CN111917380B - 收发电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种即使使用多赫蒂放大器也能够抑制接收灵敏度的劣化的收发电路。在封装基板安装有包含主放大器以及峰值放大器的多赫蒂放大器。进而，在封装基板安装有低噪声放大器。收发切换开关在时间上对将多赫蒂放大器的输出信号供给到天线端口的发送连接状态、和将天线端口的接收信号输入到低噪声放大器的接收连接状态进行切换。

Description

收发电路
技术领域
本发明涉及收发电路。
背景技术
作为无线频带的高频信号的功率放大电路，已知有包络线跟踪方式(ET方式)的电路。在ET方式中，使高速DCDC转换器产生根据调制信号的包络线变化的电压波形，并使用该电压波形作为功率放大器的电源电压。高速DCDC转换器的动作速度存在极限，因此ET方式的放大器难以应对宽带的调制信号。
已知有无需使电源电压高速地变化就能够在宽范围的输出电压电平中实现高效率化的多赫蒂放大器(Doherty amplifier)(专利文献1)。多赫蒂放大器具有如下的结构，即，使施加了AB级偏置的主放大器和施加了C级偏置的峰值放大器并行动作。在输入信号小的情况下，仅主放大器动作，峰值放大器不动作。在主放大器的输出功率电平接近饱和电平且峰值放大器不动作的状态下，主放大器的效率相当于整体效率，因此多赫蒂放大器示出高的效率。
在主放大器的输出接近饱和的定时，峰值放大器开始动作，主放大器的负载阻抗逐渐减少。在该过程中，多赫蒂放大器整体的效率开始下降，但是若峰值放大器的输出功率电平接近饱和电平，则多赫蒂放大器整体的效率再次上升，接近峰值。因此，在从主放大器的输出功率电平的饱和点附近直至峰值放大器的输出功率电平的饱和点附近为止的宽的输出功率范围中，能够实现高效率。
在多赫蒂放大器中，通过峰值放大器的动作，主放大器的负载阻抗变化，由此扩大了以高效率动作的输出功率电平的范围。因此，多赫蒂放大器整体的增益从最初主放大器的输出功率电平饱和的附近开始下降。其结果是，输入信号电平和输出功率电平的关系变成非线性。为了补偿该非线性，应用数字预失真系统。在数字预失真系统中，除了基带的IQ信号以外，还将抵消放大器的输出-增益特性、输出-相位特性的失真那样的信号插入到调制信号，由此可抵消放大器的失真。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-85635号公报
在数字预失真系统中，作为抵消失真的信号而使用有限的阶数的多项式。此外，对施加了抵消失真的调制信号的频带有限制。因此，虽然能够抵消3阶、5阶左右的低的阶数的谐波频带中的失真，但是难以在10阶左右的高的阶数的谐波频带中抵消失真。
在第4代、第5代的无线通信标准中，特别是，在被称为低频段的1GHz频带(0.6GHz以上且1.0GHz以下)、被称为中频段的2GHz频带(1.4GHz以上且2.2GHz以下)中，广泛使用频分复用(FDD)方式。此外，在便携式终端等中，多数情况下发送用天线和接收用天线共用一个天线。若对该便携式终端等的收发电路使用应用了数字预失真系统的多赫蒂放大器，则起因于发送信号的高的阶数的谐波分量的相邻信道泄漏功率会施加于接收频带，使接收灵敏度劣化的危险度提高。
发明内容
发明要解决的课题
本发明的目的在于，提供一种即使使用多赫蒂放大器也能够抑制接收灵敏度的劣化的收发电路。
用于解决课题的技术方案
根据本发明的一个方面，提供一种收发电路，具有：
封装基板；
多赫蒂放大器，安装在所述封装基板，包含主放大器以及峰值放大器；
低噪声放大器，安装在所述封装基板；以及
收发切换开关，在时间上对将所述多赫蒂放大器的输出信号供给到天线端口的发送连接状态、和将天线端口的接收信号输入到所述低噪声放大器的接收连接状态进行切换。
发明效果
通过使用多赫蒂放大器，从而能够以高效率进行信号的放大。此外，因为在时间上对发送连接状态和接收连接状态进行切换而以时分复用(TDD)方式使多赫蒂放大器动作，所以接收灵敏度不会受到起因于发送信号的高的阶数的谐波分量的相邻信道泄漏功率的影响。
附图说明
图1是示出使用根据第1实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。
图2A是根据第1实施例的收发电路的框图，图2B以及图2C分别是示出发送期间中以及接收期间中的连接状态的框图。
图3是根据第1实施例的收发电路的多赫蒂放大器及其周边电路的等效电路图。
图4是安装在根据第1实施例的变形例的收发电路的多赫蒂放大器及其周边电路的等效电路图。
图5是示出使用根据第2实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。
图6是根据第2实施例的收发电路包含的高频段用的ET型放大器、多赫蒂放大器、及其周边电路的框图。
图7是根据第3实施例的收发电路包含的高频段用的多赫蒂放大器及其周边电路的框图。
图8是根据第3实施例的收发电路包含的多赫蒂放大器及其周边电路的等效电路图。
图9是示出使用根据第4实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。
图10是根据第4实施例的收发电路包含的中频段用的APT型放大器的等效电路图。
图11是根据第4实施例的收发电路包含的高频段用的多赫蒂放大器及其周边电路的等效电路图。
图12是根据第4实施例的第1变形例的收发电路包含的多赫蒂放大器以及周边电路的等效电路图。
图13是根据第4实施例的第2变形例的收发电路包含的多赫蒂放大器以及周边电路的等效电路图。
图14是根据第4实施例的第3变形例的收发电路包含的多赫蒂放大器以及周边电路的等效电路图。
图15是根据第4实施例的第4变形例的收发电路包含的多赫蒂放大器以及周边电路的等效电路图。
图16是根据第4实施例的第5变形例的收发电路包含的多赫蒂放大器以及周边电路的等效电路图。
附图标记说明
21：低频段用的ET型放大器；
22：中频段用的ET型放大器；
23：高频段用的多赫蒂放大器；
23T：输出端子；
24：极高频段用的多赫蒂放大器；
25：低频段用的APT型放大器；
26：中频段用的APT型放大器；
27：包络线跟踪用的电源电路；
28：多赫蒂放大器用的电源电路；
29：平均输出跟踪用的电源电路；
30：收发电路；
31：低噪声放大器；
32：收发切换开关；
33：带通滤波器；
34：天线开关；
35：封装基板；
37：高频段用的ET型放大器；
40：双工器；
41：低噪声放大器；
45：驱动级放大器；
45A：驱动级放大器；
45B：增益可变的驱动级放大器；
50：控制电路；
51、52、53：电流源；
57：基准电流产生电路；
58：基准电压产生电路；
70：电源切换开关；
100、100A、100B：天线；
C1、C2、C11、C12：输入电容器；
CM1、CM2、CM3、CM4：电流镜电路；
I1、I2：偏置电流；
I3：输出电流；
Icomp：电流镜电路的输出电流；
Icont：电流镜电路的参照电流；
L1、L2：电感器；
MA：主放大器；
MN1、MN2、MN3：匹配电路；
PA：峰值放大器；
PH1、PH2、PH3、PH4、PH5、PH6：移相电路；
Pin、Pin1、Pin2、Pinm、Pinp：高频信号；
Q1、Q11、Q12、Q2：晶体管；
Q3、Q4、Q13、Q14：发射极跟随器晶体管；
RFin、REout：发送信号；
RL：负载阻抗；
Rb1、Rb11、Rb12、Rb2：偏置电阻元件；
Rrl、Rr2、Rr3、Rr4：参照电阻元件；
Rx1、Rx2：接收信号；
S1、S11、S12、S2：温度补偿电路；
SS：灵敏度切换电路；
SW：开关；
Vbat：偏置电源电压；
Vcc：电源电压；
Vcc1：包络线跟踪用的电源电压；
Vcc2：多赫蒂放大器用的电源电压；
Vcc3、Vcc4：平均输出跟踪用的电源电压；
Vcc5：平均输出跟踪用的电源电压。
具体实施方式
[第1实施例]
参照图1至图3的附图，对根据第1实施例的收发电路进行说明。
图1是示出使用根据第1实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。作为低频段(例如，0.6GHz以上且1.0GHz以下的频带)以及中频段(例如，1.4GHz以上且2.2GHz以下的频带)的发送信号的放大器，分别使用包络线跟踪型放大器(以下，称为ET型放大器。)21、22。产生根据输入信号的包络线而变化的电压波形的电源电路27对ET型放大器21、22供给电源电压。关于电源电路27，例如使用高速DCDC转换器。在低频段以及中频段中，作为双向通信方式而采用频分复用(FDD)方式。
作为高频段(例如，2.3GHz以上且2.7GHz以下的频带)以及极高频段(例如，3.3GHz以上且5.0GHz以下的频带)的发送信号的放大器，分别使用多赫蒂放大器23、24。产生与输出平均功率相应的电压的电源电路28对多赫蒂放大器23、24供给电源电压。在高频段以及极高频段中，作为双向通信方式而采用时分复用(TDD)方式。作为电源电路28，例如使用降压形的DCDC转换器、升降压形的DCDC转换器。
图2A是根据第1实施例的收发电路30的框图。图2B以及图2C分别是示出发送期间中以及接收期间中的连接状态的框图。
收发电路30包含高频段用的多赫蒂放大器23、低噪声放大器31、收发切换开关32、多个带通滤波器33、以及天线开关34。另外，极高频段用的多赫蒂放大器24(图1)也能够组装到与收发电路30同样的结构的收发电路。此外，根据需要，配置匹配电路。这些电路部件安装在共同的封装基板35。
TDD方式的高频段的高频信号Pin输入到多赫蒂放大器23。例如，高频信号Pin从与多赫蒂放大器23形成在同一半导体芯片的前级的驱动级放大器输出。作为TDD方式的高频段，例如可列举Band38、40、41、n41等。多赫蒂放大器23是能够对这些多个频段的信号进行放大的应对多频段的放大器。
从低噪声放大器31的输出端子输出被放大了的接收信号Rx1。电源电路28对多赫蒂放大器23供给电源电压Vcc。
多赫蒂放大器23的输出端子以及低噪声放大器31的输入端子分别与收发切换开关的接点连接。收发切换开关32的其它三个接点分别经由带通滤波器33与天线开关34的三个接点连接。三个带通滤波器33的通过频带相互不同。天线开关34的另一个接点经由供电线与天线端口100连接。
收发切换开关32具有发送连接状态和接收连接状态这两个状态，并在时间上对两个状态进行切换。在发送连接状态(图2B)下，多赫蒂放大器23的输出端子与三个带通滤波器33中的一个带通滤波器连接。在接收连接状态(图2C)下，三个带通滤波器33中的一个带通滤波器与低噪声放大器31的输入端子连接。在发送连接状态以及接收连接状态中的任一状态下，天线开关34均对与多赫蒂放大器23或低噪声放大器31连接的带通滤波器33和天线端口100进行连接。
图3是根据第1实施例的收发电路包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。
从驱动级放大器45输出的高频信号Pin输入到多赫蒂放大器23。高频信号Pin经由输入电容器C1输入到主放大器MA的晶体管Q1的基极，并且经由移相电路PH1以及输入电容器C2输入到峰值放大器PA的晶体管Q2的基极。关于晶体管Q1、Q2，例如使用异质结双极晶体管(HBT)。移相电路PH1使高频信号的相位延迟90°。关于移相电路PH1，例如使用具有1/4波长的线路长度的传输线路。
晶体管Q1的偏置电路包含发射极跟随器晶体管Q3、偏置电阻元件Rb1、以及温度补偿电路S1。在发射极跟随器晶体管Q3的集电极被施加偏置电源电压Vbat，经由发射极跟随器晶体管Q3以及偏置电阻元件Rb1对晶体管Q1的基极供给偏置电流。从控制电路50对发射极跟随器晶体管Q3的基极供给偏置电流I1。发射极跟随器晶体管Q3的基极经由温度补偿电路S1接地。
同样地，晶体管Q2的偏置电路由发射极跟随器晶体管Q4、偏置电阻元件Rb2、以及温度补偿电路S2构成。在发射极跟随器晶体管Q4的集电极被施加与发射极跟随器晶体管Q3的集电极共同的偏置电源电压Vbat。从控制电路50对发射极跟随器晶体管Q4的基极供给偏置电流I2。
温度补偿电路S1、S2由相互串联连接的两个二极管构成。关于这些二极管，例如使用使基极和集电极短路(进行了二极管连接)的异质结双极晶体管。关于发射极跟随器晶体管Q3、Q4，使用异质结双极晶体管。
控制电路50包含基准电压产生电路58、基准电流产生电路57、电流源51、52。基准电流产生电路57基于由基准电压产生电路58产生的基准电压Vref产生基准电流Iref。电流源51、52分别使基准电流Iref变为n1倍、n2倍，产生偏置电流11、12。偏置电流I1与12之比由倍率n1与n2之比决定。该倍率n1、n2之比由构成电流源51、52的电流输出晶体管的尺寸之比决定。因此，可将偏置电流I1与I2之比以高精度维持为恒定。比率的调整例如能够通过切换电流输出晶体管的尺寸来进行。控制电路50例如通过使用了硅基板的集成电路元件来实现。
偏置电流I1、I2分别被供给到发射极跟随器晶体管Q3、Q4的基极。偏置电流I1被设定为使主放大器MA的晶体管Q1以AB级的偏置条件进行动作。使偏置电流I2几乎为0，使峰值放大器PA的晶体管Q2以C级的偏置条件进行动作。
峰值放大器PA的晶体管Q2的集电极与输出端子23T连接，主放大器MA的晶体管Q1的集电极经由移相电路PH2与输出端子23T连接。移相电路PH2使高频信号的相位延迟90°。关于移相电路PH2，例如使用具有1/4波长的线路长度的传输线路。多赫蒂放大器23包含相互并联地连接的晶体管Q1和晶体管Q2。
从电源电路28经由高频电流阻断用的扼流电感器L1对晶体管Q1的集电极施加电源电压Vcc，并且经由扼流电感器L1以及移相电路PH2对晶体管Q2的集电极施加电源电压Vcc。
接着，对图3所示的多赫蒂放大器23的动作进行说明。设与输出端子23T连接的负载的负载阻抗的大小为RL/2。考虑高频信号Pin从低的电平起逐渐上升的情况。峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置电流被设定得低，因此在高频信号Pin的电平低的区域中，峰值放大器PA几乎不动作。此时，峰值放大器PA的输出阻抗处于充分高的状态。
通过连接在峰值放大器PA的晶体管Q2的集电极与主放大器MA的晶体管Q1的集电极之间的移相电路PH2的作用，从晶体管Q1的集电极观察的负载阻抗成为2×RL。
若使高频信号Pin的电平提高，则产生两个变化。一个是，主放大器MA的输出的电平也变高。若主放大器MA的输出接近Vcc2/(2×RL)，则主放大器MA饱和。另一个是，若高频信号Pin的电平达到某个电平，则施加了C级偏置的峰值放大器PA开始动作。峰值放大器PA的输出信号的相位由于输入侧的移相电路PH1的影响而相对于主放大器MA的输出信号偏移90°。若该输出信号施加于负载，则负载以相位与主放大器MA的输出信号相同的状态被驱动。
若高频信号Pin的电平进一步变高，则峰值放大器PA也饱和。在该情况下，从主放大器MA以及峰值放大器PA观察负载侧的负载阻抗分别变得看上去为RL。像这样，从峰值放大器PA开始动作的定时起，随着高频信号Pin的电平变高，主放大器MA的负载阻抗逐渐下降。因此，随着高频信号Pin的电平变高，多赫蒂放大器23的增益逐渐下降，此后上升且马上饱和。
接着，对第1实施例的优异的效果进行说明。
在第1实施例中，对于高频段的高频信号的放大，使用了多赫蒂放大器23，因此不需要进行包络线跟踪的高速DCDC转换器。多赫蒂放大器23不受高速DCDC转换器的响应速度的限制，因此对于例如带宽超过100MHz的宽带的调制信号也能够应对。进而，能够在宽的输出功率范围实现高的效率。
即使为了抵消多赫蒂放大器23的输出-增益特性以及输出-相位特性的失真而应用数字预失真系统，通过数字预失真系统难以抵消的10阶左右以上的高阶的失真将叠加到发送信号。在将多赫蒂放大器应用于FDD方式的情况下，若该发送信号的高阶的失真施加于接收频带，则会使接收灵敏度劣化。在对收发使用共同的天线的情况下，接收灵敏度的劣化变得显著。在第1实施例中，将多赫蒂放大器23用于TDD方式的通信，因此即使在发送信号产生了高阶的失真，也不会使接收灵敏度劣化。因此，能够对收发使用共同的天线。
此外，在第1实施例中，发送信号用的多赫蒂放大器23和接收信号用的低噪声放大器31安装在共同的封装基板35。因此，与将多赫蒂放大器23和低噪声放大器31分别安装在母板等的结构相比，能够削减应安装的部件件数。进而，关于作为多赫蒂放大器23的放大对象的发送信号、以及作为低噪声放大器31的放大对象的接收信号，采用了TDD方式。因此，在低噪声放大器31的动作时，多赫蒂放大器23不动作。因此，可得到低噪声放大器31不易受到在多赫蒂放大器23中产生的噪声的影响这样的优异的效果。
接着，参照图4对根据第1实施例的变形例的收发电路30进行说明。
图4是根据第1实施例的变形例的收发电路30的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第1实施例中，在峰值放大器PA的输入侧以及主放大器MA的输出侧分别插入有90°的移相电路PH1、PH2。相对于此，在本变形例中，在主放大器MA的输入侧以及峰值放大器PA的输出侧分别插入有+45°的移相电路PH3、PH6，在主放大器MA的输出侧以及峰值放大器PA的输入侧分别插入有-45°的移相电路PH5、PH4。
在本变形例中，被主放大器MA放大并输出到输出端子23T的高频信号和被峰值放大器PA放大并输出到输出端子23T的高频信号也成为相互相同的相位。因此，可得到与第1实施例的情况同样的效果。
[第2实施例]
接着，参照图5以及图6对根据第2实施例的收发电路进行说明。以下，关于与根据第1实施例的收发电路30(图2)共同的结构，将省略说明。
图5是示出使用根据第2实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。在第1实施例中，作为高频段用的功率放大器而使用多赫蒂放大器23。相对于此，在第2实施例中，作为高频段用的功率放大器，除了多赫蒂放大器23以外还使用ET型放大器37。ET型放大器37进行FDD方式的发送信号的放大，多赫蒂放大器23进行TDD方式的发送信号的放大。
包络线跟踪用的电源电路27对ET型放大器37供给电源电压，多赫蒂放大器用的电源电路28对多赫蒂放大器23供给电源电压。
图6是根据第2实施例的收发电路30包含的高频段用的ET型放大器37、多赫蒂放大器23、及其周边电路的框图。在封装基板35安装有ET型放大器37以及多赫蒂放大器23。FDD方式的高频段的高频信号Pinl输入到ET型放大器37，TDD方式的高频段的高频信号Pin2输入到多赫蒂放大器23。高频信号Pinl例如是Band7的上行链路的频带的信号。
多赫蒂放大器23、低噪声放大器31、收发切换开关32、以及带通滤波器33的结构与根据第1实施例的收发电路30(图2A)的多赫蒂放大器23、低噪声放大器31、收发切换开关32、以及带通滤波器33的结构相同。
双工器40的发送端子以及接收端子分别与ET型放大器37的输出端子以及低噪声放大器41的输入端子连接。双工器40的天线端子与天线开关34的一个接点连接。双工器40将发送路径和接收路径分离。两个天线端口100A、100B分别与天线开关34的两个接点连接。天线开关34将三个带通滤波器33以及双工器40中的一个与天线端口100A以及天线端口100B中的一者连接。
在天线开关34将三个带通滤波器33中的一个与天线端口100A以及天线端口100B中的一者连接时，收发电路30使多赫蒂放大器23以及低噪声放大器31动作并以TDD方式进行通信。在天线开关34将双工器40与天线端口100A以及天线端口100B中的一者连接时，收发电路30使ET型放大器37以及低噪声放大器41动作并以FDD方式进行通信。像这样，收发电路30能够进行TDD方式的高频信号的放大和FDD方式的高频信号的放大这两者。
FDD方式的接收信号经由双工器40输入到低噪声放大器41。低噪声放大器41输出进行了放大的接收信号Rx2。
包络线跟踪用的电源电路27对ET型放大器37供给电源电压Vcc1。电源电压Vccl的电压波形根据高频信号Pinl的包络线波形而变化。多赫蒂放大器用的电源电路28对多赫蒂放大器23供给恒定的电源电压Vcc2。
接着，对第2实施例的优异的效果进行说明。
在第2实施例中，也与第1实施例同样地，将多赫蒂放大器23用于TDD方式的发送信号的放大，因此可得到与第1实施例同样的效果。进而，在第2实施例中，能够使用ET型放大器37进行高频段的FDD方式的信号的收发。因此，根据第2实施例的收发电路30能够应对高频段包含的多个频段中的、FDD方式的标准的频段和TDD方式的标准的频段的双方。
此外，因为在共同的封装基板35安装了ET型放大器37和多赫蒂放大器23的双方，所以与将这些放大器单独地安装在母板的情况相比，能够谋求安装部件件数的削减。
为了削减安装到封装基板35的部件件数，将多赫蒂放大器23和其前级的驱动级放大器制作在同一化合物半导体基板上为宜。同样地，将ET型放大器37和其前级的驱动级放大器制作在同一化合物半导体基板为宜。
[第3实施例]
接着，参照图7以及图8对根据第3实施例的收发电路进行说明。以下，关于与根据第2实施例的收发电路30(图6)共同的结构，将省略说明。
图7是根据第3实施例的收发电路30包含的高频段用的多赫蒂放大器23及其周边电路的框图。根据第2实施例的收发电路30(图6)包含进行高频段用的FDD方式的发送信号的放大的ET型放大器37和进行TDD方式的发送信号的放大的多赫蒂放大器23。相对于此，在第3实施例中，一个多赫蒂放大器23作为多赫蒂放大器进行动作，并且还作为ET型放大器进行动作而兼用作ET型放大器。
作为供给到多赫蒂放大器23的电源电压，通过电源切换开关70对从包络线跟踪用的电源电路27输出的电源电压Vcc1和从多赫蒂放大器用的电源电路28输出的电源电压Vcc2进行切换。控制电路50选择使多赫蒂放大器23作为多赫蒂放大器进行动作的偏置条件和作为ET型放大器进行动作的偏置条件中的一者。
图8是根据第3实施例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。多赫蒂放大器23的结构与根据第1实施例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23(图3)的结构相同。在第1实施例中，将偏置电流11、12设定为，使主放大器进行AB级动作，并使峰值放大器进行C级动作。即，将偏置电流11和12的大小关系设为12＜11。
相对于此，在第3实施例中，控制电路50在作为ET型放大器进行动作的ET模式和作为多赫蒂放大器进行动作的多赫蒂模式之间对多赫蒂放大器23的动作模式进行切换。
在ET模式中，通过使晶体管Q1以及晶体管Q2的偏置点大致相同，从而使多赫蒂放大器23作为包络线跟踪型放大器进行动作。此时，发射极跟随器晶体管Q3的偏置电流11和发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流12大致相等。此外，电源切换开关70将由包络线跟踪用的电源电路27产生的电源电压Vcc1施加到晶体管Q1以及Q2的集电极。
在多赫蒂模式中，晶体管Q1、Q2的偏置条件、以及电源电压条件与第1实施例的多赫蒂放大器23中的条件相同。
在主放大器MA以及峰值放大器PA以多赫蒂模式进行动作的情况下，从晶体管Q1、Q2的集电极对负载侧进行观察时的负载阻抗根据峰值放大器PA的动作状态而变动。在ET模式中，将晶体管Q1以及晶体管Q2的偏置点设定得大致相同，因此晶体管Q1、Q2的动作状态大致相等。因此，从晶体管Q1、Q2的集电极对负载侧进行观察的负载阻抗变得大致恒定。此时的负载阻抗与输入功率无关，变得与RL大致相等，RL是多赫蒂放大器23以多赫蒂模式进行动作时的峰值放大器PA的饱和时的负载阻抗。相对于此，在多赫蒂放大器23以多赫蒂模式进行动作的情况下，在输入功率低时，峰值放大器PA不动作，因此主放大器MA的负载阻抗由于移相电路PH2的作用而变成2×RL。因此，在多赫蒂放大器23以ET模式进行动作时，与以多赫蒂模式进行动作时相比，低功率区域中的增益下降。
在第3实施例中，使驱动级放大器45的增益变化，使得补偿低功率区域中的增益的下降。即，使多赫蒂放大器23以ET模式进行动作时的驱动级放大器45的增益大于多赫蒂放大器23以多赫蒂模式进行动作时的驱动级放大器45的增益。由此，在多赫蒂放大器23以ET模式进行动作时和以多赫蒂模式进行动作时，能够使增益大致相同。
在多赫蒂模式中，使包含晶体管Q1的主放大器进行AB级动作，并使包含晶体管Q2的峰值放大器进行C级动作。此时，电源切换开关70将由多赫蒂放大器用的电源电路28产生的电源电压Vcc2施加到晶体管Q1以及Q2的集电极。
接着，对第3实施例的优异的效果进行说明。
在第3实施例中，一个多赫蒂放大器23还能够作为ET型放大器进行动作。因此，与在收发电路30安装ET型放大器和多赫蒂放大器这两者的情况相比，能够削减部件件数。
[第4实施例]
接着，参照图9、图10、以及图11对根据第4实施例的收发电路30进行说明。以下，关于与根据第1实施例的收发电路30(图1至图3的附图)共同的结构，将省略说明。
图9是示出使用根据第4实施例的收发电路的通信装置的发送用功率放大器的结构的框图。在第1实施例中，作为低频段用以及中频段用的功率放大器，使用了ET型放大器21、22(图1)。相对于此，在第4实施例中，作为低频段用以及中频段用的功率放大器，使用平均输出跟踪(APT)型放大器25、26。作为高频段用以及极高频段用的功率放大器，与第1实施例同样地，使用多赫蒂放大器23、24。
作为APT型放大器25、26的电源，使用平均输出跟踪用的电源电路29。平均输出跟踪用的电源电路29还对多赫蒂放大器23、24供给电源。关于电源电路29，例如使用输出电压可变的DCDC转换器。
图10是中频段用的APT型放大器26的等效电路图。低频段用的APT型放大器25的电路结构也与中频段用的APT型放大器26的电路结构相同。
APT型放大器26包含构成驱动级放大器的晶体管Q11以及构成输出级放大器的晶体管Q12。发射极跟随器晶体管Q13、偏置电阻元件Rb11、以及温度补偿电路S11构成驱动级的晶体管Q11的偏置电路。同样地，发射极跟随器晶体管Q14、偏置电阻元件Rb12、以及温度补偿电路S12构成输出级的晶体管Q12的偏置电路。
偏置电源电压Vbat经由发射极跟随器晶体管Q13以及偏置电阻元件Rb11施加于晶体管Q11的基极，并且经由发射极跟随器晶体管Q14以及偏置电阻元件Rb12施加于晶体管Q12的基极。控制电路50对发射极跟随器晶体管Q13、Q14分别供给偏置电流。
FDD方式的发送信号RFin经由匹配电路MN1以及输入电容器C11输入到晶体管Q11的基极。由晶体管Q11放大的发送信号从集电极输出，并经由匹配电路MN2以及输入电容器C12输入到晶体管Q12的基极。由晶体管Q12放大的发送信号从集电极输出，并经由匹配电路MN3作为发送信号RFout而输出。
平均输出跟踪用的电源电压Vcc3、Vcc4分别经由匹配电路MN2、MN3施加于晶体管Q11、Q12的集电极。
图11是高频段用的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。极高频段用的多赫蒂放大器24(图9)的电路结构也与高频段用的多赫蒂放大器23相同。
多赫蒂放大器23的基本结构与根据第1实施例的收发电路30的多赫蒂放大器23(图3)的结构相同。在第4实施例中，在向构成峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置电路的发射极跟随器晶体管Q4供给偏置电流的供给路径与接地之间，连接有电流镜电路CM1的输出电路。大小与流过电流镜电路CM1的参照电路的参照电流Icont大致相同的输出电流Icomp流过输出电路。关于电流镜电路CM1的参照电路以及输出电路的晶体管，使用异质结双极晶体管。
电流镜电路CM1的参照电路的晶体管的集电极经由参照电阻元件Rr1与电源电路29连接，对参照电阻元件Rr1施加平均输出跟踪用的电源电压Vcc5。在电流镜电路CM1的参照电路以及参照电阻元件Rr1流过参照电流Icont。参照电流Icont根据电源电压Vcc5的变化而变化。根据参照电流Icont，在电流镜电路CM1的输出电路流过输出电流Icomp。因此，输出电流Icomp也根据电源电压Vcc5的变化而变化。
从控制电路50供给到发射极跟随器晶体管Q4的基极的偏置电流I2的一部分分岔而流到电流镜电路CM1的输出电路，因此供给到发射极跟随器晶体管Q4的基极的偏置电流减少。该偏置电流的减少量与电流镜电路CM1的输出电流Icomp相等。
接着，对多赫蒂放大器23的动作进行说明。
作为多赫蒂放大器23的电源，使用平均输出跟踪用的电源电路29，因此若多赫蒂放大器23的平均输出下降，则电源电压Vcc5也下降。多赫蒂放大器23的主放大器MA以及峰值放大器PA的饱和功率与电源电压Vcc5的平方成比例，因此若电源电压Vcc5下降，则主放大器MA以及峰值放大器PA的饱和功率也下降。但是，因为被偏置为C级的峰值放大器PA的动作开始点依赖于输入功率电平，所以未必一定与电源电压Vcc5相关联。
若主放大器MA的饱和功率由于电源电压Vcc5的下降而下降，则必须与主放大器MA的饱和功率的下降相应地将峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值下拉。在第4实施例中，若电源电压Vcc5下降，则电流镜电路CM1的输出电流Icomp下降。其结果是，从发射极跟随器晶体管Q4的基极电流提取的电流变少，晶体管Q2的偏置电流增加。由此，峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置电流增加，峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值下降。因此，即使电源电压Vcc5根据平均输出而变化，也能够确保多赫蒂放大器23的动作的正常性。像这样，电流镜电路CM1作为如下的偏置电流调整电路而发挥功能，即，若从电源电路29供给的电源电压Vcc5下降，则使峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置电流变化，使得峰值放大器PA从低的输入信号电平起进行动作。
发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流变得与I2-Icomp相等。该偏置电流被设定为小于构成主放大器的发射极跟随器晶体管Q3的偏置电路的发射极跟随器晶体管Q3的偏置电流I1。
接着，对第4实施例的优异的效果进行说明。
在第4实施例中，如图9所示，作为与FDD方式对应的低频段用的APT型放大器25和中频段用的APT型放大器26、以及与TDD方式对应的高频段用的多赫蒂放大器23和极高频段用的多赫蒂放大器24的电源，应用共同的电源电路29。关于电源电路29，能够应用与包络线跟踪用的电源相比能够以低成本实现的降压型或升降压型DCDC转换器，因此能够谋求应对多个频段的通信装置的低成本化。
接着，参照图12对第4实施例的第1变形例进行说明。
图12是根据第4实施例的第1变形例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第4实施例的第1变形例中，与电流镜电路CM1的输出电路并联地连接有其它电流镜电路CM2的输出电路。电流镜电路CM2的参照电路经由参照电阻元件Rr2与控制电路50连接。对参照电阻元件Rr2以及电流镜电路CM2的参照电路供给恒定的输出电流I3。因此，在电流镜电路CM2的输出电路也流过恒定的输出电流I3。
在第1变形例中，从发射极跟随器晶体管Q4的基极电流提取电流镜电路CM1的输出电流Icomp和电流镜电路CM2的输出电流I3的合计的电流。发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流变得与I2-I3-Icomp相等。该偏置电流被设定为小于构成主放大器的晶体管Q1的偏置电路的发射极跟随器晶体管Q3的偏置电流I1。
接着，对第4实施例的第1变形例的优异的效果进行说明。
通过相对于电流镜电路CM1的输出电流Icomp并联地流过恒定的输出电流I3，从而能够使电流镜电路CM1的特性的偏差的影响降低。
接着，参照图13对第4实施例的第2变形例进行说明。
图13是根据第4实施例的第2变形例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第4实施例(图11)中，在发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流路径连接有电流镜电路CM1的输出电路。相对于此，在第4实施例的第2变形例中，在发射极跟随器晶体管Q4的发射极经由高频电流阻断用的电感器L2连接有电流镜电路CM3的输出电路。在电流镜电路CM3的参照电路，从电源电路29经由参照电阻元件Rr3被施加电源电压Vcc5。
接着，对第4实施例的第2变形例的优异的效果进行说明。
在第4实施例的第2变形例中，从由发射极跟随器晶体管Q4的发射极流到峰值放大器的晶体管Q2的基极的偏置电流路径提取相当于电流镜电路CM3的输出电流Icomp的量的电流。输出电流Icomp根据电源电压Vcc5而变化，若电源电压Vcc5下降，则输出电流Icomp也减少。因此，若电源电压Vcc5下降，则峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置电流增加。因此，与第4实施例同样地，即使电源电压Vcc5根据平均输出而变化，也能够确保多赫蒂放大器23的动作的正常性。
接着，参照图14对第4实施例的第3变形例进行说明。
图14是根据第4实施例的第3变形例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第4实施例(图11)中，在发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流路径连接有电流镜电路CM1的输出电路。相对于此，在第4实施例的第3变形例中，在控制电路50内设置有用于调整发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流的电路。
在控制电路50设置有电流镜电路CM4。关于电流镜电路CM4的晶体管，例如使用MOS晶体管。电流镜电路CM4的参照电路经由灵敏度切换电路SS与电源电路29连接。电源电压Vcc5经由灵敏度切换电路SS施加于电流镜电路CM4的参照电路。
灵敏度切换电路SS包含相互并联地连接的多个参照电阻元件Rr4。在各参照电阻元件Rr4串联地连接有开关SW。多个参照电阻元件Rr4的电阻值相互不同。通过开关SW对使其导通的参照电阻元件Rr4进行切换，由此能够对插入到电流镜电路CM4的参照电路与电源电路29之间的参照电阻的值进行切换。
电流镜电路CM4的输出电路连接在对电流源52和多赫蒂放大器23进行连接的偏置电流路径与接地之间。若电流镜电路CM4的输出电流Icomp变化，则发射极跟随器晶体管Q4的偏置电流变化。
接着，对第4实施例的第3变形例的优异的效果进行说明。
在第4实施例的第3变形例中，控制多个开关SW而选择多个参照电阻元件Rr4中的使其导通的电阻元件，由此能够切换输出电流Icomp相对于电源电压Vcc5的变化而变化的灵敏度。由此，可得到峰值放大器PA的晶体管Q2的偏置条件的设定的自由度提高这样的优异的效果。
接着，参照图15对第4实施例的第4变形例进行说明。
图15是根据第4实施例的第4变形例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第4实施例的第4变形例中，在根据第3变形例的收发电路30包含的控制电路50(图14)的电流镜电路CM4的输出电路并联地连接有电流源53。电流源53基于基准电流Iref生成恒定的输出电流13。因此，从由电流源52供给的偏置电流12提取相当于电流镜电路CM4的输出电流Icomp和电流源53的恒定的输出电流13的合计的量的电流。
接着，对第4实施例的第4变形例的优异的效果进行说明。在第4变形例中，电流源53的恒定的输出电流13与电流镜电路CM4的输出电流Icomp相加，因此能够使电流镜电路CM4的特性的偏差的影响降低。
接着，参照图16对第4实施例的第5变形例进行说明。
图16是根据第4实施例的第5变形例的收发电路30包含的多赫蒂放大器23及其周边电路的等效电路图。在第4实施例中，为了与由电源电压Vcc5的下降造成的主放大器MA的饱和功率的下降匹配地使峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值下降，使峰值放大器PA的晶体管Q1的偏置电流增加。相对于此，在第4实施例的第5变形例中，不是使峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值下降，而是使对峰值放大器PA的输入功率电平提高。
在第4实施例的第5变形例中，与多赫蒂放大器23的主放大器MA以及峰值放大器PA对应地，分别设置有主放大器用的驱动级放大器45A以及峰值放大器用的驱动级放大器45B。在驱动级放大器45B，经由90°的移相电路PH1被输入高频信号。由一个驱动级放大器45A放大的高频信号Pinm输入到主放大器MA的晶体管Q1的基极，由另一个驱动级放大器45B放大的高频信号Pinp输入到峰值放大器PA的晶体管Q2的基极。驱动级放大器45B的增益根据电源电压Vcc5的变化而变化。具体地，若电源电压Vcc5下降，则驱动级放大器45B的增益上升。
接着，对第4实施例的第5变形例的优异的效果进行说明。
在第4实施例的第5变形例中，若电源电压Vcc5下降，则驱动级放大器45B的增益上升，因此可得到与使峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值下降同样的效果。
在使晶体管Q1的偏置电流变化而对峰值放大器PA开始动作的输入功率电平的阈值进行控制的情况下，有时控制的灵敏度变得过高而难以进行适当的控制。此外，相对于电源电压Vcc5的变化，能够控制的范围窄。在第4实施例的第5变形例中，根据电源电压Vcc5的变化而对驱动级放大器45B的增益进行控制，因此能够容易地对峰值放大器PA开始动作的条件进行优化。此外，可得到如下的优异的效果，即，相对于电源电压Vcc5的变化，能够控制的范围宽。因此，即使电源电压Vcc5变化得大，也能够维持多赫蒂放大器23的适当的动作。
上述的各实施例是例示，能够进行在不同的实施例中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的。关于多个实施例的基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施例中逐次提及。进而，本发明并不限制于上述的实施例。例如，对本领域技术人员而言，能够进行各种变更、改良、组合等是显而易见的。

Claims (12)

1.一种收发电路，具有：
封装基板；
多赫蒂放大器，安装在所述封装基板，包含主放大器以及峰值放大器；
低噪声放大器，安装在所述封装基板；以及
收发切换开关，在时间上对将所述多赫蒂放大器的输出信号供给到天线端口的发送连接状态和将天线端口的接收信号输入到所述低噪声放大器的接收连接状态进行切换，
在所述封装基板还安装有多个带通滤波器，
所述多赫蒂放大器应对多频段，
在所述发送连接状态时，所述收发切换开关将所述多赫蒂放大器与从所述多个带通滤波器选择的一个带通滤波器连接，在所述接收连接状态时，所述收发切换开关将从所述多个带通滤波器选择的一个带通滤波器与所述低噪声放大器连接。
2.根据权利要求1所述的收发电路，其中，
在所述封装基板还安装有：
ET型放大器，以包络线跟踪方式动作；
双工器，与所述ET型放大器的输出端子连接，将发送路径和接收路径分离；以及
天线开关，
所述天线开关对将所述收发切换开关的一个接点与天线端口连接的状态、和将所述双工器与天线端口连接的状态进行切换。
3.根据权利要求1或2所述的收发电路，其中，
还具有：控制电路，对所述多赫蒂放大器的动作进行控制，
所述控制电路在ET模式和多赫蒂模式之间对所述多赫蒂放大器的动作模式进行切换，所述ET模式使所述主放大器以及所述峰值放大器一同作为包络线跟踪型放大器而进行动作，所述多赫蒂模式使所述主放大器进行AB级动作，并使所述峰值放大器进行C级动作。
4.根据权利要求3所述的收发电路，其中，
还具有：电源电路，对所述多赫蒂放大器供给电源电压，
在所述多赫蒂放大器的动作模式为所述ET模式时，所述电源电路使供给到所述主放大器以及所述峰值放大器的电源电压的电压波形根据输入信号的包络线而变化，在所述多赫蒂放大器的动作模式为所述多赫蒂模式时，所述电源电路将恒定的电源电压供给到所述主放大器以及所述峰值放大器。
5.根据权利要求4所述的收发电路，其中，
还具有：驱动级放大器，连接在所述多赫蒂放大器的前级，对输入到所述多赫蒂放大器的高频信号进行放大，
增益被设定为，所述多赫蒂放大器的动作模式为所述ET模式时的所述驱动级放大器的增益大于所述多赫蒂放大器的动作模式为所述多赫蒂模式时的所述驱动级放大器的增益。
6.根据权利要求1所述的收发电路，其中，
还具有：
平均输出跟踪方式的APT型放大器；以及
电源电路，对所述APT型放大器供给电压根据输出功率而变化的电源，
所述电源电路还对所述多赫蒂放大器供给电源。
7.根据权利要求6所述的收发电路，其中，
还具有：偏置电流调整电路，若从所述电源电路供给的电源电压下降，则使所述峰值放大器的晶体管的偏置电流变化，使得所述峰值放大器从低的输入信号电平起进行动作。
8.根据权利要求7所述的收发电路，其中，
还包含：发射极跟随器晶体管，使偏置电流流过所述峰值放大器的晶体管，
所述偏置电流调整电路通过基于所述电源电压使所述发射极跟随器晶体管的偏置电流变化，从而使所述峰值放大器的晶体管的偏置电流变化。
9.根据权利要求7所述的收发电路，其中，
还包含：发射极跟随器晶体管，使偏置电流流过所述峰值放大器的晶体管，
所述偏置电流调整电路通过从所述发射极跟随器晶体管的发射极与所述峰值放大器的晶体管的基极之间的偏置电流路径提取与所述电源电压相应的大小的电流，从而使所述峰值放大器的晶体管的偏置电流变化。
10.根据权利要求7所述的收发电路，其中，
所述偏置电流调整电路能够使相对于所述电源电压的变化使所述偏置电流变化的灵敏度变化。
11.根据权利要求6所述的收发电路，其中，
还具有：
主放大器用的驱动级放大器，对输入到所述主放大器的高频信号进行放大；以及
峰值放大器用的驱动级放大器，对输入到所述峰值放大器的高频信号进行放大，增益根据从所述电源电路供给的电源的电压而变化。
12.根据权利要求1所述的收发电路，其中，
还具有：偏置电流调整电路，若供给到所述多赫蒂放大器的电源电压下降，则使所述峰值放大器的晶体管的偏置电流变化，使得所述峰值放大器从低的输入信号电平起进行动作。
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