KR102320461B1 - 송수신 회로 - Google Patents

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KR102320461B1
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사토시 아라야시키
사토시 사쿠라이
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가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

[과제] 도허티 앰프를 이용해도 수신 감도의 열화를 억제할 수 있는 송수신 회로를 제공한다.
[해결수단] 패키지 기판에 메인 앰프 및 피크 앰프를 포함하는 도허티 앰프가 실장되어 있다. 또한, 패키지 기판에 로우 노이즈 앰프가 실장되어 있다. 송수신 스위칭 스위치가 도허티 앰프의 출력 신호를 안테나에 공급하는 송신 접속 상태와, 안테나의 수신 신호를 로우 노이즈 앰프에 입력하는 수신 접속 상태를 시간적으로 스위칭한다.

Description

송수신 회로{TRANSCEIVER CIRCUIT}
본 발명은, 송수신 회로에 관한 것이다.
무선 주파수대의 고주파 신호의 전력 증폭 회로로서, 엔벨롭 트래킹 방식(ET방식)의 회로가 알려져 있다. ET 방식에 있어서는, 변조 신호의 엔벨롭에 따라 변화하는 전압파형을 고속 DCDC 컨버터에서 발생시키고, 이 전압파형을 파워 앰프의 전원 전압으로서 사용한다. 고속 DCDC 컨버터의 동작 속도에는 한계가 있기 때문에, ET 방식의 앰프는 광대역의 변조 신호에의 대응이 곤란하다.
전원 전압을 고속으로 변화시킬 필요가 없고, 넓은 범위의 출력 전압 레벨에 있어서 고효율화가 가능한 도허티 앰프가 알려져 있다(특허문헌 1). 도허티 앰프는, AB급 바이어스를 추가한 메인 앰프와, C급 바이어스를 추가한 피크 앰프를 병렬 동작시키는 구성을 갖는다. 입력 신호가 작은 경우에는 메인 앰프만이 동작하고, 피크 앰프는 동작하지 않는다. 메인 앰프의 출력 전력 레벨이 포화 레벨에 가깝고, 피크 앰프가 동작하고 있지 않는 상태에서는 메인 앰프의 효율이 전체 효율에 해당하기 때문에, 도허티 앰프는 높은 효율을 나타낸다.
메인 앰프의 출력이 포화에 가까운 타이밍에서 피크 앰프가 동작을 개시하고, 메인 앰프의 부하 임피던스가 서서히 감소한다. 이 과정에서, 도허티 앰프 전체의 효율이 저하되기 시작하지만, 피크 앰프의 출력 전력 레벨이 포화 레벨에 가까우면, 도허티 앰프 전체의 효율은 다시 상승하여 피크에 가깝다. 이 때문에, 메인 앰프의 출력 전력 레벨의 포화점 근방으로부터 피크 앰프의 출력 전력 레벨의 포화점 근방까지의 넓은 출력 전력 범위에서 고효율을 실현할 수 있다.
도허티 앰프는 피크 앰프의 동작에 의해 메인 앰프의 부하 임피던스가 변화함으로써, 고효율로 동작하는 출력 전력 레벨의 범위를 확대하고 있다. 이 때문에, 최초에 메인 앰프의 출력 전력 레벨이 포화하는 근방으로부터 도허티 앰프 전체의 이득이 저하한다. 그 결과, 입력 신호 레벨과 출력 전력 레벨의 관계가 비선형이 된다. 이 비선형성을 보상하기 위해서, 디지탈 전치 왜곡 시스템이 적용된다. 디지탈 전치 왜곡 시스템에서는 앰프의 출력-이득 특성, 출력-위상 특성의 왜곡을 소거하는 신호를 밴드위스의 IQ 신호에 추가하고, 변조 신호에 삽입함으로써 앰프의 왜곡이 소거된다.
일본 특허 공개 2018-85635호 공보
디지탈 전치 왜곡 시스템에서는 왜곡을 소거하는 신호로서 유한의 차수의 다항식을 사용한다. 또한, 소거 왜곡을 추가한 변조 신호의 대역에 제한이 있다. 이 때문에, 3차, 5차 정도의 낮은 차수의 고조파역에서의 왜곡을 소거할 수 있지만, 10차 정도의 높은 차수의 고조파역에서 왜곡을 소거하는 것은 곤란하다.
제 4 세대나 제 5 세대의 무선 통신 규격에서는, 특히 로우 밴드라고 불리는 1GHz대(0.6GHz 이상 1.0GHz 이하)나, 미들 밴드라고 불리는 2GHz대(1.4GHz 이상 2.2GHz 이하)에 있어서, 주파수 분할 복신(FDD) 방식이 널리 사용된다. 또한, 휴대단말 등에서는 송신용 안테나와 수신용 안테나가 1개의 안테나로 공용되는 경우가 많다. 이 휴대 단말 등의 송수신 회로에 디지탈 전치 왜곡 시스템을 적용한 도허티 앰프를 사용하면, 송신 신호의 높은 차수의 고조파 성분에 기인한 인접 채널 누설 전력이 수신 대역에 걸려서 수신 감도를 열화시키는 위험도가 높아진다.
본 발명의 목적은 도허티 앰프를 이용해도 수신 감도의 열화를 억제할 수 있는 송수신 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 관점에 의하면,
패키지 기판과,
상기 패키지 기판에 실장된 메인 앰프 및 피크 앰프를 포함하는 도허티 앰프와,
상기 패키지 기판에 실장된 로우 노이즈 앰프와,
상기 도허티 앰프의 출력 신호를 안테나에 공급하는 송신 접속 상태와, 안테나의 수신 신호를 상기 로우 노이즈 앰프에 입력하는 수신 접속 상태를 시간적으로 스위칭하는 송수신 스위칭 스위치를 갖는 송수신 회로가 제공된다.
도허티 앰프를 사용함으로써 고효율로 신호의 증폭을 행하는 것이 가능하다. 또한, 송신 접속 상태와 수신 접속 상태를 시간적으로 스위칭하여 시간 분할 복신(TDD) 방식에 의해 도허티 앰프를 동작시키기 때문에, 수신 감도는 송신 신호의 높은 차수의 고조파 성분에 기인한 인접 채널 누설 전력의 영향을 받지 않는다.
도 1은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2A는 제 1 실시예에 의한 송수신 회로의 블록도이고, 도 2B 및 도 2C는 각각 송신 기간 동안 및 수신 기간 동안의 접속 상태를 나타내는 블록도이다.
도 3은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로의 도허티 앰프 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 4는 제 1 실시예의 변형예에 의한 송수신 회로에 실장되어 있는 도허티 앰프 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 5는 제 2 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6은 제 2 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 하이 밴드용의 ET형 앰프, 도허티 앰프, 및 그 주변 회로의 블록도이다.
도 7은 제 3 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 하이 밴드용의 도허티 앰프 및 그 주변 회로의 블록도이다.
도 8은 제 3 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 9는 제 4 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 10은 제 4 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 미들 밴드용의 APT형 앰프의 등가 회로도이다.
도 11은 제 4 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 하이 밴드용의 도허티 앰프 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 12는 제 4 실시예의 제 1 변형예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 13은 제 4 실시예의 제 2 변형예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 14는 제 4 실시예의 제 3 변형예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 15는 제 4 실시예의 제 4 변형예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 주변 회로의 등가 회로도이다.
도 16은 제 4 실시예의 제 5 변형예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프 및 주변 회로의 등가 회로도이다.
[제 1 실시예]
도 1∼도 3의 도면을 참조하여, 제 1 실시예에 의한 송수신 회로 에 대해서 설명한다.
도 1은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다. 로우 밴드(예를 들면, 0.6GHz 이상 1.0GHz 이하의 주파수대) 및 미들 밴드(예를 들면, 1.4GHz 이상 2.2GHz 이하의 주파수대)의 송신 신호의 증폭기로서, 각각 엔벨롭 트래킹형 앰프(이하, ET형 앰프라고 한다.)(21, 22)가 사용된다. 입력 신호의 엔벨롭에 따라 변화하는 전압파형을 발생시키는 전원 회로(27)가 ET형 앰프(21, 22)에 전원 전압을 공급한다. 전원 회로(27)에는, 예를 들면 고속 DCDC 컨버터가 사용된다. 로우 밴드 및 미들 밴드에 있어서는 쌍방향 통신 방식으로서 주파수 분할 복신(FDD) 방식이 채용된다.
하이 밴드(예를 들면, 2.3GHz 이상 2.7GHz 이하의 주파수대) 및 울트라 하이 밴드(예를 들면, 3.3GHz 이상 5.0GHz 이하의 주파수대)의 송신 신호의 증폭기로서, 각각 도허티 앰프(23, 24)가 사용된다. 출력 평균 전력에 따른 전압을 발생시키는 전원 회로(28)가 도허티 앰프(23, 24)에 전원 전압을 공급한다. 하이 밴드 및 울트라 하이 밴드에 있어서는 쌍방향 통신 방식으로서 시간 분할 복신(TDD) 방식이 채용된다. 전원 회로(28)로서, 예를 들면 강압형의 DCDC 컨버터나 승강압형의 DCDC 컨버터가 사용된다.
도 2A는 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)의 블록도이다. 도 2B 및 도 2C는 각각 송신 기간 동안 및 수신 기간 동안의 접속 상태를 나타내는 블록도이다.
송수신 회로(30)는 하이 밴드용의 도허티 앰프(23), 로우 노이즈 앰프(31), 송수신 스위칭 스위치(32), 복수의 밴드 패스 필터(33), 및 안테나 스위치(34)를 포함한다. 또한, 울트라 하이 밴드용의 도허티 앰프(24)(도 1)도, 송수신 회로(30)와 마찬가지의 구성의 송수신 회로에 포함될 수 있다. 또한, 필요에 따라 정합 회로가 배치된다. 이들 회로 부품은 공통의 패키지 기판(35)에 실장된다.
TDD 방식의 하이 밴드의 고주파 신호(Pin)가 도허티 앰프(23)에 입력된다. 예를 들면, 고주파 신호(Pin)는 도허티 앰프(23)와 동일한 반도체 팁에 형성된 전단의 드라이버단 앰프로부터 출력된다. TDD 방식의 하이 밴드로서, 예를 들면 밴드(38, 40, 41, n41) 등이 예시된다. 도허티 앰프(23)는 이들 복수의 밴드의 신호를 증폭할 수 있는 멀티밴드 대응의 앰프이다.
로우 노이즈 앰프(31)의 출력 단자로부터, 증폭된 수신 신호(Rx1)로부터 출력된다. 전원 회로(28)가 도허티 앰프(23)에 전원 전압(Vcc)을 공급한다.
도허티 앰프(23)의 출력 단자 및 로우 노이즈 앰프(31)의 입력 단자가 각각 송수신 스위칭 스위치의 접점에 접속되어 있다. 송수신 스위칭 스위치(32)의 다른 3개의 접점이 각각 밴드 패스 필터(33)를 통해서 안테나 스위치(34)의 3개의 접점에 접속되어 있다. 3개의 밴드 패스 필터(33)의 통과 주파수대는 서로 다르다. 안테나 스위치(34)의 다른 1개의 접점이 급전선을 통해서 안테나(100)에 접속된다.
송수신 스위칭 스위치(32)는 송신 접속 상태와 수신 접속 상태의 2개의 상태를 갖고, 2개의 상태를 시간적으로 스위칭한다. 송신 접속 상태(도 2B)에 있어서는, 도허티 앰프(23)의 출력 단자가 3개의 밴드 패스 필터(33) 중 1개의 밴드 패스 필터에 접속된다. 수신 접속 상태(도 2C)에서는 3개의 밴드 패스 필터(33) 중 1개의 밴드 패스 필터가 로우 노이즈 앰프(31)의 입력 단자에 접속된다. 안테나 스위치(34)는 송신 접속 상태 및 수신 접속 상태 중 어느 것에 있어서나, 도허티 앰프(23) 또는 로우 노이즈 앰프(31)에 접속되어 있는 밴드 패스 필터(33)와 안테나(100)를 접속한다.
도 3은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다.
드라이버단 앰프(45)로부터 출력된 고주파 신호(Pin)가 도허티 앰프(23)에 입력된다. 고주파 신호(Pin)는 입력 커패시터(C1)를 통해서 메인 앰프(MA)의 트랜지스터(Q1)의 베이스에 입력됨과 아울러, 이상 회로(PH1) 및 입력 커패시터(C2)를 통해서 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 베이스에 입력된다. 트랜지스터(Q1, Q2)에는, 예를 들면 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터(HBT)가 사용된다. 이상 회로(PH1)는 고주파 신호의 위상을 90° 지연시킨다. 이상 회로(PH1)에는, 예를 들면 1/4 파장의 선로 길이를 갖는 전송 선로가 사용된다.
트랜지스터(Q1)의 바이어스 회로가 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3), 바이어스저항 소자(Rb1), 및 온도 보상 회로(S1)를 포함한다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에 바이어스 전원 전압(Vbat)이 인가되고, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3) 및 바이어스 저항 소자(Rb1)를 경유해서 트랜지스터(Q1)의 베이스에 바이어스 전류가 공급된다. 제어 회로(50)로부터 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 베이스에 바이어스 전류(I1)가 공급된다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 베이스는 온도 보상 회로(S1)를 통해 접지되어 있다.
마찬가지로, 트랜지스터(Q2)의 바이어스 회로가 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4), 바이어스 저항 소자(Rb2) 및 온도 보상 회로(S2)에 의해 구성되어 있다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 콜렉터에는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 콜렉터와 공통의 바이어스 전원 전압(Vbat)이 인가된다. 제어 회로(50)로부터, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 베이스에 바이어스 전류(I2)가 공급된다.
온도 보상 회로(S1, S2)는 서로 직렬 접속된 2개의 다이오드로 구성된다. 이들 다이오드에는, 예를 들면 베이스와 콜렉터를 단락시킨(다이오드 접속한) 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터가 사용된다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3, Q4)에는 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터가 사용된다.
제어 회로(50)는 기준 전압 발생 회로(58), 기준 전류 발생 회로(57), 전류 원(51, 52)을 포함한다. 기준 전류 발생 회로(57)는 기준 전압 발생 회로(58)에서 발생되는 기준 전압(Vref)을 기초로 해서 기준 전류(Iref)를 발생시킨다. 전류원(51, 52)은 각각 기준 전류(Iref)를 n1배, n2배하여, 바이어스 전류(I1, I2)를 발생시킨다. 바이어스 전류 I1과 I2의 비는 배율 n1과 n2의 비에 의해 결정된다. 이 배율 n1, n2의 비는 전류원(51, 52)을 구성하는 전류 출력 트랜지스터의 치수의 비에 의해 결정된다. 이 때문에, 바이어스 전류 I1과 I2의 비가 높은 정밀도로 일정하게 유지된다. 비율의 조정은, 예를 들면 전류 출력 트랜지스터의 사이즈를 스위칭함으로써 행할 수 있다. 제어 회로(50)는, 예를 들면 규소 기판을 사용한 집적회로 소자에서 실현된다.
바이어스 전류(I1, I2)가 각각 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3, Q4)의 베이스에 공급된다. 바이어스 전류(I1)는 메인 앰프(MA)의 트랜지스터(Q1)가 AB급의 바이어스 조건에서 동작하도록 설정된다. 바이어스 전류(I2)는 거의 0으로 하고, 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)를 C급의 바이어스 조건에서 동작시킨다.
피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 콜렉터가 출력 단자(23T)에 접속되고, 메인 앰프(MA)의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터가 이상 회로(PH2)를 통해서 출력 단자(23T)에 접속되어 있다. 이상 회로(PH2)는 고주파 신호의 위상을 90° 늦춘다. 이상 회로(PH2)에는, 예를 들면 1/4 파장의 선로 길이를 갖는 전송 선로가 사용된다. 도허티 앰프(23)는 서로 병렬로 접속된 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)를 포함한다.
전원 회로(28)로부터, 고주파 전류 컷용의 초크 인덕터(L1)를 통해서 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 전원 전압(Vcc)이 인가됨과 아울러, 초크 인덕터(L1) 및 이상 회로(PH2)를 통해서 트랜지스터(Q2)의 콜렉터에 전원 전압(Vcc)이 인가된다.
이어서, 도 3에 나타낸 도허티 앰프(23)의 동작에 대해서 설명한다. 출력 단자(23T)에 접속되는 부하의 부하 임피던스의 크기가 RL/2인 것으로 한다. 고주파 신호(Pin)가 낮은 레벨로부터 상승해 가는 경우에 대해서 고려한다. 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 전류가 낮게 설정되어 있기 때문에, 고주파 신호(Pin)의 레벨이 낮은 영역에서는 피크 앰프(PA)는 거의 동작하지 않는다. 이 때, 피크 앰프(PA)의 출력 임피던스는 충분히 높은 상태에 있다.
피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 콜렉터와 메인 앰프(MA)의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 사이에 접속된 이상 회로(PH2)의 작동에 의해 트랜지스터(Q1)의 콜렉터로부터 본 부하 임피던스는 2×RL이 된다.
고주파 신호(Pin)의 레벨을 높게 하면, 2개의 변화가 생긴다. 1개는 메인 앰프(MA)의 출력의 레벨도 높아진다. 메인 앰프(MA)의 출력이 Vcc2/(2×RL)에 가까우면, 메인 앰프(MA)가 포화된다. 또 하나는 고주파 신호(Pin)의 레벨이 소정 레벨에 도달하면, C급 바이어스를 인가하고 있는 피크 앰프(PA)가 동작을 시작한다. 피크앰프(PA)의 출력 신호는 입력측의 이상 회로(PH1)의 영향으로 메인 앰프(MA)의 출력 신호에 대하여 위상이 90° 벗어난다. 이 출력 신호가 부하에 가해지면, 메인 앰프(MA)의 출력 신호와 동 위상의 상태에서 부하가 구동되게 된다.
고주파 신호(Pin)의 레벨이 더 높아지면, 피크 앰프(PA)도 포화된다. 이 경우, 메인 앰프(MA) 및 피크 앰프(PA)로부터 부하측을 본 부하 임피던스는 각각 RL로 보이게 된다. 이와 같이, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 타이밍으로부터 고주파 신호(Pin)의 레벨이 높아짐에 따라 메인 앰프(MA)의 부하인 임피던스가 서서히 저하된다. 이 때문에, 고주파 신호(Pin)의 레벨이 높아짐에 따라 도허티 앰프(23)의 이득이 서서히 저하되고, 그 후 상승해서 이윽고 포화된다.
이어서, 제 1 실시예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 1 실시예에서는 하이 밴드의 고주파 신호의 증폭에 도허티 앰프(23)를 사용하고 있기 때문에, 엔벨롭 트래킹을 행하는 고속 DCDC 컨버터가 불필요하다. 도허티 앰프(23)는 고속 DCDC 컨버터의 응답 속도의 제약을 받지 않기 때문에, 예를 들면 대역폭이 100MHz를 초과하는 광대역의 변조 신호에도 대응하는 것이 가능하다. 또한, 넓은 출력 전력 범위에서 높은 효율을 실현할 수 있다.
도허티 앰프(23)의 출력-이득 특성 및 출력-이상 특성의 왜곡을 소거하기 위해서 디지탈 전치 왜곡 시스템을 적용해도, 디지탈 전치 왜곡 시스템에 의해 소거가 곤란한 10차 정도 이상의 고차의 왜곡이 송신 신호에 중첩된다. 도허티 앰프를 FDD 방식에 적용하는 경우에는, 이 송신 신호의 고차의 왜곡이 수신 대역에 인가되면, 수신 감도를 열화시키게 된다. 수신 감도의 열화는 송수신에 공통의 안테나를 사용하는 경우에 현저해진다. 제 1 실시예에서는 도허티 앰프(23)가 TDD 방식의 통신에 사용되기 때문에, 송신 신호에 고차의 왜곡이 발생했다고 해도, 수신 감도를 열화시키는 일은 없다. 따라서, 송수신에 공통의 안테나를 사용하는 것이 가능하다.
또한, 제 1 실시예에서는 송신 신호용의 도허티 앰프(23)와 수신 신호용의 로우 노이즈 앰프(31)가 공통의 패키지 기판(35)에 실장되어 있다. 이 때문에, 마더보드 등에 도허티 앰프(23)와 로우 노이즈 앰프(31)를 각각 실장하는 구성과 비교해서 실장해야 할 부품점수를 삭감할 수 있다. 또한, 도허티 앰프(23)의 증폭 대상인 송신 신호, 및 로우 노이즈 앰프(31)의 증폭 대상인 수신 신호에는 TDD 방식이 채용되어 있다. 이 때문에, 로우 노이즈 앰프(31)의 동작시에는 도허티 앰프(23)가 동작하고 있지 않다. 따라서, 로우 노이즈 앰프(31)가 도허티 앰프(23)에서 발생한 노이즈의 영향을 받기 어렵다고 하는 우수한 효과가 얻어진다.
이어서, 도 4를 참조해서 제 1 실시예의 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 대해서 설명한다.
도 4는 제 1 실시예의 변형예에 의한 송수신 회로(30)의 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 1 실시예에서는 피크 앰프(PA)의 입력측, 및 메인 앰프(MA)의 출력측에 각각 90°의 이상 회로(PH1, PH2)가 삽입되어 있다. 이것에 대해, 본 변형예에서는 메인 앰프(MA)의 입력측 및 피크 앰프(PA)의 출력측에 각각 +45°의 이상 회로 PH3, PH6이 삽입되고, 메인 앰프(MA)의 출력측 및 피크 앰프(PA)의 입력측에 각각 -45°의 이상 회로(PH5, PH4)가 삽입되어 있다.
본 변형예에 있어서도, 메인 앰프(MA)에서 증폭되어서 출력 단자(23T)에 출력되는 고주파 신호와, 피크 앰프(PA)에서 증폭되어서 출력 단자(23T)에 출력되는 고주파 신호가 서로 동 위상이 된다. 이 때문에, 제 1 실시예의 경우와 마찬가지의 효과가 얻어진다.
[제 2 실시예]
이어서, 도 5 및 도 6을 참조하여 제 2 실시예에 의한 송수신 회로에 대해서 설명한다. 이하, 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)(도 2)와 공통의 구성에 대해서는 설명을 생략한다.
도 5는 제 2 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다. 제 1 실시예에서는 하이 밴드용의 파워 앰프로서 도허티 앰프(23)가 사용된다. 이것에 대해, 제 2 실시예에서는 하이 밴드용의 파워 앰프로서, 도허티 앰프(23) 외에 ET형 앰프(37)가 사용된다. ET형 앰프(37)는 FDD 방식의 송신 신호의 증폭을 행하고, 도허티 앰프(23)는 TDD 방식의 송신 신호의 증폭을 행한다.
엔벨롭 트래킹용의 전원 회로(27)가 ET형 앰프(37)에 전원 전압을 공급하고,도허티 앰프용의 전원 회로(28)가 도허티 앰프(23)에 전원 전압을 공급한다.
도 6은 제 2 실시예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 하이 밴드용의 ET형 앰프(37), 도허티 앰프(23), 및 그 주변 회로의 블록도이다. 패키지 기판(35)에 ET형 앰프(37) 및 도허티 앰프(23)가 실장되어 있다. FDD 방식의 하이 밴드의 고주파신호(Pin1)가 ET형 앰프(37)에 입력되고, TDD 방식의 하이 밴드의 고주파 신호(Pin2)가 도허티 앰프(23)에 입력된다. 고주파 신호(Pin1)는, 예를 들면 밴드(7)의 업링크의 주파수대의 신호이다.
도허티 앰프(23), 로우 노이즈 앰프(31), 송수신 스위칭 스위치(32) 및 밴드 패스 필터(33)의 구성은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)(도 2A)의 도허티 앰프(23), 로우 노이즈 앰프(31), 송수신 스위칭 스위치(32) 및 밴드 패스 필터(33)의 구성과 동일하다.
듀플렉서(40)의 송신 단자 및 수신 단자는 각각 ET형 앰프(37)의 출력 단자및 로우 노이즈 앰프(41)의 입력 단자에 접속되어 있다. 듀플렉서(40)의 안테나 단자가 안테나 스위치(34)의 1개의 접점에 접속되어 있다. 듀플렉서(40)는 송신 경로와 수신 경로를 분리한다. 2개의 안테나(100A, 100B)가 각각 안테나 스위치(34)의 2개의 접점에 접속된다. 안테나 스위치(34)는 3개의 밴드 패스 필터(33) 및 듀플렉서(40) 중 1개를 안테나(100A) 및 안테나(100B)의 일방에 접속한다.
안테나 스위치(34)가 3개의 밴드 패스 필터(33) 중 1개를 안테나(100A) 및 안테나(100B)의 일방에 접속하고 있을 때, 송수신 회로(30)는 도허티 앰프(23) 및 로우 노이즈 앰프(31)를 동작시켜서 TDD 방식에 의해 통신을 행한다. 안테나 스위치(34)가 듀플렉서(40)를 안테나(100A) 및 안테나(100B)의 일방에 접속하고 있을 때, 송수신 회로(30)는 ET형 앰프(37) 및 로우 노이즈 앰프(41)를 동작시켜서 FDD 방식에 의해 통신을 행한다. 이와 같이, 송수신 회로(30)는 TDD 방식의 고주파 신호의 증폭과, FDD 방식의 고주파 신호의 증폭 양쪽을 행할 수 있다.
FDD 방식의 수신 신호는 듀플렉서(40)를 통해서 로우 노이즈 앰프(41)에 입력된다. 로우 노이즈 앰프(41)는 증폭한 수신 신호(Rx2)를 출력한다.
엔벨롭 트래킹용의 전원 회로(27)가 ET형 앰프(37)에 전원 전압(Vcc1)을 공급한다. 전원 전압(Vcc1)의 전압파형은 고주파 신호(Pin1)의 엔벨롭 파형에 따라서 변화한다. 도허티 앰프용의 전원 회로(28)가 도허티 앰프(23)에 일정한 전원 전압(Vcc2)을 공급한다.
이어서, 제 2 실시예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 2 실시예에 있어서도, 제 1 실시예와 마찬가지로 도허티 앰프(23)가 TDD 방식의 송신 신호의 증폭에 사용되기 때문에, 제 1 실시예와 마찬가지의 효과가 얻어진다. 또한, 제 2 실시예에서는 ET형 앰프(37)를 사용하여 하이 밴드의 FDD 방식의 신호의 송수신을 행할 수 있다. 따라서, 제 2 실시예에 의한 송수신 회로(30)는 하이 밴드에 포함되는 복수의 밴드 중, FDD 방식의 규격의 밴드와 TDD 방식의 규격의 밴드 양쪽에 대응할 수 있다.
또한, 공통의 패키지 기판(35)에 ET형 앰프(37)와 도허티 앰프(23) 양쪽을 실장하고 있기 때문에, 이들 앰프를 개별적으로 마더보드에 실장하는 경우와 비교해서 실장 부품점수의 삭감을 도모할 수 있다.
패키지 기판(35)에 실장하는 부품점수를 삭감하기 위해서, 도허티 앰프(23)와 그 전단의 드라이버단 앰프를 동일한 화합물 반도체 기판 상을 형성하면 된다.마찬가지로, ET형 앰프(37)와, 그 전단의 드라이버단 앰프를 동일한 화합물 반도체기판에 형성하면 된다.
[제 3 실시예]
이어서, 도 7 및 도 8을 참조해서 제 3 실시예에 의한 송수신 회로에 대해서 설명한다. 이하, 제 2 실시예에 의한 송수신 회로(30)(도 6)와 공통의 구성에 대해서는 설명을 생략한다.
도 7은 제 3 실시예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 하이 밴드용의 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 블록도이다. 제 2 실시예에 의한 송수신 회로(30)(도 6)는 하이 밴드용의 FDD 방식의 송신 신호의 증폭을 행하는 ET형 앰프(37)와 TDD 방식의 송신 신호의 증폭을 행하는 도허티 앰프(23)를 포함하고 있다. 이것에 대해, 제 3 실시예에서는 1개의 도허티 앰프(23)가 도허티 앰프로서 동작함과 아울러 ET형 앰프로서도 동작하여 ET형 앰프를 겸하고 있다.
도허티 앰프(23)에 공급하는 전원 전압으로서, 엔벨롭 트래킹용의 전원 회로 (27)로부터 출력되는 전원 전압(Vcc1)과, 도허티 앰프용의 전원 회로(28)로부터 출력되는 전원 전압(Vcc2)이 전원 스위칭 스위치(70)에 의해 스위칭된다. 제어 회로(50)나 도허티 앰프(23)를 도허티 앰프로서 동작시키는 바이어스 조건과, ET형 앰프로서 동작시키는 바이어스 조건 중 일방을 선택한다.
도 8은 제 3 실시예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 도허티 앰프(23)의 구성은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23)(도 3)의 구성과 동일하다. 제 1 실시예에서는 메인 앰프를 AB급 동작시키고, 피크 앰프를 C급 동작시키도록 바이어스 전류(I1, I2)를 설정하고 있다. 즉, 바이어스 전류(I1과 I2)의 대소 관계를 I2<I1로 하고 있다.
이에 대해, 제 3 실시예에서는 제어 회로(50)가 도허티 앰프(23)의 동작 모드를, ET형 앰프로서 동작하는 ET 모드와 도허티 앰프로서 동작하는 도허티 모드 사이에서 스위칭한다.
ET 모드에서는 트랜지스터(Q1) 및 트랜지스터(Q2)의 바이어스점을 거의 동일하게 함으로써, 도허티 앰프(23)를 엔벨롭 트래킹형 앰프로서 동작시킨다. 이 때, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 바이어스 전류(I1)와 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류(I2)는 거의 동등하다. 또한, 전원 스위칭 스위치(70)는 엔벨롭 트래킹용의 전원 회로(27)에서 발생한 전원 전압(Vcc1)을 트랜지스터(Q1 및 Q2)의 콜렉터에 인가한다.
도허티 모드에서는 트랜지스터(Q1, Q2)의 바이어스 조건, 및 전원 전압 조건은 제 1 실시예의 도허티 앰프(23)에 있어서의 조건과 마찬가지이다.
메인 앰프(MA) 및 피크 앰프(PA)가 도허티 모드에서 동작하고 있는 경우에는 피크 앰프(PA)의 동작 상태에 따라 트랜지스터(Q1, Q2)의 콜렉터로부터 부하측을 보았을 때의 부하 임피던스가 변동한다. ET 모드에서는 트랜지스터(Q1) 및 트랜지스터(Q2)의 바이어스점을 거의 동일하게 설정하고 있기 때문에, 트랜지스터(Q1, Q2)의 동작 상태는 거의 동등하다. 이 때문에, 트랜지스터(Q1, Q2)의 콜렉터로부터 부하측을 본 부하 임피던스는 거의 일정해진다. 이 때의 부하 임피던스는 입력 전력에 상관없이, 도허티 앰프(23)가 도허티 모드에서 동작하고 있을 때의 피크 앰프(PA)의 포화시의 부하 임피던스인 RL과 거의 동등해진다. 이것에 대해, 도허티 앰프(23)가 도허티 모드에서 동작하고 있는 경우에는 입력 전력이 낮을 때 피크 앰프(PA)가 동작하지 않기 때문에 메인 앰프(MA)의 부하 임피던스는 이상 회로(PH2)의 작동에 의해 2×RL이 된다. 이 때문에, 도허티 앰프(23)가 ET 모드에서 동작하고 있을 때, 도허티 모드에서 동작하고 있을 때와 비교해서 저전력 영역에서의 이득이 저하된다.
제 3 실시예에서는 저전력 영역에서의 이득의 저하를 보상하도록, 드라이버단 앰프(45)의 이득을 변화시킨다. 즉, 도허티 앰프(23)가 ET 모드에서 동작하고 있을 때의 드라이버단 앰프(45)의 이득을, 도허티 앰프(23)가 도허티 모드에서 동작하고 있을 때의 드라이버단 앰프(45)의 이득보다 크게 한다. 이것에 의해, 도허티 앰프(23)가 ET 모드에서 동작하고 있을 때와, 도허티 모드에서 동작하고 있을 때에 이득을 거의 동일하게 할 수 있다.
도허티 모드에서는 트랜지스터(Q1)를 포함하는 메인 앰프를 AB급 동작시키고, 트랜지스터(Q2)를 포함하는 피크 앰프를 C급 동작시킨다. 이 때, 전원 스위칭 스위치(70)는 도허티 앰프용의 전원 회로(28)에서 발생한 전원 전압(Vcc2)을 트랜지스터(Q1 및 Q2)의 콜렉터에 인가한다.
이어서, 제 3 실시예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 3 실시예에서는 1개의 도허티 앰프(23)가 ET형 앰프로서도 동작할 수 있다. 이 때문에, 송수신 회로(30)에 ET형 앰프와 도허티 앰프 양쪽을 실장하는 경우와 비교해서 부품점수를 삭감할 수 있다.
[제 4 실시예]
이어서, 도 9, 도 10, 및 도 11을 참조해서 제 4 실시예에 의한 송수신 회로(30)에 대해서 설명한다. 이하, 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)(도 1∼도 3의 도면)와 공통의 구성에 대해서는 설명을 생략한다.
도 9는 제 4 실시예에 의한 송수신 회로가 사용되고 있는 통신 장치의 송신용 파워 앰프의 구성을 나타내는 블록도이다. 제 1 실시예에서는 로우 밴드용 및 미들 밴드용의 파워 앰프로서 ET형 앰프(21, 22)(도 1)가 사용되고 있다. 이것에 대해, 제 4 실시예에서는 로우 밴드용 및 미들 밴드용의 파워 앰프로서, 평균 출력 트래킹(APT)형 앰프(25, 26)가 사용된다. 하이 밴드용 및 울트라 하이 밴드용의 파워 앰프로서는 제 1 실시예와 마찬가지로 도허티 앰프(23, 24)가 사용된다.
APT형 앰프(25, 26)의 전원으로서, 평균 출력 트래킹용의 전원 회로(29)가 사용된다. 평균 출력 트래킹용의 전원 회로(29)는 도허티 앰프(23, 24)에도 전원을 공급한다. 전원 회로(29)에는, 예를 들면 출력 전압 가변의 DCDC 컨버터가 사용된다.
도 10은 미들 밴드용의 APT형 앰프(26)의 등가 회로도이다. 로우 밴드용의APT형 앰프(25)의 회로 구성도, 미들 밴드용의 APT형 앰프(26)의 회로 구성과 마찬가지이다.
APT형 앰프(26)는 드라이버단 앰프를 구성하는 트랜지스터(Q11) 및 출력단 앰프를 구성하는 트랜지스터(Q12)를 포함한다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q13), 바이어스 저항 소자(Rb11), 및 온도 보상 회로(S11)가 드라이버단의 트랜지스터(Q11)의 바이어스 회로를 구성한다. 마찬가지로, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q14), 바이어스 저항 소자(Rb12), 및 온도 보상 회로(S12)가 출력단의 트랜지스터(Q12)의 바이어스 회로를 구성한다.
바이어스 전원 전압(Vbat)이 이미터 팔로워 트랜지스터(Q13) 및 바이어스 저항 소자(Rb11)를 통해서 트랜지스터(Q11)의 베이스에 인가됨과 아울러, 이미터 파워 트랜지스터(Q14) 및 바이어스 저항 소자(Rb12)를 통해서 트랜지스터(Q12)의 베이스에 인가된다. 제어 회로(50)가 이미터 팔로워 트랜지스터(Q13, Q14)에 각각 바이어스 전류를 공급한다.
FDD 방식의 송신 신호(RFin)가 매칭 회로(MN1) 및 입력 커패시터(C11)를 통해서 트랜지스터(Q11)의 베이스에 입력된다. 트랜지스터(Q11)에서 증폭된 송신 신호가 콜렉터로부터 출력되고, 매칭 회로(MN2) 및 입력 커패시터(C12)를 통해서 트랜지스터(Q12)의 베이스에 입력된다. 트랜지스터(Q12)에서 증폭된 송신 신호가 콜렉터로부터 출력되고, 매칭 회로(MN3)를 통해서 송신 신호(RFout)로서 출력된다.
평균 출력 트래킹용의 전원 전압(Vcc3, Vcc4)이 각각 매칭 회로(MN2, MN3)를 통해서 트랜지스터(Q11, Q12)의 콜렉터에 인가된다.
도 11은 하이 밴드용의 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 울트라 하이 밴드용의 도허티 앰프(24)(도 9)의 회로 구성도, 하이 밴드용의 도허티 앰프(23)와 마찬가지이다.
도허티 앰프(23)의 기본 구성은 제 1 실시예에 의한 송수신 회로(30)의 도허티 앰프(23)(도 3)의 구성과 동일하다. 제 4 실시예에서는 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 회로를 구성하는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)에의 바이어스 전류의 공급 경로와 그라운드 사이에, 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로가 접속되어 있다. 커런트 미러 회로(CM1)의 참조 회로에 흐르는 참조 전류(Icont)와 거의 동일한 크기의 출력 전류(Icomp)가 출력 회로에 흐른다. 커런트 미러 회로(CM1)의 참조 회로 및 출력 회로의 트랜지스터에는 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터가 사용된다.
커런트 미러 회로(CM1)의 참조 회로의 트랜지스터의 콜렉터가 참조 저항 소자(Rr1)를 통해서 전원 회로(29)에 접속되어 있고, 참조 저항 소자(Rr1)에 평균 출력 트래킹용의 전원 전압(Vcc5)이 인가된다. 커런트 미러 회로(CM1)의 참조 회로 및 참조 저항 소자(Rr1)에 참조 전류(Icont)가 흐른다. 참조 전류(Icont)는 전원 전압(Vcc5)의 변화에 따라 변화된다. 참조 전류(Icont)에 따라 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로에 출력 전류(Icomp)가 흐른다. 이 때문에, 출력 전류(Icomp)도 전원 전압(Vcc5)의 변화에 따라 변화된다.
제어 회로(50)로부터 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 베이스에 공급되는 바이어스 전류(I2)의 일부가 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로에 분기되어 흐르기 때문에, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 베이스에 공급되는 바이어스 전류가 감소한다. 이 바이어스 전류의 감소분은 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 전류(Icomp)와 동등하다.
이어서, 도허티 앰프(23)의 동작에 대해서 설명한다.
도허티 앰프(23)의 전원으로서, 평균 출력 트래킹용의 전원 회로(29)가 사용되기 때문에 도허티 앰프(23)의 평균 출력이 저하하면, 전원 전압(Vcc5)도 저하한다. 도허티 앰프(23)의 메인 앰프(MA) 및 피크 앰프(PA)의 포화 전력은 전원 전압(Vcc5)의 제곱에 비례하기 때문에, 전원 전압(Vcc5)이 저하하면, 메인 앰프(MA) 및 피크 앰프(PA)의 포화 전력도 저하한다. 그런데, C급에 바이어스되어 있는 피크 앰프(PA)의 동작 개시점은 입력 전력 레벨에 의존하기 때문에, 반드시 전원 전압(Vcc5)과는 관련되지 않는다.
전원 전압(Vcc5)의 저하에 의해 메인 앰프(MA)의 포화 전력이 저하하면, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값을, 메인 앰프(MA)의 포화 전력의 저하에 따라 인하하지 않으면 안된다. 제 4 실시예에서는 전원 전압(Vcc5)이 저하하면, 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 전류(Icomp)가 저하한다. 그 결과, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 회로로부터 인발되는 전류가 적어지고, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류가 증가한다. 이것에 의해, 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 전류가 증가하고, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값이 저하한다. 이 때문에, 평균 출력에 따라 전원 전압(Vcc5)이 변화되어도, 도허티 앰프(23)의 동작의 정상성을 확보할 수 있다. 이와 같이, 커런트 미러 회로(CM1)는 전원 회로(29)로부터 공급되는 전원 전압(Vcc5)이 내려가면, 피크 앰프(PA)가 낮은 입력 신호 레벨부터 동작하도록 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 전류를 변화시키는 바이어스 전류 조정 회로로서 기능한다.
이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류는 I2-Icomp와 동등하게 된다. 이 바이어스 전류는 메인 앰프의 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 바이어스 회로를 구성하는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 바이어스 전류(I1)보다 작아지도록 설정된다.
이어서, 제 4 실시예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 4 실시예에서는 도 9에 나타낸 바와 같이, FDD 방식에 대응한 로우 밴드용의 APT형 앰프(25)와 미들 밴드용의 APT형 앰프(26), 및 TDD 방식에 대응한 하이 밴드용의 도허티 앰프(23)와 울트라 하이 밴드용의 도허티 앰프(24)의 전원으로서,공통의 전원 회로(29)가 적용된다. 전원 회로(29)에는 엔벨롭 트래킹용의 전원과 비교해서 저비용으로 실현할 수 있는 강압형 또는 승강압형 DCDC 컨버터를 적용할 수 있기 때문에, 복수 밴드 대응의 통신 장치의 저비용화를 도모하는 것이 가능하다.
이어서, 도 12를 참조해서 제 4 실시예의 제 1 변형예에 대해서 설명한다.
도 12는 제 4 실시예의 제 1 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 4 실시예의 제 1 변형예에서는 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로에 병렬로 다른 커런트 미러 회로(CM2)의 출력 회로가 접속되어 있다. 커런트 미러 회로(CM2)의 참조 회로는 참조 저항 소자(Rr2)를 통해서 제어 회로(50)에 접속되어 있다. 참조 저항 소자(Rr2) 및 커런트 미러 회로(CM2)의 참조 회로에 일정한 출력 전류(I3)가 공급된다. 이 때문에, 커런트 미러 회로(CM2)의 출력 회로에도 일정한 출력 전류(I3)가 흐른다.
제 1 변형예에서는, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 회로로부터, 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 전류(Icomp)와 커런트 미러 회로(CM2)의 출력 전류(I3)의 합계의 전류가 인발된다. 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류는 I2-I3-Icomp와 동등하게 된다. 이 바이어스 전류는 메인 앰프의 트랜지스터(Q1)의 바이어스 회로를 구성하는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q3)의 바이어스 전류(I1)보다 작아지도록 설정된다.
이어서, 제 4 실시예의 제 1 변형예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
커런트 미러 회로(CM1)의 출력 전류(Icomp)에 대하여, 일정한 출력 전류(I3)를 병렬로 흘림으로써 커런트 미러 회로(CM1)의 특성의 불균일의 영향을 저감시킬 수 있다.
이어서, 도 13을 참조해서 제 4 실시예의 제 2 변형예에 대해서 설명한다.
도 13은 제 4 실시예의 제 2 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 4 실시예(도 11)에서는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류 경로에 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로가 접속되어 있다. 이것에 대해, 제 4 실시예의 제 2 변형예에서는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 이미터에 고주파 전류 컷용의 인덕터(L2)를 통해서 커런트 미러 회로(CM3)의 출력 회로가 접속되어 있다. 커런트 미러 회로(CM3)의 참조 회로에는 전원 회로(29)로부터 전원 전압(Vcc5)이 참조 저항 소자(Rr3)를 통해서 인가된다.
이어서, 제 4 실시예의 제 2 변형예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 4 실시예의 제 2 변형예에서는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 이미터로부터 피크 앰프의 트랜지스터(Q2)의 베이스에 흐르는 바이어스 전류 경로로부터, 커런트 미러 회로(CM3)의 출력 전류(Icomp)에 상당하는 양의 전류가 인발된다. 출력 전류(Icomp)는 전원 전압(Vcc5)에 따라서 변화되고, 전원 전압(Vcc5)이 저하하면 출력 전류(Icomp)도 감소한다. 이 때문에, 전원 전압(Vcc5)이 저하하면, 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 전류가 증가한다. 따라서, 제 4 실시예와 마찬가지로 평균 출력에 따라 전원 전압(Vcc5)이 변화되어도, 도허티 앰프(23)의 동작의 정상성을 확보할 수 있다.
이어서, 도 14를 참조해서 제 4 실시예의 제 3 변형예에 대해서 설명한다.
도 14는 제 4 실시예의 제 3 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 4 실시예(도 11)에서는 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류 경로에 커런트 미러 회로(CM1)의 출력 회로가 접속되어 있다. 이것에 대해, 제 4 실시예의 제 3 변형예에서는 제어 회로(50) 내에 이미터 파워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류를 조정하기 위한 회로가 설치되어 있다.
제어 회로(50)에, 커런트 미러 회로(CM4)가 설치되어 있다. 커런트 미러 회로(CM4)의 트랜지스터에는, 예를 들면 MOS 트랜지스터가 사용된다. 커런트 미러 회로(CM4)의 참조 회로가 감도 스위칭 회로(SS)를 통해서 전원 회로(29)에 접속되어 있다. 전원 전압(Vcc5)이 감도 스위칭 회로(SS)를 통해서 커런트 미러 회로(CM4)의 참조 회로에 인가된다.
감도 스위칭 회로(SS)는 서로 병렬로 접속된 복수의 참조 저항 소자(Rr4)를 포함한다. 각 참조 저항 소자(Rr4)에 스위치(SW)가 직렬로 접속되어 있다. 복수의 참조 저항 소자(Rr4)의 저항값은 서로 다르다. 스위치(SW)에 의해 도통시키는 참조 저항 소자(Rr4)를 스위칭함으로써 커런트 미러 회로(CM4)의 참조 회로와 전원 회로(29) 사이에 삽입되는 참조 저항의 값을 스위칭할 수 있다.
커런트 미러 회로(CM4)의 출력 회로가 전류원(52)과 도허티 앰프(23)를 접속하는 바이어스 전류 경로와 그라운드 사이에 접속되어 있다. 커런트 미러 회로(CM4)의 출력 전류(Icomp)가 변화되면, 이미터 팔로워 트랜지스터(Q4)의 바이어스 전류가 변화된다.
이어서, 제 4 실시예의 제 3 변형예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 4 실시예의 제 3 변형예에서는 복수의 스위치(SW)를 제어해서 복수의 참조 저항 소자(Rr4) 중 도통시키는 저항 소자를 선택함으로써, 전원 전압(Vcc5)의 변화에 대하여 출력 전류(Icomp)가 변화하는 감도를 스위칭할 수 있다. 이것에 의해, 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 바이어스 조건의 설정의 자유도가 높아진다고 하는 우수한 효과가 얻어진다.
이어서, 도 15를 참조해서 제 4 실시예의 제 4 변형예에 대해서 설명한다.
도 15는 제 4 실시예의 제 4 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 4 실시예의 제 4 변형예에 있어서는 제 3 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 제어 회로(50)(도 14)의 커런트 미러 회로(CM4)의 출력 회로에 전류원(53)이 병렬로 접속되어 있다. 전류원(53)은 기준 전류(Iref)에 의거해서 일정한 출력 전류(I3)를 생성한다. 이 때문에, 전류원(52)으로부터 공급되는 바이어스 전류(I2)로부터 커런트 미러 회로(CM4)의 출력 전류(Icomp)와 전류원(53)의 일정한 출력 전류(I3)의 합계에 상당하는 양의 전류가 인발된다.
이어서, 제 4 실시예의 제 4 변형예의 우수한 효과에 대해서 설명한다. 제 4 변형예에서는 커런트 미러 회로(CM4)의 출력 전류(Icomp)에 전류원(53)의 일정의 출력 전류(I3)가 가해지기 때문에 커런트 미러 회로(CM4)의 특성의 불균일의 영향을 저감시킬 수 있다.
이어서, 도 16을 참조해서 제 4 실시예의 제 5 변형예에 대해서 설명한다.
도 16은 제 4 실시예의 제 5 변형예에 의한 송수신 회로(30)에 포함되는 도허티 앰프(23) 및 그 주변 회로의 등가 회로도이다. 제 4 실시예에서는 전원 전압(Vcc5)의 저하에 의한 메인 앰프(MA)의 포화 전력의 저하에 맞추어, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값을 저하시키기 위해서, 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q1)의 바이어스 전류를 증가시키고 있다. 이것에 대해, 제 4 실시예의 제 5 변형예에서는 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값을 저하시키는 것이 아니라, 피크 앰프(PA)에의 입력 전력 레벨을 높게 하고 있다.
제 4 실시예의 제 5 변형예에서는 도허티 앰프(23)의 메인 앰프(MA) 및 피크 앰프(PA)에 대응하여, 각각 메인 앰프용의 드라이버단 앰프(45A) 및 피크 앰프용의 드라이버단 앰프(45B)가 설치되어 있다. 드라이버단 앰프(45B)에는 90°의 이상 회로(PH1)를 통해서 고주파 신호가 입력된다. 일방의 드라이버단 앰프(45A)에서 증폭된 고주파 신호(Pinｍ)가 메인 앰프(MA)의 트랜지스터(Q1)의 베이스에 입력되고, 타방의 드라이버단 앰프(45B)에서 증폭된 고주파 신호(Pinp)가 피크 앰프(PA)의 트랜지스터(Q2)의 베이스에 입력된다. 드라이버단 앰프(45B)의 이득은 전원 전압(Vcc5)의 변화에 따라 변화된다. 구체적으로는, 전원 전압(Vcc5)이 저하하면, 드라이버단 앰프(45B)의 이득이 상승한다.
이어서, 제 4 실시예의 제 5 변형예의 우수한 효과에 대해서 설명한다.
제 4 실시예의 제 5 변형예에서는 전원 전압(Vcc5)이 저하하면, 드라이버단 앰프(45B)의 이득이 상승하기 때문에, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값을 저하시킨 것과 마찬가지의 효과가 얻어진다.
피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 입력 전력 레벨의 입계값을 트랜지스터(Q1)의 바이어스 전류를 변화시켜서 제어하는 경우에는 제어의 감도가 지나치게 높아져서 적절한 제어가 곤란한 경우가 있다. 또한, 전원 전압(Vcc5)의 변화에 대하여 제어 가능한 범위가 좁다. 제 4 실시예의 제 5 변형예에서는 전원 전압(Vcc5)의 변화에 따라 드라이버단 앰프(45B)의 이득을 제어하기 때문에, 피크 앰프(PA)가 동작을 개시하는 조건을 용이하게 최적화할 수 있다. 또한, 전원 전압(Vcc5)의 변화에 대하여 제어 가능한 범위가 넓다고 하는 우수한 효과가 얻어진다. 이 때문에, 전원 전압(Vcc5)이 크게 변화되어도, 도허티 앰프(23)의 적절한 동작을 유지할 수 있다.
상술의 각 실시예는 예시이며, 다른 실시예에서 나타낸 구성의 부분적인 치환 또는 조합이 가능한 것은 말할 것도 없다. 복수의 실시예의 마찬가지의 구성에 의한 마찬가지의 작용 효과에 대해서는 실시예마다에는 축차 언급하지 않는다. 또한, 본 발명은 상술의 실시예에 제한되는 것은 아니다. 예를 들면, 각종 변경, 개량, 조합 등이 가능한 것은 당업자에게 자명할 것이다.
21 : 로우 밴드용의 ET형 앰프 22 : 미들 밴드용의 ET형 앰프
23 : 하이 밴드용의 도허티 앰프 23T : 출력 단자
24 : 울트라 하이 밴드용의 도허티 앰프 25 : 로우 밴드용의 APT형 앰프
26 : 미들 밴드용의 APT형 앰프 27 : 엔벨롭 트래킹용의 전원 회로
28 : 도허티 앰프용의 전원 회로
29 : 평균 출력 트래킹용의 전원 회로
30 : 송수신 회로 31 : 로우 노이즈 앰프
32 : 송수신 스위칭 스위치 33 : 밴드 패스 필터
34 : 안테나 스위치 35 : 패키지 기판
37 : 하이 밴드용의 ET형 앰프 40 : 듀플렉서
41 : 로우 노이즈 앰프 45 : 드라이버단 앰프
45A : 드라이버단 앰프
45B : 게인 가변의 드라이버단 앰프 50 : 제어 회로
51, 52, 53 : 전류원 57 : 기준 전류 발생 회로
58 : 기준 전압 발생 회로 70 : 전원 스위칭 스위치
100, 100A, 100B : 안테나
C1, C2, C11, C12 : 입력 커패시터
CM1, CM2, CM3, CM4 : 커런트 미러 회로
I1, I2 : 바이어스 전류 I3 : 출력 전류
Icomp : 커런트 미러 회로의 출력 전류
Icont : 커런트 미러 회로의 참조 전류
L1, L2 : 인덕터 MA : 메인 앰프
MN1, MN2, MN3 : 매칭 회로 PA : 피크 앰프
PH1, PH2, PH3, PH4, PH5, PH6 : 이상 회로
Pin, Pin1, Pin2, Pinｍ, Pinp : 고주파 신호
Q1, Q11, Q12, Q2 : 트랜지스터
Q3, Q4, Q13, Q14 : 이미터 팔로워 트랜지스터
RFin, RFout : 송신 신호 RL : 부하 임피던스
Rb1, Rb11, Rb12, Rb2 : 바이어스 저항 소자
Rr1, Rr2, Rr3, Rr4 : 참조 저항 소자
Rx1, Rx2 : 수신 신호
S1, S11, S12, S2 : 온도 보상 회로 SS : 감도 스위칭 회로
SW : 스위치 Vbat : 바이어스 전원 전압
Vcc : 전원 전압
Vcc1 : 엔벨롭 트래킹용의 전원 전압
Vcc2 : 도허티 앰프용의 전원 전압
Vcc3, Vcc4 : 평균 출력 트래킹용의 전원 전압
Vcc5 : 평균 출력 트래킹용의 전원 전압

Claims (13)

  1. 패키지 기판과,
    상기 패키지 기판에 실장된 메인 앰프 및 피크 앰프를 포함하는 도허티 앰프와,
    상기 패키지 기판에 실장된 로우 노이즈 앰프와,
    상기 도허티 앰프의 출력 신호를 안테나에 공급하는 송신 접속 상태와, 안테나의 수신 신호를 상기 로우 노이즈 앰프에 입력하는 수신 접속 상태를 시간적으로 스위칭하는 송수신 스위칭 스위치를 갖는 송수신 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 패키지 기판에 복수의 밴드 패스 필터가 더 실장되어 있고,
    상기 도허티 앰프는 멀티밴드 대응이고,
    상기 송수신 스위칭 스위치는 상기 송신 접속 상태일 때에, 상기 도허티 앰프를 상기 복수의 밴드 패스 필터로부터 선택한 1개의 밴드 패스 필터에 접속하고, 상기 수신 접속 상태일 때, 상기 복수의 밴드 패스 필터로부터 선택한 1개의 밴드 패스 필터를 상기 로우 노이즈 앰프에 접속하는 송수신 회로.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 패키지 기판에,
    엔벨롭 트래킹 방식에 의해 동작하는 ET형 앰프와,
    상기 ET형 앰프의 출력 단자에 접속되어 송신 경로와 수신 경로를 분리하는 듀플렉서와,
    안테나 스위치가 더 실장되어 있고,
    상기 안테나 스위치는 상기 송수신 스위칭 스위치의 1개의 접점을 안테나에 접속하는 상태와, 상기 듀플렉서를 안테나에 접속하는 상태를 스위칭하는 송수신 회로.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 도허티 앰프의 동작을 제어하는 제어 회로를 더 갖고,
    상기 제어 회로는 상기 도허티 앰프의 동작 모드를, 상기 메인 앰프 및 상기 피크 앰프를 모두 엔벨롭 트래킹형 앰프로서 동작시키는 ET 모드와, 상기 메인 앰프를 AB급 동작시키고, 상기 피크 앰프를 C급 동작시키는 도허티 모드 사이에서 스위칭하는 송수신 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 도허티 앰프에 전원 전압을 공급하는 전원 회로를 더 갖고,
    상기 전원 회로는 상기 도허티 앰프의 동작 모드가 상기 ET 모드일 때, 상기 메인 앰프 및 상기 피크 앰프에 공급하는 전원 전압의 전압파형을 입력 신호의 엔벨롭에 따라 변화시키고, 상기 도허티 앰프의 동작 모드가 상기 도허티 모드일 때, 일정한 전원 전압을 상기 메인 앰프 및 상기 피크 앰프에 공급하는 송수신 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 도허티 앰프의 전단에 접속되어 상기 도허티 앰프에 입력되는 고주파 신호를 증폭하는 드라이버단 앰프를 더 갖고, 상기 도허티 앰프의 동작 모드가 상기 ET 모드일 때의 상기 드라이버단 앰프의 이득이 상기 도허티 앰프의 동작 모드가 상기 도허티 모드일 때의 상기 드라이버단 앰프의 이득보다 커지도록 이득이 설정되는 송수신 회로.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    평균 출력 트래킹 방식의 APT형 앰프와,
    상기 APT형 앰프에 출력 전력에 따라 전압이 변화되는 전원을 공급하는 전원 회로를 더 갖고,
    상기 전원 회로는 상기 도허티 앰프에도 전원을 공급하는 송수신 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 전원 회로로부터 공급되는 전원 전압이 내려가면 상기 피크 앰프가 낮은 입력 신호 레벨부터 동작하도록 상기 피크 앰프의 트랜지스터의 바이어스 전류를 변화시키는 바이어스 전류 조정 회로를 더 갖는 송수신 회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 피크 앰프의 트랜지스터에 바이어스 전류를 흘리는 이미터 팔로워 트랜지스터를 더 포함하고,
    상기 바이어스 전류 조정 회로는 상기 전원 전압에 의거하여 상기 이미터 팔로워 트랜지스터의 바이어스 전류를 변화시킴으로써, 상기 피크 앰프의 트랜지스터의 바이어스 전류를 변화시키는 송수신 회로.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 피크 앰프의 트랜지스터에 바이어스 전류를 흘리는 이미터 팔로워 트랜지스터를 더 포함하고,
    상기 바이어스 전류 조정 회로는 상기 이미터 팔로워 트랜지스터의 이미터와, 상기 피크 앰프의 트랜지스터의 베이스 사이의 바이어스 전류 경로로부터 상기 전원 전압에 따른 크기의 전류를 인발함으로써 상기 피크 앰프의 트랜지스터의 바이어스 전류를 변화시키는 송수신 회로.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 바이어스 전류 조정 회로는 상기 전원 전압의 변화에 대하여 상기 바이어스 전류를 변화시키는 감도를 변화시킬 수 있는 송수신 회로.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 메인 앰프에 입력되는 고주파 신호를 증폭시키는 메인 앰프용의 드라이버단 앰프와,
    상기 피크 앰프에 입력되는 고주파 신호를 증폭시키고, 상기 전원 회로로부터 공급되는 전원의 전압에 따라 이득이 변화되는 피크 앰프용의 드라이버단 앰프를 더 갖는 송수신 회로.
  13. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 도허티 앰프에 공급되는 전원 전압이 내려가면 상기 피크 앰프가 낮은 입력 신호 레벨부터 동작하도록 상기 피크 앰프의 트랜지스터의 바이어스 전류를 변화시키는 바이어스 전류 조정 회로를 더 갖는 송수신 회로.
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