KR19980024329A - 스플릿 모뎀 - Google Patents

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KR19980024329A
KR19980024329A KR1019970045707A KR19970045707A KR19980024329A KR 19980024329 A KR19980024329 A KR 19980024329A KR 1019970045707 A KR1019970045707 A KR 1019970045707A KR 19970045707 A KR19970045707 A KR 19970045707A KR 19980024329 A KR19980024329 A KR 19980024329A
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mdsl
modem
line
data
channel
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Application number
KR1019970045707A
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English (en)
Inventor
마이클 오. 폴리
테렌스 제이. 릴리
윌리엄 씨. 팀
Original Assignee
윌리엄 비. 켐플러
텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
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Abstract

본 발명에 따라 음성-대역 주파수 대역(voice-band frequency band) 및 더 높은 주파수 대역들에서 선택적으로 동작하는 모뎀이 제공된다. 이 모뎀은 DMT 및 CAP 같은 멀티플 라인 코드(multiple line code)를 지원한다.
이 모뎀은 디지털 신호 프로세서(DSP)를 사용하여서, 다중 음분리(DMT) 및 무반송파 AM/PM(CAP) 같은 상이한 기존의 ADSL 라인 코드들이 동일한 하드웨어 플랫폼 상에서 이행될 수 있다. 모뎀은 실시간으로 소망된 라인 송신 속도에 대해서 라인 조건 및 서비스-가격 요구를 조화시키도록 교섭한다(negotiate).
라인 코드 및 속도 교섭 프로세스는 각 통신 세션의 시작에서 모뎀들 간의 톤들의 교환을 통하여 이행될 수 있다. 4단계 MDSL 모뎀 초기화 프로세스는 라인 코드 및 속도 양립성을 위해 제공된다.
CAP 기본 MDSL 모뎀들(CAP based MDSL modem)에 대한 새로운 동기화 시동 과정이 제공된다. 핸드셰이크 프로토콜(handshake protocol) 및 수신기 알고리즘은 표준 전화 트위스트-페어 배선(standard telephone twisted-pair wire) 같은 심각한 진폭 변조 왜곡 채널들 상에서 신뢰성 있는 모뎀 동기화를 가능하게 한다. 알고리즘은 수신기에서 동기화 이퀄라이저를 트레인시키기 위해 쇼트 렝쓰 시퀀스(short length sequence)를 사용한다. 이 시퀀스를 트레이닝시킨 후에, 반전된 동기 시퀀스를 검출하기 위해 매치 필터 또는 상관기가 사용된다. 반전된 시퀀스의 검출함으로써 CAP 복조 이퀄라이저의 정규 기준 트레이닝(normal reference training)의 시작의 신호를 보낸다.
MDSL 라인 접속 관리 프로세스(line connection management process)는 원격통신 광역망 환경(telecommunication Wide Area Networking environment) 내의 MDSL-C(중앙국 사이트 내의 MDSL) 및 MDSL-R(거주 사이트 내의 MDSL) 간의 라인 접속을 관리하기 위해 간단하고, 효율적이고, 융통성있는 인터페이스를 제공한다. MDSL 모뎀 내의 내부 상태 장치(internal state machine)는 라인 상태를 기록하고 모니터하며 상태 변화를 다른 MDSL 및 호스트 프로세서에 전달한다. 라인 접속 관리 메시지들을 교환하기 위해 사용된 프로토콜은 MDSL에 대한 단순화된 링크 제어 프로토콜(LCP)이다.

Description

스플릿 모뎀
본 발명은 멀티모드 디지털 모뎀, 및 특히 멀티모드 디지털 모뎀을 위한 방법 및 하드웨어를 채용하는 방법에 관한 것이다.
종래의 음성-대역(voice-band) 모뎀은 공중 교환 전화망(PSTN)을 통해 사용자들을 종단간에 접속시킬 수 있다. 그러나, 대역여파기(bandpass filter) 및 PSTN 인터페이스 포인트들에서의 코드들에 의해 제한된 3.5 KHz 대역폭으로 인해 음성-대역 모뎀의 송신 처리량(transmission throughput)은 약 40 Kbps 이하로 제한된다. 다른 한 편으로 컴퓨터 사용자의 트위스트-페어 전화 가입자 루프(twisted-pair telephone subscriber loop)는 사용가능한 대역폭이 더욱 넓다. 가입자 루프의 길이에 따라, 50 dB의 손실에서의 대역폭은 1 MHz의 폭일 수 있다. 로컬 가입자 루프(local subscriber loop)들에 따른 송신 시스템은 일반적으로 디지털 가입자 라인(DSL)이라고 호칭된다.
디지털 포맷의 연예[예, 주문형 비디오(video-on-dimend)] 및 정보(인터넷)로의 대화형 전자 접속(interactive electronic access)에 대한 수요자의 요구가 증가함에 따라, 이러한 요구는 사실상 종래의 음성-대역 모뎀들의 능력을 한계를 초과했다. 그 결과, 각 가정으로의 광섬유 링크, 직접 위성 송신, 및 광대역 동축케이블 등의 다양한 전송 방법들이 제안되었다. 그러나, 이러한 방법들은 종종 너무 비싸고, 기존의 가정으로의 동축케이블 접속을 사용하는 케이블 모뎀 및 가정과 전화 회사 중앙국(CO)을 접속시키는 기존 동선의 트위스트-페어를 사용하는 고속 전송(high bit rate) 디지털 가입자 라인(DSL) 같은 더 싼 대체 방안들이 등장하였다.
몇 가지 디지털 가입자 라인들(DSL) 기술들이 각기 다른 응용분야를 위해 개발되었다. 오리지널 2B1Q 디지털 가입자 라인 기술은 ISDN 기본 속도 접속 채널(Basic Rate Access channel) U-interface로서 사용되었다. 고속 전송 디지털 가입자 라인(HDSL) 기술은 무중계 T1(repeaterless T1) 서비스로서 사용되었다.
DSL 기술을 사용한 종래 기술의 예가 거주지로부터 CO(업스트림)로의 저속 데이터 스트림, 및 CO로부터 거주지(다운스트림)로의 고속 데이터를 제공하는 통신 시스템 규약으로서의 표준 규격에 의해 정의된 전화기 루프에 대해 신호를 전송하는 비대칭 디지털 가입자 라인(ADSL)이다. ADSL 표준은 예를 들어 재래형 전화서비스(POTS) 같은 종래의 음성 전화 통신에 영향을 끼치지 않고 동작하게 한다. ADSL 업스트림 채널은 단순 제어 기능들 또는 저속 데이터 전송 만을 제공한다. 고속 다운스트림 채널은 더욱 높은 처리량을 제공한다. 이 비대칭 정보 흐름은 주문형 비디오(VOD) 같은 응용 분야에 바람직하다.
ADSL 모뎀들은 보통 쌍으로 설치되어서, 한 모뎀은 가정에 설치되고 다른 것은 전화 회사의 중앙국에 설치되어서 그 가정에 대해서 서비스한다. ADSL 모뎀들의 쌍은 동일한 트위스트-페어의 반대쪽 끝에 접속되고 각 모뎀은 트위스트-페어의 다른 끝의 모뎀과만 통신할 수 있으며; 중앙국은 그 ADSL 모뎀으로부터 제공되는 서비스들(예, 영화, 인터넷, 등)로 직접 접속하게 된다. 도 2a는 중앙국에 설치되고 하나는 수요자의 가정에서 퍼스널 컴퓨터 또는 TV 세트-톱 박스에 설치된 ADSL 모뎀의 발견도이다(도 2a는 모뎀용으로 ADSL 대신에 DSL을 사용). ADSL 모뎀은 음성 대역 주파수보다 높은 주파수에서 동작하기 때문에, ADSL 모뎀은 음성-대역 모뎀 또는 전화 통화가 동시에 동작할 수 있다.
전형적인 ADSL-기본 시스템은 CO에 배치되어 영화 또는 다른 데이터-집약적 내용을 제공할 수 있는 서버, 및 거주지에서 데이터를 수신하고 재결합시킬 뿐만 아니라 제어 정보를 CO로 역전송할 수 있는 세트-톱-박스를 포함한다. 다운스트림 내용의 의미있는 디스플레이 또는 사용은 전형적으로 모뎀을 통한 서스테인된 데이터 레이트를 요구한다. 계속된 데이터 속도 요구로 인해, ADSL 시스템들은 기본적으로 특정 동작 조건하에서 특정 속도로만 동작하도록 설계되어있다. 가입자 라인이 품질 요구에 부합하는 경우, ADSL 모뎀은 기능할 수 있으며, 그렇치않으면 새로운 라인 설비가 설치되어야 하거나, 또는 라인 품질이 향상되어야 한다.
특히, ANSI 표준 ADSL은 기존의 트위스트-페어 상에서 가정으로 최대 6Mbps의 송신(다운스트림) 및 가정으로부터의 최대 640 Kbps의 수신(업스트림)을 요구한다.
ADSL 모뎀은 전화 시스템 상에서 디지털 통신을 위해 현재 사용되는 음성-대역 모뎀들과는 여러 관점에서 다르다. 가정에서의 음성-대역 모뎀은 실질적으로 디지털 비트를 음성-대역(30㎐-3.3KHz) 내의 변조된 톤들로 변화시켜서, 신호들이 전화기 세트에서 발생된 보통의 음성 신호들인 것처럼 송신될 수 있다. 이어서 수신 가정에서의 음성-밴드 모뎀은 수신된 신호로부터 디지털 비트들을 복구시킨다. 현재의 ITU V-시리즈 음성-대역 모뎀 표준(예, V.32 및 V.34)은 최대 33.6Kbps의 비트 속도의 송신을 요구하는데; 이것조차도 실시간 비디오용으로는 매우 느리며 인터넷 그래픽 용으로도 매우 느리다. 대조적으로, ADSL 모뎀은 음성-대역보다 더 높은 주파수 범위에서 동작하며; 이것은 더 높은 데이터 속도를 가능하게 한다. 그러나, 트위스트-페어 가입자 라인은 주파수 및 라인 길이에 따라 왜곡과 손실이 증가하고; 따라서 ADSL 표준 데이터 속도는 예를 들어 26 게이지 라인들에 대해서는 9,000 피트(9kft), 또는 24 게이지 라인들에 대해서는 12kft의 가입자 라인들의 길이에 대해서 획득가능한 최대 속도에 의해 결정된다.
음성-대역 모뎀 데이터 속도는 적어도 다음의 인자들에 의해 제한된다: 1) 중앙국의 라인 카드들의 샘플링률은 겨우 8KHz임; 2) 라인 카드들 상에서 사용된 A/D 및 D/A 컨버터들의 낮은 비트 분해능은 동적 범위를 감소시킴; 3) 가입자 라인(트위스트-페어)의 길이 및 어떤 결합된 전기적 손실. 비록 ADSL 모뎀은 앞서의 2개의 인자는 피할 수 있으나, 그것도 또한 가입자 라인 길이 한계 및 전기적 손실을 겪게된다. 도 4c는 2개의 기존의 배선 사이즈들에 대해서 라인 길이가 증가함에 따라 가입자 라인의 용량이 감소하는 양태를 도시한다. 길이에 따른 유사한 용량 감소가 어떤 타입의 트위스트-페어 가입자 라인 모뎀에도 적용된다.
도 4a는 송신 하드웨어(30)가 비트 인코더(36), 역 고속 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform)(38), P/S(40), 디지털-아날로그 컨버터(42), 송신을 위한 필터 및 라인 드라이버(44) 및 트랜스포머(46)를 포함한 단순 ADSL 모뎀의 블록도이다. 수신부(32)는 트랜스포머 및 필터(48), 아날로그-디지털 컨버터(50), 및 라인 왜곡 보상을 위한 이퀄라이저(52), S/P(54), 고속 푸리에 변환(56), 및 비트 디코더(58)를 포함한다. 신호 누설을 억제하기 위해 송신부로부터 수신부로의 반향 제거 회로가 포함될 수 있다. ADSL 표준은 256개의 4-KHz 반송파 대역들로 분할된 DMT 스펙트럼을 갖는 다중 음분리(discrete multitone; DMT)를 사용하고 직교 진폭 변조(QAM) 타입의 콘스텔레이션이 다른 반송파 대역들에 상관없이 각 반송파 대역 상에 가변수의 비트들을 로드하기 위해 사용된다.
반송파당 비트들의 개수는 테스트 신호가 가입자 라인을 통해 수신 모뎀으로 송신되는 경우에 트레이닝 기간동안에 결정된다. 수신 신호의 측정된 신호 대 잡음비에 기초하여, 수신 모뎀은 최적의 비트 할당을 결정하고, 더욱 많은 로버스트(robust) 반송파 대역들 상에 더욱 많은 비트들을 배치시키고, 그 정보를 송신 모뎀으로 복귀시킨다.
코드된 비트들의 변조는 주파수 영역 코드 비트를 2.048 MHz(4x512)의 샘플링률을 사용하여 D/A 컨버터에 의해 트위스트-페어 상에 놓여지는 시간 영역 신호로 변환하기 위해 512-포인트 역 고속 푸리에 변환을 사용함으로써 매우 효율적으로 이행된다. 수신 ADSL 모뎀은 신호를 샘플링하고 코드된 비트들을 고속 푸리에 변환으로 회복시킨다.
다중 음분리(DMT)는 ADSL 표준에 대한 라인 코드로서 선택되었다. 전형적인 DMT 시스템은 송신기 역 FFT(inverse FFT) 및 수신기 순방향 FFT(forward FFT)를 사용한다. 이상적으로, 패널 주파수 왜곡은 수신기 FFT 다음의 주파수 영역 이퀄라이저에 의해 교정될 수 있다. 그러나, 수신기 FFT 블록의 시작에서의 채널의 지연 확산(delay spread)은 이전 블록으로부터의 부호간 간섭(inter-symbol interference)을 포함한다. 이러한 간섭이 현재 데이터의 블록과 무관하기 때문에, 단지 주파수 영역 이퀄라이저만에 의해서는 취소될 수 없다. 전형적인 해법은 FFT 데이터의 블록이 D/A로 송출되기 이전에 송신기측 상의 FFT 데이터 블록의 앞부분에 프리픽스 데이터(prefix data)의 블록을 첨가한다. 프리픽스 데이터는 FFT 데이터 블록의 마지막 섹션의 반복 카피(repeat copy)이다.
수신기측 상에서, 수신 신호는 순환 프리픽스 데이터(cyclic prefix data)를 제거하기 위해 윈도우된다(windowed). 채널 임펄스 응답의 길이가 프리픽스 길이보다 짧은 경우 이전 FFT 데이터 블록으로부터의 부호간 간섭이 완전히 제거된다. 이어서 주파수 영역 이퀄라이저 기술들이 DMT 서브채널들 내에서 부호내 인터페이스(intra-symbol interface)를 제거하기 위해 적용된다. 그러나, 채널 임펄스 응답이 경우마다 다르기 때문에, 임펄스 응답의 길이가 프리픽스 길이보다 짧다는 보장이 없다. 적응적 시간 영역 이퀄라이저(adaptive time domain equalizer)는 전형적으로 프리픽스 길이 내에서 채널 응답의 길이를 축소시키도록 요구된다.
영역 이퀄라이저 트레이닝 과정은 이전에 연구된 바 있으며(Equalizer Training Algorithms for Multicarrier Modulation Systems, J.S. Chow, J.M. Cioffi, and J.A.C Bingham,1993 International Conference on Communications, pages 761-765, Genava, (May, 1993)), 상응하는 트레이닝 시퀀스가 ADSL 표준 및Recommended Training Sequence for Time-domain Equalizer(TQE) with DMT, J.S. Chow, J.M. Cioffi, 및 J.A.C. Bingham,ANSI T1E1.4 Committee Contribution number 93-086에 명기되어 있다.
다음의 특허들은 DMT 모뎀들과 관련되어 있다: 미국 특허 제5,400,322호, 멀티캐리어 채널들 내에서의 비트 할당 관련 특허; 미국 특허 제5,479,447호, 대역폭 최적화 관련 특허; 미국 특허 제5,317,596호, 반향 제거 관련 특허; 및 미국 특허 제5,285,474호, 이퀄라이저에 관련 특허.
대체적인 DSL 모뎀 제안은 DMT가 아닌 QAM, PAM, 및 무반송파 AM/PM(carrierless AM/PM; CAP) 같은 라인 코드들을 사용한다. 실제로, ISDN은 더욱 많은 데이터 채널들을 제공하기 위해 160KHz 이상의 반송파의 2비트-1쿼터너리(2B1Q) 4 레벨 심벌 진폭 변조를 사용한다.
CAP 라인 코드들은 전형적으로 직교 통과대역 필터들에 의해 필터되고 이어서 송신을 위해 아날로그로 변환된 동위상 및 직교 멀티레벨 신호들을 사용한다. 도 4b는 CAP 라인 코드를 사용하고 이퀄라이저(750) 및 반향 제거(327) 모두를 포함하는 DSL 모뎀의 송신기(321) 및 수신기(325)에 대한 블록 다이어그램이다.
다음의 특허들은 CAP 모뎀들과 관련되어있다: 미국 특허 제4,944,492호, 다차원 통과대역 송신 관련 특허; 미국 특허 제4,682,358호, 반향 제거 관련 특허; 및 미국 특허 제5,052,000호, 이퀄라이저 관련 특허.
CAP 또는 DMT, 또는 다른 라인 코드들을 사용하는 모뎀들은 실질적으로 세 개의 하드웨어부를 갖는다: (i) 가입자 라인 상의 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환하고 가입자 라인 상의 송신을 위한 디지털 신호를 아날로그 신호들로 변환하는 아날로그 프론트 엔드(analog front end), (ii) 디지털 신호들을 정보 비트스트림으로 변환하고 에러 교정, 반향 제거, 및 라인 이퀄리제이션을 최적으로 제공하기 위한 디지털 신호 프로세싱 회로, 및 (iii) 정보 비트스트림 및 그 소스/수신지 간의 호스트 인터페이스.
그러나, 이들 DSL 모뎀들은 다음과 같은 문제점을 갖는다: 1) 비디오를 위한 고속의 비트 속도는 복잡하고 비싸게 만드는 요인이 됨: 2) 그 비트 속도는 고정된 거리에 대해서 최적화되어서, 짧은 가입자 루프에 대해서는 비효율적이 되게 하고 긴 가입자 루프에 대해서는 사용불능이 되게 함; 3) DMT 또는 CAP 중에 하나는 DSL 모뎀이 접속되는 특정 가입자 루프 내에 존재하거나 또는 존재하지 않을 수 있는 주어진 상이한 조건들(예, 잡음 등)에 대해서 차등적으로 동작함.
고속 데이터 송신의 양방향 디지털 통신 시스템들이 대화형 통신 기능을 제공하도록 개발되고 있다. 배선 관점에서는 광동축 복합 전송망(Hybrid Fiber Coax; HFC)이 테스트될 제1의 구조이다. 이들 시스템들은 효율적인 스펙트럼 통신을 실현하기 위해 직교 진폭 변조(QAM), 잔류 측파대(VSB) 변조 및 4상 위상 편이 방식(QPSK) 변조를 포함하는 다양한 디지털 변조 구조를 활용할 수 있다. 날짜를 표기하려고 하는 시스템들은 이러한 시스템들을 설치하기 위해 과도한 양의 시간과 비용이 요구된다는 것을 표시한다. 따라서, 개발되는 양방향 시스템들은 부가적인 기반 시설이 건설되고 부가적인 소비자 거주지(또는 프레미스) 설비가 첨가되어야 한다. 리턴 경로(return path)의 일부로서 시스템들은 업스트림의 잡음 인입(noise ingress) 문제를 다루어야 한다. 노이즈 인그레스는 소비자 프레미스에 특별한 필터들을 부가적으로 배치할 것을 요구한다. 소비자 프레미스로의 접속과 함께 이러한 시스템들의 배치로 인해 거주 및 비즈네스 사회에 있어서 붕괴를 유발한다. 이 시스템 기반 시설은 이러한 새로운 기반 시설을 사용하는 새로운 고속 데이터 속도의 일방 또는 양방향 서비스들에 대한 접속을 제공하기 이전에 건설되고 소비자 프레이스를 무시해야 한다.
대체적인 배선 시스템은 디지털 양방향 데이터를 송신하기 위해 구리로 된 기반 시설(copper infrastructure) 및 고속 모뎀들을 사용할 것을 제안한다. 이들 시스템들은 무반송파 진폭/위상(CAP), 다중 음분리(DMT), DWMT 및 가입자 루프 캐리어(SLC)를 포함하는 몇 가지 변조 구조로써 동작할 수 있다. 현재 개발중인 비대칭 디지털 가입자 루프(ADSL), 초고속 디지털 가입자 라인(VDSL), 고속 디지털 가입자 라인(HDSL) 모뎀은 소비자 프레미스에 대해 양방향으로 통신 신호를 운반하기 위해 상이한 데이터 속도를 제공할 것이다. 구리 배선을 근간으로 한 시스템에서의 한정된 대역폭에 대해서, 배선 게이지 및 송신 거리 모두에 의해 발생된 신호 감쇠는 그러한 가능한 시스템 데이터 속도들을 감소시킨다. 구리 트위스트-페어 네트워크로의 결합은 수동(passive)일 수도 능동(active)일 수도 있다. 이들 시스템들의 고속 전송 능력을 유지하기 위해 증폭기는 통신 포인트들 간의 신호 강도 및 조건을 유지할 필요가 있다.
2150-2162 MHz 2500-2686 MHz에서 동작하는 멀티채널 마이크로파 분배 서비스(MMDS), 3700-4200 MHz에서 동작하는 C-대역 통신위성, 12200-12700 MHz에서 동작하는 Ku-대역 직접 방송 위성(DBS), 11700-12200 MHz에서 동작하는 초소구경 개구 단자(VSAT) 및 27500-29500 MHz에서 동작하는 지역 다지점 분배 서비스(Local Multipoint Distribution Service; LMDS) 등과 같은 디지털 무선 통신 시스템이 배치되었거나 또는 개발중이다. 무선 방송 시스템들은 한 지점으로부터 다지점으로 신호들을 배분한다. 현재, 이들 무선 시스템들은 최종 통신 링크를 성립시키기 위해 소비자 프레미스 상에 장착된 안테나에 의존한다. 더욱 작은 안테나들은 이러한 시스템들이 소비자들에게 더욱 수용 가능하도록 만들었다. 그러나, 이러한 배분의 방법에 몇 가지 논제가 발생한다. 소비자 프레미스들로의 접속, 설치비, 및 프레미스 상에 장착된 안테나들은 소비자의 관점에서는 모두 바람직하지 않은 것이다. 시스템의 관점에서는 안테나들, 다운컨버터, 튜너 및 디코더들을 반복적 사용함으로써 시스템 설치비가 증가하고 그것이 소비자에게 전가된다. 이들 시스템들의 설치를 제한하는 다른 요인은 거주지의 많은 이웃에 대해서 시야를 제한하게 된다는 것이다.
그러나, 종래 기술의 이와 같은 그리고 다른 단점들이 본 발명에 의해 극복된다.
본 발명은 최대 21,000 ft 길이의 표준 전화 트위스트-페어 라인들 상에서 사용하기 위한 새로운 고속 모뎀을 제공한다. 이 새로운 모뎀은 MDSL(미드-밴드 디지털 가입자 라인; mid-band digital subscriber line)이라고 호칭된다. 본 발명의 MDSL 모뎀은 다운스트림 및 업스트림 송신 신호들을 분리하기 위해 주파수 분할 멀티플렉싱(frequency division multiplexing; FDM)을 사용한다. MDSL에 대한 변조 계획(modulation scheme)은 임의적일 수 있으나, 채용될 수 있는 2개의 특정 변조 계획은 QAM/CAP 및 다중 음분리(DMT)이다. 중앙국(CO)에서의 본 발명의 MDSL 모뎀과 원격 사용자(RU) 단부에서의 MDSL 모뎀 간의 동기화를 실현하기 위한 시동 과정이 본 발명의 일부로서 제공된다.
MDSL의 한 구현을 위해 선택된 특정 변조 계획 중에 하나는 무반송파 AM/PM(CAP)이다. CAP는 동기화를 위해 개별적인 톤을 사용하지 않는다. 동기화는 송신 데이터 신호를 직접적으로 사용함으로써 실현된다. 시동 시에, 특별한 데이터 시퀀스가 실 데이터(real data)가 송신되기 이전에 CAP 수신기 내의 이퀄라이저들을 트레인시키기 위해 사용된다.
본 발명은 사전 선택된 공통 회로를 사용하여 음성-대역 및 음성-대역 이상(above voice-band) 기능 모두를 지원하는 모뎀을 제공한다. 양호한 실시예는 분리된 또는 결합된 아날로그 프론트 엔드, 및 공통 호스트 인터페이스 중에 하나와 결합하여(직렬 또는 병렬) 음성-대역 또는 음성-대역 이상 모뎀 소프트웨어를 실행시키기 위해 DSP를 사용한다. 동일한 내부 요소들이 음성-대역 또는 음성-대역 이상 모뎀을 위해 채용될 수 있으며, 이 모뎀은 전화기 세트에 사용하기 위해 음성-대역을 분리하기 위해 일체형 스플리터(splitter)를 가질 수 있다.
본 발명은 상이한 기존의 ADSL 라인 코드들, 다중 음분리(DMT) 및 무반송파 AM/PM(CAP)가 음성 대역 모뎀으로서 동일한 하드웨어 플랫폼 상에서 실행될 수 있도록 하는 프로그램가능 디지털 신호 프로세서(DSP) 실행 방법을 제공한다. DSP 실행에 의해, 소망된 송신 속도가 라인 조건 및 서비스-가격 요구를 조화시키기도록 실시간으로 교섭될 수 있다.
이 라인 코드 및 속도 교섭 프로세스(rate negotiation process)는 각 통신 세션의 시작 시에 양 단부에서 모뎀들 간의 톤들의 교환을 통해서 이행될 수 있다. 4-단계 미드-밴드 디지털 가입자 라인(MDSL) 모뎀 초기화 프로세스는 라인 코드 및 속도 양립성을 위해 사용된다.
비록 디지털 가입자 라인(DSL) 신호 전송이 전화 회사 중앙국(CO)을 거주 가입자들로 접속시키는 기존의 트위스트-페어 동선 전화선 상에서 디지털 데이터를 전달하기 위해 사용되었으나, 종래의 DSL 데이터 모뎀들은 기술된 데이터 속도에서 거주 소비자들의 소정의 일부에 서비스를 제공하도록 설계되었다. 본 발명의 새로운 속도 교섭 방법이 가변-속도 DSL(VRDSL) 시스템을 가능하게 한다. 속도 교섭 방법을 사용하여, 가변 속도 시스템은 라인 조건, 계산 능력, 네트워크 접속도, 및 응용 요구에 따라 그 처리량을 조정한다. 이 서비스는 재래형 전화서비스(POTS)를 방해하지 않고 전화기 가입자 루프에 첨가될 수 있다. 즉, 음성-대역 모뎀 접속이 DSL 접속에 상관없이 사용 가능하게 될 수 있다.
속도 교섭 방법은 다중 속도를 지원하는 DSL 시스템에 대한 체계적인 제어를 제공한다. 데이터 속도는 모뎀 가격, 라인 조건, 또는 응용 요구에 따라 변화될 수 있다. 모뎀은 VOD, 비디오폰, 다중 ISDN 링크, 및 새로운 네트워크 접속 응용을 포함하는 많은 상이한 응용 분야를 지원할 수 있는 가변 속도 데이터 링크로서의 기능을 한다. 특정 DSL 접속, 유용 가능한 계산 전력, 및 어떤 특별한 응용 프로그램 요구의 능력을 고려하여, 데이터 속도가 교섭 방법에 의해 적합한 레벨로 조정될 수 있다. 이러한 구조는 대칭적 및 비대칭적 데이터 링크를 제공하고 대칭 및 비대칭 링크들의 임의의 혼합을 요구하는 동시 응용을 지원한다. DSL 송신 처리량의 대칭 부분의 일부는 전화기 호출들 또는 비디오 전화기 호출들을 위해 사용될 수 있다. DSL 송신 처리량의 비대칭 부분의 일부는 인터넷 접속 또는 VOD 서비스들을 위해 사용될 수 있다. 속도 교섭 방법은 DSL을 사용하여 많은 상이한 네트워크 응용을 지원한다.
지금까지의 DSL 모뎀들의 전형적인 이행은 가입자와 네트워크 간의 무접속 서비스들 만을 지원했었다. 그러나, DSL은 지역 중앙국에서 종단되기 때문에, 전화-네트워크 친밀 DSL 인터페이스가 바람직하다. 다중 가상 서비스 접속을 촉진하기 위해, ISDN D 채널과 유사한 동작/신호전송 채널이 서비스 및 제어 메시지들의 교환에 양호하다. CO-엔드(end) DSL 모뎀 내의 프리프로세서도(preprocessor) 또한 신호 및 데이터 패킷들을 CO 제어-채널 서버로 패스시키기 전에 동작 메시지들을 모을 필요가 있다.
본 발명의 DSL 모뎀은 무접속 뿐만 아니라 커넥션형 (교환) 서비스[connection-oriented (switched) service]들을 지원한다.
속도 교섭의 방법은 속도를 변화시킬 수 있는 DSL 시스템에 양호하게 채용된다. 한 예가 최대 400 Kbps의 가변 업스트림 송신 처리량 및 400 Kbps로부터 2.048 Mbps 까지의 다운스트림 처리량을 제공할 수 있는 가변 속도 DSL(VRDSL) 시스템이다. (그러나, 본 발명은 이렇게 예시된 시스템에 의해 주어진 속도 내에서만 변화하도록 한정되는 것은 아니다.) 더욱 낮은 처리량에 의해, 열악한 라인 조건이 지원된다. 데이터 속도가 더 낮을수록 응용의 요구가 적은 덜 비싼 모뎀의 설계를 가능하게 한다. 이것은 음성-대역 모뎀으로서 동일한 하드웨어 플랫폼을 사용하여 비대칭 400 Kbps 링크를 제공할 수 있는 본 발명의 미드-밴드 DSL (MDSL) 설계 철학과 일치한다. 높은 다운스트림 처리량에 의해, VRDSL이 ADSL과 양립하도록 만들어질 수 있다. 기본적으로, VRDSL 속도 교섭 방법은 개별적인 라인 조건 및 프로세싱 능력에 기초하여 처리량을 최대화할 수 있는 가격/성능 DSL 모뎀들의 범위를 서브할 수 있는 능력을 제공한다. VRDSL 신호 전송에서, POTS는 동일한 전화 가입자 루프를 통해서 여전히 사용 가능하게 될 것이다.
미드-밴드 디지털 가입자 라인(MDSL) 소프트웨어 시스템에 대한 호스트 인터페이스 요구도 또한 본 발명의 일부이다.
호스트 PC 플랫폼 하에서 MDSL 네트워크 인터페이스 카드를 제어하도록 동작하는 소프트웨어는 NDIS 3.0 WAN 미니-포트 드라이버(mid-port driver)로서 이행되었고; 기존의 네트워킹 드라이버 및 응용프로그램들과 함께 윈도우즈 NT/윈도우즈 95 하에서 동작한다.
미드-밴드 디지털 가입자 라인들(MDSL)에 대한 라인 접속 관리 프로세스(line connection management process)는 MDSL-C(중앙국 사이트 내의 MDSL)와 MDSL-R(거주 사이트 내의 MDSL) 간의 라인 접속을 관리하기 위해 간단하고, 효율적이고 융통성있는 인터페이스를 제공한다. MDSL은 4개의 상이한 라인 모드를 사용한다: 단일 링크의 전용 회선(LLSL); 다중 링크의 전용 회선(LLML); 소프트 다이얼의 교환 회선(SLSD); 및 하드 다이얼의 교환 회선(SLHD). LLSL 모드에 대한 호스트 인터페이스는 3개의 상이한 라인 상태들을 갖는다: 라인 드롭(line drop), 라인 단절, 및 라인 접속. MDSL 모뎀의 내부 상태 장치(internal state machine)는 라인 상태를 기록하고 모니터하며 다른 MDSL 모뎀 뿐만 아니라 호스트 프로세서로 상태 변화를 통지할 수 있다. 본 발명의 라인 접속 관리 메시지들을 교환하기 위해 사용된 프로토콜은 단순화된 지점간 링크 제어 프로토콜이다.
MDSL 호스트 인터페이스는 다음의 기본적 기능들을 포함한다: 호스트와 MDSL 간의 명령/제어 통신, 라인 접속 관리 및 데이터 패킷 송출/수신. MDSL 호스트 인터페이스는 단순하고, 사용자-친화적이고, 효율적이고 저가의 인터페이스를 호스트 제어기에 제공한다.
본 양호한 실시예에서, MDSL에 대한 호스트 드라이버 소프트웨어가 윈도우즈 95/NT 환경 하에서 동작하는 NDIS WAN 미니포트 드라이버로서 실행된다. 이 소프트웨어는 MDSL 네트워크 시스템의 매체 접근 제어(MAC) 서브층(sublayer)을 제어하고 관리하며, NDIS 래퍼 및 상위층 프로토콜 드라이버 스택과 함께 동작함으로써, 어떤 인터넷 접속 응용도 명확하게 작동될 수 있다.
본 발명은 또한 MDSL 모뎀의 시영역 이퀄라이저를 트레인하기 위한 단순한 알고리즘 제공한다. 동일한 과정에 의해, FFT 프레임 경계도 또한 신뢰성있게 검출된다.
본 발명은 또한 통신 서비스들의 지점 대 다지점 전달을 제공하며, 특히 무선 유선 네트워크(HWWN)로 지정된 효율적인 디지털 신호 배분 네트워크로 모뎀들을 통해서 유선 및 무선 시스템들을 결합시키는 배분 방법들을 제공한다. 이러한 시스템 구조 내에 포함된 핵심 요소는 데이터 속도 및 채널 송신 조건에 대한 사용자의 요구에 기초한 가능한 스펙트럼의 효율적인 사용을 제공하는 대역폭 관리 특성이다.
본 발명은 또한 대칭적 분산 송신 채널들에 대해서 송신기 내에 적응적 필터가 있는 직접 이퀄라이저 시스템을 제공한다. 직접 이퀄라이징 방법은 수신기 내의 값비싼 고정밀 고속 샘플링률 A/D 컨버터 및 고정밀 적응 필터의 사용을 피하게 한다. 송신 데이터 경로에서 적응 필터는 오직 심벌 비트 분해능과 동일한 정확도 만을 필요로 한다. 필터 계수들은 수신 경로 내에서 (오직 시프트(shift) 및 부가 동작들 만을 포함하는) 사인 LMS 알고리즘(sign LMS algorithm)을 사용하여 식별된다. 따라서, 본 발명의 직접 이퀄라이저 시스템은 대칭 분산 채널 상에서의 고속 송신 시스템의 실현을 위한 저렴한 방법이다.
도 1a-e는 양호한 실시예 멀티모드 모뎀의 도면.
도 2a-o는 양호한 실시예 모뎀 중앙국 모뎀들 및 배분 시스템들의 도면.
도 3a-e는 양호한 실시예 모뎀 응용 및 ISDN 신호 전송의 도면.
도 4a-c는 종래 기술 모뎀 및 가입자 라인 용량의 도면.
도 5a-b는 다른 양호한 실시예 모뎀의 도면.
도 6a-f는 양호한 실시예 초기화의 도면.
도 7a-f는 양호한 실시예 속도 교섭의 도면.
도 8a-c는 양호한 실시예 동기화의 도면.
도 9a-d는 양호한 실시예 트레이닝의 도면.
도 10a-h는 양호한 실시예 라인 접속 관리의 도면.
도 11a-n은 양호한 실시예 모뎀 드라이버의 도면.
도 12는 양호한 실시예 다운로딩의 도면.
도 13a-g는 양호한 실시예 샘플링률 변환의 도면.
도 14a-e는 양호한 실시예 모뎀 풀의 도면.
도 15a는 24 게이지 50 미터 트위스트-페어의 채널 전송 기능의 도면.
도 15b는 채널 왜곡 보상이 없는 아이 패턴의 도면.
도 15c는 종래의 이퀄라이저의 구조의 도면.
도 15d는 직접 이퀄라이저 시스템의 도면.
도 15e는 버퍼가 있는 직접 이퀄라이저의 도면.
도 15f는 보 속도 이퀄리제이션 효과의 도면.
도 15g는 이중 보 속도 이퀄리제이션 효과의 도면.
도 15h는 3중 보 속도 이퀄리제이션 효과의 도면.
도 15i는 직접 이퀄라이즈된 신호의 전력 스펙트럼의 도면.
도 15j는 모의 직접 이퀄리제이션 시스템 방법의 도면.
도 15k는 이퀄라이저 계수 식별의 도면.
도 15l은 적응적 송신기의 도면.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
100 : 모뎀
110 : DSL 아날로그 프론트 엔드
120 : VB 아날로그 프론트 엔드
140 : 가입자 루프
150 : 디지털 신호 프로세서
160 : 호스트 인터페이스
170 : 디지털-아날로그 컨버터
172 : 아날로그-디지털 컨버터
174, 176 : 대역 여파기
178 : 전송 드라이버
180 : 수신기 증폭기
182 : 위상 동기 루프
184 : SRAM
186 : EEPROM
도 1a는 본 발명의 다중모드(multimode) 모뎀(100)의 제1 양호한 실시예에 대한 기능적 블럭도이다. 도 1a에서, 모뎀(100)은 전화회사 중앙국으로 접속하는 단일 가입자 라인(트위스트-페어)(140)으로의 음성-대역 및 DSL 대역 데이터 경로를 포함한다. 음성-대역 아날로그 프론트 엔드(VB AFE)(120)는 음성-대역 (30Hz ~ 3.3KHz)의 주파수에서 송신 및 수신하지만, DSL AFE(110)은 음성-대역 이상의 주파수(4KHz 이상)로 송신 및 수신한다. 스플리터(130)는 가입자 라인(140)에 연결되어 인입 신호들을 음성-대역아 음성-대역 이상의 성분들을 분리시킨다. POTS는 음성-대역에서 발생하며, 전화기는 가입자 라인으로 직접 또는 스플리터(130)를 통해서 접속될 수 있다.
모뎀(100)은 DSL 대역 데이터 경로 및 음성-대역 데이터 경로의 일부로서 단일 프로그램 가능 디지털 신호 프로세서(digital signal processor; DSP)(150)로 사용하지만 모뎀(100)의 전형적으로는 2개의 분리된 데이터 입력 포트(port)들을 사용한다. 일반적으로 DSL 대역이 음성-대역 데이터 경로보다 훨씬 고속이므로, 분리 DSP 포트들을 사용하는 것이 버퍼 멀티플렉서(buffered multiplexer)를 가지는 단일 포트를 사용하는 것 보다 더욱 편리하게 될 것이다; 비록 본 발견의 관점에서 그런 멀티플렉서가 분명히 대안이기는 하지만. 예를 들어, DSL 대역 작동 모뎀(100)은 100KHz에 중심을 두고 200 KHz보다 조금 적은 총 대역폭을 가진 업스트림(거주지에서 중앙국까지) 및 진동수 대역이 마찬가지로 300KHz에 중심을 두고 200KHz보다 조금 적은 총대역폭을 가진 진동수 대역을 갖는 다운스트림(중앙국에서 사용자까지) 진동수 대역을 채택할 수 있으며, 이 진동수 할당은 모뎀(100)의 완전 듀플렉스 동작(full duplex operation)을 제공한다. 일반적으로, 단일 DSP 대신 다중 DSP가 사용되는 것은 더욱 많은 기능들을 수행하거나, 성능을 향상시키기 위한 것이다. DSP(150)은 호스트 인터페이스 회로(host interface circuit)(160)에 연결된다.
모뎀(100)은 다중 라인 코드들로부터 선택할 수 있고, 또한 단지 DSP(150)에 의해 실행되는 프로그램들을 교환함으로써 음성-대역 이상의 주파수에서 고속 전송 DSL 모뎀으로서 또는 (V.34 같은) 음성-대역 모뎀으로서 동시적으로나 연속적으로 이행될 수 있다. 다양한 라인 코드 프로그램들이 DSP 내장 메모리(onboard memory)에 저장되거나, 도 1a에는 도시 생략된 보조 메모리에 저장될 수 있다. 또한, DSP(150)에 의해 수행되는 프로그램에 따라, DSL 모뎀 동작에 대한 대체 라인 코드들(예, CAP 또는 DMT 라인 코드)이 사용될 수 있다.
도 1b-c는 아날로그-디지털 컨버터(172)와 디지털-아날로그 컨버터(170)들과 필터(174)(176) 그리고, 전송 드라이버(transmission driver)(178), 및 수신기 증폭기(receiver amplifier)(180)들을 포함하는 모뎀(100)의 DSL 데이터 경로부를 도시한다. 도 1b는 모뎀 내부의 클럭들을 호스트(또는 중앙국)로부터의 클럭 신호와 동기화시키는 위상 동기 루프(phase locked loop)(182) 클럭 발생기(clock generator)를 명확하게 도시한다. 도 1c에서는 대역여파기들을 빼는 대신 라인 코드 프로그램들을 유지할 수 있는 비휘발성 EEPROM(186)이나 SRAM(184)같은 다양한 선택적 메모리 타입들이 도시되어 있다. 모뎀(100)이 음성-대역 모뎀으로 사용될 때, 스플리터(130)는 VB AFE(120)에 음성-대역 주파수들을 제공한다.
도 1d는 DSL 모드에서 모뎀(100)에 대한 DSP 소프트웨어를 도시하며, 다음을 포함한다: (i) DSP에 대한 선택적 커널(optional kernel)(운영 체제)(190), (ii) 호스트 인터페이스(192), (iii) 선택적 관리 유지 제어(194), (iv) 프레이밍(framing)(196), (v) 내장 운용 제어(198), (vi) 데이터 스트림을 가지는 내장 운용 제어를 멀티플렉싱하기 위한 채널 멀티플렉서(199), (ⅶ) 비트스트림 스크램블링(bitstream scrambling)을 위한 스크램블러 로직(scrambler logic)(191), (ⅷ) 비트-심벌 변환(bit-to-symbol conversion), 이퀄리제이션, 반향 제거들을 포함하는 CAP 또는 DMT 로직 같은 트랜시버 로직(193), (ⅸ) 변조기/복조기(195) 로직 및 선택적 사전 오류 수정(FEC).
도 1e는 호스트와 인터페이스하는 모뎀(100) 상에서 동작하는 응용프로그램들에 대한 소프트웨어 프로토콜 계층을 도시한다. 물리층(physical layer)(185)(층 1)은 변조를 위한 소프트웨어, 비트스트림 스크램블링, 데이터 스트림과의 제어 신호 멀티플렉싱을 포함한다. DSP에서의 데이터 링크층(data link layer)(182)(층 2)은 내장 운용 제어 및 프레이밍을 포함한다. 호스트에 있는 네트워크층(층 3)은 모뎀 드라이버(예, 윈도우즈 95/NT용 NDIS 타입) 및 지점간 프로토콜(point-to-point protocol; PPP)들을 포함한다. 인터넷 브라우저같은 응용프로그램들은 전송 프로토콜들과 상호작용한다.
동작의 음성-대역 모드들에 대하여 모뎀(100)은 표준 음성-대역 모뎀들과 유사한 소프트웨어를 사용한다.(예, V.34, 등)
본 발명은 최대 21,000 ft 길이의 표준 전화 트위스트-페어 라인들 상에서 사용하기 위한 새로운 고속 모뎀을 제공한다. 이 새로운 모뎀은 MDSL(미드-밴드 디지털 가입자 라인; mid-band digital subscriber line)이라고 호칭된다. 본 발명의 MDSL 모뎀은 다운스트림 및 업스트림 송신 신호들을 분리하기 위해 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)을 사용한다. MDSL에 대한 변조 계획은 임의적일 수 있으나, 채용될 수 있는 2개의 특정 변조 계획은 QAM/CAP 및 다중 음분리(DMT)이다. 중앙국(CO)에서의 본 발명의 MDSL 모뎀과 원격 사용자(RU) 단부에서의 MDSL 모뎀 간의 동기화를 실현하기 위한 시동 과정이 본 발명의 일부로서 제공된다.
MDSL 모뎀의 한 실시예를 위해 선택된 변조 계획들 중의 하나는 무반송파 AM/PM(CAP)이다. CAP는 종래의 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation; QAM)의 특별한 경우로 고려되어 질 수 있다. 가장 큰 차이는 CAP는 통과대역(passband)에서 프로세싱의 대부분이 이루어지고, QAM은 기저대역(baseband)에서 이런 과정의 대부분이 이루어진다는 것이다.
CAP는 동기화를 위한 분리톤(separate tone)을 사용하지는 않는다. 동기화는 송신 데이터 신호를 직접적으로 사용함으로써 이루어진다. 시동 시에 특별한 데이터 시퀀스는 실 데이터가 전송되기 전에 CAP 수신기 내의 이퀄라이저를 트레인하기 위해 사용된다.
한 실시예는 16Kbps - 384Kbps의 업스트림 속도(MDSL-R로부터 MDSL-C로) 및 384Kbps - 2.048Mbps의 다운스트림(MDSL-C에서 MDSL-R로) 속도를 실현하기 위해 동일한 DSP 플랫폼 상에서 DMT 변조 및 CAP 변조를 사용한다. MDSL-C는 MDSL-R이 근거리 통신망(Local Area Networks; LAN)으로 액세스하게 하는 게이트웨이(gateway)나 루터(router)의 기능으로서 설치될 수 있다. MDSL의 적용예들이 이하 설명되어 있다.
프로토타입 MDSL 하드웨어는 PC 또는 다른 플랫폼에 직접 플러그될 수 있는 ISA 카드 상에 구축되었다. 이 프로토타입은 다음의 구성요소들을 포함하고 있다: 변조/복조를 실행하기 위한 TMS320C541 DSP; 호스트, 16-비트 와이드(16-bit wide) EEPROM 및 RAM과 인터페이스하고 프레임하는 네트워크 물리층; MDSL의 이행을 위해 필요한 샘플링률, 분해능, 그리고 다른 특성들을 지원할 수 있는 결합된 A/D 및 D/A 컨버터; POTS 인터페이스에 연결하기 위해 요구되는 아날로그 프론트 엔드 회로; 및 ISA 버스 인터페이스 회로.
도 2a는 중앙국(220)에 있는 다른 모뎀(100)과 통신하는 가정(210)에 있는 모뎀(100)을 도시한다. 이 중앙국(220) 모뎀(100)은 다양한 능력과 로드들을 가질 수 있으며, 가입자 루프(140)는 특정 상태에 있을 수 있어서, 그 모뎀은 라인 코드(CAP, DMT 등), 비트 속도를 선택하고, 이퀄라이저들을 트레이닝하기 위한 초기화 프로세스를 실행한다. 이어서, 그 모뎀들은 데이터 통신을 시작한다.
도 2b-c는 대체적인 DSL 모뎀을 갖는 가입자 라인으로의 중앙국 연결들을 도시한다: 각각의 가입자 라인은 DSL AFE를 가지며 아날로그 스위치(analog switch)는 거주지 모뎀 내의 DSP와 유사한 DSP 또는 다중 AFE들에 대한 단일 DSP인 DSL 프로세서로 AFE 출력을 접속시킨다. 중앙국은 AFE 출력들을 모니터하고 디지털 신호는 상응하는 거주지 DSL 모뎀과 통신하기 위해 유용가능한 DSP를 할당한다. 중앙국은 거주지 내의 활성 모뎀을 탐색하기 위해 AFE를 폴링한다(poll). 도 2b-c에서 도시된 바와 같이, 중앙국 DSL 모뎀은 공중 교환 전화망 트렁크 라인들을 따라서 직접 송출되는 패킷화된 정보를 가지는 LAN상의 원격 접근 서버(예, 인터넷) 또는 정속 전송 데이터(constant bit rate data)를 갖는 광역망(wide area network)의 원격 접근 서버로 연결된다. 거주지 모뎀으로부터 송출된 정보는 식별되고 대역 신호 전송 방법(band signaling method)(예, ISDN Q.931 신호 전송과 유사)을 통해, 오프훅(offhook) 신호가 아닌, 음성-대역 내에서 송출된 전화 번호와 함께 아날로그 스위칭 및 라인 카드들로 신호 전송된다. 도 2c는 AFE(240), DSP(260), 통신제어기(280), 및 ARM 또는 RISC 프로세서(290)로서의 중앙국 DSL 모뎀(DSL 대역은 음성-대역으로부터 거의 분리됨)의 주기능 블록들을 도시한다. 이 모뎀은 시분할 멀티플렉스(time division multiplex; TDM) 버스로 전송되는 정속 송신(constant bit rate transmissions)(음성, 화상 회의, 등) 및 제어 버스로 (및 그에 이어 트렁크 라인(trunk lines)으로) 전송되는 패킷화된 데이터(packetized data)(인터넷, 인트라넷, 사설 네트워크, 등) 양자에 접속된다. 도 2e는 ADSL이거나 다른 형태의 DSL 모뎀일 수 있는 용어 xDSL을 도시한다. 이런 다양한 기능들은 단일 DSP(260)에서 모두 수행될 수 있다.
도 2d는 HWWN에 대한 본 발명의 구조의 간략화된 기능적 블록 다이어그램이다. 특히, 집적 전송 네트워크를 경유하여 텔레비젼, 전화 및, 데이터 신호들 분배하는 방법과 구조가 도 2d에 도시되어 있다. 통신 분배는 헤드엔드(headend)(2002)나 중앙국(2004)에서 시작한다. 신호들은 계수화되며 광학적 피더 링크(optical feeder link)(2006)를 경유해서 무선 분배 노드(2008)로 송출될 것이다. 다양한 기술들은 근처로 전송하기 위해 업컨버트(upconvert)된 RF 반송파를 변조하기 위해 채택될 수 있다.
무선 네트워크 유닛(Wireless Network Units; WNU)(2010)이라고 불리는 원격 단말기는 근처에 배치할 수도 있고, 무선주파수(RF) 신호를 수신하기 위해 안테나로 사용할 수도 있으며, 그리고 그것들을 중간 주파수(Intermediate Frequencies; IF) 및 그에 이어서 저반송 주파수 신호(low carrier frequency signal)로 변환시켜서 DSL 상에 결합시키고 VDSL 및 MDSL을 경유하여 트위스트-페어(2012) 상에서 거주지(2014)로 전송된다.
양방향 시스템(two-way system)에서 이 안테나들은 고객 프레미스(customer premise)(2014)로부터 노드(2008)로 정보를 역송신하기 위한 리턴 접속 플랫폼(return connection platform)의 일부가 된다. 고속 모뎀(high speed modem)들을 경유한 트위스트 페어 동선(Twisted cooper pair lines)이나 동축케이블은 고객 프레미스에서 전송 네트워크를 초기화하고 완료시키는 디지털 신호를 송신 또는 수신한다. 네트워크 제어 및 루팅 기능들은 적합한 제어 채널을 경유해서 이루어진다. 본 발명은 고속 모뎀 및 통합 전송 네트워크에서 기존 배선 및 무선 배분(wireless distribution) 기술들의 능력들을 유일하게 사용한다. 게다가, 대역폭은 동적으로 제어될 수 있으며, 전송 네트워크 성능을 최적화하기 위해 주파수들이 재사용되었다. 사용자의 요구 및 감지된 간섭들에 기초하여 바탕으로 하여 시스템 관리(system management)는 네트워크 성능을 최적화하기 위해 데이터 속도를 조절한다. 시스템 관리는 운용 지원 시스템(Operation Support System; OSS)을 통해서 정보를 통과시킴으로써 실현된다.
양호한 실시예 HWWN에 따르면, 광대역 통신 배분(broadband communication distribution)의 방법은 디지털 신호들을 WNU(2010)에서 기존의 동선 또는 동축 네트워크(coaxial network)로 역으로 결합시키면서 무선 배분의 장점과 결합시킨다. 고객 프레미스로의 최종 전송 링크는 VDSL(혹은 MDSL)수신자로의 VDSL(혹은 MDSL) 라인 드라이버를 사용하여 성립된다. 시스템 관리는 고객 데이터 속도 요구에 기초를 두고 대역폭를 동적으로 조절하기 위해 채택된다. 정보 선택과 채널 품질(channel quality)은 제어 채널(control channel)과 OSS를 경유하여 모니터되고 제어된다. 다양한 구조들은 7개의 개방형 시스템간 상호접속 기능층(Open System Interconnect functional layers)을 통해서 네트워크 데이터 통신 시스템들을 서로 링크시킨다.
배분의 HWWN 방법은 비용과 성능의 이점을 제공하며, 상기 언급된 다른 시스템들의 단점들을 제거한다. 특별히, 모뎀들과 결합된 무선 지점 대 다지점 시스템(wireless point to multipoint system)을 사용함으로써 더 높은 데이터 속도가 비트착오율(bit error rate; BER)을 줄이면서 더 먼거리까지 제공될 수 있다. 게다가, 무선 특성은 요구한 만큼 증가되어 첨가된 용량을 가진 빠른 설치를 가능하게 한다. 모뎀들은 WNU로부터 다수 고객으로의 액세스를 제공한다. 이 통합 구조는 고객 프레미스로의 직접 배분을 제공하는 시스템들 상에서의 소비자 접속을 증가시킨다. 이 구조를 사용하여 싱글 WNU는 수백의 고객 프레미스에 접속하기 위한 인터페이스를 제공할 수 있다. 본 발명의 네트워크 구조는 고속 워드 와이드 웹(higher speed World Wide Web access), 화상 회의와 같은 특성들을 가능하게 하며, 10 Base T 이서넷 및 100 Base T 이서넷 및, 효율적인 가격에서 고객 프레미스로의 비동기 전송 모드(Asynchronous Transfer Mode; ATM) 접속이 지원될 수 있다.
다양한 구조 실시예는 다양한 변조 기술들을 이용하여 배치될 수 있다. 설명의 목적상, 64 QAM과 같은 고레벨(higher level) 변조 계획은 어떤 유용한 스펙트럼을 효과적으로 사용하기 위해 사용된다. 무선 시스템에서 다중 경로(multipath) 및 인접 채널 반송파 같은 것들로부터 발생되는 신호 대 잡음비의 열화는 신호 간섭을 일으킬 수 있다. 적합한 이퀄리제이션은 이런 문제들의 일부를 해결할 수 있다. 교류 진동수와 교류 안테나 편광(altering antenna polarization)을 가지는 전송 노드(transmitting node)에서 섹터화된(sectorized) 안테나들은 신호 간섭이 감소된 증가된 채널 밀도들을 제공할 수 있다. 리턴 경로(return path)에 의해 발생된 4상 위상 편이 방식(Quadrature Phase Shift Keying; QPSK) 변조가 시스템 간섭을 줄이기 위해 적응 채널 밴드 제어 및 공간 다이버시티(spatial diversity)와 결합될 수 있다.
혼성 통합 네트워크 HWWN 실시예는 MDSL, C-대역 통신위성, Ku-대역 DBS, 및 VSAT 및 NMDS 시스템들을 포함하는 배분 시스템들로부터 형성될 수 있어서 위성 및 지상 시스템(terrestrial based system)과 양립할 수 있게 하는 다양한 배분 시스템들로 구성될 수 있으며, 그러나 상기 열거예에 한정되는 것은 아니다.
도 2d는 종래의 동선 전화 시스템에 결합된 지점 대 다지점간 무선 시스템으로 구성된 본 발명의 양호한 네트워크 실용예의 블록 다이어그램이다. 다른 네트워크 실용례는 동축 시스템으로 배치하거나 노드로서 위성 피더를 가지는 버스 구조를 채용할 수 있다. 무선 시스템은 도 2d의 노드(2008)와 같은 다중 노드(multiple node)들로 만들어진다. 소망된 서비스 지역을 포괄하기에 충분한 무선 네트워크 유닛들(2010)이 설치된다. 지상 네트워크 설치 및 통합은 중앙국, 헤드엔드, 노드 사이트(node sites)로의 액세스, 및 빌딩이나 탑(tower)의 위치에 달려있다. 그러나, 어떤 실제의 구성도 고객의 수와 요구되는 데이터 속도에 의존한다. 중앙국에서 모뎀들은 집신장치와 패키타이저에 적합한 데이터 스트림으로 유지한다. 중앙국에서 멀티플렉스된 다수의 모뎀들은 무선 노드 안테나 상에서의 전송을 위한 원격 노드 사이트(remote node site)로의 광학적 링크 상의 광섬유 터미널(fiber optical terminal; FOT)을 경유해서 데이터 스트림을 송출한다. 유사하게 비디오 헤드엔드는 비디오 스트림을 무선 노드 안테나 상의 전송을 위해 노드로 링크하는 FOT상에 결합시킨다. WNU 설비는 전송을 수신하고, 최종 고객까지의 배분을 위해 신호를 번역한다.
64 QAM 변조 계획 같은 또는 그 외의 좀 더 높은 레벨의 변조를 사용하여 효과적인 통신을 설립시키기 위해, 몇 가지 기술들이 간섭의 효과를 줄이기 위해 사용할 수 있다. 도 2e를 참조하여 노드(2008) 안테나는 섹터화된 패턴으로 소자가 완전히 360o로 셀을 포괄할 수 있도록 배치할 수 있다. 도 2e는 각각의 원의 중심에서 송신 타워를 가지는 4개의 노드들(2008a - 2008d)을 도시한다. 각 노드 타워 또는 플랫폼 내에서 안테나들이 섹터들 내에 배치된다. 따라서 이 논의를 위해, 60o섹터들로 도시되었다. 이 섹터화된 패턴들은 노드를 주변에서 및 인접한 셀들 내에서 반복된다. 이런 섹터들은 교류 수직 및 수평 편광으로써 배치될 것이며, 통신 영역은 간섭이 현저하게 적은 적용범위를 제공할 수 있다. 간섭을 더 줄이기 위해 전송 주파수들이 섹터들마다 다를 수 있다. 이 방법의 단점은 고객들로의 정보의 전송을 위한 유용한 채널들의 수가 감소된다는 것이다. 60o섹터는 고레벨의 주파수 재사용을 제공하고 채널 용량을 증대시킴으로써 이 효과를 상쇄시킨다.
채널 용량 대 변조 타입
변조 타입 FEC 인코딩 이론적 대역폭 효율(b/Hz) 실제 대역폭 효율 산출된 #3 Mbps 채널들 시스템 팩터를 갖는 실제 # Chs. Chs의 섹터화된 #
QPSK R1/2 1 0.8 192 192 768
QPSK R2/3 1.3 1 240 240 960
16QAM R3/4 3 2.4 575 288 1152
64QAM R5/6 5 4 960 480 1920
16VSB R7/8 7 6 1440 720 2880
표 1은 채널용량 대 변조 타입 및 섹터화의 효과를 나타낸 것이다. 도시의 편의를 위해, 3 Mbps 전송 채널이 선택되었다. 표에서 보는 것과 같이, 사전 오류 수정 코딩(forward error correction coding)을 가진 64QAM, 버스트 에러 보호(burst error protection)를 위한 리드-솔로몬 아우터 코드(Reed-Solomon outer code) 및, 심벌 레벨에서의 트렐리스 이너 코드(Trellis inner code)와 같은 고레벨의 변조가 더 높은 대역폭 효율을 제공한다. 이 표는 각각의 변조 기술이 780MHz의 주어진 총 대역폭를 지원할 수 있는 3 Mbps 채널들의 개수를 도시한다. 간섭을 줄이기 위해서, 그리고 64QAM 변조를 위해 요구되는 더 높은 신호 대 잡음비에 부합하기 위해서는 채널 주파수들이 섹터마다 변화해야 한다. 낮은 신호 대 잡음비로 인해 QPSK 시스템에 대한 경우와 다르다. 고효율 변조 계획(higher efficiency modulation schemes)에 대한 교류 주파수 계획(alternating frequency plan)을 고려하면, 표 1은 취할 수 있는 채널들의 실제 수를 보여주며, 단위 노드당 6개의 섹터들이 배치되는 채널용량으로 그 효과를 결론지을 수 있다. 선형성(linearity), 신호 대 잡음비, 실효 등방향 방사 전력(effective isotropic radiated power; EIRP), 및 수신기 잡음 지수와 결합된 위상 안정성(phase stability), 안테나 사이즈(antenna size), 적합한 경로 링크 마진(path link margin)을 가지는 시스템 이득(system gain)들을 포함하는 여러 가지 다른 시스템 인자(system factor)들은 가장 가격 효율적인 시스템을 제공하는 기술을 결정할 것이다.
도 2f는 최종 소비자 모뎀 설비와 WNU(2010)의 블록 다이어그램이다. 멀티플렉스된 부반송파 신호(multiplexed subcarrier signal)들을 전송하는 다운스트림 RF 채널들은 안테나에서 선택되고 수신되며, IF로 변환되고, 복조되어 디멀티플렉스된다. VDSL(혹은 MDSL)을 이용하여 라인 드라이버 데이터는 음성신호와 DSL 신호를 분리하는 스플리터를 경유해서 결합된다. 데이터는 저반송 주파수와, 트위스트-페어 라인상의 QAM 신호들을 경유해서 보내진다. 다운스트림 경로를 완전히 갖추기 위해서는 VDSL 모뎀이 디지털 신호들을 받고, 신호를 다시 정보로 변환한다.
도 2f는 또한 고객 프레미스(2014)로부터 WNU(2010)까지의 업스트림 반향 경로를 도시한다. 디지털 신호는 트위스트 페어 동선 상에서 VDSL 송신기를 경유해서 업스트림을 송출하며, WNU에 위치한 VDSL 수신기에 의해 수신된다. 디지털 업스트림 채널들은 멀티플렉스 및 인코드되며, 노드 수신기로의 송신을 위해 RF 주파수로 전환된다.
도 2g는 WNU(2010)의 동작 블록을 자세하게 도시했다. 기존의 동선 상에 결합된 데이터는 고객 프레미스로부터나, 고객 프레미스까지 기저대역에 있는 VDSL을 경유해서 전송된다. 제어 채널은 아래의 세 가지 주된 기능들을 가진다. 1) 채널 선택 정보를 통과시킴, 2) 대역폭 할당, 3) 비트 오류율을 발생시키는 채널 간섭(channel interference)의 분석. 첫 번째 기능의 일부로서 튜너(tuner)들은 적합한 채널로 조정하기 위해서 WNU에 위치한다. 동보 정보(Broadcast information)는 다수의 VDSL을 경유해서 분배될 수 있다. 가상 튜너(virtual tuner)로서의 이러한 작동은 설치비를 축소시킨다. 두번째 채널 제어 기능으로서, 대역폭 할당과 데이터 속도 요청들은 고객 프레미스 모뎀으로부터 WNU로 제어 신호를 통해서 보내진다. WNU들은 용량 할당이 중재되고 할당되어지는 노드(Node)로 요청을 전송한다. 만약 불충분한 시스템 자원들을 이용할 경우, 그 시스템은 새롭게 요구되는 링크를 완료시키기 위해 다른 사용자 속도(user rate)와 교섭하게 될 것이다. 이 정보는 네트워크 관리층에서 관리되고, 사용된 실제 데이터 속도에 기초한 유료 고객들에게 사용되어질 수 있다.
노드에서 발생된 통신은 사용자 선택 데이터 속도를 결정하기 위해 관리층을 사용하고, 통신 세그먼트 요구에 기초하여 노드는 데이터 속도에 대해 요구되는 채널들 상에서만 송신한다. 전실장 노드(fully populated node)(모든 반송주파수)는 WNU, 전송노드 상의 주파수 다양성 및 동적 송신 및 수신 주파수 할당을 고려한 WNU에서의 공간적 다양성을 이용하여 실현될 수 있다. 이 동적 대역폭 할당(dynamic bandwidth allocation)은 가변 또는 스위치 대역폭 필터의 사용으로 획득되며, 가드 밴드(guard band)의 필요성을 축소시키거나 감소시킨다. 마지막으로 세 번째 기능은 임의의 주어진 시간에서의 채널 간섭을 분석하고, 대역폭을 감소시켜서 반송파 대 간섭비C/I(carrier to interference)를 향상시킨다. 마지막 두 가지 기술의 효과는 보다 효율적으로 스펙트럼을 이용하도록 시스템에 가변 데이터 속도 기능을 제공하는 것이다.
노드 수신기는 분배를 위해서 신호를 다운컨버트(downconvert)하고, 복조하고, 디멀티플렉스하고, 교환 전화망에 역으로 인터페이스한다. 제어 채널 정보는 정보의 형태에 기초하여 통신 연결경로를 성립시키고, 그 우선 순위를 결정하고, 데이터 속도를 조정하고, 전송 및 수신 주파수 분리를 취급하며, OSS에 무선을 결합시킨다.
미리 언급된 것처럼, 오늘날 설치된 다중 네트워크는 이 HWWN 구조로 이득을 볼 수 있다. 시스템 구조가 변화하기 때문에(예를 든다면, 단방향 통신과 양방향 통신, QPSK 대 QAM, 대칭적 데이터 대 비대칭적 데이터), 이들 상이한 구조의 결합한 HWWN을 이행하는 효과는 결과적으로 다른 이익을 줄 것이다. 예를 들면 QPSK 변조를 이용하는 단방향 전송의 통신 위성 시스템은 증가된 라인 오브 사이트(line-of-site), 빠른 설치, 낮은 고객 설치비용, 간소화된 시설 및 전화기 네트워크에 기초한 양방향 경로의 이점이 있다. 미국에서 DBS 접시안테나(dish)에 대한 현재 취득 추정치는 67%에 확률을 가지고 있다. 이것은 약 33%가 신호를 취할 수 있는 방송위성으로의 사이트에 직접 연결된 라인을 가지고 있지 않다는 의미이다. 본 발명의 설치방법은 유용하고 디지털 신호를 다룰 수 있는 구리선이 제공하는 90%보다 취득률을 더욱 향상시킨다.
MMDS는 단방향 육상 비디오 시스템이다. HWWN은 인공위성 예에서와 유사한 취득향상을 제공할 수 있다. 다시 이 실시예는 양방향 고속 데이터 능력과 보조 전화선을 제공할 수 있다. 전화와 같은 대칭적 페이로드(payload) 전송은 전송 및 수신모드에서 같은 채널용량을 요구한다. 동적 BER 모니터(dynamic BER monitor) 및 조정 데이터 속도(arbitrated data rates) 및 디지털 압축 기술에서 HWWN 시스템은 용량을 두배 이상 증가시키도록 설치될 수 있다. 몇몇 채널용량은 고속 인터넷 접속과 같은 새로운 응용을 지원하기 위해 사용된다. 추가로 디지털 비디오 MMDS 시스템에 고려되는 QAM 변조기술은 간섭을 감소시키기 위하여 섹터화된 노드들을 사용하고, 채널할당을 관리한다.
마지막 실시예에서, HWWN 디지털 전송 구조에 의해 변화하는 데이터 용량 요구, 정보의 형태(데이터 속도) 및 직면한 간섭에 기초하여 시스템 대역폭을 조정하고 할당하는 시스템의 개발이 가능하게 된다. 도 2h는 이러한 시스템의 용량을 요약 설명한 것이다. 850 MHz 주파수 스펙트럼 할당을 가정하면, 집신(concentration)없는 QPSK 변조 계획은 40 MHz RF 채널 당 576 Duo를 제공할 수 있다. 40MHz 채널 당 데이터 속도는 37.056Mbps로서 오버헤드(overhead)와 파일럿 톤(pilot tones)의 원인이 된다. 더 빠른 디지털모뎀 또는 섹터화는 이 채널 속도들을 증가시킬 것이다. 동적으로 조정되는 HWWN 시스템은 추가적인 RF 채널 용량 제공에 의하여 이 속도들을 증가시킨다. 가드 밴드에 대해 일반적으로 할당된 현재 스펙트럼의 이용에 기초하여 동적 채널 할당은 추가적으로 3개의 RF 채널을 제공할 수 있다. QMA 변조와 간섭 관리(interference measurement) 와 제어 능력을 사용하는 HWWN 디지털 전송 구현은 잠재적으로 용량을 증가시키는 보다 더 많은 RF 채널을 제공하거나 또는 보다 높은 데이터 속도를 제공한다.
요약하면, 본 발명의 HWWN은 저렴하고 확대된 응용과 1)향상된 스펙트럼 효율과 2)간섭 감소의 기술적 이익을 제공할 수 있다.
대체물은 중앙국이 음성-대역 이상 주파수에서 DSL 모뎀으로 각 가입자 라인을 모니터 해야하고, 라인이 활성화되는 경우, 아날로그 스위치는 가입자 라인을 중앙국의 DSL 모뎀에 연결해야한다. 이것을 더욱 간략화된 모니터링 및 아날로그 스위치가 APE 모니터링 및 디지털 스위치로 대체한다는 것을 제외하고는 도 2b의 모사이다. 또한 같은 방법이 거주지 DSL 모뎀에서 중앙국 엔드(물리적으로 원격 페디스틀(pedestal)에 연결된)의 APE까지의 가입자 라인거리를 줄이는 로컬 페디스틀(local pedestal)과 결합되어 사용될 수 있다.
AFE(240)은 중앙국(220)과 떨어져 있을 수 있고 광섬유나 동축케이블을 경유하여 중앙국에 연결된 페디스틀들에 위치할 수 있으며; 각 페디스틀은 5kft이하의 짧은 거리 내에서 거주지로 가입자라인의 번들(bundle)을 탭 오프(tap off)한다. 이 방법으로 긴 가입자 라인들에서 고주파에서의 감쇠를 막을 수 있다.
도 2i는 DSL 모뎀들에 대한 거주지-중앙국의 연결에 대한 보다 양호한 실시예를 도시한다. 특히, 전 서비스지역에 분포되어 있는 다중 원격 광학 네트워크 유닛(optical network unit; ONU)의 중앙국 DSL 모뎀들의 설치는 트위스트-페어 라인의 거리를 짧게 하지만, 다수의 ONU 내에서의 DSL 모뎀들의 설치는 각 모뎀이 형태 요인(form factor)과 전력낭비의 강한 제약을 받게 된다. 중앙국에서 거주 고객에 할당된 디지털 데이터는 다른 디지털 데이터와 멀티플렉스되어지고 광섬유를 통하여 ONU에 전달되어지며; 이어서 ONU는 거주지 내의 DSL 모뎀으로의 트위스트 페어 상에서 고객으로의 변조 데이터를 디멀티플렉스, 복조, 및 루트한다.
양호한 실시예는 ONU DSL 모뎀 기능을 아날로그 프론트 엔드(AFE) 컴포넌트와 디지털 신호 프로세싱 컴포넌트로 구분하고 ONU 내에 오직 AFE 컴포넌트만을 배치함으로써 이러한 형태 인자와 전력낭비의 제약을 감소시킨다. 도 2i에 보인 것과 같이 디지털 신호 프로세싱 컴포넌트는 중앙국에 남아있고 멀티플렉스된 광섬유에 의해 AFE로 접속된다. 이것은 디지털 신호 프로세싱 컴포넌트에서의 어떠한 크기 제약과 어떠한 전력제약을 피할 수 있다.
도 2i는 중앙국에서 네트워크 인터페이스가 백본 데이터 네트워크(backbone data network)를 디지털 신호 프로세싱 유닛에 접속한 것을 도시한다. 디지털 프로세싱 유닛은 중앙국 DSL 모뎀이 요구하는 디지털 프로세싱 오류 정정 코딩(error-correction coding), 디지털 필터링 등을 포함한다. 디지털 프로세싱은 광섬유를 경유하여 ONU 내의 AFE 내의 디지털-아날로그 컨버터들에 전달되는 디지털 값들을 생성한다. AFE들이 원격 ONU에 위치하기 때문에 변조와 송신에 사용될 값들의 디지털 표현은 AFE에 디지털화하여 전달되어야만 한다. 고처리량 광학링크가 다수의 디지털 프로세싱 유닛으로부터 데이터를 수송하는 것에 사용되어 멀티플렉싱 동작에 의해서 고속링크를 효율적으로 이용하게 한다. 각각의 디지털 프로세싱 유닛으로부터의 디지털 데이터 스트림은 ONU로의 상이한 가상 데이터 경로에 할당될 수 있다. 모든 가상 경로는 광섬유(광학적 링크)에 의한 물리층에서 전송되어진 더 작은 수의 실제 데이터 경로로 멀티플렉스되어 질 수 있다. ONU에서 상이한 실제 경로에 있는 데이터는 적합한 가상경로들로 디멀티플렉스되어지고 정확한 AFE로 그리고 이어서 트위스트-페어 상에서 거주지 DSL 모뎀에 전송되어진다.
광학적 링크의 상대적 용량, DSL 링크의 용량, AFE에 전송된 아날로그 값들의 디지털 비트 정확도(digital bit precision) 및 변조방법은 단일 광학적 링크에 멀티플렉스되어질 수 있는 DSL 링크 수를 결정할 것이다. 예를 들면, 1 기가비트/초 광학적 링크는 ONU의 AFE들에 총 100 메가샘플/초를 전달하는 10-bit 샘플들을 전달하기 위해 사용될 수 있다. 이것들은 입력을 열 개의 5MHz DSL 채널에 제공할 수 있고, 만약 개개의 5MHz 채널이 5비트/Hz의 비율로 데이터를 송신하면, 이것은 25Mbit/채널이 된다. 모든 채널들에 대한 총 DSL 전송율은 총 디지털 파이버 송신률(digital fiber transmission rate)의 25%에 불과한 250 Mbits/초이다. 그러나, 이 방법은 ONU에 위치한 10개의 비싼 DSL 모뎀들에 비해 낮은 가격의 싱글 파이버(single fiber)를 이용할 수 있다.
중앙국의 인코딩/디코딩 동작들은 도 2j에 도시된 것처럼 디지털 신호 processors(DSP)의 단일 뱅크(bank)에 구성되어진다. DSP의 뱅크의 총 프로세싱 전력(total processing power)은 요구에 따라 가상 커뮤니케이션 링크 사이에 할당되어질 수 있다. 각각의 가상링크에 대한 비슷한 동작의 그룹화는 DSP 뱅크의 효율을 크게 한다. 이것은 수많은 요인에 대한 보다 가격 효과적인 방법을 제공한다: (1)단순화된 동기화: 모든 동작이 같은 위치에 구성된다; 이것은 동기화된 DMT 라인 코드에 유리; (2)수 많은 DSL 연결 중의 디지털 리소스(digital resources)의 유리한 통계적 멀티플렉싱; 및 (3) 간섭 거부를 증가시키기 위해 다선 누화 제거(multiline crosstalk cancellation)를 적용할 수 있음.
디지털 전송 시스템의 스펙트럼 셰이핑(spectral shaping)은 디지털 프로세싱과 아날로그 프로세싱 사이에 배분될 수 있다. 만약 낮은 복잡도의 아날로그 프론트 엔드(AFE)가 요구되면, 보다 넓은 디지털 필터링이 고성능 레벨을 얻기 위해 적용될 수 있다. 추가로 만약 디지털 신호 프로세싱이 오버샘플링(oversampling) 기술을 이용하면, 아날로그 프론트 엔드는 보다 간단해 질 수 있다. 예를 들면, 4-호 오버샘플링된 신호가 DSP로 준비되고, AFE가 빠른 디지털-아날로그 컨버터에 적용된다면, AFE의 아날로그 필터링(analog filtering) 요구는 줄어든다. 추가적인 디지털 스펙트럼 셰이핑(digital spectral shaping)은 ONU에서 복잡도를 더하지 않고 중앙국의 DSP 뱅크에서 실행될 수 있다. 사실, ONU에서 아날로그 컴포넌트(analog component)들의 복잡도를 감소시킬 수 있다. 그러나, 오버샘플링 기술이 적용되면, 보다 빠른 디지털-아날로그 컨버터와 보다 빠른 아날로그-디지털 컨버터가 AFE에 사용되어야 하고 광학적 링크를 통한 높은 데이터 속도가 생길 것이다. 최저 총비용을 위한 관건은 전적으로 컴포넌트 비용에 달려있다.
ONU에 위치하는 AFE는 여러 가지 방법으로 설계될 수 있다. AFE의 최대 전력 부족 요소는 라인 드라이버이다. 각 라인에 대한 아날로그-디지털 컨버터와 디지털-아날로그 컨버터는 최대 비용 요소가 될 것이다. 도 2k에 배열을 도시해 놓았다.
광학적 링크를 DSL 링크에 인터페이스하는 가장 직접적인 방법은 다중분리 AFE들의 ONU에 입력/출력을 디멀티플렉스/멀티플렉스하는 것이다. 각각의 DSL 라인은 도 2k에 보여진 구성의 전용 AFE를 가진다: 아날로그-디지털 컨버터, 디지털-아날로그 컨버터, 아날로그 필터(analog filter), 라인 드라이버, 자동 이득 조정(automatic gain correction: AGC)을 할 수 있는 수신 증폭기. 광학적 링크의 통계적 멀티플렉싱은 광학적 링크에서 동시에 유지될 수 있는 것보다 더 많은 DSL 접속을 제공함으로써 획득될 수 있다. 그러나 다중전송/역다중전송은 디지털 입력 상에서 이행되며, 그런 이유로 각 DSL은 전용 AFE를 가져야만 한다.
다중 DSL 라인에 대한 전체적인 효율은 ONU에서 아날로그 프로세싱 리소스(analog processing resources)를 나눔으로써 증가될 수 있다. AFE들은 단일 광학적 입력과 다중 DSL 출력을 갖는 AFE 뱅크에 그룹화할 수 있다. 아날로그 리소스의 통계적 멀티플렉싱은 다수의 DSL들 중에 제한된 AFE들을 스위칭함으로써 ONU에서 얻을 수 있다. 물론 이것은 포텐셜 콜 블로키지(potential call blockage)의 추가된 복잡화와 DSL 접속을 성립시키는 요구를 신호보내는 필요성을 수행한다. 그러나, 음성-대역 위의 협대역 제어 채널(narrowband control channel)은 관리와 제어 기능들에 대해서 규정되어진다.
보다 유리한 점은 ONU에서 아날로그 리소스를 나눔으로 얻을 수 있다; AFE 뱅크에서 표준 AFE들을 소수의 고성능 AFE들과 결합시킬 수 있다. 고성능 AFE들은 고정밀 아날로그-디지털 컨버터와 디지털-아날로그 컨버터, 높은 샘플링률, 및 더 좋은 아날로그 필터를 제공한다. 필요에 따라 고성능 AFE들은 AFE 뱅크에서 서비스되는 여러가지 DSL들 사이에서 스위치될 수 있다. 이 type의 AFE 뱅크의 난점은 AFE 출력을 DSL들에 연결하는 아날로그 크로스바 스위치(analog corssbar switch)이다.
중앙국과 ONU 사이의 DSL 모뎀의 아날로그 및 디지털 프로세싱 컴포넌트의 분리는 모든 라인 코드들에 적용되고 다중 음분리(DMT) 변조, 무반송파 진폭 위상(carrierless amplitude phase; CAP)변조, 및 다른 디지털 변조 방법으로 잘 동작된다.
중앙국에서 다중 모뎀에서 단일 디지털 프로세싱 유닛에 디지털 프로세싱을 그룹화한 다음에 원격 AFE들에 디지털 데이터를 분배하는 개념은 도 2l에 도시된 것과 같이 다른 원격 접근 방법에 적용시킬 수 있다. 예를 들면, 상기 고안은 전화회사 중앙국이 아닌 위치에 네트워크 인터페이스가 상주할 때 적용될 수 있다. 디지털 모뎀 프로세싱은 서비스 제공자의 프레미스 및 이어서 직접 마이크로파 링크(direct microwave link; MMDS)나 고성능 케이블 접속(cable connection)과 같은 대체 고속 디지털 기술의 원격 위치로 전송되는 결과적인 디지털 데이터에서 이행되어 질 수 있다. 이 경우에 상기 고안은 디지털 프로세싱을 DSL들에 연결되어 있는 배분점에서보다는 네트워크 엔드의 MMDS 기지국에 밀어 넣는 것이다.
아날로그와 디지털 프로세싱의 분리에 대한 또 다른 잠재적인 이점은 오류-정정 기술이 거주지는 물론 DSP 뱅크 내의 디지털 프로세싱에도 적용된다는 사실로부터 발생한다. 이것은 오류 정정 코딩이 DSP 뱅크와 ONU 사이의 중간 링크(intermediate link)로부터 제거될 수 있다는 의미이다. 중간 링크를 통해서 전송되면서 발생하는 대부분의 에러는 DSL 트랜시버에 적용되는 강한 오류 정정 코드에 의해 쉽게 보정된다. 이것은 저가의 광학적 전송 시스템에서 발생하는 광학적 쇼트 잡음(optical shot noise)을 경감할 수 있다. AFE를 제어 채널은 아날로그 송신 매체(analog transmission medium)의 성질을 변화시키도록 조정하는 것 같은 피드백 정보(feedback information)를 전송하기 위해 디지털 프로세싱 유닛과 AFE사이에 위치해야 한다.
중앙국-거주지 접속에 대한 전술한 방법은 ADSL과 다른 비대칭 시스템에 대해 향상될 수 있을 것이다. 특히, ADSL 시스템은 전화 가입자 루프와 루프의 각 끝에 있는 한 쌍의 트랜시버로 구성되어 있다. 가입자 엔드 ADSL 트랜시버는 ATU-R로 불리고 중앙국 엔드 ADSL 트랜시버는 ATU-C로 불린다. 한계거리보다 중앙국에서 먼 서비스 건에 대해서는 ATU-C가 도 2d에서처럼 원격터미널에 위치되어진다. 원격터미널의 통신량은 광섬유 링크를 통해서 중앙국에 연결되어진다. ADSL 시스템은 다중채널을 제공하며: ADSL 채널들의 개수 및 상응하는 대역폭이 수는 가입자 응용들에 따라 동적으로 조정되어진다. ADSL 시스템은 576Kbps의 총 결합 속도를 갖는 듀플렉스 쓰루풋 채널(duplex throughput channel)들 및 6.132 Mbps의 결합 쓰루풋을 갖는 단신 통신로(simplex channel)들을 제공한다. 모든 ADSL 채널들은 활성일 때 정보 교환을 위해 백본이나 LAN에 연결되어질 필요가 있다.
그러나, ADSL 시스템의 많은 응용에 있어서 통신량이 넘쳐나는 경우가 있다. 예를 들면 전형적인 인터넷 접속에는 산발적인 업스트림 요구와 간헐적인 대용량 다운스트림 전송이 있다. 달리 말하면, 전용 스위치들(dedicated switches)과 백본 네트워크 대역폭은 대부분의 시간동안 사용되지 않고 있다. 넘쳐나는 통신량에 대한 처리 대역폭 효율을 높이기 위해, LAN은 중앙국에서 모든 ADSL 라인으로부터 통신량을 합치는데 이용될 수 있다. 같은 LAN에 연결된 루터는 원하는 착신지에 패킷을 전달하고 전달받는데 이용될 수 있다. 디지털 스위치는 여전히 각각의 컴퓨터 네트워크에 루터들을 연결하는데 필요하다. 이러한 배열에서 루터는 모든 ADSL 라인과 모든 컴퓨터 네트워크에 필요한 것이다(도 2m 및 도 2b 참조). 그러나 중앙국 LAN 에는 소통 혼잡이 있고 지연을 초래한다. 그래서 도 2n-o에 설명된 비대칭 양호한 실시예는 ADSL의 업스트림(거주지-중앙국)과 다운스트림(중앙국-거주지) 속도가 다른 이점을 갖는다. 업스트림에 대해선 도 2m과 같이 대역폭과 장비효율을 높이기 위해 멀티플렉스 및 대기 행렬 방법을 이용한다. 특히 10Mbps 이상을 다룰 수 있는 사용가능한 루터들을 이용하기 위해 각각 500Kbps 처리량들과 많은 수의 ADSL 라인들로부터의 소통을 결합시키도록 먼저 멀티플렉서를 이용한다.
컴퓨터 네트워크에 직접적으로 연결하는 것 대신에, 사이즈의 대기행렬들이 다른 특성의 통신량을 완충하기 위해 이용되어진다. 많은 작은 처리량과 대기 시간이 적은 행렬들이 주문형 비디오 제어 신호와 같은 대기 시간이 적은 응용들에 이용되어질 수 있어야만 한다. 커다란 버퍼 사이즈(buffer size)를 가지고 있는 소수의 고효율 대기 행렬들만이 인터넷 접속과 같은 지연이 가능한 응용들에 필요하다. 대기 행렬의 수와 버퍼 사이즈는 ADSL 인구 및 응용 요구에 적응되어질 수 있다. 예를 들면, 주문형 비디오에 접속하는 열 개의 ADSL 라인들과 인터넷에 접속하는 열 개의 ADSL 라인들에 의해 전형적으로 업스트림 통신량은 넘쳐나질 것이고 인터넷 접속을 위한 하나의 대기 행렬에 덧붙여서 10Mbps에서의 두 개의 루터와 합리적인 크기의 버퍼(buffer)를 가지고 있는 주문형 비디오 제어 신호를 위한 다섯의 대기 행렬이 필요해질 것이다.
다운스트림에 대해선, ADSL 다운스트림 처리량이 컴퓨터 네트워크으로부터의 처리량보다 더 크다는 가정 하에 각 컴퓨터 네트워크에 대해서 디멀티플렉서를 이용하고 각 ADSL 라인에 대해선 멀티플렉서를 이용한다(도 2o 참조). 디멀티플렉서는 모든 ADSL 라인에 이용 가능한 상이한 컴퓨터 네트워크들로부터 소통을 이루는데 이용되고, 멀티플렉서는 모든 ADSL 라인에 요구되어지는 소통을 선택하고 그것들을 올바른 ADSL 채널들로 보내는데 이용되어진다. 고속 버스(bus)는 디멀티플렉서와 멀티플렉서를 연결하는데 필요하다. 버스의 통신 로드로 인해 만일에 지연 요구가 민감해진다면 다수의 버스들이 필요할 것이다. 다른 통신량에 대해 다른 버스들이 제공될 수 있다. 다시 예를 들어, 주문형 비디오에 접속하는 열 개의 ADSL 라인들과 인터넷에 접속하는 열 개의 ADSL 라인들에 의해, 전형적으로 다운스트림 통신량은 50Mbps 이하가 되고, 한 개의 고속 버스로도 충분할 것이다.
도 3a는 가입자 라인(140) 상에서 이서넷(Ethernet)(10/100 Base T) 인터페이스를 통해서 인터넷 접속 서버에 연결 될 수 있는 중앙국(220)의 모뎀(100)과 통신하고 있는 표준 프로토콜 스택(standard protocol stack)을 가지며 윈도우즈 95 (or 윈도우즈 NT)를 운영체제로 쓰는 퍼스널 컴퓨터(310) 내에 모뎀(100)을 갖는 시스템을 도시한다. 모뎀(100)은 POTS 또는 음성-대역 모뎀에 대해서 모뎀(100)의 DSL부가 이 DS부 상에서 인터넷에 연결되어지는 것과 동시에 다른 음성-대역 모뎀과의 통신을 가능하게 한다.
유사하게, 도 3b는 LAN(320)에 대한 루터(330)로서 활동하고 디바이스(340)(342)(344)와 상응되는 DSL 모뎀들을 연결 짓는 DSL 모뎀을 도시한다.
도 3c는 PC(350)에서 모뎀(100)에 기초한 원격 전자 회의 시스템의 절반을 도시한다. 각 원격회의의 단부에는 중앙국(220)의 모뎀과 384+16 Kbps로 통신하는 모뎀(100)을 갖는다. 중앙국 모뎀은 집신 장치(concentrator)와 패키타이저(packetizer) 간에 데이터를 전송하고 패키타이저는 메시지를 신호화하는 것처럼 16Kbps 신호전송 채널을 ISDN 식 신호 전송 메시지로 변환하고 공중 교환 전화망을 통해서 T1/T3 서비스로 384Kbps 스트림을 작용시킨다. 수신부(receiving party)로서의 중앙국(220)은 수신 부분을 모뎀(100)으로 공급하기 위해 이러한 작용을 역전시킨다. 반대방향으로의 통신도 유사하게 진행된다. POTS가 원격 전자 회의의 음성을 위해 모뎀(100)과 동시에 이용되어질 수 있다는 것을 주목해야 한다. video에 동조하기 위해 아날로그 지연(analog delay)이 POTS 출력에 삽입될 수 있다.
도 3d와 3e는 프로토콜들과 메시지를 신호화하는 ISDN-타입 신호전송 프로토콜 및 메시지들을 도시하며; 모뎀(100)은 공중 교환 전화망을 통해 음성 또는 데이터를 송출한다. SS7 네트워크는 네트워크를 통한 호출 설정과 해제를 위한 ISDN 사용자부(ISDN user's part; ISUP) 메시지들을 전달하기 위한 백본들을 제공한다.
도 5a는 DSL AFE(110)과 VB AFE(120)과 같은 모뎀(100) 특징들을 포함하며, 가입자 라인(140) 접속을 위한 스플리터(130), ISDN 라인(142)으로의 연결을 위한 ISDN 프론트 엔드(510), 및 핸드-프리 스피커폰(hands-free speakerphone)을 이용하는 것 같이 스피커(146)를 구동시키고 마이크로폰(microphone)(144)출력을 수신하기 위한 받기 위한 오디오 프론트 엔드(audio front end)(520)를 갖는 다중모드 모뎀(500)을 도시한다.
외부 RAM(530)은 비휘발성(EEPROM 또는 플래시 EPROM)이거나 휘발성(SRAM or DRAM)이다. 외부 RAM(530)은 DSP(150)에 의해 이용되어지는 각 라인 코드에 대해 다양한 프로그램을 포함한다. 그러한 라인 코드는 DMT, QAM, CAP, RSK, FM, AM, PAM, DWMT 등이 될 수 있다.
모뎀(100)의 송신부는 QAM 트랜시버 로직의 부분으로서 이행되어지는 동위상 및 직교 통과대역 디지털 셰이핑(quadrature passband digital shaping) 필터로 구성되며; 수신부는 QAM 트랜시버 로직의 부분으로서의 이행된 동위상 및 직교 피드포워드(quadrature feedforward) 필터 및 크로스-커플 피드백 필터(cross-coupled feedback filter)를 갖는 부분 점유 복잡한 결정 피드백 이퀄라이저(complex descision feedback equalizer; DFE)로 구성된다. 선택적으로 QAM 트랜시버 로직은 비터비 디코더(Viterbi decoder)를 포함할 수 있다.
모뎀(500)이 작동될 때, 모뎀(500)은 음성 대역 모뎀 기능, DSL 대역 모뎀기능, ISDN 기능, 오디오 기능, 및 다른 라인 코드들의 기능성 또는 상기 기능들의 조합을 제공한다.
본 발명은 또한 멀티플식 그리고 상이한 모뎀들이 단일 DSP 하드웨어 장치에서 동시적으로 이행되는 시스템을 포함한다. 그 예로, 음성 대역(예, V.34), DSL, 케이블, 지상, 및 다른 무선, 및/또는 위성 모뎀이 같은 DSP 장치에 의해 실현된다. 이것은 DSP 장치의 향상된 프로세싱 능력에 의해 가능하게 되었다. 이 방법의 이점은 시스템이 다중 모뎀(예, 원격 접속 시스템; RAS)을 요구할 경우 시스템의 총가격을 절감할 수 있으며: 프로세싱 오버헤드의 검출로 인해 프로세싱 요구를 감소시키게 되며, 프로그램 및 데이터 메모리 버퍼를 공유함으로써 프로그램 및 데이터 메모리가 감소된다. 예를 들면, 멀티플식 모뎀들이 싱글 DSP장치에 의해 동시에 실행됨으로서 프로그램 메모리를 줄일 수 있다. 인터페이스 및 기타 잡다한 접속 논리들은 다중 모뎀 사이의 같은 논리를 공유함으로서 뿐만 아니라 통계적 멀티플렉싱이나 속도 제어를 보다 향상시킴으로서 감소된다.
인접 항에 있어서, 다음의 상황들이 지배적이지만, 반도체 산업의 자연적인 성장에 따라 DSP MIPS 능력이 증가되듯이 이러한 조합들은 확장할 수 있다; DSP 내의 멀티플 음성-대역 모뎀; DSP 내의 음성 대역 및 DSL 모뎀; DSP 내의 음성 대역 및 케이블 모뎀; DSP 내의 멀티플 DSL 모뎀; DSP 내의 다중 케이블 모뎀들; 및/또는 상기의 조합.
도 5b는 음성 대역과 높은 주파수 DSL 대역의 분리를 위한 양성 스플리터 회로이다. 이 스플리터는 또한 임피던스 매칭을 이행하고, POTS에 의한 적합한 리턴 손실값을 보장한다.
도 6a에는 가입자 루프(140)를 통한 전화(212) 및 모뎀(500)과 중앙국(220)의 상호접속의 개략도이다.
오늘날, DSL 기술 T1에 기초하고 오늘날 사용가능한 시스템들을 ISDN 기본 속도 접속 채널(Basic Rate Access Channel) 및 무중계 T1(Repeaterless T1)이다. 개발중인 DSL 시스템은 비대칭 디지털 가입자 라인(Asymmetrical Digital Subscriber Line; ADSL), 대칭 디지털 가입자 라인(Symmetrical Digital Subscriber Line; SDSL), 및 초고속 디지털 가입자 라인(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Line; VDSL) 이 있다. DSL 시스템의 전송 처리량은 루프 손실, 잡음 환경, 및 트랜시버 기술에 의존한다.
잡음 환경은 자체 또는 외부 근단 누화(Near End Crosstalk; NEXT), 원단 누화(Far End Crosstalk; FEXT) 및 배경 백색 잡음 등의 조합일 수 있다.
도 6b는 다중 가입자 루프(140) 및 NEXT와 FEXT가 생성되는 양태를 개략적으로 도시한다.
ISDN 기본 속도 접속 채널에 대한 DSL의 전송 처리량은 160 Kbps 이다. 무중계 T1에 대한 HDSL의 전송 처리량은 800 Kbps 이다. ADSL 의 전송 처리량은 업스트림(가입자로부터 중앙국으로) 하에서는 16 Kbps에서 640 Kbps 이고, 다운스트림 하에서는 1.544 Mbps 내지 6.7 Mbps 이다. MDSL 전송 처리량은 현재는 업스트림에서 최대 384 Kbps, 다운스트림에서 384 Kbps 로부터 2.048 Mbps 까지로 알려져 있다.
통과 대역 DSL 시스템은 QAM 또는 CAP 라인 코드를 사용하여 단일 반송파로서 이행될 수 있다. 단일 반송파 시스템은 채널 왜곡에 대한 보상을 위해 채널 이퀄라이저에 의존한다. 이 채널 이퀄라이저는 보통 다중의 신호전송 보속도(Signaling Baud Rate)에서 동작된다. 도 6c에 CAP 트랜시버의 블럭도이다.
특히, D/A(614)는 송신기 필터(610)(612)와 필터(616)에 접속되어 있고, 필터(616)는 채널(620)에 접속된다. 채널(620)은 A/D(632)에 접속된 필터(630)에 접속되어 있다. A/D(632)는 이퀄라이저(634)(636)에 접속되어 있다. 회로(638)의 일부분은 시간을 회복시킨다.
DSL 시스템은 또한, 채널 임펄스 응답의 시간 확산을 교정하기보다는 압축하기만 하여 비교적 단순한 적응 채널 이퀄라이저를 허용하는 것에 부가적으로 채널 용량을 더욱 잘 이용하고 채널 왜곡을 감소시키기 위해 DMT 라인 코드를 사용하여 다중 반송파로써 실현된다. DMT 시스템은 채널을 다수의 부채널 반송파들로 분리시킨다. 간단한 주파수 영역 이퀄라이저는 채널 이퀄리제이션을 완료시킨다. DMT 부채널의 신호전송 보속도는 단일 반송파 시스템의 대역 속도보다 더 낮다.
도 6d는 DMT 트랜시버의 블럭도이다. 특히, IFFT 블록(640)은 D/A(644)와 접속되어 있다. D/A(644)는 채널(650)과 접속된 송신기 필터(646)와 접속되어 있다. 채널(650)은 A/D(632)와 접속된 필터(660)와 접속되어 있고 A/D(632)는 FFT 블록(666)과 접속된 이퀄라이저(664)와 접속되어 있음을 알 수 있다. DMT 트랜시버는 시동(642) 및 타임 회복(668) 회로를 포함한다.
어떤 MDSL모뎀은 적은 하드웨어 비용과 낮은 누화 잡음 레벨을 위하여 주파수 분할 풀 듀플렉스(frequency division full duplex)를 사용한다. 이런 MDSL 모뎀은 중앙국과 가입자 사이에 루프 길이가 21kft인 최소 384 Kbps 풀 듀플렉스 전송 링크를 제공한다. 더 좋은 가입자 루프에서는, 이 MDSL 모뎀은 채널 용량, 또는 가입자 엔드 모뎀의 하드웨어 능력에 제한을 받는 전송 처리량을 향상시킨다. 가입자 엔드 MDSL의 완전 모형은 중앙국 엔드에서의 ADSL모뎀과 통신한다. MDSL모뎀의 트랜스미터와 수신기 부분들은 CAP 또는 DMT 라인 코드의 실현을 가능하게 한다.
도 6e는 MDSL모뎀(600)의 블록 다이어그램이다. 모뎀(600)은 D/A(674)에 접속된 송신기(676)를 갖는다. D/A(674)는 필터(672)에 필터(672)는 혼성 회로(670)에, 혼성 회로(670)는 스플리터(130)에 접속되어 있다. 혼성 회로 회로는 또한 A/D(680)에 접속된 필터(678)와 접속되어 있다. A/D(680)는 수신된 신호를 출력하는 수신기(682)와 접속된다. 타이밍 회복 블럭(684)은 중앙 클럭타이밍을 복구한다.
초기화 과정의 목적은 중앙국(220)과 가입자 엔드(210) 양단에서 전화 가입자 루프(140)의 MDSL 능력을 부합시키기 위함이다. 이 초기화 과정은 채널620을 조사하고, 트랜시버 트레이닝을 위한 유용한 정보를 만든다. 그러므로 이 과정은 라인 코드를 선택하고, 가상적 다중 선택이 가능하며, 채널 제한, 전송 조건, 또는 사용 요금에 기초하여 전송 처리량을 교섭한다.
이후에 설명할 초기화 과정은 다음의 것들이다. 채널 프로빙(channel probing), 라인 코드 선택, 속도 교섭(rate negotiation), 및 트랜시버 트레이닝.
가입자 엔드에서의 MDSL모뎀은 소정의 시간 시퀀스에 따라서 프로빙 톤들의 부분을 위한 위상 대체(phase alternation)를 가지고 또는 가지지 않고 프로빙 톤을 어떤 특정 기간에 대해서 대역에 전송한다. 첫 번째 시간 간격 후에, 중앙국 엔드에서의 MDSL모뎀은 프로빙 톤의 부분에 대한 위상 대체를 가지고 또는 가지지 않고 다운스트림 대역 내의 채널 프로빙 톤에 응답한다. 이 초기 채널 프로빙 기간은 만약 요구되어지거나 필요하면, 반복될 수 있다.
초기 채널 프로빙 기간 후에 가입자 엔드에서의 MDSL 모뎀은 다운스트림 대역에 대한 채널 모델을 가지고 있고 중앙국 엔드 모뎀에서의 라인 코드 능력을 결정하며, 같은 논리로, 중앙국 엔드에서의 MDSL 모뎀은 업스트림에 대한 채널 모델을 가지며 가입자 엔드 모뎀에서의 리인 코드 능력을 결정한다.
채널 프로빙 기간 이후, 가입자 엔드에서의 MDSL 모뎀은 소정의 시간 간격 동안에 사인 톤(sign tone)을 전송함으로서 그것의 라인 코드 능력/선택을 지시/확인하여야 한다. 같은 맥락에서, 중앙국 엔드에서의 MDSL모뎀은 미리 정하여진 시간 간격에 의한 사인 톤을 전송함으로서 라인 코드 선택에 응답/확인해야만 한다. 이 사인톤 변환 과정은 특정한 라인 코드 선택을 결정하기 위한 제한된 회수로 반복되어진다.
또 다른 사인톤들은 전송 속도 교섭을 위해 양끝에서의 MDSL 모뎀 사이에 교환되어진다. 가입자 엔드에서의 MDSL 모뎀은 그것의 속도 능력이나 그것의 선호를 전송한다. 중앙국 엔드에서의 MDSL 모뎀은 그곳의 능력이나 그것의 속도 선택에 응답한다. MDSL 모뎀은 나중에 설명할 소정의 속도 변화와 함께 속도 선택을 결정한다. 가입자 엔드에서의 전송 속도 선호는 라인 조건, 하드웨어 능력, 및 사용자 선택 또는 응용 요건에 의존한다. 중앙국에서의 전송 속도 선호는 라인 조건, 통신량 로드(traffic load)에 의존한다. 양호하게는, 통신기간 동안의 속도 변환은 체인지는 라인 조건 변화, 허용된 사용자 선택에 의한다.
속도 교섭이후, 양단에서의 MDSL 모뎀은 종래의 방법으로 트랜시버 트레이닝을 시작한다. 다른 시영역 트레이닝 시퀀스는 아마도 다른 라인 코드를 이용할 수 있을 것이다. 트랜시버 트레이닝 과정의 속도를 향상시키기 위한 채널 프로빙 단계 동안 획득된 채널 모뎀을 사용하는 것은 선택 사양이다.
업스트림, 다운스트림 프로빙 톤의 스펙트럼은 도 6F에 나타내었다. 업스트림 CAP 톤(690) 및 다운스트림 CAP 톤(692)은 좌측편에, 업스트림 DMT(694) 및 다운스트림 DMT(696)은 우측편에 있다. DMT 스펙트럼의 BROKEN 라인 상전이를 나타낸다.
간결성을 위해, 모든 주파수 톤은 주파수 iΔf, 진폭ai, 및 위상 Φi(일반적으로 0 또는 1)에 있어서 동일하게 배치된다고 가정한다. 수신기에서, 수신된 톤의 위상과 진폭은 찾을 수 있다. i 번째 주파수 톤의 검출된 위상과 진폭은 각각 bi및 φi이다. N개의 프로빙 톤들이 있다고 가정하면, 주파수 iΔf에서 필터들을 포함하는 등가 채널의 주파수 응답은 수학식 (A)와 같다.
(A)
이 등가 채널의 임펄스 응답은 수학식 (B)와 같은 고속 푸리에 변환으로 계산될 수 있다.
(B)
여기서 T는 샘플링 주기이다. 주파수 간격 Δf는 채널 임펄스 응답의 확산에 의존한다. 채널임펄스응답에서 n샘플링 주기의 퍼짐은 수학식 (C)이다.
Δf ≤ B/N 〓 NΔf/n (C)
여기서 B는 관심있는 총대역폭이다.
다른 두 라인 코드의 구별을 위하여, 인접한 톤의 위상은 한 라인 코드에 있어서 180o반전될 수 있다. 이 라인 코드는 DMT일 수 있다. 채널 왜곡 후 상이한 라인 코드들을 구별하기 위해 을 선택한다.
30 샘플 및 100 KHz의 대역폭의 채널 확산에 있어서, Δf1.7 KHz 그리고 N은 64로 선택한다.
채널 프로빙 톤들은 적어도 채널 확산의 몇 배 이상 지속되어야 한다. 가능한 위상 선택으로써, 채널 프로빙 기간은 채널 모델 복구에 필요한 4에서 10배 정도이어야 한다.
N톤을 사용하면, 우리는 일정한 톤을 갖는 단위 시간 내에서의 M = 2N개의 상이한 메시지를 나타낼 수 있다. 사용된 톤의 수에 따라 가능한 단어수가 지수적으로, 증가하기 때문에, 가능한 메시지는 작은 톤의 세트 즉 2, 3, 또는 4 개의 다른 주파수로 전송될 것이다.
다음은 메시지들의 리스트이다.
384 Kbps/CAP
768 Kbps/CAP
1.544 Mbps/CAP
2.048 Mbps/CAP
384 Kbps/DMT
768 Kbps/DMT
1.544 Mbps/DMT
2.048 Mbps/DMT
양호한 최고속
양호한 최적 가격
패킷 멀티플렉싱 허용
저속만을 허용
DMT 라인 코드에 대해 사용된 것 같이 IFFT의 동작에 의해 톤을 만들어 낼 수 있다. 단위 크기 및 제로(zero)/180o위상 벡터 신호는 채널 프로빙 목적을 위해 IFFT 동작으로 공급된다. 선택된 제로 위상 벡터들은 사인톤의 생성을 위해 사용되어진다.
톤은 또한 DMT 라인 코드에 대해 사용된 것 같이 FFT 작용에 의해 복구될 수 있다. 각 톤의 진폭 및 위상 정보는 복소 벡터로서 복구되어 진다. 랜덤 샘플링 위상에 의한 통상적인 위상차가 계산된다. 보상은 복소벡터를 만들어 내는데 이것은 아마도 트랜시버 트레이닝을 위해 사용할 수 있는 채널 전송 처리량 및 채널 임펄스 응답의 계산에 사용하기 위한 것이다.
만약 MDSL 서비스가 전화루프를 통하여 사용할 수 있으면, 중앙국에서의 MDSL 모뎀은 프로빙 톤을 위하여 업스트림 주파수 대역을 조사하고 유지해야만 한다.
전원이 켜지거나, 사용자가 서비스를 요청하면, 가입자 엔드에서의 MDSL 모뎀은 소정의 시간 간격 동안 업스트림 프로빙 톤을 전송하고, 다운스트림 프로빙 톤을 모니터한다. 중앙국 엔드에서의 MDSL 모뎀은 프로빙 톤을 검출하고 랜덤 위상을 보상하며, 그것은 저장하고, 업스트림 채널 전송 처리량을 계산한다. 그러는 동안 중앙국 엔드의 MDSL 모뎀은 다운스트림 주파수 대역에서 프로빙 톤을 전송한다.
가입자 엔드에서의 MDSL 모뎀은 프로빙 톤을 검출하고, 랜덤 위상을 보상하며, 그것을 저장하고, 다운스트림 전송 처리량을 계산한다. 또 가입자 엔드 MDSL 모뎀은 라인 코드 및 전송 속도 선호를 지시하기 위해 다운스트림 밴드에서 사인톤을 전송한다.
중앙국 엔드에서의 MDSL 모뎀은 사인톤을 검출하고, 양호한 제공에 상응되는 사인톤에 응답한다. 가입자 엔드 MDSL 모뎀은 제공을 확인하고, 제공 수정(offering modification)을 요구하기 위하여 사인톤을 전송한다. MDSL 모뎀은 모뎀 제공을 확인하고 이후 트랜시버 트레이닝 기간으로 진행한다.
DSL 통신 채널의 처리 용량은 라인 조건 및/또는 네트워크 접속 능력에 따라 바뀔 것이다. 라인 조건은 중앙과 거주지 간의 물리적 접속에 의해 얻을 수 있는 처리량을 좌우한다. 네트워크 접속 능력은 접속의 DSL 채널을 백본 네트워크에 링크하는 서비스 제공자의 능력을 설명한다. 고안된 속도 교섭 방법은 DSL 시스템의 용량 제한 요소의 상세한 이해를 동반한다.
DSL 시스템은 전통적으로 서비스가 제공되는 최악의 경우를 위해 건조되었다. 이 방법은 전화 회사에 대한 일반적인 설치 과정을 간단하게 한다. 그러나 DSL 전송 처리량을 최악의 경우에서 얻어지는 것으로 제한하면 라인 조건은 대부분의 DSL 시스템이 그것의 능력이하로 작동하게 한다. 본 발명은 전통적인 방법보다 높은 속도로 대부분의 DSL 모뎀들을 작동시키기 위하여 각 지역 루프의 물리적인 전송 처리량을 극대화시키는 체계적인 과정을 제공한다. 사실상, 이 방법은 대부분의 DSL 모뎀이 모뎀 하드웨어의 능력에만 제한 받는 전송처리량을 획득하도록 한다. 이 속도 교섭 방법은 또한 라인 조건이나 네트워크 접속 변화에 따라 가장 높은 처리량을 유지하기 위하여 시변환 적응(time-varying adaption)을 제공한다.
트위스트-페어 DSL 채널의 물리적 처리량은 잡음 및 간섭의 존재 하에서 전송된 신호를 구별할 수 있는 수신기 능력에 의해 제한된다. 가장 큰 처리량은 도 4c에서와 같이, 물리적 접속의 이론적 채널 용량에 의해 상한이 제한된다. 링크의 채널 용량은 사용된 대역폭, 수신 신호 특성, 및 잡음 그리고 간섭에 의해 결정된다. 짧은 루프에서 동작하는 DSL 모뎀이 높은 처리량을 얻을 수 있도록 하는 고속의 선택을 공급하는 반면, 장거리 가입자 루프에 의해 지원되는 저속 선택을 제공함으로서 DSL 리치(DSL reach)를 증가시킨다.
RNM은 DSL 전송 매체의 운동성을 고려한다. DSL은 채널 조건의 향상/열화에 의해 채널 용량이 변할 수 있는 시변환 채널이다. 채널 조건이 바뀜으로서 이론적 최대 처리량도 바뀐다. 채널 특성의 시변환 특성은 시간 상에서 채널의 가장 효과적 사용을 위하여 RN 기술이 필요성을 좌우한다. 이것은 처리량을 저하시킴으로서 어려운 채널 특성 기간 동안 DSL 접속을 유지하는 능력을 제공한다. 또한, 이것은 모뎀이 바람직한 채널 특성 기간 동안에 접속을 최적으로 사용하고 처리량을 증가시킬 수 있게 한다. 이상적으로는, 각 끝에서의 트랜시버는 채널을 모니터하고, 조건이 바뀜에 따라 그 처리량을 극대화시킬 수 있다. 실제 트랜시버/수신기는 사용가능한 용량, 허용 신호 프로세싱, 리소스, 및 특정 응용의 요구에 기초하여 물리적 채널의 처리량을 증가시키거나 감소시키도록 설계될 수 있다. 여러 가지의 속도 적응 방법이 있는데 (예, 표준 CCITT V.34 음성대역 모뎀 표준), 그러나 두 개의 확연히 다른 변조 방법에 대해서 특별히 편리한 두 가지의 기술이 논의된다. 그러나 속도 적응 기술은 다른 변조 및 코딩 계획으로 연장될 수 있는데 이런 연장은 본 발명의 고려된 부분이다.
본 명세서에서의 네트워크 접속력은 지역 루프로부터 백본 네트워크까지의 데이터 전송과 관련된 속도 및/또는 지연을 기술한다. 이 방법은 사용된 특정 백본 네트워크(예, 인터넷, ATM, 등), 서비스 제공자에 의한 대역폭 및 네트워크 통신량에 영향을 받는다. 본 발명에서 정의된 기술은 특정 백본 네트워크의 사용에 한정되지 않는다.
비록 VRDSL 접속이 어떤 전송 처리량을 가능하게 하더라도, 전체 처리량은 때때로 상응하는 CO에 백본 네트워크에 접속되지 않을 것이다. PSTN을 통한 VRDSL-제공 서비스에 대해서, 접속은 서비스가 초기화될 경우에만 이루어진다. 인터넷 접속 같은, 지역 중앙국에서 끝나는 VRDSL-제공 서비스에 대해서, 특정 처리량을 갖는 전용 회선 또는 다이얼-업(Dial-up) 라인 접속은 선호된 코스트 구조에 의존해서 만들어질 수 있다. 각 VRDSL 모뎀으로의 유용한 CO 백본 처리량은 시간마다 다르다. 가입자가 요구하는 처리량은 응용마다 다양화된다.
VRDSL 물리적 전송 링크에 의해 제공되는 것보다 낮은 실제처리량에 의해, 통신량 집신은 CO 백본 네트워크에서 실현된다. 통계적 멀티플렉싱도 또한 CO VRDSL 모뎀에 대해 분리 아날로그 프런트 엔드의 사용으로 실현된다. 상응하는 통신 디지털 부분의 요구된 수는 통신량 행동에 의존하는 아날로그 프런트 엔드의 수보다 적을 수 있다. 극단적인 경우, CO VRDSL 모뎀의 디지털 부분은 RAM 내의 모뎀의 디지털 상태 부분의 복사를 유지시키고, 음성 대역을 트래픽 지시 채널로 사용하여 활성 VRDSL 링크 중에서 멀티플렉스된다.
VRDSL 통신 모델은 도 7A에 도시되어 있다. 이 모델의 목적은 개시된 속도-교섭 기술의 이해를 돕는데 있다. 이 모델은 원격 거주지(7210)와 기능적 분리층 표시한 중앙국(7220)으로 구성되어 있다. 거주지 터미널(7210)의 기능은 좌측에 도시되어 있다. 최하층(7330)은 통신 하드웨어층인데 이것은 변조/복조, 신호조건화, 타이밍, 동기화, 오류 정정 코딩을 포함한다. 이 층은 데이터 펌프층(data pump layer)이라고 호칭될 수 있다. 제2층(7320)은 하드웨어 제어층(Hardware Control Layer)이다. 이 층은 프레이밍 제어(framing control), 그 아래층에 의해 수신되는 데이터를 더 잘 정리하는 다른 데이터 패키징 기능(data packaging function)을 제공한다. 제3층(7310)은 소프트웨어 드라이버층(Software Driver Layer)이다. 이 층은 거주지에서 실행되는 응용프로그램과 하드웨어 레벨들 사이의 인터페이스를 제공한다. 제4(최상위)층(7300)은 응용 소프트웨어층으로서, 거주지에서 실행되는 응용 프로그램에 의해 제공되는 모든 기능을 포함하고 있다. 이 층은 응용 프로그램 그 자체 뿐만 아니라, 다른 동시에 수행되는 응용들에 할당된 처리량을 관리하는 소프트웨어를 포함한다. 종래의 소프트웨어 응용프로그램은 한 채널을 요구하고, (어떤 교섭 없이) 하위 층들에 의해 제공된 가능한 용량을 받아들인다. 차세대 소프트웨어 응용 프로그램은 속도 교섭에 대한 자격과 수행능력을 가질 것이다.
모델의 CO(7220) 부분에도 역시 네 개의 층이 있다. 아랫 부분의 세 층 (7430)(7420)(7410)은 모델의 거주지측과 비슷하다. (그러나 실제의 수행은 아주 다를 수 있다.). CO 내의 제4(최상위)층(7400)은 네트워크 접속 소프트웨어층(Network Access Software Layer)이라고 불린다. 이 층은 백본 네트워크로 DSL 접속을 인터페이스시키는데 요구되는 기능을 제공한다.
속도 교섭 방법에서, 모델의 각 층은 각각의 상하층과 상호작용 및 통신을 한다. 각 층들 간의 통신에 대한 표준적인 프로토콜이 정의되어 있다. 도 7a에서 보여진 것처럼, 어떤 한 층은 속도 교섭을 시작하도록 하기 위해서 아래층까지 R(속도 요청; rate request)을 지시할 수 있는데; 도 7a에서 R은 대응하는 아래 방향의 화살표와 함께 나타내어진다. 아래층은 사용가능한 속도(rates)를 위층에 알리기 위해서 위층까지 A(available rate notify)를 지시할 수 있는데; 도 7a에서 A는 대응하는 위 방향의 화살표와 함께 나타내어진다. R 및 A 정보의 의미는 다른 층의 인터페이스들에 따라 다르지만. 교섭의 과정은 유사하다.
속도 테이블은 층들 사이에 신호를 보내는 R 및 A에 대한 공통의 체계로 정의된다. 속도 테이블은 어떤 특정한 층이 성취하기 위해 시도할 수 있는 비율을 정의한다. (일반적으로, 이것은 모뎀의 하드웨어적인 한계에 의해 정의 될 것이다.) 속도 요청(R)동안에, 위층은 속도 구조를 변화시키려는 소망을 아래층으로 신호를 보낼 것이다. 만약 아래층이 동작 파라미터들의 새로운 세트로 그 자체를 변형시킬 수 있고 요청 속도을 얻을 수 있다면, 아래층은 그렇게 할 것이고 이것을 위층으로 지시한다. 만약 아래층이 받아들여질 수 없는 요청 속도을 결정한다면, 위층은 현재 동작 조건 하에서 허용된 비율(A)에 관한 정보를 따라 알게 된다.
만약 동작 조건이, 더 낮게 또는 더 높이 성취할 수 있는 처리 용량 때문에 변한다면, 아래층도 속도 교섭을 시작시킬 수 있다. 위층은 사용가능한 속도(A)의 새로운 세트를 알게 된다. 그러면 위층은 새로운 조건을 기초로 한 속도 요청(R)으로 반응할 수 있다.
이 공통층의 인터페이스는 속도 교섭방법을 간단하게 만든다. 비록 속도 테이블의 파라미터들이 각 층의 인터페이스에서 다를지라도, 상호작용의 방법은 유사하다.
각 층은 개념적으로, 통신 링크가 각 층과 DSL연결의 다른 끝에 있는 대응하는 층 사이에 존재하는 것으로 볼 수 있다. 중앙국과 거주지에 있는 대응하는 충돌을 접속하는 선들에 의해 보여진 것처럼:
1. 거주지 및 CO에 있는 통신 하드웨어층(7330) (7430)은 비가상적(non-virtual) 'Raw' 접속에 의해 접속된다. 이것은 실제 변조가 발생하는 물리적 접속이다.
2. 하드웨어 제어층(7320)(7420)은 통신 링크를 가상의 '수정' 데이터 스트림으로 생각할 수 있다. 이것은 물리적 타이밍, 동기화, 제어, 및 에러 수정 코딩 용장 심벌이 제어된 후의 실제의 채널의 처리량이다.
3. 소프트웨어 드라이버층(7310)(7410)은 접속을 데이터 링크 채널(DLC)이라 불리는 가상의 채널로 본다. 편의상, DLC는 다중 N kbit/초 채널 (예, N=16 또는 64)을 나타내는 프레임 구조가 될 수 있다. 부가적으로, 제어 채널도 표시될 수 있다. 이 제어 채널은 아래층 채널에 고정되던가 또는 완전히 DSL접속으로부터 분리될 수 있다. 예를 들면, 제어 신호를 보내는 것은 V.34 모뎀 접속을 경유한 음성밴드에서 수행될 것이다.
4. 응용 소프트웨어층(7300)은 CO 또는 백본 네트워크에서 관심이 있는 어 떤 데이터 공급 위치까지 가상의 '응용 링크'(7500)를 본다.
속도 적응에 대한 기본적인 요구는 속도 테이블인데, 이 속도 테이블은 DSL통신 모델의 위층에 연결될 수 있는 획득가능한 속도의 잘 정의된 집합이다. 속도 테이블은 접속 양쪽에 있는 하드웨어의 능력에 의해 결정된다. 시동 또는 리셋 동안에, 한 쌍의 모뎀은 그들 양쪽이 지원할 수 있는 속도 테이블 엔트리들에 일치해야만 한다. 주어진 채널 조건 하에서의 허용된 속도는 테이블에서의 적당한 상태들로서 나타내어진다. 모델의 다른 레벨들은 다른 층들을 상세하게 고려하지 않고 속도 테이블 체계를 속도 테이블을 경유해서 통신할 수 있다. 이 속도 테이블은 어떤 변조 및/또는 코딩 계획으로부터 다음으로 실질적으로 변할 수 있다. 그러나 채널 조건에 의존하는 허용된 비율과 허용되지 않은 속도의 개념은 변하지 않는다.
다음에 하드웨어 제어층(7320)(7420)과 통신 하드웨어층(7330)(7430) 간의 속도 교섭이 현재 발명의 교시에 따라 어떻게 수행되는가를 기술한다. 변조 파라미터들은 다양한 속도들을 수용하기 위하여 변하도록 허용된다. 그리고 층들은 그 비율을 사용해서 상호 작용한다. 다음 속도 적은 기술에 기초한 두 가지 가능한 변조와 DSL 통신 모델에서 바닥의 두 층들 사이에 공유될 수 있는 속도 테이블의 예를 나타낸다.
디지털 데이터의 고속 시리얼 송신에서, 디지털 심벌들은 비트의 특정 개수, 말하자면 N을 나타내기 위해 선택된다. N비트의 여러 그룹들은 채널을 통해 전송되는 심벌들로 맵(map)된다. 디코더에서 전송 심벌을 결정하기 위해 결정이 이루어진다. 올바른 결정이 이루어지면, 전송된 비트들은 올바르게 디코드된다.
쓰루풋을 변화시키는 방법은 심벌 속도를 일정하게 유지시키면서 각 심벌에 의해 표현되는 비트들의 수를 변화시키는 것이다. 각 심벌에서 나타나는 비트의 수를 증가시키는 것은 비록 잡음에 대한 면역성이 더 낮아지겠지만, 전송되는 비트의 수를 증가시킨다. 심벌당 비트 수를 감소시키는 것은 잡음에 대한 면역성을 증가시키고 전송의 강도를 향상시키지만, 더 낮은 쓰루풋을 갖게 된다. 양쪽의 경우 대역폭은 같게 유지된다.
쓰루풋을 변화시키는 또다른 간단한 방법은 전송 채널에 사용된 대역폭을 변화시키는 것이다. 대역폭을 확장시킴에 의해서, 더 많은 수의 심벌들이 주어진 간격에서 채널을 통해 전송될 수 있다. 심벌 속도는 대략 대역폭에 비례한다. 하지만 DSL 모뎀의 처리 요구 조건도 역시 대역폭에 따라 증가하며; 더 큰 대역폭은 변조/복조에 대해 더 많은 계산을 요구한다. 가능한 가장 큰 대역폭은 채널 조건이나 모뎀 하드웨어 처리능력 한계에 의해 제한될 것이다.
먼저, 통신 링크를 기술하는 파라미터들의 세트와 파라미터들이 가질 수 있는 값들의 세트가 정의된다.
형식상의 시리얼 송신 속도을 R이라고 하자. DSL 모뎀이 변화시킬 수 있는 최소 속도 단계를 dR로 정의하자. 만약 최소 속도가 R-2*dR이고 최대 속도가 R+2*dR이면, 사용가능한 속도의 집합은 { R-2*dR, R-dR, R, R+dR, R+2*dR }에 의해 주어진다. 예를 들면, R=300 킬로-심벌/초라고 하고, dR = 100 킬로-심벌/초라고 하자. 사용가능한 속도의 집합은 {100, 200, 300, 400, 500} 킬로-심벌/초가 된다.
전송된 각각의 디지털 신호에 의해 전달된 비트의 수를 N이라고 하자. 예를 들어, VRDSL 모뎀은 집합{2,3,4,5}에서 N의 동작을 지원할 것이다. 더 높은 값의 N은 주어진 간격에서 더 많은 비트를 전달할 것이다. 그러나 역시 잡음에 대한 허용치가 낮게된다.
R과 N rate 파라미터를 사용하고, 이들이 독립적으로 위에서와 같은 값들을 갖도륵 허용된다고 가정하면, 속도 테이블은 표 2와 정의 될 수 있다:
시리얼 송신(예. CAP) 속도 테이블 예
R=1e5 R=2e5 R=3e5 R=4e5 R=5e5
N=2 200Kbits/s 400 600 800 1000
N=3 300 600 900 1200 1500
N=4 400 800 1200 1600 2000
N=5 500 1000 1500 2000 2500
표 2에서 속도 R은 심벌/초의 단위로 주어지고 간단히 하기 위해 과학적인 용어로 표현했다. 표 2의 엔트리들은 각 심벌에 의해 나타낸 N비트 및 주어진 속도 R에 대해 킬로비트/초 단위의 사용가능한 송신 쓰루풋을 보여 준다.
다중 음분리(DMT) 변조는 평행한 부채널을 통해 저속 데이터 심벌을 전송한다. 고속 시리얼 데이터 스트림을 개별적인 부채널들로 전송되는 다중 저속 데이터 스트림으로 스플리팅함으로써, 시스템은 진동수 선택 채널과 더 잘 일치하도록 조절될 수 있다. 총대역폭의 좋은 부분들(높은 신호 대 잡음비를 갖는 부대역들)은 더 큰 수의 비트/심벌 단위로 심벌로 전송하기 위해 사용된다. 각 부채널의 사용가능한 용량에 따라 다른 수의 비트들은 다른 부채널에 할당된다. 필수적으로, 데이터는 총대역폭의 매우 효율적인 사용을 허용하는 방법으로 부채널들 중에 배분될 수 있다.
고속 시리얼 데이터 스트림의 경우, DMT 시스템의 총대역폭은 전반적으로 희망되는 용량, 채널 조건, 및 모뎀 하드웨어 성능에 따라 증가할 수도 감소할 수도 있다. 더욱이, DMT 변조는 한번에 하나의 단일 부채널에 대역폭을 줄이거나 늘리는 능력을 제공한다. 많은 수의 부채널을 가지로 있는 DMT 시스템의 경우, 이것은 매우 큰 가능한 대역폭의 선택을 만들어 낸다. 소망된 경우, 부채널의 수는 전체적인 고정된 대역폭을 유지하는 동안 변화될 수 있다.
간단히 하기 위해, 부채널 대역폭은 고정되어 있지만, 사용된 총채널 대역폭은 사용된 부채널의 수에 의해 제어되는 DMT 시스템을 생각하자. T는 송신에 사용된 부채널 또는 톤의 수를 나타낸다. N은 부채널을 통한 비트/심벌의 평균수를 나타낸다. N은 고속 시리얼 전송 시스템의 경우 더이상 정수로서 제한되지 않는다. 그렇지만, 이 예에서는 N이 근사적으로 정수값을 갖는다고 하자. 다음은 DMT에 대한 속도 테이블의 예이다;
DMT 송신 속도 테이블 예
T=32 T=64 T=96 T=128 T=160
N=2 200kbits/s 400 600 800 1000
N=3 300 600 900 1200 1500
N=4 400 800 1200 1600 2000
N=5 500 1000 1500 2000 2500
파라미터 T는 각 부채널이 근사적으로 3.3KHz의 대역폭을 갖는 부채널의 수이다. N은 모든 부채널에서 나타나는 비트/심벌의 평균수를 나타낸다. 표 3의 엔트리들은 킬로비트/초로 주어진다.
실제의 DMT 속도 테이블은 1의 증가치에 의해 부채널을 떨어뜨리거나 더하게 될 것이다. 또한 각 부채널에 할당된 비트의 수도 독립적으로 제어될 수 있다. 이와 같이, DMT 속도 테이블은 매우 작은 고속 증가치 제어에 대한 잠재성을 가지고 있다.
소프트웨어 드라이버층(7310)(7410)은 앞에서 논했던 것과 매우 유사한 속도 테이블에 의해서 하드웨어 제어층(7320)(7420)과 통신한다. 그렇지만, 테이블 파라미터와 테이블 엔트리들은 다를 것이다. 동기화, 복조, 에러 수정 디코딩, 및 하드웨어 제어 비트 스트리핑 후에 위에서 고려된 변조 계획들의 경우에 결과로서 나타난 속도 테이블은 다음과 같이 될 것이다;
소프트웨어 드라이버층과 하드웨어 제어층과의 상호작용에 사용된 속도 테이블
cr1 cr2 cr3 cr4 cr5
N=2 192kbits/s 384 576 768 960
N=3 288 576 864 1152 1440
N=4 384 768 1152 1536 1920
N=5 480 960 1440 1920 2400
컬럼 파라미터들은 다른 채널 리소스 모드(cr1, cr2, ...cr5)를 나타내고, 로우 파라미터들은 각 심벌에 나타내어지는 비트의 평균수에 해당된다. 엔트리들은 VRDSL 모델에서 '수정된' 데이터 스트림에 대해 사용가능한 속도를 나타낸다.
응용 소프트웨어층(7300)(7400)과 소프트웨어 드라이버층(7310)(7410) 사이의 속도 제어 정보는 속도 테이블이나 사용가능한 쓰루풋을 통해서 알 수 있다. 간단히 하기 위해, 소프트웨어 드라이버층은 응용 소프트웨어층으로의 총 허용된 고속을 나타낼 수 있다. 응용 소프트웨어층에서 운영 기능들은 다양한 소프트웨어 응용프로그램들에 총용량의 일정 부분을 할당한다. 다음은 총데이터 쓰루풋을 운영하고 분할하는 개념적인 설명을 제공한다.
데이터 링크층에서 속도 교섭은 VRDSL에서 다음 이벤트에 의해 시작된다:
- 새로운 채널을 요구하거나 기존의 채널 고속을 변화시키는 것과 같이,VRDSL에서 데이터 접속이나 채널의 현재 할당량을 변화시키는 요청
- VRDSL 물리층이 총채널 용량의 증가나 감소에 해당되는 총채널 용량 변화를 감지할 때
VRDSL의 초기화 후, 제어 채널(예, 16 Kbps)은 초기 채널 접속으로서 할당된다. 이 제어 채널은 전체 물리적 라인 접속시간 동안 보존될 것이다. 그것은 속도 교섭 정보를 포함해서 모든 제어 정보를 송출/수신하기 위해 사용된다.
데이터 링크층에 있는 속도 교섭은 여러 개의 신호 데이터 포맷과 한정 상태 오토매톤(finite-state automaton)으로 기술될 수 있다.
속도 교섭 신호 데이터는 PPP 데이터 링크층 프레임 구조의 정보 영역과 같은 데이터 링크 제어 프로토콜에 함축되어 있다. 프로토콜 영역은 VRDSL 속도 교섭 프로토콜에 대한 0xc024 형식을 가리킨다. 패킷 포맷은 도 7b에 도시되어있다.
코드: 코드 영역은 하나의 옥테트이고 속도 교섭 패킷의 종류를 알려 준다. 코드 1 - 11은 PPP LCP를 위해 예정되어 있다. VRDSL에 대해 다음과 같은 특별한 정의를 가지고 있다:
13 채널 맵 변화 요청(Request)
14 채널 맵 변화 부정 응답(Nak)
15 채널 맵 변화 거부(Reject)
16 채널 맵 변화 긍정 응답(Ack)
ID: ID 영역은 하나의 옥테트이고 요구와 응답을 일치시키는데 도움을 준다.
길이(Length): 길이 영역은 두개의 옥테트이고 전체의 속도 교섭 신호데이터 패킷의 길이를 나타낸다.
채널 맵 데이터: 채널 맵 데이터 필드는 둘 또는 그 이상의 옥테트인데, VRDSL 라인에서의 현재 채널 할당과 채널 변화에 대한 요구를 반영한다. 그것은 그것 자신의 헤더(header)와 채널 엔트리 필드에 의해 표현된 정보의 두 부분을 포함한다:
- 현재 채널 맵
- 채널 맵 변화 요청
이 정보의 두 부분은 모두 2 옥테트 채널 엔트리 필드에 의해 기술된다. 그들을 구별하는 방법은 채널 맵 변화 요청에 대해 채널 엔트리의 최상위 비트를 높이 잡는 것이다.
채널 맵 데이터 필드는 도 7c에 도시되어있다.
코드가 14(채널 맵 변화 Nak)일 때, 채널 맵 데이터 필드는 다음을 포함한다: 총용량, 사용가능한 용량, 현재 채널 맵, 하나 이상의 부정응답된(Naked) 채널 엔트리. 이들 부정 응답 채널 엔트리는 그들의 최상위 비트(msb)에 의해 보내어진다. 코드가 15 또는 16일 때, 채널 맵 데이터 필드는 다음을 포함한다; 총용량, 사용가능한 용량 및 현재 채널 맵 데이터.
체크섬: 체크섬 필드는 표준 TCP/IP 알고리즘을 사용하여 계산된다: (체크섬 필드를 제외한) 메시지에서 모든 16비트 정수들의 합의 보충.
링크층 속도 교섭은 VRDSL에서 채널 맵 변화(CMC)라고도 불린다. CMC 과정은 어떤 특정한 이벤트나 동작에 의해 트리거되는 상태 변화에 의해 기술된다. 도 7d와 7e는 각각 능동 및 수동 CMC 프로세스 동안의 링크층 속도 교섭에 대한 상태도이다.
VRDSL 통신 모델, 송신 속도를 변화시킬 수 있는 모뎀 하드웨어, 및 가변 속도 운용 소프트웨어를 기초로 해서, 도 7f에서 보여지는 속도 교섭 방법이 사용될 수 있다. 도 7f는 전반적인 속도 교섭 방법의 단순화된 기능도이다.
전류 QAM을 기초로 하는 음성-대역 모뎀들은 그 통신을 초기화하기 위해서 호출 및 응답 모뎀들 사이의 핸드셰이크 시퀀스를 이용한다. 동기화를 얻기 위해서, 응답하는 모뎀은 대응하는 콘스텔레이션(constellation) 포인트들의 교차하는 심벌을 전송한다. 예로서, V.32 모뎀은 동기화 프로세스에서 도 8a에 있는 콘스텔레이션 포인트 A, B, C, 및 D를 이용한다. 응답하는 모뎀은 256 개의 심벌들의 기간 동안 교차하는 심벌 ABABAB...를 전송한다. 256 개의 심벌 후에 교차신호 CDCDCD...가 16 개의 심벌 동안 전송된다. 두 심벌 시퀀스 사이의 전이 주기는 요청하는 모뎀 수신기에서 시간 기준을 만들어 내기 위해 사용될 수 있는 잘 정의된 이벤트를 제공한다. 두 번째 신호 순서 후 응답 모뎀은 양쪽 모뎀에 의해 알려진 신호 순서를 전송하기 시작할 것이다. 이 순서는 호출 모뎀 수신기에서 이퀄라이저를 훈련시키는데 사용된다. 도 8a는 V.32 트레이닝 콘스텔레이션을 나타낸다.
음성-대역 채널(30Hz - 3.3KHz)의 주파수 응답은 형식적으로 평평하다. 교차하는 ABAB...와 CDCD...신호들은 채널의 이퀄리제이션에 앞서 신뢰성있게 감지될 수 있다. 그러나 MDSL 모뎀의 경우는 이와 같지 않다. 1/4 T1에 대해, 모뎀은 전화라인의 최대 500KHz까지의 스펙트럼을 사용한다. 도 8b는 전화 CSA 루프 6의 주파수 응답을 도시한다. 타이밍 동기화가 시도되기에 앞서, 라인의 부분적인 이퀄리제이션을 위해 허용하는 시동 과정이 요구된다.
양호한 실시예는 MDSL 모뎀에 대해 시동 핸드셰이크 과정을 이용한다. 그것은 수신기 부분의 실행을 위한 알고리즘을 사용한다.
도 8c는 CAP라인 코드를 사용하는 CO 및 RU MDSL 모뎀을 위한 제안된 시동 과정에 대한 시간 라인을 도시한다. 다음의 표 5는 도 8c의 다양한 세그먼트들을 나타낸다.
부분 설 명
A,D 한 직교 채널은 CAP 콘스텔레이션의 최대값을 사용하는 반복 K-심벌 시퀀스이다. 16개의 콘스텔레이션 포인트들에 대해서, 그 채널은 +/- 3의 값들을 가질 수 있다. 다른 직교채널은 CAP 콘스텔레이션의 모든 가능한 포인트들을 사용하는 랜덤 시퀀스이다. 16개의 콘스텔레이션 포인트들에 대해서, 채널은 +/- 1 또는 +/- 3 의 값들을 가질 수 있다.
B,E 한 직교 채널은 세그먼트 A에서 사용된 K-심벌 시퀀스의 역버전(inverted version)인 길이 K 시퀀스이다. 다른 직교 채널은 CAP 콘스텔레이션의 모든 가능한 포인트들을 사용한 길이 K 랜덤 시퀀스이다. 16개의 콘스텔레이션의 포인트들에 대해서, 채널은 +/- 1 또는 +/- 3 의 값들을 가질 수 있다.
C,F 한 직교 채널은 CAP 콘스텔레이션의 모든 가능한 포인트들을 사용하는 길이 L 랜덤 시퀀스이다. 16개의 콘스텔레이션 포인트들에 대해서, 채널은 +/- 1 또는 +/- 3 의 값들을 가질 수 있다. 다른 직교 채널은 CAP 콘스텔레이션의 모든 가능한 포인트들을 사용한 길이 L 무작위 순서 길이이다. 16개의 콘스텔레이션 포인트들에 대해서, 채널은 +/- 1 또는 +/- 3 의 값들을 가질 수 있다.
시동 순서는 다음과 같다.
CO 모뎀
1. CO 모뎀은 항상 온이지만, 유휴 상태에 있는 것으로 가정된다. CO 모 뎀은 세그먼트 A를 계속적으로 송신하고 세그먼트 D를 청취한다.
RU 모뎀
1. RU 모뎀은 라인을 작동시키고 CO 모뎀으로부터 세그먼트 A를 청취하기 시작한다.
2. 세그먼트 A를 검출하면, 세그먼트 D 송신을 시작한다.
CO 모뎀
2. CO 모뎀이 RU 모뎀으로부터 세그먼트 D를 검출하면, CO 모뎀은 RU 모뎀으로부터 더 이상의 핸드셰이킹 없이 세그먼트 B,C 및 유효한 데이터를 송신한다.
RU 모뎀
3. CO 모뎀은 세그먼트 B를 청취하고, 일단 검출되면, RU 모뎀은 CO 모뎀으로부터 더 이상의 핸드셰이킹 없이 세그먼트 E,F 및 유효한 데이터를 송신한다.
4. 세그먼트 B의 검출은 동기화 과정에서의 시간적 임계점(critical timing instant)이다. 검출된 후에, RU 모뎀은 세그먼트 C로부터의 데이터를 사용해서 자신의 이퀄라이저를 트레이닝시키기 시작한다.
CO 모뎀
3. CO 모뎀은 RU 모뎀으로부터의 세그먼트 E를 청취한다. 세그먼트 E의 검출은 동기화 시간적 임계점이다. 검출된 후에, CO 모뎀은 세그먼트 F로부터의 데이터를 사용해서 자신의 이퀄라이저를 훈련시키기를 시작한다.
수신기는 초기 타이밍 동기화를 이루기 위해서 순환 이퀄리제이션 기술을 사용한다. 시동 시에, RU 모뎀은 지속기간이 K 심벌 기간과 같은 부분 점유 적응 이퀄라이저를 셋업한다(예를 들어 K는 15). 이것은 동기 이퀄라이저라 불릴 것이다. 만일 동기 이퀄라이저가 그 기호기간을 두 번 작동했다면, 탭(tap)의 수는 2xK 를 요구한다. 그 심벌 기간 동안 4번 작동에 대해서는 요구되는 탭의 수는 4xK 가 되는 등등이다.
수신기는 동기 이퀄라이저의 트레이닝 데이터에 대해 송신기와 동일한 K-심벌 시퀀스를 사용한다. 이퀄라이저의 길이는 심벌 시퀀스 길이의 배수이기 때문에, 송신된 시퀀스와 수신기 기준 시퀀스 사이의 상대적인 위상은 문제가 되지 않는다.
일단 동기 이퀄라이저 평균 제공 에러(sync equalizer mean square error)가 임계값 밑으로 떨어지면, 세그먼트 A가 검출된다. 수신기는 적응 과정을 멈추고 계수들을 분석한다. 이어서 수신기는 그 때 동기 이퀄라이저 필터 앞에서 최고의 에너지의 N개의 연속적인 계수들을 무리짓게 하기 위해서 순환 방법에 의해 계수들을 로테이트시킨다. N은 CAP 변조에 사용된 직교 적응 필터들의 길이이다(다음 문단 참조). 이것은 송신기의 기호기간과 수신기의 기호기간을 구성한다.
로테이션 후, 수신기는 신호여과를 계속하지만, 동기 이퀄라이저 계수들을 갱신하지는 않는다. 이어서 동기 이퀄라이저의 출력은 길이 K 매치(matched) 필터로 통과한다. 매치 필터는 부분 B를 검출하기 위해 사용된다. 그것의 계수들은 송신된 채널 시퀀스 B 이다. 이 시퀀스는 단지 2개의 값만을 가지기 때문에, 2진 상관기가 사용될 수도 있다.
매치 필터(상관기)의 출력이 임계값보다 큰 경우, 수신기는 다음 심벌이 트레이닝 데이터의 시작이라는 것을 알게된다. 수신기는 CAP 복변조 이퀄라이저에 사용된 동작 적응 필터를 실행시킨다. 부분 점유 적응 이퀄라이저는 그 길이가 다시 실제 물리적 채널의 임펄스 응답에 의존하게 된다. 이 복조 이퀄라이저들은 세그먼트 C의 공지된 트레이닝 데이터를 사용하여 트레이닝된다. 트레이닝이 완료된 후에 복조 이퀄라이저들은 CAP 슬라이서로부터 기준 데이터가 인입하는 결정 배향 모드로 진입한다.
도 9a에는 DMT 라인 코더를 사용하기 위한 시간 영역 이퀄라이저 트레이닝 시퀀스가 도시되어 있다.
DMT에 대한 본 발명 부분은 , 보편적인 주파수영역 트레이닝 시퀀스를 사용하는 대신, 도 9a에 도시된 시간영역 트레이닝 시퀀스를 사용한다. 트레이닝 시퀀스의 기본단위는 랜덤 데이터 블록 {xn}, 0 ≤ n 〈 N 이다. 전체 시퀀스는 랜덤 데이터 블록 {xn}이 도 9a에서 보이는 것처럼 매 두 블록마다 교대하는 데이터 블록의 부호를 가지고 제 시간에 반복하게 구성되어 있다.
표현을 쉽게 하기 위해서 , 다음 표기들이 사용되었다: 시간 영역 이퀄라이저 탭 w1; 채널 임펄스 응답(시간 영역 do 이퀄라이저 포함) hk; 이퀄라이저 이전의 수신기 데이터 ym[n], 및 이퀄라이저 이후의 수신기 데이터zm[n}, 여기서 m은 데이터 블록에 대한 라벨을 표시. 도 9a에서의 송신된 신호들에 상응하는 수신 신호들은 아래의 수식과 같다:
프레임 번호
여기서 pn은 트레이닝 시퀀스에 중복된 파일럿 톤(pilot tone)이다. 식의 우변의 두 번째 항들은 이전 프레임으로부터 내부-심벌 간섭에 기인한다. 두 번째 항은 프레임 4 - 프레임 1 의 연산을 실행함으로써 첫 번째 항으로부터 분리될 수 있다.
프리픽스 길이가 L 이라 가정하면, 이상적인 채널 임펄스 응답은 수학식 2이다.
수학식 2는 시간 영역 이퀄라이저 w1이 선택되면 만족될 수 있다.
err[n] = 0, n ≥ L - 1
수학식 3이 직선방정식들의 집합에 이르는 것을 증명하는 것은 쉽다.
만일 트레이닝 시퀀스가 xN-1≠ 0로 선택되면, 수학식 4의 유일한 해는 k ≥ L에 대해서, hk= 0일 것이다. 이것은 수학식 2와 같다.
이기 때문에, 수학식 1는 수학식 5와 같이 바꿔 쓸 수 있다.
수학식 3과 수학식 5를 결합시키고 일반적인 LMS 알고리즘을 사용해서, w1은 반복함으로써 찾을 수 있다.
wi[k+1] = wi[k]-2·μ·err[n]·(y4[n-i]-y1[n-i]),n≥L-1
상기 트레이닝 시퀀스로부터 프레임 경계 정보도 도출될 수 있다. 수학식 1에서 보는 것처럼, 만일 트레이닝 시퀀스의 블록이 채널 임펄스 응답보다 더 길다면, err[n]은 n이 프레임 4의 끝까지 증가할 경우 hN=k→ 0에 따라 0 으로 접근한다. 그러나 데이터가 프레임 5에서 출발할 경우, 수학식 7이다.
ADSL 응용에 대해서, 높은 주파수에서 구리선에는 고감쇠가 있기 때문에, 채널 임펄스 응답 hk는 매우 자주 부호를 플립(flip)할 것을 기대할 수 없다. 만일 xn의 값들이 트레이닝 블록 {xn}의 시작에서 같은 부호를 가진다면, 수학식 7에서의 합계는 성립될 것이다. 결과적으로 err[n] 의 진폭은 프레임 경계 n=0 에서 증가하기 시작한다. 도 9b는 err[n] 의 타임 시퀀스를 도시한다. 도 9b에서 보는 것처럼, 유도된 시퀀스 err[n] 의 라이징 에지(rising edge)는 프레임 동기화를 위해 사용될 수 있으며, err[n]의 트레일링 에지(trailing edge)는 시간 영역 이퀄라이저 트레이닝으로 사용할 수 있다. err[n]의 라이징 에지에서와 같은 이유로, 수학식 1에서 합계는 블록 xN-k의 끝에서 트레이닝 시퀀스의 엘리먼트들은 같은 부호를 가져야 한다.
위의 시퀀스는 수학식의 동작을 이행함으로써 쉽게 검출 될 수 있다.
det[n] = z3[n] + z1[n] = 2·pn
프레임 det[n]pwr_det의 전력과 프레임 Z[n]pwr의 전력을 비교했을 때, 만일 pwr_det pwr이면, 트레이닝 시퀀스가 검출된 것을 가리킨다. 트레이닝 시퀀스를 끝내기 위해서는, 도 9c에서 보는 것과 같은 데이터 블록 패턴을 송출할 수 있다. 그 때 응답 받은 신호들은 아래와 같다;
이 경우 검출 신호는 수학식 9이다.
이 검출 프레임의 전력은 데이터 프레임의 전력 보다 더 크다, pwr_det pwr이다. 일단 pwr_det pwr이 수신 데이터 스트림에서 검출되면, DMT 수신기는 트레이닝 시퀀스의 끝이라고 결정한다. 트레이닝 시퀀스의 끝의 데이터 패턴은 시간 영역 이퀄라이저 트레이닝보다는 프레임 경계 검출을 위해 사용되는 프레임 5에 투입되며, 그것은 시간 영역 이퀄라이저 갱신에는 영향을 미치지 않을 것이다.
시간 영역 이퀄라이저 트레이닝에 이어서, 송신기는 주파수영역 이퀄라이저를 트레이닝하기 위해 다른 배열 {yn}을 송출해야 한다. 주파수 영역 이퀄라이저 트레이닝 시퀀스는 정확히 반복 가능 블록 {yn}으로 만들어질 수 있다. 도 9d는 전체 트레이닝 시퀀스를 도시한다. 트레이닝 시퀀스 {yn} 하에서는 pwr_det가 하이(high)를 유지한다.
MDSL의 라인 관리부는 호스트 소프트웨어가 단일 연결 모드를 가진 전용 회선 하에서 일할 수 있도록 MDSL을 미리 구성한다. MDSL은 다음과 같은 모드들을 사용한다:
· 단일 링크를 갖는 전용 회선 (LLSL)
· 다중 링크를 갖는 전용 회선 (LLML)
· 소프트 다이얼을 갖는 스위치 라인 (SLSD)
· 하드 다이얼을 갖는 스위치 라인 (SLHD)
LLSL 모드에서, 통신선은 원격 MDSL 시스템과 MDSL 통신에 유일하게 사용될 수 있다. 이 라인 접속에서는 단지 하나의 데이터 링크만이 허락된다. 그래서 링크 관리는 라인 관리와 같다.
LLML 모드는 같은 전용 회선 내에서 다른 속도로 다중 링크 접속이 허락된 것을 제외하고는 LLSL 같이 동작한다.
링크수와 링크 속도는 라인 속도의 용량에 역동적으로 구성될 수 있다. 이 모드에서 링크 배향되는 것을 제외하고는 각 링크는 독립된 전용 회선처럼 동작하고, 동일한 라인 관리 도표를 따른다.
SLSD모드는 MDSL-R 모뎀이 원격 서버에 의해 제어되는 MDSL-C에 의해서 자동적으로 다이얼되는 스위치 MDSL 라인 상에서 작동한다. 이 모드에서는, 라인 관리는 재래형 전화기 서비스(POTS) 선으로부터 독립된 특별한 MDSL 다이얼 업 과정을 따른다. MDSL 모뎀 다이얼 업 과정은 MDSL 모뎀의 내부 초기화 과정에 의해서 정의된다. MDSL 모뎀은 2개의 다이얼 업 ID 를 가지고 있는데, 하나는 MDSL-C 포트와 다른 하나는 MDSL-R 모뎀에 관계되어 있다. MDSL-C 포트에 대한 ID는 가입자 전화 번호에 1을 더한 것이 될 수 있으며; 가입자 전화 번호를 0 으로 선택하므로써 MDSL-R 모뎀에 대한 ID는 가입자 전화 번호에 1을 더하여 1이 되도록 선택할 수 있다. 2 내지 9의 다른 8 개의 값은 유지된다.
SLHD 모드는 MDSL 다이얼 업 과정이 없는 음성-대역 모뎀과 유사한 방법으로 작동한다. MDSL 모뎀은 전화번호를 저장하거나 또는 응용프로그램에 의해 수동으로 다이얼된다.
다음 섹션은 모드 작동의 예로서 LLSL 모드 하에서의 MDSL 라인 접속 관리를 설명할 것이다.
MDSL 라인 관리 호스트 인터페이스(Line Management Host Interface)는 호스트 소프트웨어가 데이터 패킷을 송출/수신할 준비가 되도록 라인을 구성할 수 있게 한다. 호스트 소프트웨어는 또한 데이터 흐름(flow)을 막기 위해 라인 접속을 수동으로 정지시킬 수도 있다.
MDSL 라인 관리 호스트 인터페이스에서 라인 구성 명령은 호스트 소프트웨어가 MDSL 지원 라인 모드들 중에 하나로 라인을 구성하는데 사용된다. LLSL 모드에서는, 데이터 송수신율, 최대 프레임 사이즈 및 데이터 링크 프로토콜의 송출/수신을 셋업하기도 한다. 이 명령은 항상 MDSL 초기화 또는 에러 회복 과정에 호출된다. 이 명령의 성공적인 실행후, 구성중인 MDSL은 라인을 통해 데이터 패킷을 송출/수신할 준비가 되었다. LLML에서는, 데이터의 흐름이 허락되기 위해서 데이터 링크가 개방/생성되어야 한다. MDSL의 라인 구성은 비동기 과정이다. HOST는 MDSL에 의해 발생된 라인 접속 인터럽트에 의해서 성공적으로 선이 구성되었다는 것을 알게 될 것이다. MDSL에서 라인 구성 과정이 도 10 a에 도시되어 있다.
호스트 인터페이스 ;
MdslLineConfigure(IN LineMode, IN TxSpeed ,IN RxSpeed , IN MaxTxFrameSize, IN MaxRxFrameSize, IN TxProtocol , IN RxProtocol)
LineMode 입력 파라미터는 MDSL이 구성되도록 하는 라인 모드를 결정한다. 그것들은 다음과 같은 정의를 가진다:
0 - 단일 링크를 갖는 전용 회선
1 - 다중 링크를 갖는 전용 회선
2 - 소프트 다이얼 호출을 가진 스위치 라인
3 - 하드 다이얼 호출을 가진 스위치 라인
TxSpeed 및 RxSpeed는 업스트림 및 다운스트림 속도를 표시한다.
MaxTxFrameSize 및 MaxRxFrameSize 파라미터들은 데이터를 송출하고 수신하는 최대 프레임을 결정한다.
TxProtocol 과 RxProtocol은 데이터 송신에 사용된 물리층 프레이밍 프로토콜을 정의한다. 현재 다음과 같은 정의들을 가진다:
비트 0 - 비트 1은 구성 규약 명칭을 정의한다;
00 - Raw MDSL (데이터를 패킷화 하지 않음)
01 - MDSL 특별 패키타이징
10 - HDLC (하이-레벨 데이터 링크 제어)
비트 2는 패킷 헤더 압축이 있는지 없는지를 지시한다.
비트 3은 패킷 데이터 압축이 있는지 없는지를 지시한다.
비트 4는 데이터가 암호화되었는지 없는지를 지시한다.
MDSL 라인 관리 호스트 접속기, 정지 라인 명령(Halt Line commend)은 MDSL에게 데이터 스트림 제어에 대해 데이터 송출/수신을 중지할 것을 명령한다. 그것은 모든 내부 데이터 송신 버퍼 및 상태 플러그를 플러쉬하고 요청을 전달하고 라인이 라인 단절 상태에 있도록 수동적으로 조작하기 위해 원격 MDSL로 메시지를 송출한다. 이 명령은 단지 라인이 라인 접속 상태에 있을 때만 효력을 가질 것이다. 그렇지 않으면 , 그것은 에러로 돌아온다. 정지선(Halt Line)은 비동기 과정이며, HOST는 도 10b에 도시된 것처럼 라인이 라인 단절상태로 되었을 때 전달될 것이다.
호스트 인터페이스:
MdslHaltLine ( )
MDSL 내부에는 라인 대기(line hanging) 또는 예상치 못한 사고를 보고하는 라인 상태를 모니터하기 위해 사용된 라인 상태 엔진이다. MDSL 전용 회선 모드에서 다음과 같은 라인 상태들이 정의된다;
· 라인 드롭 - 라인이 언플러그 또는 브레이크됨, 어떤 물리적 신호도 수신 안됨.
· 라인 단절 - 라인이 물리적으로는 연결되어 있으나 데이터 송신 준비가 되어 있지 않음.
· 라인 접속 - 라인이 데이터 패킷을 송출 수신할 준비가 됨.
MDSL 라인 관리 호스트 인터페이스 라인 상태 정보를 얻기 위해 두 가지 방법을 제공한다.
하나는 라인 상태 포착(Get Line Status) 명령을 부르는 것이다.
MdslGetLineStatus(OUT LineStatus, OUT LineConfigure)
LineStatus 파라미터는 상술된 MDSL 라인 상태 정보를 복귀시킨다. LineConfigure은 MdslLineConfigure() 명령에 의해 세트된 라인 구성 정보를 저장하기 위해 사용된 구조이다.
호스트 소프트웨어에 라인 상태를 전달하기 위한 대한 다른 방법은 라인 관리 이벤트를 등록하는 것이다. MDSL은 어떤 이벤트가 발생했을 때 호스트 소프트웨어가 인터럽트되는 것을 허락할 것이다. 라인 관리와 관련 이벤트들은 다음과 같다:
· 라인 접속 : 라인 접속이 막 성립됨
· 라인 단절 : 이전에 접속되었던 선이 Mdslhaltline( ) 호출이나 어떤 예상치 못한 사건으로 단절됨
· 라인 드롭 : 라인이 물리적으로 단절, 라인에서 어떤 신호도 받을 수 없다.
도 10c에 도시된 바와 같이, 호스트 소프트웨어가 주기적으로 라인 상태를 포크(poke)하는 것을 허락하기 위해 MDSL에 의해 제공된 타이머 인터럽트가 있다.
라인 접속 메시지들은 서로 연결된 두 MDSL 엔드 사이에서 교환될 필요가 있다. 이 메시지들은 MDSL에서 특별한 라인 관리 패킷으로서 정의된다.
MDSL-C와 MDSL-R 간에 라인 접속 관리정보를 교환하기 위해서, 다음과 같은 종류의 라인 제어 메시지 패킷이 정의되었다:
· 라인 구성 명령 패킷
· 선 정지 명령 패킷
· 긍정 응답 패킷
도 10d에는 라인 구성 명령 패킷에 대한 형식의 포맷이 도시되어 있다.
ID는 옥테트이고 명령과 응답의 매칭을 보조한다.
길이는 옥테트들 내의 패킷 길이이다.
구성 데이터는 다음과 같은 정보를 포함한다 :
· 이전에 정의된 라인 모드
· 데이터 송출 속도
· 데이터 수신 속도
· 최대 송출 프레임 사이즈 (Maximum Sending Frame Size)
· 최대 수신 프레임 사이즈 (Maximun Receiving Frame Size)
· 이전에 정의된 데이터 송출 프로토콜
· 이전에 정의된 데이터 수신 프로토콜
체크섬은 표준 TCP/ IP 알고리즘을 사용해서 계산되었다; (검사 합계 분야를 제외하고) 메시지에서 모든 16 비트 정수들의 합의 보충.
도 10e에는 주목해보면 , 라인 정지 명령 패킷에 대한 형태의 그림을 볼 수 있을 것이다.
ID는 옥테트이고 명령과 응답의 매칭을 보조한다.
길이는 옥테트들 내의 패킷 길이이다.
체크섬은 표준 TCP/IP알고리즘을 사용해서 계산되었다 : (체크섬 필드를 제외) 메시지에서 모든 16 비트 정수들의 합의 보충
지금 도 10f 를 주목해 보면, 긍정 응답 패킷에 대한 형태의 그림을 볼 수 있을 것이다.
코드는 무슨 종류의 긍정 응답 패킷인지 정의한다, 정의는 다음과 같다:
2 - 라인 구성 긍정 응답
4 - 라인 구성 거절
6 - 라인 정지 긍정 응답
ID는 옥테트이고 명령들과 응답들의 매칭을 보조한다.
길이는 바이트들 내의 패킷 길이이다.
상태코드는 다음과 같은 정의를 가진다 :
· SUCCESS
· 비승인 패킷 ID
· 구성 데이터의 일부가 수용되지 않음
· 구성이 완전하게 거부됨
· 체크섬 에러
데이터들은 0 또는 원격 엔드에서 수용되지 않는 구성 데이터의 일 부를 구별해 내는 옥테트들의 짝수를 포함한다.
체크섬이 표준 TCP/IP 알고리즘을 사용하여 계산된다: 메시지(체크섬 필드를 배제) 내의 모든 16-비트 정수의 합의 완료).
파워 온 후에, MDSL-R은 자동적으로 내부 초기화 프로세스로 진행한다. 이 프로세스는 4가지 단계를 포함한다: 채널 프로빙, 라인 코드 선택, 속도 교섭 및 트랜시버 트레이닝. 초기화 과정 후에, MDSL-R은 스탠바이 모드로 전이한다. 이때의 라인 상태는 이전에 정의된 바와 같이 단절된다. 라인이 물리적으로 접속되었다는 것을 검출한 후에, HOST 소프트웨어는 라인 구성을 위해 Mdsl라인Configure() 명령을 MDSL-R로 송출할 것이다. 다음으로 MDSL-R은 라인 구성 명령 패킷을 구성 데이터와 함께 MDSL-C로 송출한다. 라인 구성 명령을 수신하고 구성 데이터를 체크한 후에, MDSL-C는 라인 구성에 부합하기 위해 긍정 응답 패킷을 송출한다. MDSL-C가 구성 데이터를 수용할 수 없다면, 구성 거부 패킷을 송출할 것이다. 또한 에러의 종류를 표기하는 상태 메시지를 보일 것이다. 구성 데이터의 일부분만이 수용될 수 없는 것이라면, 데이터 필드는 도 10g에 도시된 바와 같이, 수용될 수 없는 구성 데이터를 포함할 것이다.
접속이 실현된 후에, 다음의 사건이 발생할 때까지 접속한 상태를 유지한다.
· 라인이 언플러그 또는 브레이크됨
· MDSL-R이 전력 저하됨
· MDSL-C가 서비스 종료됨
MDSL-C가 셧다운(shut-down)되거나 또는 MDSL-R이 전력 저하될 때마다, 라인 정지 명령 패킷이 송출될 것이다. 명령 송출기(commend sender)가 긍정 응답 패킷이 수신될 때까지 또는 라인 정지가 시간 종료될 때까지 계속적으로 송출될 것이다. 수신기 사이트에서, 라인이 단절되었다는 것을 확인하기 위해 메시지 송출기로 긍정 응답 패킷을 역으로 송출한 후에, 모든 내부 데이터 버퍼들 및 상태 플래그들을 클리어한다. 이어서 라인 상태는 라인 단절 상태로 변화된다. 도 10h는 서비스가 종료되기 전에 라인 정지 명령을 송출하는 MDSL-C의 예를 도시한다.
MDSL 호스트 인터페이스는 간단하고, 사용자 친화적이고, 효율적이며 저렴한 인터페이스를 16-비트 호스트 제어기에 제공하기 위한 것이다. 호스트 인터페이스는 다음의 기능들을 제공할 것이다;
· 호스트와 MDSL 네트워크 인터페이스 카드(NIC) 간의 명령/제어 통신
· 라인 접속 관리
· 데이터 패킷 송출/수신.
호스트 명령/제어 통신 기능들은 디바이스의 초기화, EEPROM 내에 있지 않는 경우 로컬 RAM으로 DSP 코드 다운로딩, MDSL로 명령들 송출, 상태 변화의 모니터 및 리포팅을 포함한다.
2개의 MDSL-C 및 MDSL-R 사이의 라인 접속 신호 전송은 상이한 라인 모드들(다이얼업-라인 모드 및 전용 회선 모드)에 따라 상이할 수 있다. 다이얼업-라인 모드는 기본적인 전화 기술 - POTS에 상응하는 기능들의 보장된 세트를 제공할 것이다. 이러한 모드 하에서, 시스템 소프트웨어 및 하드웨어는 접속을 실현시키기 위해 MDSL-R 사이트 상의 전화기능 응용프로그래밍 인터페이스(TAPI) 및 MDSL-C 사이트 상의 전화기능 서비스 제공자 인터페이스(TSPI)에 의해 동작해야 한다. 전용 회선 모드 하에서, MDSL의 초기화 직후에 접속이 실현될 것이다. 그러나 표준 POTS 서비스를 제공하는 것은 아니다.
물리층 패킷화는 (HDLC 같은) MDSL을 위해 양호하게 사용된다. PPP에 대한 최대 패킷 사이즈는 1500 바이트이지만, 프레임에 대해서 32 바이트 오버헤드를 허용해야 한다. MDSL은 패킷 버퍼로부터 라인으로 데이터를 송출하고 패킷이 세트되었다는 것을 호스트에 통지한다. 또한 호스트에 새로운 패킷이 수신 버퍼에 착신한 때를 통지하기도 한다. 송출 및 수신 버퍼는 MDSL의 공유 기억 영역을 수 있다.
다음의 명령들 및 제어들이 채용될 수 있다.
1. 리셋
신택스: Reset()
내용 : 시스템 내의 명령 실행 모두를 정지. 전송/수신 버퍼를 플러쉬하고 내부 리셋을 이행.
파라미터: 없음
리턴: 없음
2. DSP 모듈 로드
신택스: LoadDspModule(ModuleAddr, ModuleSize)
내용: DSP 모듈을 MDSL 내로 로드
파라미터: ModuleAddr - DSP 모듈 시작 어드레스
ModuleSize - DSP 모듈 사이즈
리턴: 없음
3. 인터럽트 마스크 세트
신택스: SetInterruptMask(EventMask)
내용: 선택된 이벤트(들)의 발생에 따라 호스트 프로세서의 인터럽트 인에이블
파라미터: EventMask는 방해 마스크에 대한 16 비트 정수값이다. 표 6은 마스크 내의 비트들을 식별한다. 비트에 대한 1의 값은 그 비트에 상응하는 인터럽트를 인에이블시킨다. 표에서 정의되지 않은 모든 비트들은 장래 사용을 위해 저장되며 제로로 세트된다.
EventMask 파라미터의 비트 정의
비트 # 기호 이벤트 이벤트 정의
0 INTE 인터럽트 인에이블 이 비트는 EventMask 에 의해 인터럽트 세트를 인에이블 시킴
1 LNC 라인 접속 라인 접속이 성립됨
2 LNDC 라인 단절 이전에 접속된 라인이 단절됨
3 BFOVF Rx 버퍼 과동작 라인 수신 버퍼가 과동작
7 BFEMF Tx 버퍼 공백 라인 전달 버퍼가 공백
9 PKARV 패킷 도착 패킷이 라인 수신 버퍼 내로 놓여짐
10 PKST 패킷 송출 패킷이 데이터 라인 송출 버퍼로부터 이동함
15 TINT 타이머 만기 프리셋 타이머 카운트가 0으로감
이 인터럽트는 송신 버퍼가 한 번에 하나의 패킷 만을 고정시킬 수 있는 경우에 패킷 송출 인터럽트와 함께 용장성이다.
4. 인터럽트 상태 획득
신택스: GetInterruptStatus()
내용: 선택된 이벤트(들)의 발생에 기초하여, 인터럽트 상태 획득
파라미터: 없음
리턴: EventStatus. MDSL은 표 6의 EventMask 파라미터의 정의에 상응하는 16 비트 상태 번호를 복귀시킬 것이다.
다음의 라인 접속 관리 명령들이 유용하다:
1. 라인 구성
신택스: LineConfiguration(LineMode)
내용: 라인이 데이터 패킷들을 수신하고 송출할 준비가 되도록 구성
파라미터: LineMode는 어떤 종류의 라인 모드 MDSL이 구성될 것인가를 표시한다. 그것은 다음의 비트 정의를 갖는다. 모든 정의되지 않은 비트들은 미래의 사용을 위해 저장될 것이다.
LineMode 파라미터에 대한 비트 정의
비트 # 기호 이벤트 이벤트 정의
0 라인 모드 이 비트는 EventMask 에 의해 인터럽트 세트를 인에이블 시킴
1 음성 라인 플래그 라인 접속이 성립됨
2-6 속도 정의 이전에 접속된 라인이 단절됨
리턴: 없음
2. 라인 상태 획득
신택스: GetLineStatus()
내용: 이 명령은 현재 라인 상태를 표시하기 위해 16비트 번호를 복귀시킨다.
파라미터: 없음
리턴: LineStatus. 이 복귀된 번호의 정의는 표 8에 있다.
LineStatus에 대한 비트 정의
비트 # 기호 이벤트 이벤트 정의
0-1 라인 상태 이들 2개의 비트들은 다음의 라인 상태들을 표시한다: 1. 라인이 다운됨(어떤 물리적 신호도 수신되지 않음) 2. 라인이 단절됨(라인이 데이터를 송출하고 수신할 준비가 되어있지 않음) 3. 라인이 접속됨(라인이 데이터를 송출함 준비를 함)
2 라인 모드 이 비트가 세트된 경우, 데이터 라인은 전용 회선 모드 하에서 동작한다. 이 비트가 클리어되는 경우, 데이터 라인은 다이얼-업 모드 하에서 동작할 것이다.
3 보이스 라인 플래그 이 비트가 세트되는 경우, 음성 신호 송신은 MDSL 내의 데이터 신호 송신과 동시에 기능할 것이다. 이 비트가 클리어되는 경우, 음성-대역은 동시에 기능할 수 없다.
4-8 속도 정의 이들 비트들은 데이터를 송출하고 수신하기 위한 속도를 정의한다. 비트 8은 속도가 송출을 위한 것인지 또는 수신을 위한 것인지를 표시한다. 비트 4 내지 7은 16개의 상이한 속도를 정의한다.
3. 접속 라인 정지
신택스: HaltLine()
내용: MDSL이 데이터 스트림 제어에 대해서 데이터의 송출/수신을 정지시키도록 명령한다. 모든 내부 플러쉬 버퍼들을 플러쉬하고 수동적으로 라인을 단절된 상태로 이입한다.
파라미터: 없음
리턴: 없음
다음의 송출/수신 데이터 패킷 명령이 유용하다:
1. 패킷 송출
신택스: SendPacket(DataPtr, Size)
내용: 이 명령은 MDSL에 하나의 데이터 패킷이 MDSL 송출 버퍼 내로 카피되었다고 말한다. 인터럽트가 버퍼로부터 패킷이 이동한 후에 발생할 것이다.
파라미터: 데이터 패킷이 저장되어 있는 송출 버퍼의 메모리 어드레스로의 DataPtr 포인트. 패킷의 길이는 최대 허용 패킷 사이즈보다 작거나 같아야 한다.
리턴: 없음
2. 수신 정보 체크
신택스: CheckReceiveInfo(DataPtr, Size, ErrorFlag)
내용: 이 명령은 수신 버퍼 내에 패킷이 있는지의 여부에 따라 TRUE(1) 또는 FALSE(0)로 복귀한다.
파라미터: 패킷이 저장되어 있는 메모리 어드레스를 복귀시키기 위해 DataPtr이 사용된다. 수신된 패킷의 사이즈를 복귀시키기 위해 Size가 사용된다. 송신 동안에 에러가 발생한 경우에 ErrorFlag은 넌-제로로 세트된다.
리턴: 1 - 수신 버퍼 내에 데이터가 있음
0 - 수신 버퍼 내에 데이터가 없음
3. 송출 정보 체크
신택스: CheckSendInfo()
내용: 이 명령은 MDSL 송신 버퍼가 비어있는 경우 0으로 복귀한다. 그렇지 않으면, 버퍼 내에 남겨진 바이트들의 번호를 복귀시킨다.
파라미터: 없음
리턴: 버퍼 데이터 사이즈 송출. 송신 버퍼가 비어있는 경우 0. 아닌 경우 송신 버퍼 내에 남아있는 바이트들의 수.
도 11a-b는 거주지의 퍼스널 컴퓨터에 대한 일반적인 상황으로서, 윈도우즈 95 또는 윈도우즈 NT 환경을 가지는 호스트와 함께 사용된 모뎀(100)에 대한 드라이버의 소프트웨어 구조를 도시한 도면이다.
MDSL NIC의 시스템 소프트웨어는 윈도우즈 NT 3.5 또는 윈도우즈 95 운영 체제에 대하여 NDIS 3.0 WAN 미니-포트 드라이버로서 구현되었다.
다음은 다음의 3가지 관점에서 브레이크 다운된다.
1. 윈도우즈 NT 3.51 또는 윈도우즈 95 하에서 미니-포트 디바이스 드라이버로서 이행되는 시스템 소프트웨어에 의해 시스템의 기능성
2. 시스템이 이행하는 입력 및 출력 데이터 프로세싱.
3. 시스템 소프트웨어와 NDIS 라이브러리의 간섭
MDSL 드라이버는 네트워크 시스템의 매체 접근 제어(MAC) 서브층을 제어하고 관리하기 위해 NDIS 미니포트 드라이버로서 이행될 것이다. 윈도우즈 NT 또는 윈도우즈 95 인터넷 시스템 소프트웨어 내의 요소일 것이다. MDSL 드라이버는 NDIS 3.0 내에 명기된 인터페이스 및 데이터 구조들의 정의에 따를 것이다. 드라이버는 기능을 위해 시스템 내로 설치되고 결합될 필요가 있다.
MDSL 드라이버는 WAN 네트워크 인터페이스 카드 드라이버로서 기능할 것이다. 그것은 상부 에지 상의 프로토콜 드라이버들과 함께 상호작용하며, 하부 에지 상의 MDSL NIC를 제어한다. 이러한 모든 상호작용 및 제어들은 윈도우즈 NT/윈도우즈 95 내의 NDIS 라이브러리 또는 NDIS 래퍼를 통과한다.
도 11d는 시스템 소프트웨어 내의 데이터 스트림 경로를 도시한다. 도 11d는 인입 데이터가 NIC 카드에 의해 수신되고 다양한 기능들을 통해서 전송 인터페이스로 통과한 드라이버로 통과하고 그 드라이버로 복귀한 양태를 도시한 도면이다.
MDSL 드라이버는 MDSL 네트워크 어댑터와 함께 제조된다. MDSL-R과 함께 가정에서의 PC 내로 설치되고 비록 MDSL-C 변조 알고리즘이 다를 수는 있지만 도일한 드라이버를 작동시키는 MDSL-C와 접속될 수 있다. MDSL-C 사이트 상의 인터넷 루터에 의해, MDSL-R이 TELNET, FTP 및 Netscape 같은 많은 응용프로그램을 MDSL NIC를 통해서 실행시킬 수 있다. 데이터 통신 및 음성 통신은 동시에 발생한다.
다음의 엔트리 포인트(entry point) 또는 기능들은 NDIS 3.0 명세에 완전히 순종적이다.
드라이버 엔트리 포인트(드라이버 엔트리)는 드라이버가 메모리 내로 로드되는 경우에 운영 체제에 의해 호출된 메인 엔트리 포인트이다.
입력
DriverObject: 운영 체제에 의해 생성된 포인터 대 드라이버 오브젝트
RegistryPath: 등록 파라미터들을 판독하기 위해 사용된 포인터 대 등록 경로명
출력
리턴값: STATUS-SUCCESS 또는 STATUS-UNSUCCESSFUL
DriverEntry는 다음과 같은 것을 한다:
1. NDIS WAN 래퍼를 초기화하기 위해 NdisMinitialize 호출
2. 문자 테이블 초기화 및 NDIS WAN 래퍼로 MDIS 드라이버의 엔트리 포인트 호출
3. MDSL 드라이버를 NDIS WAN 래퍼로 등록하기 위해 NdisMRegisterMiniport 호출
도 11e는 OS, NDIS 라이브러리 및 드라이버 엔트리를 위한 MDSL 드라이버 사이의 상호작용을 도시한다.
초기화 엔트리 포인트(MdslInitialize)가 MDSL 모뎀을 초기화하기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 호출될 수 있다.
입력
MediumArray: NDIS 라이브러리가 지지된 모든 네트워킹 매체
MediumArraySize: 매체 어레이 내의 엘레먼트 들의 개수
MdslAdapterHandler: NDIS 라이브러리에 의해 할당된 MDSL 드라이버를 식별하는 핸들
NdisConfigContext: NDIS 구성을 위한 핸들
출력
OpenErrorStatus: MDSL 드라이버는 리턴값이 NDIS_STATUS_OPEN_ERROR인 경우 에러에 대한 정보를 명기하는 상태값으로 이 파라미터를 세트할 것이다.
SelectedMediumIndex: MDSL 드라이버는 이러한 인덱스를 MDSL 드라이버의 매체 타입를 명기하는 MediumArray에 세트한다.
리턴 값: MdslInitializer는 NDIS_STATUS_SUCCESS를 복귀시키거나 도는 다음의 상태값들을 복귀시킬 수 있다.
NDIS_STATUS_ADAPTER_NOT_FOUND
NDIS_STATUS_FAILURE
NDIS_STATUS_NOT_ACCEPTED
NDIS_STATUS_OPEN_ERROR
NDIS_STATUS_RESOURCES
NDIS_STATUS_UNSUPPORTED_MEDIA
프로세싱
MdslInitializer는 다음과 같은 동작을 한다:
1. 매체 매치를 발견하기 위해 MediumArray를 통하여 서치함. 어떠한 매치도 발견되지 않는 경우 NDIS_STATUS_UNSUPPORTED_MEDIA 가 복귀된다.
2. MDSL NIC의 모든 구성 정보(인터럽트 번호, 보드명, 채널 어드레스 또는 라인 어드레스, 스위치 타입, 등)의 획득
3. MDSL 드라이버 데이터 구조들에 대한 메모리를 할당하고 초기화함
4. MdslAdapterHandle을 MDSL NIC와 결합시키는 것을 포함하여 MDSL NIC의 물리적 공헌을 NDIS 래퍼에 정보 제공함
5. 시스템 어드레스 스페이스 내로 MDSL NIC의 물리적 위치를 맵함
6. MDSL NIC의 리셋 또는 초기화
7. 송신 큐들의 셋업 또는 초기화
8. 초기화 인터럽트
9. 초기화 라인
도 11f는 MdslInitialize에 대한 NDIS 라이브러리 및 드라이버 사이의 상호작용의 도면이다.
엔트리 포인트(MdslReset)는 MDSL NIC에 하드웨어 리셋을 발행하고 그 소프트웨어 상태를 리셋한다.
입력
MdslAdapterContext: MiniportInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
AddressingReset: NDIS 라이브러리가 현재 값에 어드레싱 정보를 저장하기 위해 MdslSetInformation을 호출할 필요가 있는 경우 TRUE로 세트
리턴 값: 없음
프로세싱
MdslReset는 MDSL NIC 상에 소프트웨어 리셋을 발생할 것이다. 그것을 또한 MDSL NIC의 파라미터들을 리셋한다. MDSL NIC의 하드웨어 리셋이 현재 스테이션 어드레스를 리셋하는 경우, MDSL 드라이버는 리셋에 따르는 현재 스테이션 어드레스를 자동적으로 재저장한다.
도 11g는 NDIS 라이브러리와 MdslReset에 대한 드라이버 사이의 상호작용을 도시한 도면이다.
엔트리 포인트(MdslReconfigure)는 MDSL NIC를 NDIS 라이브러리 기능들 내에 유용한 새로운 파라미터들로 재구성하기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 호출된다. 그것을 실행 기간 동안에 변환된 파라미터들을 가질 수 있는 플러그 앤드 플레이 어댑터 및 소프트웨어 구성가능 어댑터들을 지원하기 위해 사용된다.
입력
MdslAdapterContext: MiniportInitialize에 의해 초기화된 핸들
WrapperConfigurationContext: NDIS 구성의 핸들
출력
OpenErrorStatus: 이 파라미터는 MDSL 드라이버에 의해 리턴 값이 NDIS_STATUS_OPEN_ERROR인 경우 에러에 대한 정보를 명기하도록 세트된다.
리턴 값들:
NDIS_STATUS_SUCCESS
NDIS_STATUS_NOT_ACCEPTED
NDIS_STATUS_OPEN_ERROR
프로세싱
NDIS_STATUS_NOT_ACCEPTED 복귀.
NDIS_NIC를 정지시키기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 엔트리 포인트(MdslHalt)가 호출됨.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
없음
프로세스
MdslHalt는:
1. 인터럽트 핸들링을 등록 말소함
2. 시스템으로부터 MDSL 메모리 언맵(unmap)
3. 시스템 메모리 프리시킨다.
도 11h는 NDIS 라이브러리와 MdslHalt에 대한 드라이버 사이의 상호작용을 도시한다.
엔트리 포인트(MdslCheckForHang)는 MDSL NIC의 상태를 체크하기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 주기적으로 호출된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
리턴 값: MDSL NIC가 동작하지 않는 경우에 TRUE
프로세싱
MDSL NIC 상태를 체크.
엔트리 포인트(MdslEnableInterrupt)는 인터럽트들을 발생시키기 위해 MDSL NIC를 인에이블 시키도록 NDIS 라이브러리에 의해 호출된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
리턴 값: 없음
프로세스
인터럽트를 발생시키기 위해 MDSL NIC 하드웨어를 인에이블함
엔트리 포인트(MdslDisableInterrupt)는 MDSL NIC가 어떤 인터럽트들이 발생하는 것으로부터 디스에이블시키기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 호출된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
리턴 값: 없음
프로세스
어떤 인터럽트들이 발생하는 것으로부터 MDSL NIC를 디스에이블함
MdslISR은 MDSL 드라이버 인터럽트 서비스 루틴 엔트리 포인트이다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
InterruptRecognized: MDSL NIC가 인터럽트 라인을 공유하고 인터럽트가 NIC로부터 왔다는 것을 검출할 때, MDSL 드라이버는 이 파라미터가 TRUE가 되도록 세트한다.
QueueMdslHandleInterrupt: MDSL NIC가 인터럽트 라인을 공유하고 MdslHandleInterrupt가 인터럽트의 핸들링을 종료시키기 위해 호출되어야 하는 경우, 이 파라미터가 TRUE로 세트된다.
리턴 값: 없음
프로세싱
이 기능은 인터럽트에 응답하여 높은 우선 순위에서 실행한다. MdslHandleInterrupt를 위해 낮은 우선 순위의 작업은 남겨둔다. 다음과 같은 동작을 한다.:
1. 인터럽트 원인 획득
2. 하드웨어 내의 인터럽트 클리어
3. 그에 따라 InterruptRecognized 및 QueueMdslHandleInterrupt 세트.
엔트리 포인트(MdslHandleInterrupt)는 인터럽트를 프로세스하기 위해 NDIS 라이브러리 내의 지연 프로세싱 루틴에 의해 호출된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
출력
리턴 값: 없음
프로세싱
MdslHandleInterrupt는 다음과 같은 동작을 한다:
1. 인터럽트들에 대한 원인을 획득하기 위해 NDSL NIC를 체크
2. 다음의 가능한 인터럽트들을 차례로 프로세스
- 한 패킷이 수신 버퍼 내에 놓여짐
- 패킷이 방금 송출됨
- 라인이 방금 접속됨
- 라인이 단절됨
- 라인이 다운됨
- 수신 버퍼 과동작
엔트리 포인트(MdslQueryInformation)는 MDSL 드라이버의 성능과 상태를 질의하기 위해 NDIS 라이브러리에 의해 호출됨
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
OID: 드라이버가 다이내믹 구성 정보 및 통계 정보를 저장하는 매니지먼트 정보 블록 내의 관리된 오브젝트(또는 정보 엘리먼트)의 오브젝트 ID
InformationBuffer: 정보를 수신할 버퍼
InformationBufferLength: InformationBuffer의 바이트의 길이
출력
BytesWritten: InformationBuffer에 실제로 기록된 바이트의 개수
BytesNeeded: 명기된 오브젝트에 대한 완전한 정보를 획득하기 위해 필요한 부가적인 바이트들의 개수
리턴 값: MdslQueryInformation은 NDIS_STATUS_SUCCESS 또는 다음과 같은 상태 값들로 복귀한다:
NDIS_STATUS_INVALID_DATA
NDIS_STATUS_INVALID_LENGTH
NDIS_STATUS_INVALID_OID
NDIS_STATUS_NOT_ACCEPTED
NDIS_STATUS_NOT_SUPPORTED
NDIS_STATUS_PENDING
NDIS_STATUS_RESOURCES
프로세싱
MDSL 드라이버는 다음의 OID들을 동기적으로 확인만 할 것이다:
OID_GEN_HARDWARE_STATUS: MDSL NIC의 하드웨어 상태 체크
OID_GEN_MEDIA_SUPPORTED: NdisMediumWan 복귀
OID_GEN_MAXIMUM_LOOKAHEAD: 최대 패킷 사이즈 복귀(1532 바이트)
OID_GEN_MAXIMUM_FRAME_SIZE: MDSL에 대한 최대 프레임 사이즈(1500 바이트) 복귀
OID_GEN_LINK_SPEED: MDSL의 링크 속도(38400 bps) 복귀
OID_GEN_TRANSMIT_BUFFER_SPACE: 최대 패킷 사이즈 복귀(송신 버퍼 내에 오직 하나의 패킷 만이 있다고 가정)
OID_GEN_RECEIVE_BUFFER_SPACE: 수신 버퍼 내의 최대 패킷 사이즈 복귀(오직 한 개의 패킷 만이 허용된다고 가정)
OID_GEN_TRANSMIT_BLOCK_SIZE: 최대 패킷 사이즈 복귀
OID_GEN_RECEIVE_BLOCK_SIZE: 최대 패킷 사이즈 복귀
OID_GEN_VENDOR_ID: 벤더 ID 복귀
OID_GEN_VENDOR_DESCRIPTION: 벤더 설명 스트림 복귀
OID_GEN_CURRENT_LOOKAHEAD: 최대 패킷 사이즈 복귀
OID_GEN_MAC_OPTIONS: 다음의 비트들이 세트된다:
NDIS_MAC_OPTION_RECEIVE_SERIALIZED
NDIS_MAC_OPTION_NO_LOOPBACK 및
NDIS_MAC_OPTION_TRANSFERS_NOT_PEND
OID_GEN_DRIVER_VERSION: MDSL 드라이버 다수 및 소스 버전 복귀
OID_GEN_MAXIUM_TOTAL_SIZE: 최대 패킷 사이즈 복귀
OID_GEN_MEDIUM_SUBTYPE: MDSL이 아직 MicroSoft에 의해 정의되지 않았기 때문에, NdisWanIsdn이 복귀됨
OID_GEN_GET_INFO: NDIS WAN 인포 구조 복귀
OID_GEN_PERMANENT_ADDRESS: WAN 어드레스 복귀
OID_GEN_CURRENT_ADDRESS: WAN 어드레스 복귀
OID_GEN_GET_LINK_INFO: MdslLinkContext 복귀
모든 다른 OID들에 대해서 NDIS_STATUS_INVALID_OID 복귀
도 11i는 MdslQueryInformation에 대한 드라이버 및 NDIS 라이브러리 사이의 상호 작용을 도시한다.
엔트리 포인트(MdslSetInformation)는 NDIS 라이브러리에 의해 MDSL 드라이버에 의해 유지된 정보를 변화시키도록 호출된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 핸들
OID: 드라이버가 다이내믹 구성 정보 및 통계 정보를 저장하는 매니지먼트 정보 블록 내의 관리된 오브젝트(또는 정보 엘리먼트)의 오브젝트 ID
InformationBuffer: 정보를 저장할 버퍼
InformationBufferLength: InformationBuffer의 바이트의 길이
출력
BytesRead: InformationBuffer로부터 판독된 바이트의 개수
BytesNeeded: OID를 만족시키기 위해 필요한 부가적인 바이트들의 개수
리턴 값: MdslQueryInformation은 NDIS_STATUS_SUCCESS 또는 다음과 같은 상태 값들을 복귀한다:
NDIS_STATUS_INVALID_DATA
NDIS_STATUS_INVALID_LENGTH
NDIS_STATUS_INVALID_OID
NDIS_STATUS_NOT_ACCEPTED
NDIS_STATUS_NOT_SUPPORTED
NDIS_STATUS_PENDING
NDIS_STATUS_RESOURCES
프로세싱
MDSL 드라이버는 다음의 OID들을 동기적으로 확인만 할 것이다:
OID_GEN_CURRENT_LOOKAHEAD: WAN 드라이버들은 항상 룩어헤드(lookhead) 사이즈에 상관없이 전체 패키를 나타내기 때문에 어떤 것도 하지 않고 NDIS_STATUS_SUCCESS를 바로 복귀시킴
OID_GEN_WAN_SET_LINK: InformationBuffer 내에 저장된 MdslLinkContext를 MDSL WanLinkInfo 구조 내로 카피
도 11j는 MdslSetInformation에 대한 드라이버 및 NDIS 라이브러리 간의 상호작용을 도시한다.
펑션(MdslReceivePacket)은 MdslHandleInterrupt에 의해 패킷 수신 인터럽트를 핸들하도록 호출된다. 이 펑션은 MDSL 드라이버가 수신 버퍼로부터 프로토콜 스택으로 데이터를 전송하도록 NdisTransferData를 호출하지 않았기 때문에 NDIS MdslTransferData 엔트리 포인트를 교체하기 위해 사용된다.
입력
MdslAdapterContext: MdslInitialize에 의해 초기화된 MDSL 어댑터 핸들
출력
없음
리턴 값: 없음
프로세스
MdslReceivePacket은 다음과 같은 동작을 한다:
1. 데이터 송신 동안에 에러가 발생했는가를 확인하기 위해 수신 상태를 체크
2. 패킷이 착신되었으며 전체 패킷이 검사를 위해 유용하다는 것을 표시하는 NdisWanIndicateReceive 호출
3. 상기 호출이 NDIS_STATUS-SUCCESS를 복귀시키는 경우, 수신 이벤트의 종료를 표시하기 위해 NdisWanIndicateReceiveComplete 호출
도 11k는 MdslReceivePacket에 대한 드라이버와 NDIS 라이브러리 간의 상호작용을 도시한다.
엔트리 포인트(MdslWanSend)는 NDIS 라이브러리에 의해 패킷을 어댑터를 통해서 매체 상으로 송신하기 위해 MDSL NIC 드라이버를 인스트럭트하도록 호출된다. 이 호출이 있을 때 매체가 통화중이라면, MDSL 드라이버는 나중 시간에 대한 송출 명령을 큐하고 최대 송신 값을 저하시킨다.
입력
MdslBindingHandle: MdslInitialize로부터 복귀된 핸들
MdslLinkHandle: 라인이 접속된 경우에 NDIS_MAC_LINK_UP 표시로부터 복귀된 핸들
WanPacket: 인접 버퍼로의 포인터를 포함하는 NDIS_WAN_PACKET 구조로의 포인터
출력
상태: 리턴 값이 NDIS_STATUS_SUCCESS 또는 NDIS_STATUS_PENDING이 아닌 경우에 에러에 대한 정보를 명기하는 상태값
리턴값: MdslWanSend 는 NDIS_STATUS_SUCCESS 또는 다음의 상태값들을 복귀시킨다.
NDIS_STATUS_PENDING
NDIS_STATUS_FAILURE
프로세싱
MdslWanSend는 다음과 같은 동작을 한다:
1. 유용한 가를 확인하기 위해 패킷 사이즈를 체크함
2. 라인이 현재 접속되어 있는가를 체크
3. 매체가 현재 통화중이 아니라면, 패킷을 당장 송출하고 NDIS_STATUS_SUCCESS를 복귀시킨다. 통화중인 경우, 패킷을 송신 리스트 내에 두고 NDIS_STATUS_PENDING을 복귀시킨다. 이 패킷이 송출된 후에, MDSL 드라이버는 송출 이벤트의 완료를 표시하기 위해 NdisWanSendComplete를 호출한다.
도 11l은 MdslWanSend에 대한 드라이버와 NDIS 라이브러리 간의 상호작용을 도시한다.
시스템 상호작용
윈도우즈 NT 또는 윈도우즈 95 하에서, 다양한 네트워크 소프트웨어 컴포넌트들이 함께 링크되거나, 도 11m에 도시된 바와 같이 논리적 체계에 구속된다.
네트워크 컴포넌트가 설치되는 경우에, 윈도우즈 NT 레지스트리에 정보가 기록되고 네트워크 컴포넌트가 로드되어야 하는 순서 및 네트워크 컴포넌트들이 함께 구속되는 방법을 설명한다. 윈도우즈 NT 제어 패널 네트워크 애플릿(NCPA)은 네트워크 컴포넌트 설치 및 구속을 관리한다. 드라이버 구속은 도 11n에 도시된 바와 같이 동작한다.
시스템에 대한 외부 인터페이스는 다음과 같다:
사용자 인터페이스
MDSL 드라이버는 최종 사용자에게 직접적으로 노출되지 않는다. 그것은 NDIS 래퍼를 통해서 시스템 내의 프로토콜 스택에 구속되어 있다. 응용프로그램이 그것을 윈도우즈 소켓, NetBIOS, RPC 등 같은 상이한 표준 프로토콜 API들을 통해서 사용할 것이다.
하드웨어 인터페이스
MDSL 드라이버의 하드웨어 인터페이스가 호스트 인터페이스 요구 명세에 설명되어 있다.
소프트웨어 인터페이스
MDSL 드라이버는 13 상부-에지 펑션들 및 운영 체제로의 1 드라이버 주 엔트리 포인트를 제공한다. 그것은 특정 네트워크 인터페이스 카드(NIC)와 무관한 많은 작업을 이행하기 위해 ndis.lib 및 ndiswan.lib에 정의된 펑션들을 호출할 것이다.
통신 인터페이스
수신되고 송출되는 패킷들은 NDIS WAN 라이브러리에 의해 제공된 어떤 포맷일 수도 있다. 그것은 IP 데이터 그램 또는 헤더 압축, 마이크로소프트 2지점간 압축, 및 암호화가 있는 또는 없는 다른 프레임일 수 있다. 그것은 또한 간단한 HDLC 프레이밍 스위치가 NDIS WAN 라이브러리 내에서 턴 온되는 경우에 단순 HDLC 프레임이 될 수도 있다. 이들 모든 고층 프레이밍은 MDSL 드라이버에 대해서 명확하다.
설계 제한요인
설계는 NDIS 3.0 WAN 드라이버 규격과 따라야 한다.
특성
유용성/회복
엔트리 포인트 프로세싱 동안의 에러들은 드라이버의 심각한 오류는 발생시키지 않는다. 이 에러는 호출 엔트리로 통과할 것이며 NDIS는 적합한 프로세싱을 이행할 것이다. MDSL NIC의 초기화 또는 라인 접속의 성립에 있어서의 오류는 호출 엔트리로 복귀되는 에러를 발생시킨다. 패킷들의 수신/송출 동안의 에러들은 로그된다.
소프트웨어 획득
DSL 밴드 동작에 대해서 멀티모드 모뎀을 구성하기 위한 소프트웨어가 플래시 EPROM 내로 다운로딩함으로써 획득될 수 있다(도 5a의 플래시 EPROM를 포함하도록 향상된 DSL 모뎀의 보드 버전 참조). 이 다운로딩은 기존의 멀티모드 모뎀 내의 음성-대역 구성(V.34)을 사용함으로써 이행될 수 있다. 특히, 호스트는 소스 전화 번호를 호출하기 위해 음성-대역 모뎀 동작을 사용할 수 있으며 이어서 음성-대역 상에서 DSL 밴드 동작에 대한 소프트 웨어를 플래시 EPROM에 다운로드할 수 있다. 동일한 방법으로, DSL 밴드 소프트웨어의 업데이트는 음성-대역 상에서 또는 DSL 밴드 상에서 다운로드될 수 있다. 도 12는 그러한 다운로드 프로세스를 도시한다.
도 13을 참조하면, 업스트림 및 다운스트림에 대한 MDSL 주파수 분할을 볼 수 있다. 음성-대역 모뎀들에서, 중요한 최고 주파수는 겨우 3.3 KHz이다. MDSL에서, 주요한 최고 주파수는 수백 KHz일 수 있다. 예를 들어, 1/4 T1 레이트들에 대해서, 업스트림 채널의 중심 주파수(Fc1)는 100 KHz이며 다운스트림 채널의 중심 주파수(Fc2)는 200 KHz이다. 각 채널의 대역폭은 200 KHz이며 주요한 최고 주파수는 F2+=400KHz이다. 목표는 데이터를 저가의 프로그램가능 디지털 신호 프로세서(DSP)로 프로세스할 수 있게 하는 것이다. 본 발명은 도 13a에 도시된 통과대역 신호가 DSP과 동일하게 보이도록 함으로써 프로세싱 요구를 감소시키는 방법을 어드레스한다.
MDSL 모뎀은 중앙국(CO) 및 원격 사용자(RU) 모드의 2개의 모드를 갖는다. CO 모드에서, 모뎀은 상위 주파수 대역에서 송신하고 하위 주파수 대역에서 수신한다. RU 모드에서는 그 역이다. 모뎀은 하위 주파수 대역에서 송신하고 상위 주파수 대역에서 수신한다. 나이키스트의 표본화 정리의 정상적인 해석을 사용하여, 주요한 최고 주파수의 2배의 샘플링률은 데이터를 프로세스하기 위해 요구된다. CO 모뎀에 대해서, 아날로그-디지털 컨버터(ADC)는 수신된 신호를 F1+의 2배로 샘플할 수 있다. 그러나, 그것은 디지털-아날로그 컨버터(DAC)에 대해서는 F2+의 2배로 샘플들을 발생시켜야 한다. RU 모뎀에 대해서, DAC는 F1+의 2배로 실행할 수 있다. 그러나, ADC는 F2+의 2배로 실행하여야 한다.
본 발명은 샘플링률을 감소시키고 결과적으로 MDSL 모뎀의 이행에 대한 프로세싱 요구들을 감소시키기 위해 디지털 샘플링 레이트 컨버전을 사용한다.
RU 모뎀에 대해서, 높은 샘플링률은 아날로그-디지털 컨버전 프로세스와 접속된다. 1/4 T1 예시 모뎀 수신기 프론트 엔드가 RU 모뎀에서 도 13b 내에 도시되어 있다. 300 KHz에 중심을 둔 인입 아날로그 신호는 중요한 대역폭을 분리시킴으로써 신호 대 잡음비를 최대화하도록 먼저 대역 여파된다. 이 신호는 이어서 f2+의 2배인 정상적인 나이키스트 속도, 800 KHz에서 ADC에 의해 샘플된다.
디지털 영역 내의 샘플된 스펙트럼이 도 13c에 도시되어 있다. Fsampling/4=200 KHz하에서는 어떤 신호도 없기 때문에, 샘플들을 둘로 데시메이트함으로써 샘플링률은 400 KHz로 안전하게 감소될 수 있다. 둘의 데시메이션에 의해 도 13d에 도시된 것과 같은 100 KHz에 중심을 둔 반전된 이미지를 발생시킨다.
-1로 데시메이트된 데이터 스트림의 샘플을 하나 건너서 승산함으로써 획득될 수 있다. ADC로부터의 하나 건너서의 출력이 폐기 때문에, 그것들을 발생시킬 필요가 없는데, 즉, ADC는 800 KHz 대신에 400 KHz 에서 실행될 수 있다.
CO 모뎀에 대해서, 높은 출력 샘플링률이 디지털-아날로그 프로세스에 요구된다. 상부 통과 대역 신호에 상응하는 출력 샘플들을 직접적으로 발생시키기 위해 800 KHz의 최소 샘플링률을 필요로 하게 된다. CO 모뎀이 하부 주파수 대역 내의 출력 샘플들을 발생시키고, 스펙트럼을 상부 대역으로 자동적으로 변화시키는 것이 더욱 좋다.
변환은 고속으로 디지털적으로 언샘플링함으로써 발생된 에일리어스된 이미지들을 사용함으로서 실현될 수 있다. 둘 내지 800 KHz의 언샘플링은 계산된 출력 샘플들 사이의 제로값을 삽입하는 단계를 포함한다. 이것은 원래의 400 KHz 샘플링 주파수와 조화한 이미지들을 발생시킨다. 새로 수정된 출력 데이터 스트림이 DAC로 통과하는 경우, 도 13f에 도시된 아날로그 출력 스펙트럼이 발생된다. (컨버전 프로세스에 의해 주어진 동기 롤-오프 특성이 도면에서 사라졌다.) 적합한 아날로그 대역 여파기를 사용함으로써, 300 KHz에 중심을 둔 반전된 이미지가 선택될 수 있다. 삽입된 값이 제로이기 때문에, DSP로 계산할 필요가 없다. 이 반전은 스펙트럼이 RU 모뎀에서 데시메이션 프로세스에 의해 다시 반전되었기 때문에 -1로 오드 샘플들을 승산함으로써 교정되거나 또는 완전하게 폐기될 수 있다. 도 13g에 도시된 바와 같이, 제로 샘플 보간 프로세스는 DSP 외부의 단순 외부 로직에 의해 구현될 수 있다.
결론적으로, 샘플링률 변화를 적용시킴으로써 MDSL 모뎀의 DSP가 항상 하위 주파수 보 내에서만 송신하고 수신할 수 있다고 가정할 수 있게 한다. 따라서 그 계산은 실제 아날로그 신호 주파수 컨텐트에 의해 일반적으로 지배되는 것보다 낮은 샘플링률에 기초하게 된다.
ANSI 표준 협회 T1E1.4.에 의해 다중 음분리(DMT)가 비대칭 디지털 가입자 루프(ADSL)에 대한 표준으로서 선택되었다. T1E1 표준 활동에 대한 이전의 논문은 고속 푸리에 변화(FFT)의 19-비트 정확성이 ADSL-2 비트 송신 속도(6-7 Mbps)에 대한 적합한 다이내믹 범위를 획득하기 위해 필요하다. 문제는 고정 소수점 16-비트 프로세서에서의 FFT를 구현하고 ADSL-2 비트 송신 속도에 대한 적합한 다이내믹 범위를 제공하는 방법이다.
정상적으로 고정 소수점 FFT를 구현하는 경우에, 고정소수점 값이 승산과 가산 동작 동안에 오버플로우하는 것을 방지하기 위해 데이터가 각 스테이지에서 무조건 다운 스케일된다. 데이터 값들의 범위가 스테이지 동안에 어떠한 오버플로우도 없는 경우에, 다운 스케일링은 정확도에 있어서 불필요한 손실을 발생시킨다.
본 발명의 교시에 따른 이러한 문제점을 해결하는 방법은 각 FFT 스테이지 전에 데이터를 시험하고 스테이지 동안에 오버플로우의 가능성이 있는 경우에 한하여 데이터를 스케일 다운하는 가변 스케일링 구조를 사용하여 16-비트 고정 소수점 내의 포워드 및 반전 FFT를 양호하게 이행한다. 이것은 오버플로우가 발생하지 않는 경우에 무조건적인 다운 스케일링에 의해 야기되는 불필요한 정확도의 손실을 제거한다. 스케일링의 필요성은 각 스테이지 이전에 FFT 내의 부호 비트들이 개수를 관찰함으로써 결정된다. 데이터는 우 시프트에 의해 스케일된다. 테스트는 한 번에 1 비트 또는 2 비트로 시프트함으로써 수행된다. 비록, 일반적으로, 양쪽의 시프트 양들이 작용하지만, 데이터 값들이 최대값이며 특정의 사인/코사인 값들을 갖는 특정한 경우에 있어서, 단일 시프트 값이 여전히 오버플로우한다.
FFT 동안의 총스케일링양이 유지되어서 FFT의 완료 시에 FFT 출력 데이터가 정상화(재스케일)될 수 있다. Appendix에는 이 방법을 테스트하기 위해 사용된 C 코드의 테스트 버전이 첨부되어 있다. 가변 스케일링 방법은 모든 데이터들이 FFT의 각 스테이지 이전에 시험되어야 하기 때문에 블라인드 스케일링 보다 더욱 프로세싱 전력을 요구한다. 시뮬레이션 결과는 19-비트 고정소수점 스케일링 FFT들이 예상된 신호 대 잡음비 동작 범위에서 16-비트 가변 스케일된 고정소수점 FFT보다 약간 낮다는 것을 도시한다.
고정소수점 FFT의 가변 스케일링은 데이터 범위에 있어서 각 스테이지에서 오버플로우가 발생하지 않고 향상된 정확도를 위해 부가적인 프로세싱 전력이 유용가능한 어떤 응용프로그램에서도 장점을 제공한다.
중앙국 엔드에서, 멀티플 MDSL 라인들을 처리하기 위해 모뎀 풀이 사용될 수 있다. 비록 전용선 커플링 및 프론트 엔드 회고가 각 MDSL 라인에 대해서 필수적이기는 하지만, 고성능 DSP 칩에 신호 프로세싱 전력이 멀티플 MDSL 라인들 중에서 공유될 수 있다. MDSL 모뎀 풀의 멀티플 라인 기능이 단일 모뎀 풀 유닛 내의 멀티플 DSP 칩들을 결합시킴으로써 더욱 강화될 수 있다.
도 14a는 MDSL 모뎀 풀이 각각이 송신기부 및 수신기부로 구성된 N 로지컬 MDSL 모뎀들을 가질 수 있다는 것을 도시한다. 모뎀 풀의 위치로 인해, 송신기들이 동일한 중앙국 클럭과 동기화될 수 있다. MDSL 라인 필드 및 공유된 모뎀 풀 구조로 인해, 송신 신호의 데이터 심벌 및 수신 신호의 샘플들이 모든 로지컬 모뎀 중에 용이하게 접속될 수 있다. 송신 신호 동기화 및 송신 및 수신 신호 접속성은 NEXT 제거 기술을 적용시킬 수 있게 한다. 멀티플 입력-멀티플 출력 NEXT 제거기는 MDSL 모뎀 풀과 결부되어 이행될 수 있다.
NEXT 및 반향 제거 하드웨어의 가격을 피하기 위해, 양호한 MDSL 모뎀은 다운스트림 방향에서 중앙국으로부터 가입자로의 및 업스트림 방향에서 그 역의 송신을 위해 주파수 분할 듀플렉스를 사용한다. 다운스트림 송신을 정상적으로 MDSL 스펙트럼의 높은 주파수 부분을 점유한다. 다운스트림과 업스트림 방향 간의 주파수 분리는 고차 대역 여파기들의 사용에 기초한다. 도 14b는 업스트림 주파수 대역과 다운스트림 주파수 대역 스펙트럼 사이에 가드 밴드(guard band)가 사용된다는 것을 도시한다.
또한, 각 다운스트림 스펙트럼의 대역폭은 상이한 모뎀들에 대해서 다를 수 있다. 이것은 스펙트럼 할당이 개별적인 라인 조건들과 다운스트림 대 업스트림의 처리량 비율에 따라 최적화될 수 있기 때문에 필수적이다.
대역 여파기의 감쇠의 한정된 양 및 다운스트림과 업스트림 스펙트럼 사이의 밀접도로 인해, 리버스 채널로부터 항상 잉여 잡음이 있다. 과중한 가입자 라인 감쇠로 인해, 잉여 잡음의 상대적 강도가 수신 신호의 것에 비해 무시할 만한 것이 아니다. 상이한 MDSL 라인들 중에서의 업스트림 및 다운스트림 스펙트럼 오버래핑의 가능성으로 인해, NEXT 잡음이 가드 밴드의 영역 내에서 발생할 수 있다. 즉, 동일한 MDSL 라인의 리버스 채널 잉여 잡음의 간섭 및 인접 MDSL 라인들로부터의 리버스 채널 NEXT 잡음의 간섭을 최소화하기 위해 NEXT 제거가 사용될 수 있다.
도 14c는 리버스 채널 NEXT 제거기 뱅크가 부가적인 DSP 칩들로써 또는 칩들 없이 동일한 MDSL 모뎀 풀 유닛 내에서 이행될 수 있다. NEXT 제거기 뱅크는 모든 모뎀들의 송신 신호 및 계수화된 수신 신호로의 접속을 필요로 한다. NEXT 제거기 뱅크는 도 14d에 도시된 바와 같이 N개의 MDSL 모뎀들에 상응하는 N개의 NEXT 제거기를 갖는다. 각 제거기는 사이즈 M의 N개의 적응 필터를 갖는다. N개의 적응 필터 모두의 출력들은 상응하는 모뎀에 대해서 NEXT 제거 신호를 형성하기 위해 결합된다. 각 적응 필터는 도 14e에 도시된 상관 벡터와 같이 수신 신호와 NEXT 제거 신호 및 상응하는 송신 신호 간의 에러 신호에 따라 적응된다.
언실드(unshielded) 트위스트-페어는 고속 데이터 디지털 송신에 사용될 수 있다. 디지털 가입자 라인(DSL) 연장 디지털 송신의 경우에 대하여, 그러한 송신 신호 셰이핑 및 수신 신호 이퀄리제이션은 트위스트-페어 송신 매체의 모든 용량을 이용하기 위해 채용된다. 따라서, 트위스트-페어 양단에서의 모뎀들의 가격은 송신 시스템의 총가격의 중요한 부분이 된다. 송신 거리가 비교적 짧은 경우, 단순 아날로그 드라이버가 송신기 용으로 사용되며 단순 임계 디바이스가 수신기 용으로 사용된다. 연장 디지털 신호 프로세싱의 사용을 피함으로써, 트랜시버 가격이 최저 레벨로 유지될 수 있다.
고속 고정밀 A/D 및 연속된 고정밀 디지털 신호 프로세싱은 비싼 채널 왜곡 보상 방법이라는 관찰을 이용하여, 본 양호한 실시예의 직접적인 이퀄리제이션 방법은 가격을 최소로 유지하면서 송신 거리를 연장하는 대칭 트위스트-페어 송신 채널들을 사용한다. 이러한 직접 이퀄리제이션 방법은 논-트위스트-페어 대칭 송신 채널들에서 적용될 수 있다.
10BaseT 및 100BaseT 이서넷, ATM 55 Mbps 물리층, IEEE 1394, IEEE 1355, 등과 같은 많은 단거리 트위스트-페어 기초 송신 시스템들은 대칭 채널 응답을 갖는다. 그것에는 브리지된 탭들이 없기 때문에, 반대 방향으로의 채널 전달 기능들이 시분할 듀플렉스 시스템들과 동일하다. 이러한 경우들에 있어서, 채널 응답은 수신 신호를 시험함으로써 식별될 수 있다. 구체적으로, 데이터 송신 기간들 사이의 유휴상태 시간 동안에 트레이닝 시퀀스를 송신함으로써 식별될 수 있다.
도 15a는 50 미터 24 게이지 트위스트-페어의 채널 전달 기능을 도시한다. 이 채널 왜곡은 감쇠에 있어서의 상이성과 상이한 주파수에서의 위상 지연에 의해 유발된다. 이러한 채널 왜곡은 부호간 간섭을 야기시켜서 아이 패턴이 닫히게 한다. 도 15b는 50 미터 24 게이지 트위스트-페어의 엔드에서의 수신 신호의 아이 패턴을 도시한다. 아이 패턴 클로징의 정도는 최대 아이 오프닝 포인트에서 확산된 상대적 신호 레벨에 의해 판단될 수 있다. 송신 신호 레벨들이 신뢰성있게 결정될 수 있는 타임 인터벌도 또한 매우 중요하다. 실제적인 시스템에서, 송신기와 수신기 사이에 타이밍 지터들이 존재한다. 유용한 결정 윈도우가 더 넓으면 지터 요구가 감소할 것이다.
채널 왜곡에 의해 유발된 아이 패턴 클로징은 채널 이퀄라이저를 사용함으로써 보상될 수 있다. 구체적으로, 보속도에서의 왜곡 보상은 최적 결정 포인트에서의 신호 레벨의 확산을 감소시킬 것이다. 또한, 상기 보속도 왜곡은 유용한 결정 윈도우를 확장시킬 수 있다. 달리 말하면, 부분 점유 이퀄라이저는 아이 오프닝을 한 포인트 이상으로 최대화할 수 있는 반면에 보속도 이퀄라이저는 특정 결정 포인트에서의 아이 오프닝을 최대화하기만 할 수 있어서 최적의 결정 윈도우를 확장한다.
트랜시버의 수신 경로 내에서 이행된 종래의 채널 이퀄라이저가 도 15c에 도시되어 있다. 수신 신호가 증폭되고(1510) 디지털 포맷으로 변환된다(1512). 조정가능한 계수(1516)들을 가진 프로그램가능한 필터(1514)가 채널 왜곡을 보상하기 위해 사용된다. 필터 계수들(1516)은 필터 출력 레벨과 소망된 신호 레벨 간의 평균 제곱 에러를 최소화하도록 계산된다. 그 계산은 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘에 기초하여 이행될 수 있다. 슬라이서(1524)는 디코딩을 위해 신호 레벨들을 양자화한다. 출력 데이터는 아날로그로 변환되고(1536), 라인 드라이버(1538)는 그것을 스위치에 분리시켜서 송신한다(1520).
변환된 이퀄라이저의 실현은 보통 완전-정확도 프로그램가능 필터를 요구한다. 채널 왜곡 및 신호 레벨들의 개수에 따라, 분해능의 6 내지 10 비트들을 갖는 A/D 컨버터(1512)가 필요하다. 이 A/D 컨버터는 심벌 속도에서 또는 그에 이상하여 동작해야 한다. 10 MHz 내지 30 MHz의 범위를 가진 보속도 기초 채널 이퀄라이저는 또한 고정밀 타이밍 회복 회로를 필요로 한다. A/D 컨버터 다음의 프로그램 가능한 필터(1514)는 이퀄리제이션 프로세스를 효율적으로 만들기 위해 데이터 경로 내에서 동일한 또는 더 높은 비트 분해능을 가져야한다. 고분해능 및 고속 동작 A/D 컨버터 및 도일한 분해능 및 동일한 동작 속도의 다음의 프로그램가능 필터는 높은 트랜시버 가격으로 환원된다.
무잡음 환경에서, 채널의 주파수 왜곡을 보상하는 이퀄리제이션 기능은 송신기 내의 프로그램가능 필터를 사용하여 이행될 수도 있다. 이들 송신기 필터 계수들은 트레이닝 시퀀스를 사용하여 실시간으로 적용된다. 데이터 유휴상태 시간 기간 동안에, 2-레벨 트레이닝 시퀀스가 필터 계수 적용을 목적으로 송신된다. 수신기는 수신된 트레이닝 시퀀스를 공지된 트레이닝 시퀀스와 상관시키고 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘 같은 적용 알고리즘을 사용하여 이퀄라이저 필터 계수들을 업데이트시킨다. 채널이 대칭성이기 때문에, 이에 따라 식별된 이퀄라이저 계수들이 프로그램가능한 송신기 필터로서 사용된다.
본 양호한 실시예의 직접 이퀄라이저 시스템은 도 15d에 도시된 바와 같이 송신 경로 및 수신 경로를 포함한다. 송신 경로에서는 트레이닝 시퀀스(1540) 및 데이터를 멀티플렉스하기 위해 데이터 버퍼 상태에 의해 제어된 스위치(1534)가 있다. 데이터 버퍼가 아이들인 경우, 트레이닝 시퀀스는 D/A 컨버터 디바이스(1536)에 링크된다. 송신 충돌을 피하기 위해, 양단에서 트레이닝 시퀀스들의 송신을 조절하기 위해 고층 프로토콜 알고리즘도 또한 필요하다. 수신 경로에서, 송신기 필터 계수들의 적용을 제어하기 위해 수신 데이터 검출 기능이 필요하다. 송신 필터(1532) 및 그 적용 장치의 결합은 직접 채널 이퀄라이저를 형성한다. 필터 계수들은 몇 개의 보 간격들 내에서 디지털 신호 프로세스(DSP)를 사용하여 주기적으로 업데이트될 수 있다.
도 15d의 직접 이퀄라이저는 또한 분리 스위치(1520), 증폭기(1522), 슬라이서(1524), 인입 데이터 검출(1526), 필터 계수 계산기(1528), 타이밍 시퀀스(1530), 발신 데이터 검출(1542), 디지털-아날로그 컨버터(1536) 및 라인 드라이버(1538)를 포함한다.
고가의 고속 디지털 프로그램가능 필터를 대신하여, 도 15e에 도시된 바와 같이 데이터 버퍼(1533)가 사용될 수 있다. 데이터 버퍼(1533)는 DSP에 의해 필터된 데이터로써 주기적으로 채워질 수 있다. 이러한 버퍼된 방법은 DSP 프로세싱 속도 의존 송신 지연을 개입시킬 수 있다. 그러나 트위스트-페어 상의 고속 송신이 유지될 수 있다.
수신기에서든 또는 송신기에서든, 보속도 이퀄라이저는 정확한 샘플링 포인트에서 채널 왜곡에 대한 보상 만을 할 수 있다. 즉, 수신기는 이들 샘플링 포인트들(도 15f)의 트랙을 보전하기 위해 정확한 타이밍 회복 회로를 필요로 한다.
부분 점유 직접 채널 이퀄라이저를 사용하여 최적의 샘플링 윈도우 사이즈가 화장될 수 있다. 도 15g 및 도 15h는 보속도의 2배 및 3배의 이퀄라이저 동작 속도들에 대한 부분 점유 직접 채널 이퀄라이저의 효과를 도시한다. 상기 보속도 직접 채널 이퀄라이저들은 50%, 66.6%, 또는 그이상의 최적의 샘플링 윈도우 사이즈들을 생성시킬 수 있다.
보속도 이퀄라이저에 대한 필터 계수는 수학식 11에 대해서 수학식 10로 계산될 수 있다.
Hk+1=Hk+Xk(dk-Hk TXk)
여기서H k는 보간격 스페이스된 이퀄라이저 계수 벡터이며,X k는 보간격 스페이스된 수신 신호 벡터,d k는 트레이닝 시퀀스로부터 유용가능한 소망된 신호 레벨이며, μ는 적응 단계 사이즈이다. 직접 이퀄라이저 시스템에 대한 필터 계수가 슬라이서로부터의 양자화된 데이터와 결부되어 LMS 알고리즘을 사용하여 계산된다. 양자화된 데이터를 사용함으로써 고정밀의 A/D 컨버터를 필요하지 않게 한다. 필터 계수 적응은 부호 LMS 알고리즘과 유사하다. 그 하나는 다음의 식과 같다.
여기서 Q(.)는 양자화 동작을 나타내며 dk는 이진 트레이닝 시퀀스를 사용함으로 인해 +1 또는 -1이다. 이중 보속도 직접 이퀄라이저에 대한 필터 계수 벡터는 수학식 13에 대해서 수학식 12로 주어진다.
달리 말하면, 이중 보속도 이퀄라이저는 동일한 샘플링 페이스들에서 동작하는 2개의 보속도 이퀄라이저들의 조합이다. 3중 보속도 이퀄라이저에 대한 필터 계수 벡터가 간단하게 획득될 수 있다.
직접 이퀄리제이션 방법은 송신 전력 스펙트럼의 고주파 부분에서 스펙트럼 밀도를 향상시킨다. 그러나, 채널 특성들에 따라, 그 향상은 겨우 수 dB의 범위 내이여야 한다.
다중 레벨 펄스 진폭 변조(PAM) 신호의 전력 스펙트럼은 수학식 14이다.
여기서 A는 신호 진폭과 관련이 있으며,f 0는 보속도이다. 이퀄라이저의 주파수 응답은 수학식 15이다.
여기서,H(f)는 채널 전달 함수이며Ts는 이퀄라이저 동작 샘플 간격이다. 그 하나가 수학식 16이다.
전형적인 트위스트-페어 채널에 대해서, H(f)=e-fl 이다. 여기서 카테고리 5 UTP에 대해서 α= 1.2924 x 10-10이며 l=150이며, 관심이 되는 주파수 영역에 대해서는 수학식 17이다.
이퀄라이즈된 신호의 전력 스펙트럼은 PAM 전류 스펙트럼 및 이퀄라이저의 제곱 전달 함수의 곱이다. 도 15i는 상이한 동작 속도의 직접 이퀄라이저의 전력 스펙트럼을 도시한다. 50 미터 CAT 5 UPT 케이블에 대해서 전력 밀도의 차이는 2 dB 내이다.
도 15j는 PAM 신호들을 사용한 직접 이퀄라이저에 대한 시뮬레이션 시스템이다. 특히, 송신된 PAM 신호1은 지연되고(z-k) 쓰루 채널 수신 신호와 함께 수신기1에 공급된다. 이들 수신기1 신호들은 직접 이퀄라이즈하기 위해 PAM 신호2에 대한 송신기를 제어하기 위해 사용되고, 수신기2에서 채널을 통한 보상 신호가 PAM 신호2와 비교된다. 도 15k는 도 15j의 수신기1의 내부를 도시하며 도 15l은 도 15j의 송신기의 내부를 도시한다.
다음의 용어/정의들이 본 명세서에 사용되었다.
MDSL - 중간 대역 디지털 가입자 라인
MDSL-C - 중앙국 사이트 상에서 실행하는 MDSL
MDSL-R - 거주 사이트에서 실행하는 MDSL
POTS - 재래형 전화서비스. 호출을 연결하고 수신할 수만 있다.
NDIS - 네트워크 디바이스 인터페이스 규약. Microsoft에 의해 정의된 상호간에 그리고 운영체제와의 상호 작용을 위해 네트워크 드라이버에 대해서 표준 인터페이스를 제공하기 위한 규약
NIC - 네트워크 인터페이스 카드
WAN - 광역망
미니-포트 NIC 드라이버 - 개발자가 하드웨어에 명기된 코드 만을 기록하도록 하기 위해 NDIS 3.0 규약에 대한 연장으로서 개발된 네트워크 인터페이스 카드 드라이버.
본 발명은 또한 통신 서비스들의 지점 대 다지점 전달을 제공하며, 특히 무선 유선 네트워크(HWWN)로 지정된 효율적인 디지털 신호 배분 네트워크로 모뎀들을 통해서 유선 및 무선 시스템들을 결합시키는 배분 방법들을 제공한다. 이러한 시스템 구조 내에 포함된 핵심 요소는 데이터 속도 및 채널 송신 조건에 대한 사용자의 요구에 기초한 가능한 스펙트럼의 효율적인 사용을 제공하는 대역폭 관리 특성이다.
본 발명은 또한 대칭적 분산 송신 채널들에 대해서 송신기 내에 적응적 필터가 있는 직접 이퀄라이저 시스템을 제공한다. 직접 이퀄라이징 방법은 수신기 내의 값비싼 고정밀 고속 샘플링률 A/D 컨버터 및 고정밀 적응 필터의 사용을 피하게 한다. 송신 데이터 경로에서 적응 필터는 오직 심벌 비트 분해능과 동일한 정확도 만을 필요로 한다. 필터 계수들은 수신 경로 내에서 (오직 시프트 및 부가 동작들 만을 포함하는) 사인 LMS 알고리즘을 사용하여 식별된다. 따라서, 본 발명의 직접 이퀄라이저 시스템은 대칭 분산 채널 상에서의 고속 송신 시스템의 실현을 위한 저렴한 방법이다.

Claims (10)

  1. 다수 사용자를 위한 통신 시스템에 있어서:
    (a) 통신 소스에 결합된 디지털 프로세싱 유닛(digital processing unit);
    (b) 상기 유닛을 다수의 아날로그 프론트 엔드들(analog front end)에 결합시키는 디지털 통신 링크(digital communication link); 및
    (c) 다수의 아날로그 통신 링크들(analog communication link)
    을 포함하되,
    상기 아날로그 통신 링크 중에 하나는 상기 아날로그 프론트 엔드들 중에 하나로부터 다수의 사용자들 중에 하나로의 링크인
    것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 디지털 통신 링크는 광학적 링크(optical link)를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 디지털 통신 링크는 마이크로파 링크(microwave link)를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  4. 제1항에 있어서, 멀티플렉서/디멀티플렉서가 상기 아날로그 프론트 엔드를 상기 디지털 통신 링크에 접속시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  5. 제1항에 있어서:
    (a) 상기 사용자들은 모뎀들이며;
    (b) 상기 아날로그 통신 링크들은 가입자 루프들(subscriber loop)
    인 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 모뎀들은 음성 대역(voice band)보다 높은 주파수에 대해서 동작 가능한 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
  7. 모뎀에 있어서:
    (a) 디지털 신호 프로세싱 회로(digital signal processing circuitry);
    (b) 아날로그 프론트 엔드; 및
    (c) 상기 회로와 상기 프론트 엔드를 결합시키는 디지털 통신 링크
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
  8. 제7항에 있어서, 상기 링크는 광학적 링크를 포함하는 것을 특징으로 하는 모뎀.
  9. 통신 시스템에 있어서:
    (a) 디지털 신호 프로세싱 회로;
    (b) 아날로그 통신 링크에 접속된 아날로그 프론트 엔드;
    (c) 상기 회로와 상기 프론트 엔드를 결합시키는 디지털 통신 링크;
    를 포함하되
    (d) 이에 의해 상기 회로는 상기 아날로그 통신 링크의 원격 엔드(remote end)와 통신할 수 있는
    것을 특징으로 하는 통신 시스템
  10. 제9항에 있어서, 상기 링크는 광학적 링크를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
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