의 절대 복조경로 시간의 추적을 유지한다.
검색 장치 (202A-202N)는 검색 장치가 시간 추적과 로크 검출을 갖지 않는 것을 제외하면 복조 장치와 유사하다. 채널의 코히어런스에 비해, 검색 프로세스는 빠르게 수행되고, 시간 드리프트는 하나의 검색을 수행하기 위해 필요한 시간동안 무시될 수 있기 때문에, 검색 장치 (202A-202N)에는 시간 추적이 필요없다. 다. 유사한 이유로, 검색 장치 (202A-202N)에서 본 발명의 로크 검출 장치는 필요없다.
본 발명의 목적은 가입자 장치에 의해 전송되고 로크 검출 목적을 위해 기지국에 의해 수신된 가변 비율 데이터를 포함하는 신호의 강도를 결정하는 신뢰성있는 방법을 제공하는 것이다. 가입자 장치에 의해 선택된 데이터 비율에 따라서, 파워 제어 그룹내에 포함된 심볼은 역방향 링크 전송 프레임내의 결정성 슈도랜덤 위치내로 전송된다. 도 2 및 도 3 의 복조 장치 (204) 내에 포함된, 본 발명의 로크 검출기는 수신된 신호의 신호 강도를 지시한다.
에너지 누산기와 로크 검출기 (344) 에 의해 행해진 신호 강도 측정은 여러 이유에서 중요하다. 이러한 방법의 신호 강도 측정의 주요 이점은 복조될 때 신호 강도의 빠르고 신뢰성있는 평가를 제공한다는 것이다. 본 발명은 지상 채널의 빠른 페이딩 특성에 의해 발생될 때, 신호 강도의 빠른 변화에 대한 즉시의 응답을 발생시킨다. 더 정확한 신호 강도 측정은 들어오는 신호의 데이터 비율이 생성된 후에 행해 질 수 있다는 것에 주목해야 한다. 그러나, 비율 결정 프로세스는 지연을 유도하는 비터비 디코딩의 상기 단계를 일반적으로 포함한다. 본 발명에서, 신호 강도 지시는 들어오는 신호가 다른 복조 장치로부터의 출력과 이후의 비터비 디코딩을 결합할 수 있을 만큼 충분한 강도를 갖는 지를 결정하기 위하여 사용될 수 있다. 신호 강도는 낮은 신호 강도의 기간 주기에서 시간 추적을 일시적으로 디스에이블하기 위해 사용될 수 있다. 복조 장치는 새로운 시간 오프셋에 재할당되어야 하는 지시로서 사용될 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시가 도 4 에 도시된다. 복조기 에너지 (432) 는 신호 강도가 수신자에 의해 사용되기에 충분한지를 비율 독립 방식으로 결정하기 위하여 사용된다. 신호 강도가 소정 로크 한계 레벨과 같거나 그 이상이면, 수신된 신호는 통신하기에 충분한 것으로 간주되며 로크 지시자 신호 (422) 는 적절하게 설정된다. 복조 장치는 들어오는 신호에 대해 로크되는 것으로 간주된다.
상기와 유사한 방식을 사용하여, 결합 지시기 신호는 신호 강도가 다이버시티 결합 기술로 사용하기에 충분하면 제공된다. 검출된 신호 에너지 레벨이 소정 결합 한계 레벨에 도달하면, 수신된 신호 강도는 결합에 충분한 것으로 간주되고, 결합 지시기 신호 (424) 는 적절하게 설정된다.
먼저, 파워 제어 그룹 클록 (428) 은 고정된 길이 프레임내의 시간에서 파워 제어 그룹이 제공되는 지를 지시하는 신호를 제공한다. 상기 주지된 바와 같이, 예시적인 프레임은 20 ms 시간 간격을 차지하고, 1.25 ms 의 한세트의 16 개 파워 제어 그룹으로 또한 세분된다. 파워 그룹 클록 신호는 매 프레임내에 16개의 파워 제어 그룹 각각의 시작을 지시한다.
데이터 전송이 풀 비율이하일 때, 가입자 장치에서 발생하는 신호 게이팅 프로세스로 인하여, 어떤 파워 제어 그룹은 데이터를 포함하지 않는다. 활성 파워 제어 그룹은 모든 데이터 전송 비율에서 데이터를 포함하는 파워 제어 그룹의 최소한의 서브세트이다. 활성 파워 제어 그룹 클록 신호는 데이터 비율과 독립적인 게이트온 파워 제어 그룹의 위치와 주파수를 지시한다.
기지국 수신기는 신호를 전파시키기 위하여 가입자 장치에서 사용되었던 디스프리딩을 위하여 동일한 길이의 PN 코드를 사용한다. 긴 PN 코드가 또한 여러 비율의 프레임내에 파워 제어 그룹을 위치시키기 위하여 가입자 장치에 사용된다. 유사하게, 긴 PN 코드는 기지국에서 활성 파워 제어 그룹을 일치시키기 위하여 사용된다. 완전한 동기화가 결정될 때까지, 활성 파워 그룹은 신호 동기화가 성취된다는 지시로서 사용될 수 있다.
예시적인 실시예는 시간 보조간격이 활성 파워 제어 그룹을 구성하도록 결정하기 위하여 통신 시스템에서 가장 낮은 비율을 사용한다. 가장 낮은 데이터 비율에서 활성 파워 제어 그룹은 모든 더 높은 비율에서 데이터를 포함하는 파워 제어 그룹의 서브세트이다. 그러므로, 활성 파워 제어 그룹에 대한 정확한 로크 지시를 기본으로 하는 것은 정확한 신호 강도 측정을 보장한다. 도 5 의 예시적인 1/8 비율 프레임 (506) 은 데이터를 포함하는 두 개의 파워 제어 그룹이 활성 파워 제어 그룹 (2 및 9) 으로 간주된다는 것을 보여준다. 이러한 두 개의 파워 제어 그룹은 이러한 동일한 파워 제어 그룹이 데이터를 포함하는, 1/4 비율 프레임 (504), 1/2 비율 프레임 또는 풀 비율 프레임 (500) 으로 전송되었기 때문에 활성 파워 제어 그룹으로 간주된다. 이 예에서, 모든 프레임에 대한 신호 강도를 1/8 비율 프레임 (506) 으로서 샘플링하는 것은 실제 데이터 비율과 무관하게 정확한 강도 측정을 보장한다. 본 발명의 기술에 의해 또한 시스템에서 가장 낮은 데이터 비율과 다른 다른 한계값에 근거하여 다른 활성 파워 제어 그룹을 선택하는 것을 예측할 수 있다.
도 4에서, 복조 장치 (도 2 및 3) 로부터 출력된 월시 심볼 에너지 레벨값은 복조기 에너지 신호 (432) 로서 누산기 (401) 의 하나의 입력에 제공된다. 누산기 (401) 의 하나의 입력은 심볼 클록 신호 (430) 이다. 심볼 클록 신호 (430) 에 응답하여, 누산기 (401) 는 다른 파워 제어 그룹에 대응하는 6 개의 입력 월시 칩 에너지 레벨값들을 합한다. 합산된 값은 쉬프트 레지스터 (446) 와 디지털 가산가산기 및 합산기 (438) 로 이루어진 필터에 출력된다. 누산기 (401) 는 다음 파워 제어 그룹에 대응하는 월시 칩 에너지 레벨값의 다음 세트의 합을 위해 리셋되거나 클리어된다.
활성 파워 제어 그룹 클록 (426) 과 파워 제어 그룹 클록 (428) 은 AND 게이트 (400) 의 입력에 접속된다. 활성 파워 제어 그룹 클록 (426) 과 파워 제어 그룹 클록 (428) 은 활성 파워 제어 그룹이 수신되고 있을 때 신호 지시를 각각 제공한다. 파워 제어 그룹 클록 (426) 은 제 1 클록 신호를 AND 게이트 (400) 에 제공하고 지연된 클록 신호를 누산기 (401) 의 리셋 입력에 제공하기 위하여 두 위상 클록으로서 실행된다.
AND 게이트 (400) 의 두 개의 입력이 지시될 때, 누산기에서 에너지 값은 쉬프트 레지스터 (446) 에 출력된다. AND 게이트 (400) 에 연결되고 그에 응답하는 예시적인 쉬프트 레지스터 (446) 는 많은 활성 파워 제어 그룹의 합산된 에너지 레벨들을 저장하는 직렬로 접속된 복수의 레지스터 스테이지 (402-416) 로 구성되어 있다. 쉬프트 레지스터 (446) 는 레지스터 스테이지 (402) 내의 새로운 에너지 측정을 받아들이고, AND 게이트 (400) 에 응답하여 레지스터 스테이지 (402) 로부터의 이전의 에너지 정보를 이후의 레지스터 스테이지 (404) 로 쉬프트한다. 이후의 레지스터 스테이지 (404-414) 는 또한 AND 게이트 (400) 에 응답하여 그의 각각의 이후의 레지스터 스테이지 (406-416) 로 그의 현재의 에너지 측정을 쉬프트한다. 이 방법은 이 예에서, 8 개의 레지스터 스테이지를 포함하는 쉬프트 레지스터 (446) 로 로딩된 에너지 샘플들을 수집하는 FIFO (First In First Out) 방법이다. 쉬프트 레지스터의 타입은 변경가능하며 다소 크거나 작은 스테이지의 쉬프트 레지스터가 사용될 수 있다. 또한, 이러한 레지스터 스테이지들사이의 값들을 쉬프트하기 위한 많은 방법이 특정 응용에 따라 사용될 수 있으며, 본 발명의 범위내에 있는 것으로 간주된다.
레지스터 프리세트 신호 (448) 는 레지스터 장치 (402-416) 에 연결되고, 레지스터에 한세트의 소정값을 로딩하기 위하여, 쉬프트 레지스터 (446) 내에 위치된다. 알수 있는 바와 같이, 이 레지스터로 로딩된 값은 결합 또는 로크 지시를 초기에 인에이블하거나 디스에이블하기 위하여 사용된다.
쉬프트 레지스터 (446) 내의 각각의 레지스터 스테이지 (402-416) 의 에너지 레벨은 합산기 (438) 의 입력에 각각 접속된다. 합산기 (438) 는 각각의 레지스터 스테이지 (402-416) 에 의해 제공된 개별적인 에너지 레벨값을 취하며, 에너지값 쉬프트 레지스터 (446)에서 에너지 레벨의 합을 나타내는 합산된 에너지 레벨값 (440)을 제공한다. 쉬프트 레지스터 (446) 와 합산기 (438) 는 FIR (Finite Impulse Response) 타입의 필터 기능을 수행한다는 것은 자명하다. 또한, 에너지 평가 장치 (402'-416') 의 선택적인 세트는 각각의 레지스터 장치에 의해 수행된 개별적인 에너지 레벨 공급을 합산된 에너지 레벨값 (440) 으로 수정하기 위하여 사용될 수 있다. 복조 장치에 의해 수신된 신호의 강도는 합산 장치 (401) 의 출력에 의해 지시된 전체 에너지와 관련되어 있다. 레지스터 스테이지 (402-416) 내에 제공된 집합적 에너지 레벨이 높을수록, 복조된 신호가 통신에 사용될 수 있는 가능성은 커진다.
합산된 에너지 레벨 (440) 은 한쌍의 비교기 (418 및 420) 중의 각각의 하나에 하나의 입력으로서 각각 제공된다. 비교기 (418) 로의 다른 입력은 로크 한계 신호 (434) 와 로크되지 않는(no-lock) 한계 신호 (436) 이다. 합산된 에너지 레벨 (440)의 값, 결합 신호 (442) 및, 비결합 신호 (444) 에 따라서, 결합 지시 신호 (424) 가 제공된다.
로크 검출 방법의 동작은 시스템 리셋, 일반적으로 시스템 시동과 함께 시작하거나, 대응하는 복조 장치가 새로운 신호를 할당하고 있을 때, 시작한다. 각각의 예에서, 각각의 새로운 신호는 하나의 시간 오프셋을 차지한다. 새로운 신호가 할당될 때, 존재하는 데이터는 레지스터 스테이지 (402-416) 로부터 제거되고, 쉬프트 레지스터 (446) 는 소정 초기 데이터로 사전로딩된다. 쉬프트 레지스터 스테이지는 그후에, 수신되는 복조기 신호 에너지의 평가를 시작할 준비가 된다. 예시적인 실시예에서, 초기 데이터 세트는 로크 검출기가 실제 에너지 레벨이 쉬프트 레지스터 (446) 로 쉬프트된후에만 로크 지시를 제공하도록 로드되었다. 필터를 초기화하기 위하여 사용되는 값은 알려진 시스템 요구를 기준으로 시스템 설계자에 의해 선택된다. 시스템 조작자는 검출기가 신호를 초기에 로크하며, 로크된 신호를 초기에 지시하는 값으로 쉬프트 레지스터 (446) 에 사전 로딩하는 것을 결정한다.
이전에 언급된 바와 같이, 쉬프트 레지스터 (446) 는 8 개의 에너지 값을 저장하고 FIFO 데이터 저장 전략을 사용하여 각각의 활성 파워 그룹 클록 간격을 새로운 에너지 값에서 쉬프트한다. 예시적인 실시예에서, 에너지 합산기 (438) 는 8 개의 가장 현재의 활성 파워 그룹내에 저장된 에너지값들을 합하고 전체 에너지 측정을 제공한다. 하나의 실시에서, 에너지 합산기 (438) 는 로크 검출기 쉬프트 레지스터의 각각의 레지스터 스테이지로부터의 공급을 균등하게 평가하고 결과적인 누산된 에너지 신호 (440)를 로크 비교기 (418) 와 결합 비교기 (420) 모두에 제공한다.
합산기 (438) 의 또다른 실시는 파워 그룹 에너지를 보유하는 시간 쉬프트 레지스터 (446) 의 각각의 길이에 따라 각각의 파워 그룹으로부터의 에너지 공급을 변화시킨다. 시간의 함수로서 에너지 공급을 변화시키는 것은 에이징이라 불린다. 통상적으로, 새로운 파워 그룹을 수신한 필터 장치는 임의의 다른 필터 장치보다 더 정확하게 현재의 신호 강도의 상태를 나타낸다. 예를 들면, 레지스터 스테이지 (402) 와 관련된 에너지 평가 장치 (402') 는 레지스터 스테이지 (402) 가 이후의 레지스터 스테이지 (404-416) 보다 에너지 합에 대해 더 큰 퍼센트를 기여하도고 설정된다. 에너지 공급 장치 (404'-416') 는 레지스터 스테이지 (404-416) 가 레지스터 스테이지 (402) 에 비례하여, 합산기 (438) 에 더 적은 에너지값을 기여하도록 설정된다. 에너지 평가 장치 (402'-416') 의 다양한 결합은 필터 장치의 수가 증가하거나 신호 검출의 더 이상의 제어가 일반적으로 필요할 때 필터를 미세동조시키기 위하여 사용된다. 또한, 필터 기능은 기술상 잘 알려진 바와 같이, IIR (Infinite Impulse Response) 을 사용함으로써 수행된다.
이러한 상기 실시에서, 한계 레벨의 히스테리시스는 합산기 (438) 에 의해 제공된 합산된 에너지와 비교되고 로킹 지시 신호 또는 결합 지시가 행해져야 하는 지를 결정한다. 에너지 레벨의 히스테리시스는 복조 장치에 의해 수신된 에너지에서 일시적인 변동으로 인한 로크 지시에서의 변동을 감소시킨다. 예를 들면, 누산된 에너지 신호 (440) 가 로크 한계 신호 (434) 의 값에 도달하거나 이를 초과할 때, 로크 지시 (422) 가 제공된다. 로크 지시 신호 (422) 가 제공되면, 누산된 에너지 신호 (440) 의 값에서 이후의 강하는 로크 지시 신호 (422) 를 디스에이블하기 위하여 로크되지 않는 한계 레벨 (436) 이하로 되어야 한다. 누산된 에너지 신호 (440) 가 로크되지 않는 한계 신호 (436) 이하로 강하할 때, 신호 강도는 통신에 충분한 것으로 더 이상 간주되지 않으며, 로크 지시 신호 (422) 는 더 이상 제공되지 않는다. 실제 로크 지시 레벨은 시간 주기동안 수집된 경험 데이터에 따라 조정된다.
한계 레벨들의 유사한 히스테리시스는 다이버시티 결합 지시 신호 (424) 가 발생되어야 할 때를 결정하기 위하여, 누산된 에너지 신호 (440) 와 비교될 수 있다. 예를 들면, 누산된 에너지 신호 (440) 가 한계 신호 (442) 에 도달하거나 한계 신호를 초과할 때, 결합 지시 (424) 가 제공된다. 결합 지시 신호 (424) 는 특정 복조 장치에 의해 수신되는 현재 신호가 다른 복조 장치에 의해 제공된 동일한 신호의 다른 다중경로 버전과 결합되어 전체적인 신호-대-노이즈 비율 (SNR)을 개선시킨다는 증거이다. 누산된 에너지 신호 (440) 는 다음에 결합 지시 신호 (424) 가 더 이상 제공되지 않기 전에 비결합 한계 레벨 (444) 이하로 강하해야 한다. 예시적인 실시예에서, 결합 한계 신호 (442) 는 비결합 한계값보다 크다. 누산된 에너지 신호 (440) 가 제 2 결합 한계값이하로 떨어질때의 신호 (444) 강도는 다중경로 다이버시티 결합 기술에 충분한 것으로 더 이상 간주되지 않으며, 결합 지시 신호 (424) 는 더 이상 제공되지 않는다. 실제 결합 지시 레벨은 시간 주기동안 수집된 경험 데이터에 따라 조정된다.
바람직한 실시예의 이전의 설명은 관련 기술분야의 당업자들이 본 발명을 행하거나 사용하는 것을 가능하게 하기 위하여 제공된다. 이러한 실시예에 대한 다양한 변경이 관련 기술분야의 당업자들에 의해 쉽게 행해질 수 있다는 것은 자명하며, 여기에 기재된 일반적인 이론은 본 발명의 기능을 사용하지 않는 다른 구현에도 적용된다.
그러므로, 본 발명은 여기 도시된 실시예로 제한되는 것이 아니라, 여기에 개시된 이론 및 새로운 특징을 가진 가장 넓은 범위를 포함한다.

Claims (21)

  1. 가변 비율 데이터를 수신하는 시스템에서 들어오는 신호의 신호 세기를 결정하는 방법에 있어서, 상기 들어오는 신호는 각각이 대응하는 알려지지 않은 데이터 비율을 가지며 복수의 데이터 세그먼트로 이루어져 있는 일련의 프레임으로 이루어져 있으며, 각각의 프레임내에 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 수는 상기 대응하는 알려지지않은 데이터 비율에 따르며, 상기 알려지지 않은 데이터 비율은 적어도 가장 높은 비율과 가장 낮은 비율에 대응하며,
    상기 방법은 상기 데이터 세그먼크의 첫 번째 하나에 대응하는 제 1 에너지값을 수신하는 단계; 및
    상기 데이터 세그먼트의 상기 첫 번째 하나가 상기 신호 강도의 평가를 수행하기 위하여 상기 가장 낮은 데이터 비율에서 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트에 대응하면, 상기 제 1 에너지값을 이전에 누산된 전체와 합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 복수의 데이터 세그먼트 각각은 한세트의 칩으로 이루어져 있으며, 상기 데이터 세그먼트의 상기 첫 번째 하나내에 복수의 칩에 대응하는 한세트의 에너지값을 수신하는 단계; 및
    상기 제 1 에너지값을 생성시키기 위하여, 상기 복수의 칩에 대응하는 에너지값의 상기 세트를 더하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 합산 단계는,
    이전에 저장된 에너지값에 대응하는 값을 각각 저장하는 복수의 저장 레지스터들 중의 하나인 첫 번째 저장 레지스터내에 상기 제 1 에너지값을 저장하는 단계;
    상기 복수의 저장 레지스터내에 저장된 가장 오래전에 저장된 값을 제거하는 단계; 및
    상기 신호 강도의 상기 평가를 수행하기 위하여 각각의 상기 이전에 저장된 에너지 값과 상기 제 1 에너지 값을 함께 더하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 합산 단계는,
    이전에 저장된 에너지 값에 대응하는 값을 각각 저장하는 복수의 저장 레지스터중의 하나인 첫 번째 저장 레지스터내에 상기 제 1 에너지값을 저장하는 단계;
    각각의 상기 복수의 저장 레지스터와 관련된 스케일링 상수에 따라 각각 이전에 저장된 에너지 값을 스케일링하는 단계; 및
    상기 신호 강도의 상기 평가를 수행하기 위하여, 각각의 상기 스케일링된 이전에 저장된 에너지값과 상기 제 1 에너지 값을 함께 더하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 에너지값은 상기 들어오는 신호의 하나의 전파에 할당된 복조 장치로부터 수신되고, 상기 신호 강도의 상기 평가는 상기 복조 장치가 상기 하나의 전파에 대해 로크되는 지를 결정하는 한계값과 비교되는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 에너지 값은 상기 들어오는 신호의 하나의 전파에 각각 할당된 복수의 복조 장치들중의 하나로부터 수신되며,
    상기 신호 강도의 상기 평가를 결합 한계 신호와 비교하는 단계; 및
    비교하는 상기 단계의 결과에 근거하여, 상기 복수의 복조 장치중의 상기 하나로부터의 출력 데이터 신호와 상기 복수의 복조 장치중의 두 번째 장치에 대응하는 출력 데이터 신호의 결합을 인에이블하는 단계를 더 포함하며, 상기 결합은 결과적인 집단 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  7. 제 1 항에 있어서, 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트는 각각의 상기 프레임내에 슈도랜덤하게 위치되어 있으며, 상기 들어오는 신호를 전송하는 장치의 일치에 근거하여 제 1 프레임에 대응하는 데이터 세그먼트의 활성 세트를 결정하는 단계를 더 포함하며, 데이터 세그먼트의 상기 활성 세트는 상기 들어오는 것이 상기 가장 낮은 비율이면 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트에 해당하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  8. 제 1 항에 있어서, 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트는 각각의 상기 프레임내에 슈도랜덤하게 위치되어 있으며, 하루시간에 근거하여 제 1 프레임에 대응하는 데이터 세그먼트의 데이터의 활성 세트를 결정하는 단계를 더 포함하며, 데이터 세그먼트의 상기 활성 세트는 상기 들어오는 것이 상기 가장 낮은 비율이면 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트에 대응하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 알려지지 않은 데이터 비율은 중간 데이터 비율에 대응하며, 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트는 각각의 상기 프레임내에 슈도랜덤하게 배치되며, 주어진 프레임내에서 상기 가장 낮은 비율에서 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트는 상기 중간 비율에서 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트의 서브세트로서 위치되고, 상기 중간 비율에서 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트는 상기 가장 높은 비율에서 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트의 서브세트로서 위치되는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 합산 단계는,
    첫 번째 에너지 레지스터가 각각의 이전에 저장된 값이 하나의 저장 레지스터에 의해 전이되고 가장 오래전에 저장된 값은 마지막 저장 레지스터로부터 삭제되도록 일련의 FIFO 저장 레지스터중의 하나인, 상기 제 1 에너지값을 상기 첫 번째 저장 레지스터내에 저장하는 단계; 및
    상기 일련의 FIFO 저장 레지스터중의 각각의 하나내에 저장된 값을 함께 더하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 에너지값은 상기 들어오는 신호의 하나의 전파에 할당된 복조 장치로부터 수신되며, 상기 신호 강도의 상기 평가는 상기 복조 장치가 상기 들어오는 신호의 상기 하나의 전파에 대해 로크되는 지를 결정하는 한계값과 비교되고, 상기 복조 장치가 상기 들어오는 신호의 새로운 전파에 할당될 때 상기 일련의 FIFO 저장 레지스터를 초기화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 일련의 FIFO 저장 레지스터를 초기화하는 상기 단계는 로크된 상태에 대응하는 한세트의 값을 상기 일련의 FIFO 저장 레지스터내에 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 일련의 FIFO 저장 레지스터를 초기화하는 상기 단계는 로크되지 않는 상태에 대응하는 한세트의 값을 상기 일련의 FIFO 저장 레지스터내에 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 1 항에 있어서, 상기 신호 강도의 상기 평가를 제 1 한계 레벨과 비교하는 단계;
    상기 신호 강도의 상기 평가가 상기 제 1 한계 레벨을 초과하면 충분 조건를 지시하는 단계;
    상기 신호 강도의 상기 평가를 상기 충분 조건의 지시후에 제 2 낮은 한계 레벨과 비교하는 단계; 및
    상기 신호 강도의 상기 평가가 상기 제 2 낮은 한계 레벨이하로 떨어지면 상기 충분 조건를 제거하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 평가 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 에너지값은 상기 들어오는 신호의 하나의 전파에 할당된 복조 장치로부터 수신되며, 상기 복조 장치는 시간 추적 기능을 포함하며, 상기 충분 조건의 제거후에 상기 시간 추적 기능을 디스에이블하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 에너지값은 상기 들어오는 신호의 하나의 전파에 할당된 복조 장치로부터 수신되며, 상기 충분 조건의 제거는 상기 복조 장치가 상기 들어오는 신호를 다른 전파에 할당하기 위하여 사용가능하다는 것을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  17. 알려지지 않은 데이터 비율의 데이터 신호에 대응하는 일련의 심볼 에너지를 생성하는 출력을 가진 복조 장치;
    상기 복조 장치 출력에 연결된 입력을 가지고, 인에이블 입력을 가지며, 상기 인에이블 입력에 의해 수신된 신호의 조건이 되는 상기 일련의 복수의 심볼 에너지의 합을 생성하는 출력을 가진 합 레지스터;
    상기 합 레지스터의 상기 인에이블 입력에 연결되며, 상기 데이터 신호의 상기 알려지지 않은 데이터 비율과 독립적인 데이터를 포함하는 심볼에 대응하는 상기 일련의 심볼 에너지의 일군을 지시하는 출력을 가진 활성 그룹 클록;
    상기 합 레지스터 출력에 연결된 입력을 가지며, 상기 합 레지스터의 상기 출력에서 상기 합의 이전의 값을 각각 지시하는 복수의 출력을 갖는 FIFO 저장 레지스터; 및
    상기 FIFO 저장 레지스터의 상기 복수의 출력 각각에 연결된 복수의 입력을 가지며, 상기 신호 강도 지시를 행하는 출력을 갖는 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 평가를 제공하는 장치.
  18. 가변 비율 데이터를 수신하는 시스템에서 들어오는 신호의 신호 강도를 결정하는 수단에 있어서, 상기 들어오는 신호는 각각이 대응하는 알려지지 않은 데이터 비율을 가지며 복수의 데이터 세그먼트로 이루어져 있는 일련의 프레임으로 이루어져 있으며, 각각의 프레임내의 데이터를 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 수는 상기 대응하는 알려지지 않은 데이터 비율에 따르며, 상기 대응하는 알려지지 않은 데이터 비율은 적어도 가장 높은 비율과 가장 낮은 비율에 대응하며,
    상기 데이터 세그먼트의 첫 번째 하나에 대응하는 제 1 에너지값을 수신하는수단; 및
    상기 신호 강도의 평가를 행하기 위하여, 상기 데이터 세그먼트중의 상기 첫 번째 하나가 상기 가장 낮은 비율에서 데이터를 포함하는 데이터 세그먼트에 대응하면 상기 제 1 에너지 레벨을 이전에 누산된 전체와 합하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 수단.
  19. 제 18 항에 있어서, 각각의 상기 복수의 데이터 세그먼트는 한세트의 칩으로 이루어져 있으며,
    상기 데이터 세그먼트중의 상기 첫 번째 세그먼트내에서 복수의 칩에 대응하는 한세트의 에너지값을 수신하는 수단; 및
    상기 제 1 에너지값을 생성하기 위하여 상기 복수의 칩에 대응하는 에너지값의 상기 세트를 더하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 수단.
  20. 제 18 항에 있어서, 상기 합산 단계는,
    이전에 저장된 에너지값에 대응하는 값을 각각 저장하는 복수의 저장 레지스터중의 하나인 첫 번째 저장 레지스터내에 상기 제 1 에너지값을 저장하는 수단;
    상기 복수의 저장 레지스터내에 저장된 가장 오래된 저장된 값을 제거하는 수단; 및
    상기 신호 강도의 상기 평가를 행하기 위하여 각각의 상기 이전에 저장된 에너지값들과 상기 제 1 에너지값을 함께 더하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 방법.
  21. 제 18 항에 있어서, 상기 합산 단계는,
    이전에 저장된 에너지값에 대응하는 값을 각각 저장하는 복수의 저장 레지스터들중의 하나인 첫 번째 저장 레지스터내에 상기 제 1 에너지값을 저장하는 수단;
    각각의 상기 복수의 저장 레지스터에 관련된 스케일링 상수에 따라 각각의 이전에 저장된 에너지값을 스케일링하는 수단; 및
    상기 신호 강도의 상기 평가를 행하기 위하여, 각각의 상기 스케일링된 이전에 저장된 에너지값들과 상기 제 1 에너지값을 함께 더하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 강도 결정 수단.
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