KR19990022879A - 피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치 - Google Patents

피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR19990022879A
KR19990022879A KR1019970709348A KR19970709348A KR19990022879A KR 19990022879 A KR19990022879 A KR 19990022879A KR 1019970709348 A KR1019970709348 A KR 1019970709348A KR 19970709348 A KR19970709348 A KR 19970709348A KR 19990022879 A KR19990022879 A KR 19990022879A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
symbol
peak
baseband
signal
data symbols
Prior art date
Application number
KR1019970709348A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100264025B1 (ko
Inventor
스코트 엘 밀러
로버트 제이 오데아
Original Assignee
모토로라, 인크
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 모토로라, 인크 filed Critical 모토로라, 인크
Publication of KR19990022879A publication Critical patent/KR19990022879A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100264025B1 publication Critical patent/KR100264025B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

통신 장치(300)는 디지탈 변조기(301), 디지탈 신호 프로세서(306), 및 증폭기(312)를 포함한다. 디지탈 변조기(301)는 정보 발생기(304) 및 피크 억제 장치(402)를 포함한다. 피크 억제 장치(402)는 심볼 맵핑부(404) 및 심볼 스케일러(406)를 포함한다. 발생기(401)에서 발생된 정보는 심볼 맵핑부(404)를 통해 성좌 다이어그램으로 맵핑된다. 이후 맵핑된 정보는 스케일러(406)에서 스케일되어 증폭기(312)의 입력에서의 신호의 피크 대 평균 전력비가 감소되어 진다.

Description

피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치
1차원의 디지탈 통신 시스템의 경우 전송된 파형은 기본 펄스 형상의 시간 시프트된 변형을 추가함으로써 형성된다. 이러한 펄스의 진폭은 전송되어지는 데이타(예를 들어, 위상 시프트 키잉된 2진 데이타)에 따라 조절된다. 다차원의 디지탈 통신 시스템의 경우에는, 데이타(예를 들어, 직각 진폭 변조된 데이타)에 따라 다중 펄스 스트림이 발생된다. 전송된 파형의 대역폭을 극소화시켜 전송된 파형이 인접한 (주파수) 채널에서 동작하는 다른 시스템을 간섭하지 않는 것을 보증하기 위해, 사용되는 펄스의 형상은 여러 개의 심볼 간격에 걸쳐 있는 시간 지속 기간을 가질 필요가 있다. 이것에 의해 하나의 데이타 심볼에 관련된 펄스가 인접한 데이타 심볼에 관련된 펄스와 중첩될 것이다. 어떠한 데이타 시퀀스에서는 이들 중첩된 펄스들이 구성적으로 부가 발생되어 전송된 파형에서 피크가 크게 되는 반면에, 다른 데이타 시퀀스에서는 이들 중첩된 펄스들이 서로 상쇄되어 전송된 파형의 값이 작게 된다. 전송 직전에 전달된 신호의 전력을 부스트시키는 데 사용되는 증폭기는 이 신호가 상당히 일정한 레벨로 유지될 때 양호하게 동작한다. 전송된 신호에서의 큰 피크는 전력 증폭기의 사용을 비효율적으로 만들어 따라서 귀한 배터리의 수명을 낭비하게 된다.
배터리에 의해 동작되는 통신 장치는 배터리의 동작 수명을 연장시키기 위해 배터리의 에너지를 절약하기 위한 여러가지의 기술들을 이용하고 있다. 전력 증폭기의 효율성을 증가시키는 것이 설계자들이 통신 장치의 동작 수명을 연장시키기 위해 이용하는 한 가지 기술이다. 배터리 에너지를 절약할 수 있는 다른 수단으로서는 다른 전력 효율아 양호한 변조 기술을 이용하는 것이다. 여러 변조 기술들은 관련된 여러 피크 대 평균 전력비를 갖는다. 일반적으로, 피크 대 평균 전력비는 가능한 0㏈에 근접한 것이 극히 바람직하다. 그러나, 기존의 많은 변조 포맷들은 비교적 높은 피크 대 평균 전력비를 갖고 있다. 일반적으로 사용되는 두 변조 포맷으로서는 위상 시프트 키잉(PSK) 및 직각 진폭 변조(QAM)가 있다. 위상 시프트 키잉은 모든 데이타 심볼들이 동일한 크기를 갖는 신호 성좌(constellation)을 사용하는 반면에, 직각 진폭 변조는 개개의 데이타 심볼들의 위상 및 크기 모두를 변화시킨다. 2진 신호 표시(signaling) PSK의 특수 경우(즉 BPSK)이다. 두 변조 포맷에서, 피크 대 평균 전력비는 사용되는 펄스의 형상에 따라 결정된다.
직각 진폭 변조(QAM)는 정보를 전달하기 위해 캐리어의 위상 및 진폭 모두를 이용하므로 피크 대 평균 전력비가 높게 될 가능성이 존재한다. 실제로, 실험에 의하면, 예를 들어, 16 심볼 PSK 성좌는 16 QAM 신호에 비해 피크 대 평균 전력비가 3-4㏈만큼 개선된다. 그러나, 효율 개선에 있어서의 이러한 이득은 감도면에서는 4㏈의 손실을 수반하고 있다. 이와 같은 감도의 손실로 인해, 많은 시스템 설계자들은 피크 대 평균 전력비가 감소되더라도 QAM 변조 포맷을 사용하는 것을 선호하고 있다.
도 1을 참조해 보면, 현재 이용되고 있는 통신 장치가 도시되어 있다. 도 2에서는 합성 기저대 8 PSK 신호의 위상 및 크기에 대한 궤적을 도시되어 있다. 환언하자면, 도 2에서는 발생된 데이타의 상태가 변화할 때 한 심볼에서 다른 심볼로의 천이(transition)에 대해 도시되어 있다. 측파대 노이즈를 제한시키는 데 사용되는 필터에 의해 참조 부호(202)로 도시된 바람직하지 않은 오버슈트(overshoot)가 발생된다. 이러한 오버슈트(202)는 피크 전력의 증가에 기여하여 이것에 의해 피크 대 평균 전력비가 증가되어 진다. 이러한 피크 대 평균 전력비의 증가에 의해 설계자는 최대 피크 전력을 허용할 수 있는 증폭기를 설계하게끔 되어 제조시에 전력 증폭기의 비용이 고가로 된다. 또한, 피크 대 평균 전력비의 증가에 의해 전력 증폭기의 효율이 감소되어 진다.
휴대용 통신 장치의 설계 시에, 설계자들의 목표는 가능한 저가로 효율성 있는 부품들을 사용하는 데 있다. 전통적으로 전력 증폭기들은 통신 장치의 부품들 중 최고가 부품에 속하여 종종 휴대용 통신 장치를 저가로 하려는 노력에 방해가 되어 왔다. 증폭기의 비용에 직접적으로 관련되는 하나의 변수가 피크 대 평균 전력비이다. 이것은 설계자가 평균 전력보다 상당히 큰 피크 전력을 처리할 수 있는 증폭기를 사용하도록 되어 있기 때문이다. 그러므로, 설계자들의 목표는 다른 성능의 변수를 저하시키지 않고도 피크 대 평균 전력비를 가능한 최대로 감소시키려는 데 있다. 따라서, 다른 성능의 저하를 발생시킴이 없이 피크 대 평균 전력비를 극소화시킬 수 있는 변조 방식이 필요로 된다.
본 발명은 일반적으로 통신 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 변조 효율성이 양호한 통신 장치에 관한 것이다.
도 1은 현재 이용 중인 통신 장치의 관련 부품들에 대한 블럭도.
도 2는 도 1의 통신 장치의 합성 기저대 신호의 크기 및 위상 궤적을 도시.
도 3은 본 발명에 따른 통신 장치의 관련 부품들을 도시.
도 4는 본 발명에 따른 피크 억제 알고리즘의 요소들을 도시.
도 5는 본 발명에 따른 합성 기저대 신호의 크기 및 위상 궤적을 도시.
도 6 및 도 7은 본 발명에 따른 통신 장치의 성능에 대한 아이(eye) 다이어그램.
도 3을 참조해 보면, 본 발명에 따른 통신 장치(300)의 관련 부품들이 도시되어 있다. 마이크로폰(302)은 보코더(304)에 결합된 아날로그 신호를 발생시키며, 보코더(304)에서 이 신호가 디지탈 신호로 변환된다. 보코더(304)는 디지탈 정보 신호를 발생시켜 이것을 디지탈 신호 프로세서(306, DSP)에 인가시킨다. 보코더(304)와 DSP(306)의 결합에 의해 디지탈 변조기(301)가 구성된다. 이 DSP(306)는 본 발명의 원리에 따라 이러한 디지탈 정보 신호를 처리한다. DSP(306)에 대해서는 도 4를 참조하여 상세히 기술하기로 한다. DSP(306)의 출력에서 처리된 신호는 디지탈-아날로그 변환기(308)에 결합되며, 여기서 이 신호는 다시 아날로그 신호로 변환되어 RF 믹서(310)에 인가되어 진다. 이 RF 믹서(310)는 직각 믹서일 수 있으며, 이 아날로그 신호를 국부적으로 발생된 신호(LO)와 혼합시킨다. RF 믹서(310)의 출력은 증폭기(312)에 결합되며, 여기서 혼합된 신호가 증폭되어져 안테나(314)를 통해 전송된다.
도 4를 참조해 보면, 본 발명에 따른 DSP(306)의 필수 구성 요소들이 도시되어 있다. 본질적으로, 랜덤 2진 데이타 발생기(401)는 피크 억제 알고리즘(402)에 결합되어지는 것으로 도시되어 있다. 랜덤 2진 데이타 발생기(401)는 보코더(304) 등의 임의의 디지탈 데이타원일 수 있다. 피크 억제 알고리즘(402)은 심볼 맵핑부(404) 및 심볼 스케일링부(406)를 포함한다. 랜덤 2진 데이타 발생기(401)에서 발생된 디지탈 정보가 심볼 맵핑부(404)에 맵핑되어 각각 심볼 간격 및 개시부를 갖는 데이타 심볼이 발생된다. 이들 데이타 심볼들은 각각 I 및 Q 신호 성분을 갖는 벡터(405)를 통해 표현된다. 환언하자면, 데이타 심볼들은 직교 관계에 있는 벡터 성분들로 표현된다. 피크 억제 알고리즘은 또한 1차원 신호(예를 들어, BPSK)에 의해 동작될 수 있다는 것에 주목할 필요가 있다. I 및 Q 신호 성분들은 벡터(405)의 크기 및 위상을 집합적으로 표현한다. 각 벡터는 시간의 각 순시에서 처리되어지는 비트수에 의해 내용이 결정되는 심볼 간격을 표현한다. 실제로, 데이타 심볼들은 심볼 간격을 통해 각 개시부에서 이들이 분리되는 레이트로 처리된다. 예를 들어, 3비트 시스템의 경우, 벡터(405)는 8가지의 명확한 가능성으로 3비트를 표현한다. 4비트 시스템의 경우, 벡터는 4비트를 표현하며 신호 성좌는 16개의 심볼 위치를 갖고 있다. 바람직한 실시예에서는, 본 발명의 원리를 좀더 쉽사리 이해하도록 하기 위해서 3비트 심볼 간격을 취하였다.
일단 심볼들이 맵핑 되면, 신호 스케일링 프로세스가 착수된다. 이러한 프로세스의 일부로서, 후속하는 필터링 단계에서 오버슈트를 극소화시킬 수 있는 알고리즘에 따라 I 및 Q 성분들의 크기가 변화된다. 이 단계는 펄스 형상 필터(408)를 통해 행해진다. 이 필터의 목적은 심볼들의 고 주파수 성분들을 이들이 전송되기 전에 감소시키려는 데 있다. 그러나, 이러한 특성으로 인해, 이 필터는 하나의 심볼에서 다른 심볼로의 천이 동안 신호 피크를 발생시키려는 경향이 있다. 이들 신호 피크는 증폭기(312)로부터 요구되는 추가의 피크 전력으로 변환된다. 이들 피크의 크기는 심볼의 시퀀스와 필터 특성에 따라 결정된다. 본 발명은 신호 피크를 보상하거나 또는 감소시키는 방식으로 이들 벡터(즉, 405)를 조절하거나 또는 스케일한다. 이러한 보상에 의해 시스템 보전을 유지하면서 증폭기가 불필요한 피크에서 동작하는 것을 방지시킬 수 있다.
데이타 심볼들의 스케일링은 크기 하나에서만 또는 크기 및 위상 모두에서 행해질 수 있다. 환언하자면, I 및 Q 성분의 진폭은 벡터(405)의 위상이 일정하게 유지되도록 변화될 수 있다. 이와는 다르게. I 및 Q 성분의 진폭은 독립적으로 변화되어 벡터(405)의 크기 및 위상 모두 변화될 수 있다.
도 5의 언스케일된 심볼들의 크기는 점선으로 표시된 원(502)으로 도시되어 있다. 이 원은 심볼들이 랜덤 2진 데이타 발생기(401) 및 심볼 맵핑부(404)에 의해 발생될 때의 심볼들의 크기를 나타내는 것이다. 이상적으로는, 증폭기(312)는 이들 일정한 키기의 신호를 증폭시킬 것이다. 그러나, 펄스 형상 필터(408)로 인해 이들 신호의 크기는 펄스 형상 필터의 출력에서 동심원(504)이 형성되는 지점까지 증가된다. 외부원(504)은 증폭기(312) 상에 배치된 오버헤드(overhead)의 크기를 나타낸다. 실제로, 두 동심원(502 및 504) 간의 직경 거리는 필터 되지 않은 심볼들과 필터된 심볼들 간의 크기 차를 나타낸다. 이러한 차가 바람직하지 않은 피크 전력으로 직접 변환되는 것이다. 심볼들의 스케일링은 이 원의 직경의 수축량이 되어 증폭기(312)에서 요구하는 피크가 낮아진다.
스케일링 알고리즘은 심볼들의 시퀀스를 고찰하여 이들 심볼들이 발생기(401)에서 발생될 때 각 심볼들에서 필요로 되는 변경을 결정한다. 알고리즘은 이러한 결정 중에 필터 특성을 이용한다. 도 5에서는 스케일된 후의 여러 심볼들에 대한 위상 및 크기 궤적을 도시하고 있다. 언스케일된 심볼들은 참조 부호(506)로 도시하는 반면에, 그들에 대응하는 스케일된 심볼들은 참조 부호(508)로 도시된다. 이 예에서는 우리는 5개 심볼이 전송되는 것으로 한다. 제1 심볼(501)은 피크가 발생되지 않을 경우 변화되지 않는다. 다음 심볼은 방사상으로 스케일 다운되어 명목상으로는 시간 지연된 필터된 심볼들 간의 상호 작용으로 인해 생겨날 수 있는 신호 피크가 방지된다.
제3 심볼은 신호 피크 크기를 피하기 위해 유사하게 스케일 다운된다. 제4 심볼은 유사하게 스케일 다운된다. 제5 심볼은 제4 심볼로부터 천이 동안 발생되는 작은 신호 크기로 인해 스케일 업된다. 심볼을 완전하게 유지하고 정보의 유실을 방지하는 방식으로 심볼 스케일링이 달성된다.
피크 억제 알고리즘은 각 심볼 간격 동안 기저대 신호의 순간 전력을 결정한다. 신호의 스케일링은 피크 전력 및 심볼 간격의 해당 타임 위치의 결정에 직접 후속된다. 이러한 상황하에서, 기저대 신호에 관련된 평균 전력도 또한 결정된다. 사용가능한 피크 전력 정보의 경우, 알고리즘은 복합 기저대 신호의 피크 전력이 발생되는 시간을 결정한다. 그 후, 인접 심볼 간격과 관련된 심볼의 I 및 Q 성분이 변경된다. 이 성분들의 크기는 복합 신호의 크기만이 변화되는 시간과 동일하게 방사상으로 스케일될 수도 있다. I 및 Q 성분의 독립적이고 동등하지 않은 스케일링은 복합 신호의 위상 및 크기를 스케일링할 수 있다.
요약하면, 보코더(304) 및 심볼 맵핑부(404)에 의해 발생된 디지탈 데이타 심볼은 본 발명의 원리를 유용하게 이용하기 위해 피크 억제 알고리즘(402)을 통해 처리된다. 이러한 맵핑의 결과로서 발생된 데이타 심볼은 I(동상) 및 Q(직교) 성분을 통해 표현된다. 그 후, I 및 Q 성분은 피크 억제 알고리즘 블럭(402)의 심볼 스케일링부(406)를 통해 동적으로 스케일된다. I 및 Q 성분의 스케일링은 펄스 형상 필터(408)를 통해 발생되는 필터링 동작이 예상된다. 심볼 스케일링은 기저대 신호(I 및 Q 성분으로 구성됨)의 크기 및 위상 전도를 간단하게 추적한다. 논의된 바와 같이, 종래 기술이 갖는 문제점은 펄스 형상 필터가 심볼 천이 동안 신호 피크를 발생한다는 점이다. 본 발명은 이러한 피크 신호의 문제점을 극소화하기 위한 방법을 제공한다. 본 발명은 데이타 심볼의 I 및 Q 성분을 스케일링함으로써, 신호 피크의 크기를 극소화시켜 증폭기(312)에 대한 피크 전력 요구를 감소시키는 것을 목적으로 한다.
양호한 실시예에서 사용된 알고리즘은 성좌 맵핑부(404)에 의해 발생된 데이타 심볼을 수용하여 그 심볼들을 처리한 후 펄스 형상 필터(408)에 출력한다. 특히, 알고리즘은 데이타 심볼을 반복 처리되는 입력 데이타 블럭에 순차적으로 누적한다. 프로세스 완료후 입력 데이타 블럭은 출력 데이타 블럭에 복사되며 스케일된 심볼은 펄스 형상 필터(408)에 순차적으로 출력된다. 일정 심볼 레이트를 유지하기 위해, 새로이 도달된 데이타 심볼들은 스케일된 심볼이 출력 블럭으로부터 시프트되는 동안 무효로 된 입력 데이타 블럭으로 시프트된다. 따라서, 프로세스 시간이 미미하다고 가정되는 경우, 알고리즘에 의해 발생된 전송 지연은 대략 (블럭 사이즈)/(심볼 레이트) 초와 대략 동일해진다. 블럭 사이즈는 블럭 내의 심볼들이 총 전송된 데이타 심볼 시퀀스의 통계적 특성을 정확히 나타낸다는 것을 보증하기에 충분히 커야 한다.
성공적인 입력 데이타 심볼 블럭의 개체수에 대해, 알고리즘은 입력 심볼 블럭에 의해 정의된 각 심볼 간격마다 다수의 값을 결정하도록 진행한다. 이들 값은 (1) 피크 전송 신호 크기, (2) 피크의 타임 위치, 및 (3) 피크 크기의 피크 스케일 계수이다. 알고리즘은 펄스 형상 필터 함수를 적당한 데이타 심볼에 적용함으로써 심볼 간격에 대한 이들 값을 결정한다. 특정 심볼 간격에 걸쳐 신호를 계산하는데 사용된 데이타 심볼의 수는 펄스 형상 필터 함수의 임펄스 응답에 따른다. 소망의 심볼 간격에서 상당한 신호 크기를 발생하기 위해 펄스 형상과 결합된 모든 심볼들은 이들 계산시 포함되어야 한다. 펄스 형상 필터(408)의 임펄스 응답은 또한 연속적인 심볼 블럭들 사이에 얼마나 많은 심볼 중첩이 존재하는지를 결정한다.
알고리즘은 그 간격 동안 피크 스케일 계수를 결정하기 위해 특정 심볼 간격에 대한 피크 전송 신호 크기를 사용한다. 피크 스케일 함수는 피크 신호값에 적용된다. 피크 스케일 함수는 피크 크기가 몇몇 기준 값보다 큰 경우 네거티브 피크 스케일 계수, 및 피크 크기가 몇몇 기준 값보다 작은 경우 포지티브 피크 스케일 계수를 발생하도록 규정된다. 이러한 스케일 계수의 크기는 피크 크기와 기준값 사이의 차로 인해 증가된다. 기준값은 통상 소망의 피크 크기와 동일하다. 알고리즘은 각각의 심볼 간격에 대한 피크 스케일 계수 및 대응하는 피크 타임 위치를 2개의 개별 벡터로 저장한다. 이들 값은 블럭 내의 심볼에 대한 심볼 스케일 계수를 결정하는데 순차적으로 사용된다.
피크 스케일 계수 및 관련 타임 위치의 성공적인 결정 후, 알고리즘은 각각의 데이타 심볼에 대란 심볼 스케일 계수를 계산한다. 특정 심볼 스케일 계수를 결정하기 위해, 알고리즘은 특정 심볼에 바로 인접한 2개의 심볼 간격으로부터 피크 정보를 사용한다. 이들 2개의 간격은 좌측 및 우측 간격으로 불린다. 심볼 스케일 함수는 피크가 특정 심볼로부터 배치된 상대적 타임 거리만큼 좌측 피크 스케일을 가중시킨다. 마찬가지로, 우측 피크 스케일 계수는 특정 심볼로부터 상대적 거리만큼 가중된다. 2개의 가중된 스케일 계수들은 심볼 스케일 계수를 결정하기 위해 단위 값과 합산된다. 이러한 방식에서, 특정 심볼에 근접하게 위치된 신호 피크는 심볼에 대한 스케일 계수에 대해 효과가 크다.
각각의 심볼 스케일 계수가 결정된 후, 알고리즘은 소망의 평균 전력을 유지하기 위해 심볼 스케일 계수를 표준화한다. 펄스 형태가 단위 평균 에너지를 가지고 각각의 심볼들이 독립적이고 동일하게 분배된다고 가정하면, 평균 전력(Ps)은 제곱 스케일 심볼 크기를 단순히 평균함으로써 계산된다. 소망의 평균 전력은 통상 언스케일된 전송 신호(Pu)의 평균 전력과 동일하다. 따라서, 표준화 계수는 Sqrt(Pu/Ps)와 동일하다. 단위 심볼 크기의 순환성 PSK 성좌의 경우에 Ps는 단순히 심볼 스케일 계수의 평균과 동일하다.
알고리즘은 특정수의 반복 또는 타겟 피크-평균 전력비가 얻어질 때까지 상술된 심볼 프로세스 단계를 반복한다. 이들 조건들 중 하나가 만족된 후, 알고리즘은 적절한 최종 심볼 스케일 계수만큼 데이타 심볼을 스케일하며 스케일된 심볼들을 출력 블럭에 복사한다. 그 후, 알고리즘은 성좌 맵핑부로부터 새로운 언스케일된 심볼을 입력 블럭에 동시에 로드시키면서 스케일된 심볼을 펄스 형상 필터에 순차적으로 출력하도록 진행한다.
다른 실시예에서, 피크 억제 알고리즘은 그들을 스케일링하기 위한 경계를 발생하기 위해 각 데이타 심볼 둘레에 가상 구면을 발생한다. 구면 경계는 위상 및 크기 이동 및 스케일링에 대한 제한을 설정하는 것을 돕는다. 이러한 스케일링은 증폭기(312)에 대한 피크 전력 요구를 극소화하도록 한다.
간략히 설명하면, 스케일링 알고리즘은 보코더(304) 및 심볼 맵핑부(404)에 의해 발생되는 심볼의 위상 및 크기를 주시하며 필터(408)의 출력의 신호 피크(오버슈트의 범위)의 크기를 추정한다. 각 심볼에 대해 수행되어야 하는 스케일링의 레벨 및 방향을 결정할 때 이러한 신호 피크의 추정이 고려된다. 그렇게 할 때, I 및 Q 성분은 불가피한 신호 피크의 효과를 극소화하기에 충분한 보상으로 필터(408)에 제공된다. 보상은 증폭기(312)에 대한 피크 전력 요구를 극소화한다. 본 발명의 이득이 없어도 증폭기(312)는 원(504)으로 표시된 바와 같이 피크 전력 요구를 처리할 수 있어야 한다고 평가된다. 추가적 요청은 증폭기(312)의 비용을 상당히 상승시킨다. 평균 전력에 대해 피크 전력의 증가는 증폭기(312)의 효율에 악영향을 미친다. 휴대용 무선 디바이스는 특히 효율면에서 추가적 감소를 고려하여 불리하다.
본 발명의 원리는 증폭되기 전에 전송 파형의 피크를 억제하기 위한 일반적인 방법을 제공한다. 데이타 심볼의 크기는 인접 심볼의 값 및 펄스 필터 응답에 따라 약간 조정된다. 그 결과는 보다 일정한 크기 레벨을 유지하는 전송 파형이다. 알고리즘은 데이타의 블럭에 작용한다(통상 최상 동작시 약 50 내지 500 심볼). 피크 억제 알고리즘은 다음과 같이 간략히 설명될 수 있다.
단계 1 : 블럭의 데이타 심볼 및 사용될 펄스 형태에 기초하여, 전송된 파형을 구성하는 단계.
단계 2 : 전송된 파형의 각 심볼 간격마다, 파형의 피크값을 해당 간격, 해당 피크의 위치 및 피크 스케일 계수면에서 계산하는 단계.
단계 3 : 피크 스케일 계수 및 그 위치에 기초하여, 각각의 데이타 심볼의 높이를 재스케일하는 단계.
단계 4 : 스케일된 데이타 심볼을 사용하여 단계 1-3을 반복하는 단계. 더이상(또는 매우 조금) 피크 억제가 달성될 수 없을 때까지 이 절차를 계속 반복한다. 피크 억제 알고리즘을 사용하면 몇몇 경우에 파워 증폭기의 효율이 배가되거나 휴대용 무선 장치의 배터리 수명이 동등하게 배가될 수 있다.
도 5를 다시 한번 참조하면, 내부원 위의 도트(506)는 필터링되지 않은 심볼의 크기를 나타낸다. 외부 원(504)에 의해 도시된 경계까지 줄곧 이들 심볼이 오버슈트되는 것을 피하기 위해, (508)로 도시된 바와 같이 스케일된다. 도시된 바와 같이, 에러 및 피크 신호 크기를 극소화시키기 위해 몇몇 심볼은 스케일 다운되지만 다른 나머지 심볼들은 스케일 업된다.
스케일된 심볼은 피크 전력 요구를 감소시키므로 증폭기의 효율을 향상시킨다. 또한, 파워 증폭기의 피크-평균 전력 요구가 감소되었다. 이러한 감소는 증폭기(312)의 비용 감소로 변환된다.
변조의 정확도에 대해 최소한의 영향으로 시스템의 성능의 향상이 달성된다. 도 6은 피크가 억제되는 변조 신호의 아이 다이어그램을 도시한다. 아이 오프닝(602)은 에러 성능을 유지하기에 충분히 넓은 오프닝을 갖는다. 사용가능한 변조 기술이 고도로 정확할 때에만 바람직한 변조 기술로서 매우 중요하다. 위상 및 크기를 사용하는 변조 이외에, 본 발명의 원리는 정보를 운송하기 위해 신호의 위상 및 크기를 이용하는 QAM 시스템에 적용가능하다.

Claims (17)

  1. 디지탈 정보를 변조하는 방법에 있어서,
    상기 디지탈 정보를 발생하는 단계;
    각각이 개시부를 갖고 있는 데이타 심볼들을 발생하기 위해 상기 디지탈 정보를 성좌 다이어그램으로 맵핑하는 단계;
    심볼 간격을 경유해서 상기 데이타 심볼들 각각의 개시부에서 상기 데이타 심볼들을 분리하는 레이트(rate)로 상기 데이타 심볼을 처리하는 단계;
    상기 데이타 심볼들을 I 및 Q 신호 성분으로 나타내는 단계; 및
    평균 전력을 유지하면서 피크 전력을 줄이기 위해 상기 I 및 Q 신호 성분을 스케일링하는 단계를 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 처리 단계는 스펙트럼 효율을 극대화하고 기저대 I 및 Q 신호를 발생하기 위하여 상기 I 및 Q 신호 성분을 필터링하는 단계를 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 기저대 I 및 Q 신호의 평균 전력을 결정하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  4. 제2항에 있어서, 각각의 심볼 간격에 걸처서 상기 기저대 I 및 Q 신호의 순간 피크 전력을 결정하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 기저대 I 및 Q 신호의 상기 순간 피크 전력이 각각의 심볼 간격에서 나타나는 시간을 결정하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  6. 제2항에 있어서, 합성 기저대 신호를 발생하기 위하여 상기 기저대 I 및 Q 신호를 결합하는 단계를 더 포함하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 합성 기저대 신호의 평균 전력을 결정하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  8. 제6항에 있어서, 각각의 심볼 간격에서 상기 합성 기저대 신호의 피크 전력을 결정하는 단계를 더 포함하는 디지탈 정보 변조 방법.
  9. 디지탈 정보 발생기;
    각각이 하나의 심볼 간격을 갖고 있는 데이타 심볼들을 발생하기 위하여 상기 디지탈 정보를 성좌 다이어그램으로 맵핑하는 수단;
    상기 데이타 심볼들을 I 및 Q 신호 성분으로 나타내는 수단; 및
    피크-대-평균 전력비를 감소시키기 위하여 상기 I 및 Q 신호 성분의 진폭을 동적으로 변경하는 수단을 구비하는 디지탈 변조기.
  10. 제9항에 있어서, 최대 스펙트럼 효율로 기저대 I 및 Q 신호를 발생하기 위한 필터를 더 구비하는 디지탈 변조기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 기저대 I 및 Q 신호의 평균 전력을 결정하는 수단을 더 구비하는 디지탈 변조기.
  12. 제10항에 있어서, 각각의 심볼 간격에 걸처서 상기 기저대 I 및 Q 신호의 순간 피크 전력을 결정하는 수단을 더 포함하는 디지탈 변조기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 기저대 I 및 Q 신호의 피크 전력이 각각의 심볼 간격에서 나타나는 시간을 결정하기 위한 타이머를 더 포함하는 디지탈 변조기.
  14. 제10항에 있어서, 합성 기저대 신호를 발생하기 위하여 상기 기저대 I 및 Q 신호를 결합하는 결합기를 더 포함하는 디지탈 변조기.
  15. 디지탈 정보 발생기;
    각각이 크기 및 위상을 갖고 있는 데이타 심볼들을 발생하기 위하여 상기 디지탈 정보를 다차원 성좌로 변환시키기 위한 수단; 및
    피크-대-평균 전력비를 극소화 시키기 위하여 상기 데이타 심볼의 크기 및 위상이 변경될수 있는 곳인 각각의 데이타 심볼을 둘러싸는 구면(sphere)를 형성하는 수단을 포함하는 디지탈 변조기.
  16. 디지탈 정보 발생기;
    각각이 크기를 갖고 있는 데이타 심볼들을 발생하기 위하여 적어도 하나의 디멘젼을 갖고 있는 신호 성좌로 상기 디지탈 정보를 변환하는 수단; 및
    심볼 천이시에 바람직하지 않은 피크 전력이 발생하는 것을 피하기 위하여 상기 데이타 심볼의 크기를 동적으로 스케일링하여 피크-대-전력비를 극소화시키는 수단을 포함하는 디지탈 변조기.
  17. 디지탈 정보 발생기, 각각이 크기를 갖고 있는 데이타 심볼들을 발생하기 위하여 적어도 하나의 디멘젼을 갖고 있는 신호 성좌로 상기 디지탈 정보를 변환하는 수단 및 심볼 천이시에 바람직하지 않은 피크 전력이 발생하는 것을 피하기 위하여 상기 데이타 심볼의 크기를 동적으로 스케일링하여 피크-대-전력비를 극소화시키는 수단을 포함하는 디지탈 변조기;
    상기 데이타 심볼을 증폭하는 증폭기; 및
    상기 데이타 심볼을 전송하기 위한 안테나를 포함하는 통신 장치.
KR1019970709348A 1995-06-12 1996-05-23 피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치 KR100264025B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/489,630 US5621762A (en) 1995-06-12 1995-06-12 Radio with peak power and bandwidth efficient modulation
US8/489,630 1995-06-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19990022879A true KR19990022879A (ko) 1999-03-25
KR100264025B1 KR100264025B1 (ko) 2000-08-16

Family

ID=23944636

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970709348A KR100264025B1 (ko) 1995-06-12 1996-05-23 피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치

Country Status (14)

Country Link
US (1) US5621762A (ko)
EP (1) EP0883953A4 (ko)
JP (1) JPH11507791A (ko)
KR (1) KR100264025B1 (ko)
CN (1) CN1106103C (ko)
AU (1) AU702758B2 (ko)
BR (1) BR9609362A (ko)
CA (1) CA2224572C (ko)
CZ (1) CZ402197A3 (ko)
DE (1) DE19681454T1 (ko)
GB (1) GB2317795B (ko)
NZ (1) NZ309293A (ko)
SE (1) SE522841C2 (ko)
WO (1) WO1996042161A1 (ko)

Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5727026A (en) * 1995-11-15 1998-03-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for peak suppression using complex scaling values
US5796784A (en) * 1996-03-27 1998-08-18 Motorola, Inc. Method and apparatus for modifying amplitude of at least one symbol
US6373901B1 (en) * 1996-04-04 2002-04-16 Motorola, Inc. Method and apparatus for conditioning modulated signals using window expansion
US5696794A (en) * 1996-04-04 1997-12-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for conditioning digitally modulated signals using channel symbol adjustment
JP3311950B2 (ja) * 1996-12-19 2002-08-05 富士通株式会社 符号多重無線装置
US6157679A (en) * 1997-10-17 2000-12-05 Motorola, Inc. Method of adding encryption/encoding element to the modulation/demodulation process
US6130918A (en) * 1997-12-01 2000-10-10 Nortel Networks Limited Method and apparatus for reducing the peak-to-average ratio in a multicarrier communication system
US6005897A (en) * 1997-12-16 1999-12-21 Mccallister; Ronald D. Data communication system and method therefor
DE19808993C2 (de) * 1998-03-03 2003-12-18 Fraunhofer Ges Forschung Verfahren zur Spitzenwertreduktion bei Einträger-modulierten oder Mehrträger-modulierten, digitalen Sendesignalen
EP0940925A1 (en) * 1998-03-05 1999-09-08 Lucent Technologies Inc. System and method to reduce the peak-to-average power ratio in a DS-CMDA transmitter
US6266320B1 (en) * 1998-04-08 2001-07-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Amplitude limitation in CDMA system
US6314146B1 (en) 1998-06-05 2001-11-06 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Peak to average power ratio reduction
US6512797B1 (en) 1998-04-20 2003-01-28 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Peak to average power ratio reduction
US6424681B1 (en) * 1998-04-20 2002-07-23 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Peak to average power ratio reduction
US6137841A (en) * 1998-05-01 2000-10-24 Nortel Networks Corporation Signal power adjustment for QAM communication systems
GB2339514A (en) * 1998-07-11 2000-01-26 Motorola Ltd Cellular communication system with reduced power variation
US6104761A (en) 1998-08-28 2000-08-15 Sicom, Inc. Constrained-envelope digital-communications transmission system and method therefor
US6366619B1 (en) 1998-08-28 2002-04-02 Sicom, Inc. Constrained-envelope transmitter and method therefor
SE513863C2 (sv) * 1999-01-29 2000-11-20 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande och anordning för klippning i ett CDMA-system
US6242975B1 (en) 1999-05-25 2001-06-05 Conexant Systems, Inc. Envelope peak and trough limiting to improve amplifier efficiency and distortion characteristics
US6128350A (en) * 1999-08-24 2000-10-03 Usa Digital Radio, Inc. Method and apparatus for reducing peak to average power ratio in digital broadcasting systems
JP2001069184A (ja) * 1999-08-31 2001-03-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd リミッタ方法およびリミッタ装置
US6449302B2 (en) * 2000-04-19 2002-09-10 Powerwave Technologies, Inc. System and method for peak power reduction in spread spectrum communications systems
EP1293058A4 (en) * 2000-06-20 2008-04-09 Powerwave Technologies Inc SYSTEM AND METHOD FOR REDUCING TOTAL PERFORMANCE IN MULTIPLE TRANSMISSION SYSTEMS
EP1302045A2 (en) * 2000-07-21 2003-04-16 PMC-Sierra Ltd. Reduction of peak to average power ratio
US6535073B1 (en) * 2000-08-08 2003-03-18 Advanced Micro Devices, Inc. Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling
US6377635B1 (en) * 2000-10-26 2002-04-23 International Business Machines Corporation Method and apparatus for viterbi detection of generalized partial response signals using partial matched filter and matched filter metrics
EP1367795A1 (en) * 2001-03-06 2003-12-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signal processing apparatus and signal processing method
US7046973B2 (en) * 2001-06-01 2006-05-16 Nokia Corporation Method and circuitry for high power amplifiers with voltage conversion to avoid performance degradation, system shutdown and permanent damage in case of worst case data pattern
GB2377141B (en) 2001-06-29 2005-03-23 Nokia Corp A transmitter
US7170952B2 (en) 2001-07-02 2007-01-30 Powerwave Technologies, Inc. System and method for post filtering peak power reduction in communications systems
US7095798B2 (en) 2001-08-02 2006-08-22 Powerwave Technologies, Inc. System and method for post filtering peak power reduction in multi-carrier communications systems
US6928121B2 (en) 2001-09-28 2005-08-09 Intersil Americas, Inc. Digital transmitter with constrained envelope and spectral regrowth over a plurality of carriers
US6999522B2 (en) 2001-09-28 2006-02-14 Intersil Americas, Inc. Constrained-envelope digital communications transmitter and method therefor
US7054385B2 (en) * 2001-10-22 2006-05-30 Tropian, Inc. Reduction of average-to-minimum power ratio in communications signals
US8331490B2 (en) * 2001-10-22 2012-12-11 Panasonic Corporation Methods and apparatus for conditioning communications signals based on detection of high-frequency events in polar domain
US20070211829A1 (en) * 2001-10-22 2007-09-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for pulse optimization for non-linear filtering
EP1331743A1 (en) * 2002-01-18 2003-07-30 Alcatel A method and an electronic circuit for clipping of signals, especially CDMA or OFDM signals, with multiple inputs and outputs
US7697591B2 (en) * 2002-08-26 2010-04-13 Texas Instruments Incorporated Crest factor reduction processor for wireless communications
ATE264584T1 (de) 2002-08-30 2004-04-15 Cit Alcatel Verfahren zur signalspitzenskalierung und entsprechender sender
US7450539B1 (en) 2003-02-11 2008-11-11 Analog Devices, Inc. Power regulation for a multi-carrier communication system
US7239676B2 (en) * 2003-06-04 2007-07-03 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
US7277494B2 (en) * 2003-06-04 2007-10-02 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
US7239674B2 (en) * 2003-06-04 2007-07-03 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
US7352797B2 (en) * 2003-06-30 2008-04-01 Conexant Systems, Inc. Procedure for BPSK modulation with reduced envelope peaking
US7729410B2 (en) * 2003-06-30 2010-06-01 Nxp B.V. Procedure for BPSK demodulation corresponding to BPSK modulation with reduced envelope peaking
US20070047431A1 (en) * 2003-12-02 2007-03-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio transmission apparatus and peak power suppression method in multicarrier communication
US7542517B2 (en) 2004-02-02 2009-06-02 Ibiquity Digital Corporation Peak-to-average power reduction for FM OFDM transmission
GB2432981B (en) * 2005-11-30 2007-12-27 Motorola Inc Apparatus and method for amplitude variation reduction of a signal
JP4750592B2 (ja) * 2006-03-17 2011-08-17 富士通株式会社 ピーク抑圧方法、ピーク抑圧装置、無線送信装置
US7889800B2 (en) * 2007-05-31 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Memory-saving method for generating soft bit values from an OFDM signal
GB2483290B (en) * 2010-09-03 2015-07-22 Nvidia Technology Uk Ltd Transmitting a signal from a power amplifier
KR101512543B1 (ko) 2012-04-27 2015-04-15 삼성전기주식회사 피크 억제 기능을 갖는 베이스 밴드 처리기, 송신 장치 및 송신 방법
US9077327B2 (en) * 2013-11-04 2015-07-07 Texas Instruments Incorporated Optimized peak detector for the AGC loop in a digital radio receiver
US9768889B2 (en) * 2015-12-14 2017-09-19 Maxlinear Asia Singapore PTE LTD Adaptive symbol mapping modulation
US10084631B2 (en) * 2016-06-06 2018-09-25 Ramot At Tel-Aviv University Ltd. Technique for PAPR reduction in communication channel

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6177452A (ja) * 1984-09-25 1986-04-21 Nec Corp 多値直交振幅変調方法および装置
CA1301864C (en) * 1987-02-19 1992-05-26 Sadao Takenaka Multilevel amplitude modulation and demodulation communication system
JPH02217045A (ja) * 1989-02-17 1990-08-29 Fujitsu Ltd 信号点配置方式
US5159610A (en) * 1989-05-12 1992-10-27 Codex Corporation Trellis precoding for modulation systems
US5381449A (en) * 1990-06-12 1995-01-10 Motorola, Inc. Peak to average power ratio reduction methodology for QAM communications systems
US5164963A (en) * 1990-11-07 1992-11-17 At&T Bell Laboratories Coding for digital transmission
US5394440A (en) * 1991-02-06 1995-02-28 General Datacomm, Inc. High speed modem systems incorporating distribution preserving Tomlinson encoding and decoding for secondary channels
US5282226A (en) * 1992-04-27 1994-01-25 Hughes Aircraft Company System and method for transmission of bursts of digital information
IT1259012B (it) * 1992-07-27 1996-03-11 Alcatel Italia Metodo e circuiti per la riduzione della potenza di picco del segnale filtrato trasmesso in un collegamento di tipo numerico
US5406588A (en) * 1993-05-28 1995-04-11 Motorola, Inc. Method and apparatus for mitigating distortion effects in the determination of signal usability

Also Published As

Publication number Publication date
SE9704633D0 (sv) 1997-12-12
GB2317795B (en) 1999-10-20
CZ402197A3 (cs) 1998-05-13
AU702758B2 (en) 1999-03-04
DE19681454T1 (de) 1998-08-20
WO1996042161A1 (en) 1996-12-27
NZ309293A (en) 1999-04-29
GB9726272D0 (en) 1998-02-11
CN1191647A (zh) 1998-08-26
JPH11507791A (ja) 1999-07-06
EP0883953A4 (en) 2001-09-19
BR9609362A (pt) 2004-06-29
CA2224572C (en) 2000-09-12
GB2317795A8 (en) 1998-04-16
CN1106103C (zh) 2003-04-16
AU5929496A (en) 1997-01-09
US5621762A (en) 1997-04-15
SE9704633L (sv) 1998-02-05
KR100264025B1 (ko) 2000-08-16
GB2317795A (en) 1998-04-01
SE522841C2 (sv) 2004-03-09
EP0883953A1 (en) 1998-12-16
CA2224572A1 (en) 1996-12-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100264025B1 (ko) 피크 전력 및 대역폭의 변조 효율이 양호한 무선 장치
US6647073B2 (en) Linearisation and modulation device
US5930299A (en) Digital modulator with compensation and method therefor
US5696794A (en) Method and apparatus for conditioning digitally modulated signals using channel symbol adjustment
EP0904650B1 (en) Transmitter for qam encoded data
US5606578A (en) Radio with peak power and bandwidth efficient modulation using asymmetric symbol constellations
EP1304826B1 (en) Waveform generation for interplex modulation
US7020070B2 (en) Selectively controlled modulation distortion of an IQ-baseband signal
US8804869B2 (en) OFDM PAPR reduction using cancelation vectors
WO1997038503A1 (en) Method and apparatus for conditioning modulated signals for digital communications
AU4038199A (en) Method and apparatus for limiting the amplitude of a transmission signal
US5463355A (en) Wideband vector modulator which combines outputs of a plurality of QPSK modulators
JP4617232B2 (ja) 送信機
KR20010042541A (ko) 코드 분할 다중 접속 시스템에서의 진폭 제한
WO2003005594A1 (en) System and method for post filtering peak power reduction in communications systems
JP3537988B2 (ja) 無線送信装置
US6147984A (en) Method and apparatus for peak limiting in a modulator
JP3209157B2 (ja) ピーク制御装置
JP3331978B2 (ja) ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法
MXPA97010065A (es) Radio con modulacion eficiente de potencia pico yamplitud de banda
EP1405427B1 (en) System and method for post filtering peak power reduction in communications systems
EP0768782A1 (en) Wide-band microwave vector modulator
JPH0846660A (ja) デジタル信号変調回路
JPH10303995A (ja) 変調装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20070406

Year of fee payment: 8

LAPS Lapse due to unpaid annual fee