KR102204180B1

KR102204180B1 - 다중 안테나 수신기를 이용한 무선 통신 방법

Info

Publication number: KR102204180B1
Application number: KR1020147033460A
Authority: KR
Inventors: 딘 수이 판 후이
Original assignee: 오렌지
Priority date: 2012-04-27
Filing date: 2013-04-16
Publication date: 2021-01-15
Also published as: CN104254984A; JP6143844B2; EP2856663A1; CN104254984B; US20150180697A1; WO2013160582A1; KR20150003387A; FR2990090A1; US9178739B2; EP2856663B1; JP2015519805A

Abstract

본 발명은

개의 전송 안테나(들)가 비치된 전송기와

개의 수신 안테나가 비치된 수신기 간에 데이터를 전송하는 방법에 관한 것이며, 여기서 데이터는

개의 서브캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조를 위한 수단에 의해 코딩된다. 본 발명은 특정한 코딩/디코딩을 시간 반전에 의한 프리코딩과 결합한다. 고속 라디오 통신에 적용된다.

Description

다중 안테나 수신기를 이용한 무선 통신 방법{METHOD OF WIRELESS COMMUNICATION WITH A MULTI-ANTENNA RECEIVER}

본 발명은 무선 통신들에 관한 것으로, 특히, IEEE 802.11, IEEE 802.16, 3GPP LTE 어드밴스드, 및 DVB 표준들에 따른 라디오 통신들에 관한 것이다.

보다 구체적으로, 본 발명은 하나 이상의 전송 안테나(들)가 장착된 전송기 및 적어도 2개의 수신 안테나들이 장착된 수신기를 포함하는 데이터 전송 시스템에 관한 것이다. 이러한 시스템은, 시스템이 단지 하나의 전송 안테나를 포함할 때 SIMO("Single Input Multiple Output"를 나타내는 이니셜들)라 불리고, 시스템이 몇 개의 전송 안테나들을 포함할 때 MIMO("Multiple Input Multiple Output"를 나타내는 이니셜들)라 불린다.

단일 전송 안테나 및 단일 수신 안테나를 포함하는 SISO("Single Input Single Output"를 나타내는 이니셜들) 시스템들에 상대적으로, SIMO/MIMO 시스템들의 이점은 전파 채널의 공간적 다이버시티(spatial diversity)에 의해, 주어진 전송 전력에 대해 전송 에러들의 레이트(rate)를 감소시킴으로써 데이터 전송의 품질을 개선하는 것이다. 이것에 관하여, 이른바 "공간적 다이버시티" 기법은 하나 이상의 전송 안테나들 상에서 하나 그리고 동일한 메시지를 동시에 전송하고, 이어서 각각의 수신 안테나들 상에서 수신되는 각각의 신호들을 적절히 결합하는 것이라는 것이 상기된다.

또한, 이른 바 OFDM 변조("Orthogonal Frequency Division Multiplexing"을 나타내는 이니셜들)는 데이터 심볼들 간의 간섭을 효율적으로 감소시킨다는 것이 상기된다. 또한, OFDM은 구현하기가 상대적으로 꽤 복잡하지 않고; 특히, OFDM 신호 변조는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 효율적인 방식으로 구현될 수 있고, OFDM 신호의 복조는 직접 FFT(Fast Fourier Transform)에 의해 효율적인 방식으로 구현될 수 있다. 그러나 OFDM 변조는 ("사이클 프리픽스"의 이용으로 인해) 스펙트럼적으로 상당히 비효율적이 되는 단점을 나타낸다.

그러므로 (OFDM과 같이) 상당히 복잡하지 않은 방식으로 심볼들 간의 간섭을 피하면서, 스펙트럼적으로 효율적인 이점을 나타내는 "OFDM/OQAM"(그 이유는 이것이 OFDM과 대조적으로 어떠한 사이클 프리픽스도 요구하지 않기 때문임)이라 불리는 다른 변조가 제안되었다(두문자 OQAM은 "Offset Quadrature Amplitude Modulation"를 나타냄).

특히, P.Siohan, C.Siclet, 및 N.Lacaille에 의해, 제목이 "Analysis and Design of OFDM/OQAM Systems Based on Filterbank Theory"인 논문(IEEE Transactions on Signal Processing, vol.50 No.5, 페이지 1170 내지 1183, 2002년 5월)은 IFFT에 의한 OFDM/OQAM 변조 및 FFT에 의한 OFDM/OQAM 복조를 구현하는 것이 또한 어떻게 가능한지를 보여준다. 불행히, 이 논문에 제시된 기법은 특히 SISO 시스템에 관한 것이며, 따라서 SIMO/MIMO 시스템의 공간적 다이버시티로부터 이익을 얻는 것은 가능하지 않다.

이에 따라 본 발명은

개의 수신 안테나가 비치된 수신기로 예정된 데이터의,

개의 전송 안테나(들)가 비치된 전송기에 의한 무선 전송 방법에 관한 것이며, 상기 데이터는

개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송된다. 상기 전송 방법은, 정수(l)(

)의 적어도 하나의 값에 대해, 상기 전송기가 N개의 단계들을 구현하고, 단계 번호(p)(

)는 다음의 서브-단계들: N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(

)를 코딩된 데이터 벡터(

)로 코딩(E1_p)하는 서브-단계 ―

는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈(term by term multiplication)의 결과를 나타내고,

(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(

또는

) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ; 및 서브-캐리어(l)에 대해 상기 전송기를 상기 수신기에 링크하는 MIMO 채널의 전달 매트릭스의 추정(

)을 이용하고, n-번째 수신 안테나 상에 상기 코딩된 데이터 벡터(

)의 n-번째 컴포넌트(

)를 포커싱하는 시간 반전 프리코딩(Time Reversal precoding)으로, 상기 서브-캐리어(l)를 통해 M개의 전송 안테나들 각각 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터(

)를 전송(E2_p)하는 서브-단계를 포함한다는 점에서 주목할 만하다.

상관적으로, 본 발명은

개의 수신 안테나들이 비치된 수신기에 의한 무선 수신 방법에 관한 것이며, 여기서 수신되는 데이터는

개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송된다. 상기 수신 방법은, 정수(l)(

)의 적어도 하나의 값에 대해, a) 상기 수신기는 우선 N개의 단계들을 구현하고, 여기서 단계 번호(

)(

)는 다음의 서브-단계들: 실수부의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 이후에, n-번째 컴포넌트(

)가 상기 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(l)와 연관되는 심볼과 동일한 N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터(

)를 결정(R1_p)하는 서브-단계, 및 상기 수신된 벡터(

)를 코딩된 수신된 벡터(

)로 코딩(R2_p)하는 서브-단계 ―

는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈의 결과를 나타내고,

(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(

또는

) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ;를 포함하고, b) 상기 수신기는 디코딩 가능한 벡터(

)를 계산(R3)하고, c) 상기 수신기는

로서 디코딩된 데이터 벡터(

)를 계산(R4)하고,

및

은

에 의해 정의된, 서브-캐리어(l)에 대해 상기 전송기와 상기 수신기 간의 등가의 MIMO 채널의 매트릭스이고,

는 열 노이즈 항(thermal noise term)이라는 점에서 주목할 만하다.

본 발명은 또한 위에서 간략히 설명된 바와 같은 전송 방법의 단계들 및 위에서 간략히 설명된 바와 같은 수신 방법의 단계들을 포함하는 무선 통신 방법에 관한 것이며, 상기 단계 번호(P)(

)는 상기 전송기와 상기 수신기 간에 동기화된다.

실제로, 위에서 간략히 설명된 바와 같이 획득된 디코딩된 데이터 벡터(

)는 (채널 왜곡들의 부재시에) 전송기에 의해 수신기로 전송되도록 예정된 데이터 벡터(

)와 동일하다는 것이 보여질 수 있다.

따라서, 위에서 간략히 설명된 방법들은 본 발명 특유의 코딩/디코딩을 시간 반전에 의한 프리코딩과 결합한다. 본 발명에 따른 이러한 결합은 OFDM/OQAM 변조의 이점, 특히, 그의 스펙트럼 효율(이것에 관하여, N개의 실수 컴포넌트들을 포함하는 상기 벡터(

)의 N개의 상이한 코딩들이 연속적으로 전송되어서 데이터의 하나의 실수 아이템이 평균적으로, 전송 당 및 서브-캐리어 당 전송되게 된다는 것이 주의될 것임)로부터 이익을 얻는 것을 가능하게 한다. 또한, 본 발명은 MIMO 시스템들의 공간적 다이버시티를 활용하는 것을 가능하게 한다. 마지막으로, 상기 수신 방법의 구현은 유리하게는, 수신기의 레벨에서 단지 비교적 낮은 복잡도를 요구하는데, 특히 수신 또는 전송 안테나들의 수가 몇 개든지, 수행될 수학적 연산들은 낮은 복잡도(매트릭스들의 순환들, 매트릭스 곱들 및 -- 단지 이따금 씩만 -- 매트릭스 도치(matrix inversion))를 갖는다.

비교로, C.Lele, P.Siohan 및 R.Legouable에 의해, 2개의 전송 안테나들 및 단일의 수신 안테나를 포함하는 MISO("Multiple Input Single Output"를 나타내는 이니셜들) 시스템들로의 OFDM/OQAM 변조의 적용을 제안하는, 제목이 "The Alamouti Scheme with CDMA-OFDM/OQAM"(Eurasip Journal on Advances in Signal Processing, No.8, 2010)를 참조하는 것이 가능할 것이다. 이 기법은 "알라무티 코드들(Alamouti codes)"이라 불리는 특정한 코드들에 기초한다. 지금, 이 기법은 심볼들 간의 간섭을 야기하고(보다 구체적으로, 이것은 실수 도메인에서 심볼들 간의 직교성을 허용하지만, 허수 도메인에서는 허용하지 않음), 이러한 간섭의 제거는 단순한 방식으로 행해지지 않을 수 있다.

더 많은 수의 수신 안테나들에 의해(MIMO의 경우), 이 기법에 의해 야기되는 간섭을 제거하는데 요구되는 프로세싱은 휠씬 더 복잡하게 될 것이다.

이제, 매우 유리하게는, 특정한 코딩/디코딩(알라무티 코드들과 완전히 상이함)과 시간 반전에 의한 프리코딩의 본 발명에 따른 결합은, 디코딩 이후 획득된 심볼들 간의 임의의 간섭을 방지하고, 전송 또는 수신 안테나들의 수가 몇 개든 그것을 행하는 것을 가능하게 한다.

특정한 특성들에 따라, 상기 코딩 벡터(

)는 모든 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되도록 된다. 변형으로서, 수신 안테나들의 수(N)는 짝수인 경우에, 상기 코딩 벡터(

)는, 짝수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고, 홀수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고 짝수 인덱스들의 컴포넌트들에 대향하게 되도록 된다.

이들 프로비전들에 의해, 위의 2개의 변형들에서, 등가의 채널의 매트릭스(

)는 순환 매트릭스이고, 그의 도치는 이에 따라 상당히 복잡하지 않은 방식으로 수행될 수 있다.

상관적으로, 본 발명은 다양한 디바이스들에 관한 것이다.

따라서 본 발명은 첫째로,

개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해

개의 수신 안테나들이 비치된 수신기로 예정된 데이터를 전송하기 위한 수단을 포함하는

개의 전송 안테나(들)가 비치된 무선 전송기에 관한 것이다. 상기 무선 전송기는, 정수(l)(

)의 적어도 하나의 값에 대해, 그것이 추가로,

에 대해, N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(

)를 코딩된 데이터 벡터(

)로 코딩하기 위한 수단 ―

(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(

또는

) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ; 및

에 대해, 서브-캐리어(l)에 대해 상기 전송기를 상기 수신기에 링크하는 MIMO 채널의 전달 매트릭스의 추정(

)의 n-번째 컴포넌트(

)를 전송하기 위한 수단을 포함한다는 점에서 주목할 만하다.

본 발명은 또한, 둘째로,

개의 수신 안테나들이 비치된 무선 수신기에 관한 것이며, 이 무선 수신기는

개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되는 데이터를 수신하기 위한 수단을 포함한다. 상기 무선 수신기는, 정수(l)(

)의 적어도 하나의 값에 대해, 그것이 또한

에 대해, 실수부의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 이후에, n-번째 컴포넌트(

)가 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(l)와 연관되는 심볼과 동일한 N개의 실수 컴포넌트들로 수신된 벡터(

)를 결정하기 위한 수단, -

에 대해, 상기 수신된 벡터(

)를 코딩된 수신된 벡터(

)로 코딩하기 위한 수단 ―

(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(

또는

) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ―, 디코딩 가능한 벡터(

)를 계산하기 위한 수단, 및

로서 디코딩된 데이터 벡터(

)를 계산하기 위한 수단을 포함하고,

및

은

에 의해 정의된, 상기 서브-캐리어(l)에 대해 전송기와 수신기 간의 등가의 MIMO 채널의 매트릭스이고,

이 디바이스들에 의해 제공되는 이점들은 본질적으로 위에서 간략히 제시된 상관적인 방법들에 의해 제공되는 것들과 동일하다.

소프트웨어 명령들의 맥락에서 및/또는 전자 회로들의 맥락에서 이들 디바이스들을 이용하는 것이 가능하다는 것이 주의될 것이다.

본 발명은 또한 위에서 간략히 설명된 바와 같은 무선 전송기 및 위에서 간략히 설명된 바와 같은 무선 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 상기 전송기 및 상기 수신기는 서로 동기화될 수 있다.

본 발명은 또한 컴퓨터에 의해 판독 가능하고 및/또는 마이크로프로세서에 의해 실행 가능한 매체 상에 저장되고 및/또는 통신 네트워크로부터 다운로드 가능한 컴퓨터 프로그램을 목적으로 한다. 이 컴퓨터 프로그램은 그것이, 컴퓨터 상에서 실행될 때, 위에서 간략히 제시된 무선 전송 방법들, 또는 무선 수신 방법들, 또는 무선 통신 방법들 중 임의의 방법의 단계들의 실행을 위한 명령들을 포함한다는 점에서 주목할 만하다.

컴퓨터 프로그램에 의해 제공되는 이점들은 본질적으로 대응하는 방법들에 의해 제공되는 이점들과 동일하다.

본 발명의 다른 양상들 및 이점들은 비제한적인 예로서 주어지는 특정한 실시예들에 관한 아래의 상세한 설명을 읽으면 자명하게 될 것이다. 설명은 첨부한 도면들을 참조한다.

도 1a는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 변조/전송의 방법의 제 1 단계를 예시한다.
도 1b는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 변조/전송의 방법의 제 2 단계를 예시한다.
도 1c는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 변조/전송의 방법의 제 3 단계를 예시한다.
도 2는 도 1a, 도 1b 및 도 1c에 예시되는 단계들을 요약한다.
도 3a는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 수신/복조의 방법의 제 1 단계를 예시한다.
도 3b는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 수신/복조의 방법의 제 2 단계를 예시한다.
도 3c는 최신 기술에 따른 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 수신/복조의 방법의 제 3 단계를 예시한다.
도 4는 도 3a, 도 3b 및 도 3c에서 예시되는 단계들을 요약한다.
도 5는 본 발명에 의해 이용되는 순환 치환을 개략적으로 표현한다.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따라, 코딩된 데이터 벡터를 획득하도록, OFDM/OQAM 멀티플렉스의 서브-캐리어와 연관되는 데이터 벡터의 코딩을 개략적으로 표현한다.
도 7은 본 발명의 제 1 변형에 따라, 서브-캐리어 상에서 그리고 전송 안테나의 전체 세트 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터의 전송을 예시하며, 시간 반전 프리코딩은 시간 필터에 의해 수행된다.
도 8은 본 발명의 제 2 변형에 따라, 전송 안테나 상에서 그리고 서브-캐리어들의 전체 세트 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터의 전송을 예시하며, 시간 반전 프리코딩은 주파수 필터에 의해 수행된다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 각각의 서브-캐리어에 대한 N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터의 수신기에 의한 결정을 표현한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 코딩된 수신된 벡터를 획득하도록, OFDM/OQAM 멀티플렉스의 서브-캐리어 상에서 수신되는 벡터의 수신기에 의한 코딩을 표현한다.
도 11은 본 발명의 변형에 따라 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 서브-캐리어에 대해 전송기와 수신기 간의 등가의 MIMO 채널의 매트릭스의 계산을 표현한다.

본 발명은

개의 전송 안테나(들)가 비치된 전송기 및

개의 수신 안테나들이 비치된 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에 적용된다. 데이터의 전송은 서브-캐리어들의 임의의 수(

)를 포함하는 OFDM/OQAM 변조를 이용한다.

우리는 먼저 OFDM/OQAM 변조의 원리를 상기해야 한다.

먼저, 우리는 짝수(

)의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM 변조를 고려한다. 서브-캐리어 당 그리고 심볼 시간(

) 당 복합 QAM("Quadrature Amplitude Modulation"를 나타내는 이니셜들) 데이터 심볼을 전송하는 전송된 신호(

)는 이어서 연속적인 서브-캐리어들의 각각의 쌍에 대해, 그것이,

- 이들 서브-캐리어들 중 하나 상에서, 주어진 QAM 심볼의 허수부 상에서

와 동일한 시간 오프셋("시간 시프트"), 및

- 다른 서브-캐리어들 상에서, 동일한 QAM 심볼의 실수부 상에서 하나 및

의 동일한 시간 오프셋을 포함하도록 하는 방식으로 배열된다.

전송된 신호는 다음의 형식으로 기록될 수 있다:

(1)

여기서:

·정수(l)는 서브-캐리어들을 나열하고, 정수(j)는 심볼 시간들을 나열한다.

·실제 계수들(real coefficients)(

)은 QAM 심볼들(

)의 실수부 및 허수부를 토대로, 다음과 같이 정의된다:

(2)

여기서

는 실수부의 추출을 표현하고,

는 허수부의 추출을 표현한다.

·위상 시프트들(

)은 다음과 동일하다:

(3)

· "원형 함수"(

)는 실수이고 대칭적이다.

B.Le Floch, M.Alard 및 C.Berrou에 의해, 제목이 "Coded Orthogonal Frequency DivisionMultiplex"인 논문(Proc.IEEE, vol.83, 페이지 982 내지 996, 1995년 6월)에서(이 논문은, 다른 것들 중에서도, OFDM/OQAM을 포함하는 변조들의 카테고리를 설명함), 원형 함수(

)는 그의 푸리에 변환이 폭(

)의 주파수 대역 외에서 0이 되도록 하는 방식으로 선택된다. 위에서 언급된 Siohan, Siclet 및 Lacaille에 의한 논문에서, 원형 함수(

)는, 그것이 시간 인터벌(

) 외에서 0이 되도록 하는 방식으로 선택되며, 여기서 λ는 임의의 엄격한 양의 정수이고; 시간(t)은 정수(k)에 의해 나열되는 길이(

)의 인터벌들로 분할되고, 분할된 원형 함수(

)의 지지(support)는 이에 따라 길이(λ)로 이루어진다.

SISO 시스템의 경우에, Siohan, Siclet 및 Lacaille는, 심볼들 간, 또는 서브-캐리어들 간의 간섭 없이 OFDM/OQAM 전송을 획득하기 위해 원형 함수(

)는 다음의 직교 관계를 만족해야 한다는 것을 입증한다:

(

)(4)

여기서, 별표(asterisk)는 복소 공액(complex conjugate)을 나타내고, z-변환들

(5)

는 원형 함수(

)의 "차수(Q)의 다상 컴포넌트들"로 불린다.

Siohan, Siclet 및 Lacaille는 또한 OFDM/OQAM 변조가 IFFT에 의해 유리하게 구현될 수 있고, OFDM/OQAM 복조가 FFT에 의해 유리하게 구현될 수 있다는 것을 보여주었다.

이에 따라, 분할된 신호

(6)

는 다음의 형식으로 재작성될 수 있다:

(7),

여기서

이고,

(8)

따라서, "합성 필터들의 뱅크"(

)에 속하는 Q 필터들(

)의 세트에 의해 각각 필터링된 Q 인입하는 신호들(

)의 종래의 합으로서 이 신호를 나타낸다.

몇 개의 계산들 이후, OFDM/OQAM 변조/전송은 본질적으로 각각의 심볼 시간 번호(j) 동안 인입하는 벡터

)(여기서 지수 "T"는 이항(transposition)을 나타냄)에 다음의 동작들을 적용하게 된다는 것이 자명하다:

- 각각의 컴포넌트(

)는

와 동일한 이른바 "사전변조" 팩터에 의해 곱해져서, 벡터(

)(도 1a)를 제공한다.

- 이 벡터(

)는 디멘션(dimension)(

)의 IFFT에 처해져서, 벡터(

)(도 1b)를 제공하게 된다.

- 이 벡터(

)의 각각의 컴포넌트(

)는 필터링(

)에 그리고 이어서 팩터 팽창(factor expansion)(

)에, 그리고 마지막으로, 마무리하기 위해 컴포넌트(

)에 대해 팩터(

)의 지연(l=0을 제외함)에 처해지고, 결과적인 신호들은 합산(병렬 -> 직렬 변환(parallel -> series transformation), P/S로 나타냄)되어 신호(

)(도 1c)를 제공한다.

도 2는 위에서 간단히 설명된 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 변조/전송의 단계들을 요약한다.

유사한 프로세싱을 수신된 신호(

)에 적용하는 것이 가능하다. 심볼 시간 번호(j)에서 서브-캐리어 번호(l)를 떠나는 복조된 신호(

)는 다음의 형식으로 재작성될 수 있다:

(9),

여기서

(10)

따라서 수신된 신호(

)는 "분석 필터들의 뱅크"(

)에 속하는 Q 필터들(

)의 세트에 의해 필터링된다는 것을 자명하게 한다.

몇 개의 계산들 이후, OFDM/OQAM 수신/복조는 본질적으로 각각의 심볼 시간 번호(j) 동안 수신된 신호(

)에 다음의 동작들을 적용하게 된다는 것이 자명하다:

- 팩터(

)의 지연의 적용, 여기서

는,

(11)가 되도록 정수이며, 여기서

이고,

정수이며,

이어서, 이렇게 획득된 신호의 Q 컴포넌트들(직렬 -> 병렬 변환, S/P로 나타냄)의 합으로 분해,((

를 제외한) 이들 컴포넌트 각각은 이전의 컴포넌트에 대해 팩터(

)의 지연이 먼저 처해지고, 이어서 팩터(

)에 의해 데시메이팅(decimated)되고 마지막으로 필터링(

)에 처해져서, 벡터(

)(도 3a)의 컴포넌트(

)를 제공함),

- 이 벡터(

)는 디멘션(

)의 FFT에 처해져서 벡터(

)(도 3b)를 제공하고,

- 이 벡터(

)의 각각의 컴포넌트(

)는,

와 동일한 이른바 "포스트복조(postdemodulation)" 팩터에 의해 곱해져서, 궁극적으로

)(도 3c)의 실수 컴포넌트(

)를 제공한다.

도 4는 위에서 간략히 설명되는 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 수신/복조의 단계들을 요약한다.

마지막으로, 위의 수학식 2를 토대로, 0 값들이 짝수 서브-캐리어 번호(l)에 대응하는 QAM 심볼들에 대해 조직적으로 선택되는 경우, 짝수 번호의 서브-캐리어들을 고려할 필요가 없고, 0 값들이 홀수 서브-캐리어 번호(l)에 대응하는 QAM 심볼들에 대해 조직적으로 선택되는 경우, 홀수 번호의 서브-캐리어들을 고려할 필요가 없다는 것이 주의될 것이다. 따라서 이들 양자의 경우들에서, 서브-캐리어들의 유효 수는

이며, 이는 홀수 또는 짝수일 수 있다. 그러므로 OFDM/OQAM 변조를 구현하는데 이용되는 서브-캐리어의 수(본 발명의 프레임워크 내에서 L로 지정됨)는 짝수 또는 홀수 중 어느 하나일 수 있다.

도 5는 본 발명에 의해 이용되는 순환 치환(

(여기서

임))을 개략적으로 표현한다. 임의의 소스 벡터에 있어서, 길이(N)의 (

)은 정의에 의해 타겟 벡터

와 연관되고,

여기서 f는,

의 형식의 "순환 함수(circulation function)"이고,

여기서

또는

이고(12), 여기서 c는 미리 결정된 상대적 정수이다.

이제 우리는 코딩된 데이터가 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 L 서브-캐리어들 각각 상에서 전송되는, 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 전송하는 방법을 설명해야 한다. 변형으로서, 이들 서브-캐리어들 중 단지 하나 또는 서브세트를 고려하는 것이 가능할 것이다.

이 실시예에서, 전송기는, 각각의 정수(l)에 대해(여기서

임), N개의 연속적인 단계(여기서 N은 수신 안테나의 수임)를 구현한다. 각각의 단계 번호(p)(여기서

임)는 다음의 서브-단계들을 포함한다.

도 6에서 예시되는 서브-단계(E1_p) 동안, N개의 컴포넌트들을 갖고 서브-캐리어 번호(l)와 연관되는 데이터 벡터(

)는 "코딩된 데이터 벡터"

(13)

로 변환되며, 여기서

은 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 여기서 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별(term by term) 곱셈의 결과를 나타내고; 달리 언급하면, 벡터들(U 및 V)이 길이(

)인 경우, 우리는

를 정의한다.

코딩된 벡터의 컴포넌트들은 이에 따라

와 동일하며, 여기서

및 f는 위에서 정의된 순환 함수이다. 위에서 언급된 바와 같이,

- 모든 그의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되는 방식, 또는

- 수신 안테나들의 수(N)가 짝수인 경우, 짝수 인덱스들의 모든 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고, 홀수 인덱스들의 그의 컴포넌트들이 동일하게 되고 짝수 인덱스들의 컴포넌트들과 대향하게 되는 방식

중 어느 한 방식이 되도록 이 코딩 벡터(

)를 선택하는 것이 알맞게 가능하게 된다.

다른 선택들이 코딩 벡터(

)에 대해 당연히 가능하다.

서브-단계 E2_p 동안, 전송기는, M개의 전송 안테나들 각각 상에서 그리고 OFDM/OQAM 멀티플렉스의 서브-캐리어 번호(l)(

) 상에서, 수신기에 대해 지정된 시간 반전 프리코딩(Time Reversal precoding)을 한 코딩된 데이터 벡터(

)를 전송한다.

이것에 관하여, 전송 안테나에 의해 전송된 라디오 신호는 전송 안테나와 수신 안테나 간의 전파 조건들의 함수로서 디포메이션들(deformations)을 겪는다는 것이 상기된다. 이러한 디포메이션들을 제한하기 위해, 신호는 이들 2개의 안테나들 간의 전파 채널의 특성들의 함수로서 이른바 "프리코딩" 계수들을 적용함으로써 앞서 왜곡된다. 따라서 이를 행하기 위해, 관련된 주파수 대역에서 이러한 전파 채널의 특성들을 결정하는 것이 필수적이다.

기존의 프리코딩 방식들 사이에서, 우리는 수신 안테나에 라디오 파를 포커싱하기 위해 그의 감소된 복잡도, 그의 성능 및 그의 고유의 용량 때문에, "시간 반전(Time Reversal)"이라 불리는 기법을 구현하는 방식들을 구분한다. 시간에 걸쳐서 그리고 공간에서 전송되는 신호의 에너지를 포커싱함으로써, 시간 반전은 전파 채널에 의한 분산(dispersion)을 눈에 띄게 감소시키는 것을 가능하게 한다.

시간 반전은 파동 방정식(wave equation)의 시간-반전-불변에 의존하는 기법(원래 음향 파들의 분야에서 이용됨)이다. 따라서 시간적으로 반전된 파는 시간을 되돌리는 집적 파로서 전파한다. 원래 지점에 의해 전송되는 간결한 펄스는 전파 매체에서 전파되고, 수신 지점에 의해 수신되는 이러한 파의 일부가 전파 매체에서 리턴되기 이전에 시간적으로 반전될 때, 파는 원래의 지점으로 수렴하여 거기서 간략한 펄스를 재형성하게 된다. 원래의 지점에서 수집되는 신호는 원래의 지점에 의해 전송된 원래의 신호와 그 형상이 거의 동일하다.

시간 반전 기법은 채널을 통과한 이후 수신된 심볼의 프로세싱을 단순하게 하는 것은 물론, 수신 안테나에 의해 수신된 신호 상의 전파 채널의 효과를 소거하도록, 특히 이 수신 안테나가 안착된 포컬 지점에서 에너지의 집중에 의한 채널의 확산을 감소시킴으로써 그리고 이 수신 안테나가 수신된 신호의 시간 확산("지연 확산"으로서 알려짐)을 감소시킴으로써 라디오 통신 네트워크에 적용된다. 이에 따라, 전송 안테나에 의해 전송된 신호는 이 신호가 통과해야 하는 전파 채널의 임펄스 응답의 시간-반전을 토대로 획득되는 계수들을 적용함으로써 전치-등화(pre-equalize)된다.

이 예에서, 이는 한편으로는, 수신 안테나 번호(n)에 컴포넌트(

)(여기서

임)를 포커싱하고, 다른 한편으로, 전송기의 주어진 전력에 대해 전송기와 수신기 간의 데이터 비트레이트(data bitrate)를 최대화하는 것을 수반한다. 전송은 모든 전송 안테나들 상에서 동시에 구현된다.

여기서, 예들로서, 시간 반전 프리코딩을 한 코딩된 데이터 벡터(

)의 이러한 전송에 대해 2개의 가능한 변형들이 있다.

제 1 변형에 따라, 시간 반전 프리코딩은 시간 필터에 의해 수행된다. 도 7은 전송 아테나의 전체 세트 상의 그리고 서브-캐리어들 상의 이러한 전송을 예시한다.

는 전송 안테나 번호(m)(여기서

)와 수신 안테나 번호(n) 간의 채널의 임펄스 응답이라 하고,

는

의 추정이라 하자.

전송 안테나 번호(m) 상에서 전송된 신호는 시간 반전 필터(

)에 의해 필터링된다.

제 2 변형에 따라, 시간 반전 프리코딩은 주파수 필터에 의해 수행된다. 도 8은 서브-캐리어들의 전체 세트 상의 그리고 전송 안테나 상의 이러한 전송을 예시한다.

는 서브-캐리어(l) 상에서 수신 안테나 번호(n)와 전송 안테나 번호(m) 간의 채널의 전달 매트릭스(transfer matrix )의 계수라 하고,

는 이 계수의 추정이라 하자.

서브-캐리어(l)를 통해 전송 안테나 번호(m) 상에서 전송된 신호는

와 동일한 시간 반전 프리코딩 계수에 의해 필터링된다.

이제, 우리는 L 서브-캐리어들 각각과 연관되는 디코딩된 데이터가 획득되는, 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 수신하는 방법을 설명한다. 변형으로서, 이들 서브-캐리어들 중 단지 하나 또는 서브세트를 고려하는 것이 가능할 것이다.

수신기는 우선 N개의 단계들(여기서 N은 수신 안테나들의 수임)을 구현한다. 전송기와 수신기는, 전송기 및 수신기에 의해 적용되는 심볼 시간이 동일하고 상기 N개의 단계들이 전송기 레벨 및 수신기 레벨에서 병렬로 구현되도록 하는 방식으로 종래의 기법에 의해 동기화된다고 여기서 가정한다.

각각의 단계 번호(p)(

)는 다음의 서브-단계들을 포함한다.

도 9에서 예시된 서브-단계 R1_p 동안, 각각의 서브-캐리어(l)(여기서

)에 대해, 수신기는 실수부의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 이후에, n-번째 컴포넌트(여기서

)가 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(l)와 연관되는 심볼과 동일한 N개의 실수 컴포넌트를 갖는 "수신된 벡터"(

)를 결정한다.

도 10에서 예시된 서브-단계 R2_p 동안, 수신기는 "코딩된 수신된 벡터"

(14)

를 획득하도록 상기 수신된 벡터들(

) 각각을 코딩한다.

달리 언급하면,

,

이고, 여기서

이고, f는 위에서 정의된 순환 함수이고

는 위에서 언급된 코딩 벡터이다.

이들 N개의 단계들이 완료되면, 수신기는 도 10에서 또한 예시된 바와 같이,

에 대해, 단계 R3 동안, 다양한 수신 안테나들 상에서 수신된 대응하는 코딩된 벡터들을 합산함으로써 "디코딩 가능한 벡터"(

)를 계산한다:

(15)

달리 언급하면:

,

이고,

이다. 마지막으로, 단계(R4) 동안, 수신기는

에 대해, "디코딩된 데이터 벡터"

(16)

를 계산하고, 여기서 디코딩 매트릭스

(17)

는 전송기와 수신기 간의 등가의 채널의 매트릭스(

)를 도치(inverting)함으로써 획득된다. 정의에 의해, "등가의 채널의 매트릭스"는 매트릭스(

)를 평균내는 것으로 이해되어,

(18)

가 되고, 여기서

는 열 노이즈 항(thermal noise term)이다.

실제로 이 매트릭스(

)는 항상 도치 가능하다는 것으로 보여질 수 있다. 물론, 매트릭스(

)의 도치는,

이 대각선화 가능할 때, 특히

이 순환 매트릭스일 때 특히 쉽다. 이제, 순환 매트릭스는 사실상 다음의 2개의 실제 경우들에서 획득될 수 있다는 것이 보여질 수 있다.

- 코딩 벡터(

)가 모든 그의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되도록 되고

- 수신 안테나들의 수(N)가 짝수인 경우, 코딩 벡터(

)는 짝수 인덱스들의 그의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고, 홀수 인덱스들의 그의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고 짝수 인덱스들의 컴포넌트에 대향되도록 되는 것

중 어느 하나.

(이론적으로) 이렇게 획득된 디코딩된 데이터 벡터(

)는 디코딩된 심볼들 간의 어떠한 간섭도 없이 전송된 데이터 벡터(

)와 동일하다는 것이 또한 보여질 수 있다.

마지막으로, 우리는 예로서, 매트릭스(

)를 추정하기 위해 2개의 방식들을 설명한다.

제 1 변형에 따라,

의 추정은 계산에 의해 획득된다. 이 계산-기반 방식은 수신기가 서브-캐리어(l)에 대한 MIMO 채널의 전달 매트릭스의 추정(

)을 알 것을 요구한다. 이 추정은 임의의 종래의 수단에 의해 획득 가능할 수 있다.

도 11에서 예시된 바와 같이, 수신기는 다음의 동작들을 수행한다:

ｏ 매트릭스(

)의 계산, 여기서 지수 H는 공액 전치(conjugate transpose)를 나타낸다.

ｏ 매트릭스(

)의 계산,

ｏ 매트릭스(

)의 계산,

ｏ 0으로부터

까지 인덱스(p)의 N개의 연속적인 단계들, 각각의 단계는,

■ n-번째 열 벡터가

를

의 n-번째 열 벡터에 적용함으로써 획득되는 매트릭스(

)를 계산하는 단계,

■ n-번째 행 벡터가

를

의 n-번째 행 벡터에 적용함으로써 획득되는 매트릭스(

)를 계산하는 단계;

■ 매트릭스(

)를 계산하는 단계를 포함한다.

임의의

에 대해, 이렇게 획득된 매트릭스(

)는 컴포넌트들:

를 가지며, 여기서

및

이다.

따라서 우리는 궁극적으로,

를 획득한다.

제 2 변형에 따라,

의 추정이 파일롯 신호들의 도움으로 수행된 측정들에 의해 획득된다. 이 방식은 코딩된 파일롯들의 전송/수신의 이전의 단계를 요구한다. 이 방식의 이점은 수신기가 OQAM(복합 연산)에서 전달 매트릭스(H)를 추정해야 할 필요가 없고, 여기서 수신기에 의해 직접 측정되는 매트릭스(

)를 계산할 필요가 없다는 것이다.

전송기 및 수신기는 0에서

로 진행하는 q에 대한 다음의 단계들을 구현한다.

전송기는 각각의 서브-캐리어(l)(여기서

)에 대해, 수신기에 알려진, 크기(

)의 실제 데이터 벡터(

)를 프로세싱하며, 그의 모든 컴포넌트들은

를 제외하고 0이며, 이어서, 0부터

까지 인덱스(p)의 N개의 연속적인 단계들이 이어지며, 각각의 단계(p)는,

- 데이터 벡터(

)를 코딩된 벡터(

)로 코딩하는 단계, 및

- n-번째 수신 안테나 상에서

의 n-번째 엘리먼트를 포커싱하도록 시간 반전 프리코딩을 한, 수신기에 대해 지정된 코딩된 벡터(

)를 전송하는 단계를 포함한다.

수신기는, 각각의 서브-캐리어(l)(

)에 대해, 다음의 단계들:

- 0으로부터

까지 인덱스 p의 N개의 연속적인 단계들 ― , 각각의 단계 p는,

ｏ OQAM 복조 및 실수부의 추출 이후에 N개의 수신 안테나들 상에서 수신된 심볼들로 구성된 수신된 벡터(

)를 결정하는 단계, 및

ｏ 수신된 벡터(

)를 코딩된 수신된 벡터(

)로 코딩하는 단계를 포함함 ― ; 및

- 디코딩 가능한 벡터

를 계산하는 단계를 포함한다.

마지막으로, 수신기는 다음의 방식으로 등가의 채널의 매트릭스(

)의 컴포넌트들을 계산한다:

여기서

이고

이다.

가 순환 매트릭스일 때, 위에서 설명된 바와 같이

에 대해

를 프로세싱하는 것으로 충분하며,

(

)를 프로세싱하는 것이 필수적이지 않은데, 그 이유는

의 열이 순환에 의해 다른 것으로부터 추론되기 때문이란 것이 주의될 것이다.

여기서 언급되는 바와 같이, 본 발명은 위에서 설명된 무선 전송의 방법 또는 무선 수신의 방법 또는 무선 통신의 방법을 구현하는 컴퓨터화된 시스템에 관한 것이다. 이 컴퓨터화된 시스템은 종래의 방식으로, 신호들에 의해 제어하는 중앙 처리 장치, 메모리는 물론 입력 유닛 및 출력 유닛을 포함한다. 또한, 이 컴퓨터화된 시스템은 본 발명에 따른 방법들 중 임의의 하나의 구현에 대한 명령들을 포함하는 컴퓨터 프로그램을 실행하는데 이용될 수 있다.

사실상, 본 발명은 또한, 컴퓨터 상에서 실행될 때, 본 발명에 따른 방법의 단계들의 실행을 위한 명령들을 포함하는, 통신 네트워크로부터 다운로딩 가능한 컴퓨터 프로그램을 목적으로 한다.

이 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터에 의해 판독 가능한 매체 상에 저장될 수 있고, 마이크로프로세서에 의해 실행 가능하게 될 수 있다.

이 프로그램은 임의의 프로그래밍 언어를 이용하고, 이를 테면, 부분적으로 컴파일되는 형식으로, 또는 임의의 다른 바람직한 형식으로, 소스 코드, 목적 코드, 또는 소스 코드와 목적 코드 간의 중간의 코드의 형태를 취할 수 있다.

본 발명은 또한 제거 불가능한, 또는 부분적으로 또는 전체적으로 제거 가능한, 컴퓨터에 의해 판독 가능하고 여기서 언급된 바와 같은 컴퓨터 프로그램의 명령들을 포함하는 정보 매체를 목적으로 한다.

정보 매체는 프로그램을 저장할 수 있는 임의의 엔티티 또는 디바이스일 수 있다. 예를 들어, 매체는 ROM, 예를 들어, CD-ROM 또는 마이크로전자 회로 ROM과 같은 저장 수단 또는 하드 디스크 또는 그 밖의 USB 키("USB 플래시 드라이브"로서 알려짐)와 같은 자기 레코딩 수단을 포함할 수 있다.

삭제

변형으로서, 정보 매체는 프로그램이 통합되는 집적 회로일 수 있으며, 이 회로는 본 발명에 따른 방법들 중 임의의 방법의 실행에 이용되거나 실행하도록 맞춤제작된다.

Claims

개의 수신 안테나가 비치된 수신기로 예정된 데이터의,
개의 전송 안테나가 비치된 전송기에 의한 무선 전송 방법으로서,
상기 데이터는
개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되고,
정수(l)(
)의 적어도 하나의 값에 대해, 상기 전송기는 N개의 단계들을 구현하고, 단계 번호(p)는
이고, 상기 단계들은 다음의 서브-단계들:
N개의 실수(real) 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(
)를 코딩된 데이터 벡터(
)로 코딩(E1_p)하는 서브-단계 ―
는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈(term by term multiplication)의 결과를 나타내고,
(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(
또는
) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ; 및
- 서브-캐리어(l)에 대해 상기 전송기를 상기 수신기에 링크하는 MIMO 채널의 전달 매트릭스의 추정(
)을 이용하고, n-번째 수신 안테나 상에 상기 코딩된 데이터 벡터(
)의 n-번째 컴포넌트(
)를 포커싱하는 시간 반전 프리코딩(Time Reversal precoding)으로, 상기 서브-캐리어(l)를 통해 M개의 전송 안테나들 각각 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터(
)를 전송(E2_p)하는 서브-단계를 포함하는,
무선 전송 방법.
제1항에 있어서,
상기 코딩 벡터(
)는,
모든 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되도록 되는,
무선 전송 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 안테나들의 수(N)는 짝수이고,
상기 코딩 벡터(
)는,
짝수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고, 홀수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고 짝수 인덱스들의 컴포넌트들에 대향하게 되도록 되는,
무선 전송 방법.
개의 수신 안테나들이 비치된 수신기에 의한 무선 수신 방법으로서,
수신되는 데이터는
개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되고,
정수(l)(
)의 적어도 하나의 값에 대해,
a) 상기 수신기는 우선 N개의 단계들을 구현하고, 단계 번호 p는
이고, 상기 단계들은 다음의 서브-단계들:
실수부의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 이후에, n-번째 컴포넌트(
)가 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(l)와 연관되는 심볼과 동일한 N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터(
)를 결정(R1_p)하는 서브-단계, 및
- 상기 수신된 벡터(
)를 코딩된 수신된 벡터(
)로 코딩(R2_p)하는 서브-단계 ―
는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈의 결과를 나타내고,
(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(
또는
) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― 를 포함하고
b) 상기 수신기는 디코딩 가능한 벡터(
)를 계산(R3)하고,
c) 상기 수신기는
로서 디코딩된 데이터 벡터(
)를 계산(R4)하고,

및
은
에 의해 정의되는, 상기 서브-캐리어(l)에 대한 전송기와 수신기 간의 등가의 MIMO 채널의 매트릭스이고,
는 열 노이즈 항(thermal noise term)인,
무선 수신 방법.
제4항에 있어서,
상기 코딩 벡터(
)는,
모든 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하도록 되는,
무선 수신 방법.
제4항에 있어서,
상기 수신 안테나들의 수(N)는 짝수이고,
상기 코딩 벡터(
)는,
짝수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고, 홀수 인덱스들의 자신의 컴포넌트들이 서로 동일하게 되고 짝수 인덱스들의 컴포넌트들에 대향하게 되도록 되는,
무선 수신 방법.
제1항에 청구된 전송 방법의 단계들 및 제4항에 청구된 수신 방법의 단계들을 포함하는 무선 통신 방법으로서,
상기 단계 번호(P)(
)는 상기 전송기와 상기 수신기 간에 동기화되는,
무선 통신 방법.
개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해
개의 수신 안테나들이 비치된 수신기로 예정된 데이터를 전송하기 위한 수단을 포함하는
개의 전송 안테나(들)가 비치된 무선 전송기로서,
정수(l)(
)의 적어도 하나의 값에 대해, 상기 전송기는 또한,

에 대해, N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(
)를 코딩된 데이터 벡터(
)로 코딩하기 위한 수단 ―
는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈(term by term multiplication)의 결과를 나타내고,
(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(
또는
) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ;

에 대해, 서브-캐리어(l)에 대해 상기 전송기를 상기 수신기에 링크하는 MIMO 채널의 전달 매트릭스의 추정(
)을 이용하고, n-번째 수신 안테나 상에 상기 코딩된 데이터 벡터(
)의 n-번째 컴포넌트(
)를 포커싱하는 시간 반전 프리코딩(Time Reversal precoding)으로, 상기 서브-캐리어(l)를 통해 M개의 전송 안테나들 각각 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터(
)를 전송하기 위한 수단
을 포함하는,
무선 전송기.
개의 수신 안테나들이 비치된 무선 수신기로서,

개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되는 데이터를 수신하기 위한 수단을 포함하고,
정수(l)(
)의 적어도 하나의 값에 대해, 상기 무선 수신기는 또한,

에 대해, 실수부의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 이후에, n-번째 컴포넌트(
)가 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(l)와 연관되는 심볼과 동일한 N개의 실수 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터(
)를 결정하기 위한 수단, 및

에 대해, 상기 수신된 벡터(
)를 코딩된 수신된 벡터(
)로 코딩하기 위한 수단 ―
는 N개의 비-제로 컴포넌트들을 갖는 미리 결정된 코딩 벡터이고, 표기 "U.V"는 동일한 길이의 2개의 벡터들(U 및 V)의 항별 곱셈의 결과를 나타내고,
(U)는 벡터(U)의 컴포넌트들의 r(
또는
) 장소들에 의한 순환 치환(circular permutation)을 나타내고, c는 미리 결정된 상대적 정수임 ― ,
디코딩 가능한 벡터(
)를 계산하기 위한 수단,

로서 디코딩된 데이터 벡터(
)를 계산하기 위한 수단
을 포함하고,

및
은
에 의해 정의되는, 상기 서브-캐리어(l)에 대한 전송기와 수신기 간의 등가의 MIMO 채널의 매트릭스이고,
는 열 노이즈 항(thermal noise term)인,
무선 수신기.
제8항에 청구된 무선 전송기 및 제9항에 청구된 무선 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템으로서,
상기 전송기 및 상기 수신기는 서로 동기화될 수 있는,
무선 통신 시스템.
컴퓨터 판독가능 저장 매체로서,
무선 전송기 또는 무선 수신기의 마이크로프로세서에 의해 실행될 때, 제1항에 청구된 무선 전송 방법 또는 제4항에 청구된 무선 수신 방법의 단계들을 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램 코드 명령들을 저장하는,
컴퓨터 판독가능 저장 매체.
컴퓨터 판독가능 저장 매체로서,
무선 통신 시스템의 마이크로프로세서에 의해 실행될 때, 제7항에 청구된 무선 통신 방법의 단계들을 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램 코드 명령들을 저장하는,
컴퓨터 판독가능 저장 매체.