CN106302300B - 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置 - Google Patents

一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN106302300B
CN106302300B CN201510353680.XA CN201510353680A CN106302300B CN 106302300 B CN106302300 B CN 106302300B CN 201510353680 A CN201510353680 A CN 201510353680A CN 106302300 B CN106302300 B CN 106302300B
Authority
CN
China
Prior art keywords
symbols
symbol
data
data symbols
oqam
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510353680.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN106302300A (zh
Inventor
朱大琳
孙鹏飞
喻斌
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Samsung Telecommunications Technology Research Co Ltd
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Beijing Samsung Telecommunications Technology Research Co Ltd
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Samsung Telecommunications Technology Research Co Ltd, Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Beijing Samsung Telecommunications Technology Research Co Ltd
Priority to CN201510353680.XA priority Critical patent/CN106302300B/zh
Priority to US15/192,978 priority patent/US9960887B2/en
Priority to PCT/KR2016/006803 priority patent/WO2016209045A1/en
Priority to KR1020160079640A priority patent/KR102591054B1/ko
Publication of CN106302300A publication Critical patent/CN106302300A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106302300B publication Critical patent/CN106302300B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
    • H04L1/206—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector for modulated signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/264—Pulse-shaped multi-carrier, i.e. not using rectangular window
    • H04L27/26416—Filtering per subcarrier, e.g. filterbank multicarrier [FBMC]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H04L27/2698—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques double density OFDM/OQAM system, e.g. OFDM/OQAM-IOTA system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本申请公开了一种基于滤波器组的FBMC/OQAM系统的信号发送方法，其特征在于，包括：根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或三类数据符号上承载的实际数据符号，使三类数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括三类数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；发送端将三类数据符号和二类数据符号的实际数据符号与所述用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。应用本申请的方法，能够在保证数据传输效率不变的同时，避免拖尾重叠带来的数据块间干扰。

Description

一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及 装置
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组多载波系统的信号生成、发送和接收方法及其装置。
背景技术
随着信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网(IoT,Internet ofThings)的增长需求，给未来移动通信技术带来了前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU的报告ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量相对2010年(4G时代)将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿，随着海量的IoT设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术(5G)研究，面向2020年代。目前在ITU的报告ITU-R M.[IMT.VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标，其中对5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标等做了详细的说明。针对5G中的新需求，ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G技术发展趋势等相关信息，旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持IoT、时延、能效、成本、网络灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。
调制波形和多址方式是无线通信空中接口(Air-Interface)设计的重要基础，在5G中也不会例外。当前，多载波调制技术家族(Multi-carrier Modulation,MCM)中的典型代表正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)被广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作伙伴项目(3rdGeneration Partnership Project，3GPP)制定的Evolved Universal Terrestrial RadioAccess(E-UTRA)协议对应的长期演进(Long Term Evolution，LTE)系统，欧洲的数字视频(Digital Video Broadcasting,DVB)和数字音频广播(Digital Audio Broadcasting,DAB)、甚高速数字用户环路(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop,VDSL)、IEEE802.11a/g无线局域网(Wireless Local Area,WLAN)、IEEE802.22无线城域网(Wireless Regional Area Network,WRAN)和IEEE802.16全球微波互联接入(WorldInteroperability for Microwave Access,WiMAX)等等。众所周知，OFDM技术的基本思想是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的高速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，大大增强了系统抵抗多径干扰的能力,且OFDM可以利用逆快速傅里叶变换和快速傅里叶变换(IFFT/FFT)简化的调制和解调来实现；其次，通过添加循环前缀(Cyclic Prefix,CP)使跟信道的线性卷积变为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，即当CP长度大于信道最大多径时延时，利用简单的单抽头频域均衡就可实现无符号间干扰(Inter-symbol Interference,ISI)，从而降低接收机处理复杂度。虽然基于CP-OFDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带(MobileBroadband,MBB)业务需求，不过5G将面临更具挑战的和更丰富的场景，这使得应用CP-OFDM在5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：(1)添加CP来抵抗ISI在5G低时延传输的场景中会极大的降低频谱利用率，因为低时延传输将极大缩短OFDM的符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲击响应，那么CP的长度跟OFDM的符号长度之比会大大增加，这样的开销造成的频谱效率损失非常大，是难以接受的。(2)严格的时间同步要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信令开销，而且严格的同步机制会造成帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务间不同的同步需求。(3)OFDM所采用矩形脉冲成形(Rectangular Pulse)会造成很大的带外泄露，因为这样的波形会导致其频域的旁瓣滚降得很慢，这也是为什么OFDM对频偏(CFO,CarrierFrequency Offset)非常敏感的原因，而5G将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的带外泄露极大的限制了频谱接入的灵活性或者说需要很大的频域保护带从而降低了频谱的利用率。这些不足主要是由其自身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降低这些缺点造成的影响，但会增加系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。
正因为如此，如ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一些新波形调制技术(基于多载波调制)被纳入5G的考虑范围之内。其中，基于滤波器组的多载波(FBMC：Filter Bank Multiple Carrier)调制技术成为热点研究对象之一，由于其提供了成型滤波器(Prototype Filter)设计的自由度，可以采用时频域聚焦性(Time/Frequency Localization,TFL)很好的滤波器对传输波形进行脉冲成型，使得传输信号能表现出多种较优的特性，包括不需要CP来对抗ISI从而提高频谱效率,较低的带外泄露从而很好的支持灵活的碎片化频谱接入，以及对频偏不敏感。比较典型的FBMC系统通常使用一种叫做偏置正交幅度调制(OQAM：Offset Quadrature Amplitude Modulation)技术来达到频谱效率最大化，所以通常称为FBMC/OQAM系统，也可称作OFDM/OQAM系统。关于FBMC用于数字通信可以简单参考一篇早期文献“Analysis and Design of OFDM/OQAM Systems Basedon Filter Bank Theory”,IEEE Transactions on Signal Processing,vol.50,no.5,pp.1170-1183,May 2002.
FBMC具有一些OFDM所不具备的好的特性，从而在5G研究中获得关注，不过其本身固有的一些缺点使得其在无线通信系统中应用也存在着不少挑战，这些急需解决的挑战正在被不断的研究中。其中一个显著的问题就是FBMC采用的滤波器会造成时域波形有较长的拖尾效应(Tail Effect)，也叫做转换时间问题(Transition Period Problem)。在上行基于短数据块传输时，如果数据块长度扩展包含拖尾来避免拖尾跟其他数据块的重叠，那么在有效时间内传输的符号数就会减少，这会极大的降低频谱效率，所以有说法是FBMC只适合长数据传输；相反如果数据块长度不包含拖尾，那就意味着拖尾部分跟其他数据块会重叠，处理不好就会造成很大的干扰，从而也会限制频谱效率。除了多用户干扰，在一个时分双工(Time Division Duplexing：TDD)系统中，系统的上下行转换时间也需要适当的增加以避免拖尾效应产生不必要的上下行串扰，这也使得系统的频谱效率进一步降低。另外，在支持数据块跳频(Frequency Hopping)，异步传输等方面，所述拖尾效应也会对系统设计的灵活性以及系统性能带来很大的挑战。目前有的方法就是对信号拖尾部分进行简单截断，从而避免跟其他数据块重叠，但是对波形进行截断会造成信号失真，同样会影响到频谱效率，此外截断的信号频谱会造成扩展，还会增加子载波间干扰(Inter-Carrier-Interference,ICI)，这样的截断不是一种有效的方法。
综上所述，要提升FBMC在5G候选技术中的竞争力，我们除了利用开发其优势外，还需要解决其自身不足，针对5G中特别是IoT场景下的零散短数据块传输(Sporadic Access)的业务模式，我们非常有必要通过有效的方法来解决FBMC拖尾效应所带来的问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对基于数据块传输时的FBMC系统中的拖尾问题，目前尚未有一种非常有效的方法来降低拖尾效应对系统性能带来的影响。为此，本申请提供了一种基于滤波器组多载波通信系统的信号生成、发送和接收方法及其装置，通过数据块结构设计和预处理/预编码等方法，在不截断滤波器组多载波系统信号拖尾的情况下，最大化系统的频谱效率，有效降低由于信号拖尾重叠所带来的数据块间干扰水平，保证用户通信质量。
本发明提供了一种基于滤波器组多载波信号的生成、发送和接收方法，其特征在于，所述方法包括：
一种基于滤波器组的多载波系统的信号发送方法，包括：
根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或三类数据符号上承载的实际数据符号，使三类数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括三类数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n2<n1，n1和n2均为预设的正整数；
发送端将三类数据符号和二类数据符号的实际数据符号与所述用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。
较佳地，所述二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号；
所述三类数据符号上承载的实际数据符号为所述三类数据符号的目标数据符号；
根据所述三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数确定二类数据符号上承载的实际数据符号包括：
根据所述三类数据符号上承载的实际数据符号、所述用户数据块中除二类数据符号和三类数据符号之外的其他相邻OQAM符号对所述三类数据符号造成的固有干扰、三类数据符号各子载波间的自干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，计算所述二类数据符号上承载的实际数据符号，使所述三类数据符号上由实际数据符号、所述固有干扰和自干扰复合而成的实际传输符号等于所述二类数据符号上的目标数据符号和所述三类数据符号上的实际数据符号构成的复数数据符号；所述复数数据符号中的目标数据符号和三类数据符号上的实际数据符号是实虚交替、且对应同一子载波的。
较佳地，所述计算二类数据符号上承载的实际数据符号包括：
对于任一三类数据符号，计算该符号受到的除二类数据符号和所有三类数据符号外的其他相邻OQAM符号的固有干扰，并计算所述任一三类数据符号受到的该三类数据符号所在时域单位上其他相邻子载波上的三类数据符号的自干扰；计算该固有干扰、自干扰和所述任一三类数据符号上实际数据符号之和，并计算所述目标数据符号与所述和之间的差值；
当所述任一三类数据符号的实际数据符号为实数时，对所述差值取虚部，将结果作为所述任一三类数据符号的剩余固有干扰；当所述任一三类数据符号的实际数据符号为虚数时，对所述差值取实部，将结果作为所述任一三类数据符号的剩余固有干扰；
将所有三类数据符号的剩余固有干扰合成为三类数据符号序列的剩余固有干扰，并将其作为二类数据符号序列对所述三类数据符号序列的干扰，根据该干扰和二类数据符号序列对三类数据符号序列的固有干扰系数矩阵，计算各个所述二类数据符号上承载的实际数据符号；其中，所述二类数据符号序列为所述用户数据块中所有二类数据符号的集合，所述三类数据符号序列为所述用户数据块中所有三类数据符号的集合。
较佳地，根据OQAM符号间的固有干扰系数和所述任一三类数据符号，计算所述固有干扰和所述自干扰；其中，所述OQAM符号间的固有干扰系数由调制成OQAM符号时使用的成型滤波器的参数决定。
较佳地，二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号包括三类OQAM符号和三类QAM符号，所述三类QAM符号是所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，所述三类OQAM符号是所述用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号；
所述二类数据符号上承载的实际数据符号为零数据符号；
根据所述三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰确定三类数据符号包括：
根据三类OQAM符号受到的来自第二三类QAM符号的干扰、第一三类QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二三类QAM符号的干扰、第二三类QAM符号受到的来自于相邻三类OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一三类QAM符号的干扰，计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号，使三类OQAM符号上由实际数据符号和来自所述第二三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号等于所述三类OQAM符号的目标数据符号，使三类QAM符号上由第一三类QAM符号与所述来自于第二三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述三类OQAM符号的目标数据符号，使三类QAM符号上由第二三类QAM符号与所述来自于相邻三类OQAM符号的干扰、所述来自于第一三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述二类数据符号的目标数据符号；其中，所述三类QAM符号承载的实际数据符号为复数符号，所述第一三类QAM符号为所述复数符号中与相邻三类OQAM符号有相反实虚交替效果的符号，所述第二三类QAM符号的第二分部为所述复数符号中除第一三类QAM符号之外的符号。
较佳地，所述计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号包括：
根据三类OQAM符号受到的来自第二三类QAM符号的干扰、第一三类QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二三类QAM符号的干扰、第二三类QAM符号受到的来自于相邻三类OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一三类QAM符号的干扰，确定三类QAM符号与三类OQAM符号间的固有干扰相关矩阵D，再根据该固有干扰相关矩阵与第一符号序列相等的关系计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号；其中，第一符号序列为所有三类OQAM符号的目标数据符号、所有三类QAM符号的目标数据符号和所有二类数据符号的目标数据符号构成的符号序列。
较佳地，根据OQAM符号间的固有干扰系数，计算各类干扰；其中，所述OQAM符号间的固有干扰系数由调制成OQAM符号时使用的成型滤波器的参数决定。
较佳地，预先通过下行控制信息配置所述用户数据块所在的时频资源位置。
一种基于滤波器组的多载波系统的信号接收方法，其特征在于，包括：
接收发送端发出的用户数据块，根据所述用户数据块中的当前解调的OQAM符号位置确定符号类型；
若所述当前解调的OQAM符号为二类数据符号，不进行数据解调；
若所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号，则解调出二类数据符号和三类数据符号的目标数据符号；
若所述当前解调的OQAM符号为除所述二类数据符号和三类数据符号之外的其他OQAM符号，则提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号；
其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号。
较佳地，所述二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号；
若所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号，则分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号。
较佳地，二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号包括三类OQAM符号和三类QAM符号，所述三类QAM符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，所述三类OQAM符号占用所述用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号；
若所述当前解调的三类数据符号为三类QAM数据符号，则分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号；
若所述当前解调的三类数据符号为三类OQAM数据符号，则提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号。
一种基于滤波器组的多载波系统的信号发送装置，包括符号计算单元和发送单元；
所述符号计算单元，用于根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或三类数据符号上承载的实际数据符号，使三类数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括三类数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号；
所述发送单元，用于将三类数据符号和二类数据符号的实际数据符号与所述用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。
一种基于滤波器组的多载波系统的信号接收装置，包括类型判断单元和解调单元；
所述类型判断单元，用于接收发送端发出的用户数据块，根据所述用户数据块中的当前解调的OQAM符号位置确定符号类型；
所述解调单元，用于在所述当前解调的OQAM符号为二类数据符号，不进行数据解调；在所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号时，解调出二类数据符号和三类数据符号的目标数据符号；在所述当前解调的OQAM符号为除所述二类数据符号和三类数据符号之外的其他OQAM符号时，提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号；
其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n2<n1，n1和n2均为预设的正整数。
通过上述本申请的处理，在发送多载波信号时，将用户数据块头尾部的若干数据符号划分为二类数据符号，在进行实际数据发送时，通过二类数据符号和与其相邻的三类数据符号间的干扰设计承载的实际数据，使考虑干扰在内的三类数据符号上的复合传输符号包括三类数据符号和二类数据符号应当承载的目标数据符号，这样，在接收端对三类数据符号上的数据进行处理，不仅能够得到三类数据符号上的目标数据符号，还可以得到二类数据符号上的目标数据符号，因此可以不对二类数据符号进行解调。可见，本申请的处理方式能够在不降低数据传输效率的同时，避免拖尾重叠带来的数据块间干扰。
附图说明
图1为一种基于滤波器组的FBMC/OQAM系统的信号生成与发送示意图；
图2为一种基于滤波器组的FBMC/OQAM系统的信号接收与解调示意图；
图3a为FBMC/OQAM基于burst传输时数据块拖尾完全重叠的示意图；
图3b为FBMC/OQAM基于burst传输时数据块拖尾没有重叠的示意图；
图3c为FBMC/OQAM基于burst传输时一种数据块拖尾部分重叠的示意图；
图3d为FBMC/OQAM基于burst传输时另一种数据块拖尾部分重叠的示意图；
图4为FBMC/OQAM基于burst传输时数据块拖尾效应仿真示意图；
图5为基于本申请的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计示意图；
图6为基于本申请实施例一的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计原理示意图；
图7为基于本申请实施例一的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计流程示意图；
图8为基于本申请实施例一中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的干扰计算示意图；
图9为基于本申请实施例一的预处理数据符号的接收与解调示意图；
图10为基于本申请实施例一中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的接收与解调流程示意图；
图11为基于本申请实施例一中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的拖尾效应仿真示意图；
图12为基于本申请实施例二的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计原理示意图；
图13为基于本申请实施例二的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计流程示意图；
图14为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的目标数据符号示意图；
图15为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的固有干扰相关矩阵计算示意图；
图16为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的接收与解调流程示意图；
图17为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的拖尾效应仿真示意图；
图18a为一种基于本申请所述方法的发送端与接收端通信流程示意图；
图18b为另一种基于本申请所述方法的发送端与接收端通信流程示意图；
图19为本申请所述方法在上行多用户场景下的应用示意图；
图20为本申请所述方法在TDD系统中的应用示意图；
图21为本申请实施例四中基站与用户终端间通信以支持上行共享信道跳频的示意图；
图22为本申请实施例四中上行共享信道跳频的原理示意图；
图23示出了适用于实践本申请诸多示例性实施例的实体的简化框图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本申请作进一步详细说明。
采用基于滤波器组多载波技术的调制方式FBMC，可以获得具有更好时频聚焦性的信号波形，例如基于各向同性正交变换算法(Isotropic Orthogonal TransformAlgorithm，IOTA)、基于扩展高斯函数(Extended Gaussian Function，EGF)和欧洲PHYDYAS等原型滤波器函数。FBMC使用时频域聚焦性很好(Time/Frequency Localization,TFL)的成型滤波器对每个子载波的信号进行脉冲成型(Pulse Shaping)，这使得：1)FBMC可以不需要CP也能极大地抑制多径信道带来的ISI,不仅相对OFDM能提供更高的频谱效率和能量效率，同时可以在更大的时间误差下获得良好的接收性能，从而允许非严格同步传输；2)得益于良好的频率聚焦性，FBMC可以在极窄的频率资源内传输信号并保持非常低的带外泄露，从而可以较好的抑制由于多普勒或相位噪声等带来的载波间干扰(ICI)。因此，FBMC在认知无线电、碎片化的频带接入和异步传输等场景中拥有极大的潜力。
为获得FBMC的最高频谱效率，需要使用偏置正交幅度调制(OQAM)技术,称为FBMC/OQAM或OFDM/OQAM。在FBMC/OQAM中，一个QAM符号被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。在接收端，如果不考虑信道的影响，交替提取每个子载波上信号的实部或虚部，即可恢复发送信号，图1为一种基于滤波器组的FBMC/OQAM系统的信号生成与发送原理示意图，从后面的OQAM信号公式表达可以很容易理解各模块的作用。时域连续(Continuous-time)的多载波FBMC/OQAM信号的基带等同形式可以用下面的公式(1)表达：
Figure BDA0000744059690000101
其中：(·)m，n表示频时点(Frequency-Time Point)，am，n为在第n个符号的第m个子载波上发送的实数调制信号，也就是脉冲幅度调制符号(PAM)，am，n为符号周期为τ＝2τ0的复数QAM(Quadrature Amplitude Modulation)符号
Figure BDA0000744059690000106
的实部或虚部值，例如
Figure BDA0000744059690000102
Figure BDA0000744059690000103
和
Figure BDA0000744059690000104
分别为取实虚部操作；j是虚数符，θm，n＝jm+n表示实虚交替；M为偶数表示子载波个数；
Figure BDA0000744059690000105
为发送的符号集合；υ0为子载波间隔；τ0为OQAM的符号周期，即τ0＝τ/2＝1/(2υ0)；g是原型滤波器函数，其时域冲击响应长度一般为τ的K倍，这样的话导致相邻的(2K-1)个符号的时域波形会部分重叠，所以K通常也被称为滤波器的重叠因子(Overlapping Factor)；gm，n(t)为调制am，n的整体合成滤波器函数(SynthesisFilter)。可以看出OQAM的符号率是传统OFDM符号率的2倍并且不附加循环前缀CP，而由于OQAM的调制是实数的，每个OQAM符号的信息量是传统OFDM的一半。也就是说，一个OQAM系统的信号传输效率与一个不带CP的OFDM系统相同。
OQAM的实数域正交性是通过设计原型滤波器函数g来实现的，发送端的合成滤波器函数和接收端的分析滤波器函数的内积(Inner Product)需要满足或者近似满足公式(2)，也就是原型滤波器需要满足：
Figure BDA0000744059690000111
其中*代表复数共轭，<·|·>表示内积，如果m＝m′，n＝n′则δm，m′＝1，δn，n′＝1，否则为0，也就是说如果m≠m′或n≠n′，则内积为纯虚数项，为了描述方便把内积用
Figure BDA0000744059690000112
表示。很显然不同子载波和不同符号之间的信号本身造成的是纯虚部干扰，那么FBMC/OQAM调制的信号s(t)在经过一个无失真(Distortion-free)信道时,对接收的信号用发送合成滤波器(Synthesis Filter,SF)gm，n(t)相匹配的接收分析滤波器(Analysis Filter,AF)
Figure BDA0000744059690000113
按照公式(3)进行简单操作，就可以把原始发送的实数信号am，n完美的重构(PerfectReconstruction,PR)出来，η0是噪声项，紧接着合成复数QAM信号
Figure BDA0000744059690000114
就可以解调出原始数据。
Figure BDA0000744059690000115
图2所示的是一种基于滤波器组的FBMC/OQAM的信号接收与解调示意图，从上面的OQAM解调公式表达可以很容易理解各模块的作用。上述即为目前OQAM符号系统的调制和解调原理。
但在实际的通信系统中，信道不是无失真的。众所周知，信道通常因为多径而呈现频域选择性衰落和/或因为多普勒呈现时间选择性衰落，简单把信道冲击响应表示为
Figure BDA0000744059690000116
||h||为幅度变化，
Figure BDA0000744059690000117
为相位变化，假设信道在单位符号周期和单位子载波带宽上不变，用Hm，n表示信道h(t)在符号n时子载波m上的频域响应，那么接收到的信号可以表示为：
Figure BDA0000744059690000118
毫无疑问，复数信道Hm，n会破坏OQAM的实数域正交性，用解调am0，n0为例，如公式(5)所示，直接对
Figure BDA00007440596900001110
进行取实部操作不能还原
Figure BDA00007440596900001111
而必须进行额外的操作以消除或者最大程度地降低Hm，n对实数域正交性的破坏。
Figure BDA0000744059690000119
公式(5)中的
Figure BDA00007440596900001112
跟原型滤波器的聚焦特性设计相关，所以也称为固有干扰(Intrinsic Interference),原型滤波器函数g的特性使得在(m0，n0)上的固有干扰项中，只有周边有限的(m，n)≠(m0，n0)符号会带来不可忽略的影响而不是所有，也就是纯虚数的
Figure BDA0000744059690000121
只有在有限的(m，n)≠(m0，n0)处其绝对值是比较大的不能忽略，其他的则非常小，近似为零或为零。那么相对噪声而言，后面的那部分完全可以忽略而只需要关注周边有限的那些符号。把不能忽略的(m，n)≠(m0，n0)取值用集合Ω△m，△n＝{(p，q)，|p-m0|≤△m，|q-n0|≤△n}表示(这个集合跟原型滤波器函数的时频聚焦性是对应的)，那么
Figure BDA0000744059690000124
可以进一步改写为：
Figure BDA0000744059690000122
根据公式(5)和(6)，可以很清楚的看出，要想通过简单的频域信道均衡来消除
Figure BDA0000744059690000125
而还原
Figure BDA0000744059690000126
需要满足下面公式(7)中的条件，也就是虽然经过的是时变多径信道，但在Ω△m，△n所代表的局部范围内，信道是相关的，这也就是说原型滤波器的设计是要匹配信道特性的，时频聚焦性越好，那么对应的Ω△m，△n范围就越小，条件(7)就越容易满足。
Figure BDA0000744059690000127
从而公式(5)中所示的经过接收滤波器后的信号，可以近似成公式(8)中所示的形式：
Figure BDA0000744059690000123
那么只要对(m0，n0)处的信道频率响应进行均衡，就可以再通过取实部操作把发送的
Figure BDA0000744059690000128
还原出来。
综上所述，虽然FBMC/OQAM符号在时域上是部分重叠的并且频域子载波也不像OFDM是复数域正交的，OQAM实虚交替和原型滤波器的聚焦性设计使得解调信号输出在满足公式(7)的条件下，也可以通过简单的频域均衡把信道的影响消除，从而恢复实数域正交性，再通过取实部/虚部操作就可以解调出发送的信号。典型的FBMC/OQAM信号的均衡与检测可用下面的公式(9)来表示，其中SINR(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio)表示存在多用户干扰时的信干噪比。
Figure BDA0000744059690000131
对于下行或者上行单个用户传输来说，只要原型滤波器设计能匹配信道的时延拓展(Delay Spread)和/或多普勒频率延展(Doppler Frequency Spread),那么合理的设置子载波间隔和数据传输时间，公式(7)中的条件还是可以基本满足的，从而ICI和ISI可以忽略。然而本发明申请人认为对于FBMC/OQAM的多用户数据块传输，公式(7)中的条件是较难满足的，因为不同用户的信号到达基站所经历的信道一般都是不相关的，所以频域上有重叠的不同用户时域相邻的集合Ω△n＝{|q-n0|≤△n}难以被认为是相关的，这也正是FBMC/OQAM的拖尾在例如上行多用户数据块传输、TDD上下行转换和上行共享信道跳频等场景下需要有效的方案做特别处理的原因。
下面先说明拖尾问题。通信系统资源通常是按照时间频率划分成时间频率资源单元(RE，Resource Unit)，然后把这些最小的时间频率资源单元组成易于调度的基本资源块(RB，Resource Block)。例如通信标准中所说的传输时间间隔(Transmission TimeInterval,TTI)或者子帧(subframe，也称burst)说的就是时间上以基本资源块传输的概念；频域上则以带宽的大小来定义基本资源块的概念，例如若干个子载波，最终用户的数据块是映射到资源块上传输的。OFDM因为采用的是矩形波形，所以在一个资源块上各符号是紧接着排列的并没有重叠，而FBMC/OQAM因为采用的原型滤波器的长度比较长，虽然是每隔τ0发送一个符号，但是每个符号的长度却不是跟OFDM一样跟符号周期吻合而是超过了许多，这样多个符号组成的数据块就会出现前后各有一部分的拖尾。例如，考虑一个系统使用M＝256个子载波，数据块包含28个OQAM符号
Figure BDA0000744059690000132
重复系数为K＝4，滤波器参数使用PHYDYAS滤波器。其时域响应可表示为:
Figure BDA0000744059690000133
1≤l≤Lg-1，Lg＝KM＝1024
此时数据块的时域样点数为(14×M+(K-1)×M+M/2)。相对而言，一个速率相同的不包含CP的OFDM数据块(14个OFDM符号)包含14×M个时域样点。比较两者，OQAM调制方式多出了(K-1)×M+M/2个时域样点，其中(K-1)×M个样点是由于使用了KM个时域样点的成型滤波器的波形造成的，另外M/2个样点为OQAM调制的IQ两路延迟造成的。总体上可以将这些样点看做OQAM的拖尾效应。如果在OQAM数据块两侧各截断(K-1)×M/2+M/4个样点，则OQAM调制的拖尾效应被完全消除。然而，这种截断由于对波形，尤其是靠前和靠后的OQAM符号波形造成较大影响，从而使得数据块的接收性能下降。
图3a给出的是FBMC/OQAM系统在burst传输时，不同用户(用户1和用户2)的数据块间拖尾完全重叠情况的示意图。如图3a所示，每个用户数据块包含若干个OQAM符号,同时也包含了一定长度的拖尾。从图3a可以看到，拖尾效应导致数据块的波形有重叠，如果不同用户数据块在时间上连续发送，也就是不同用户数据块拖尾完全重叠，那么带来的干扰就需要解决；而图3b所给出的是不同用户数据块间拖尾完全没有重叠时的情况，这个时候就需要减少每个数据块中要发送的OQAM符号，或者对不同用户数据块错开相应的拖尾长度进行发送，那么这样就造成了资源的严重浪费；图3c和图3d分别给出的是不同用户数据块间拖尾部分重叠时的情况，在实际设计中可以作为折衷考虑。如图3c所示，不同用户数据块间错开一定的时间进行发送，可以有效地减少不同用户数据块间的拖尾重叠。如图3d所示，不同用户数据块的头尾分别有一个OQAM符号不发送(或者只发零)，也可以有效地减少不同用户数据块间的拖尾重叠。同理，采用如图3c和3d所示的不同用户数据块间拖尾部分重叠的方法，也会造成很大程度的资源浪费。
图4给出了FBMC/OQAM系统中，不同用户数据块间拖尾完全重叠、完全不重叠和部分重叠的仿真结果。从图4中可以看出，拖尾完全重叠情况相比于拖尾完全不重叠情况的误码率性能损失很大。另外，拖尾部分重叠情况(例如图3d中给出的数据块头尾部分各空一个OQAM符号的方法)与拖尾完全不重叠情况相比，在误码率性能方面基本一致。也就是说，不同用户数据块拖尾重叠所带来的数据块间干扰主要来自数据块头尾部分的一个OQAM符号。如果采用如图3d中所示方法对数据块头尾部分的OQAM符号间进行解耦，数据块间由于拖尾重叠所带来的干扰就可以有效的避免，但是会造成资源的浪费，特别是在小包传输的场景下，这种资源浪费就显得尤其严重。
基于上述FBMC/OQAM系统存在的问题，本申请给出一种新的FBMC/OQAM系统的信号发送和接收方法，能够在保证不同用户数据块头尾部分的OQAM符号间解耦的同时，不降低数据的传输效率，以避免资源的浪费。
具体地，本申请提供一种新的数据块结构设计，并基于该数据块结构实现FBMC/OQAM系统的信号发送和接收。图5给出了本申请的FBMC/OQAM系统的数据块结构设计的总体示意图。其中，在用户数据块中配置一类数据符号(例如，可以是图5中的特殊数据符号)、二类数据符号(例如可以是图5中的辅助数据符号)和三类数据符号(例如可以是图5中的预处理符号)，以下均以特殊数据符号、辅助数据符号和预处理数据符号为例进行说明。其中，特殊数据符号包含数据块头尾部分的一个或者多个OQAM符号。特别地，特殊数据符号包括辅助数据符号和预处理数据符号。其中，如图5所示，辅助数据符号包含数据块头尾部分的一个或多个OQAM符号。相应地，如图5所示，预处理数据符号为特殊数据符号中除辅助数据符号之外的其他OQAM符号。在本申请中，辅助数据符号用于对不同用户数据块进行解耦，消除不同用户数据块间干扰。同时，对预处理数据符号进行预处理和/或预编码操作，在保证数据传输效率的同时，消除数据块中的ISI和ICI。
更详细地，为消除不同用户数据块间干扰，接收端不对辅助数据符号进行解调，以避免引入数据块间干扰；而在保证消除不同用户数据块间干扰的同时，为保证数据传输效率不变，需要考虑如何将辅助数据符号的目标数据符号传输到接收端。这里，辅助数据符号的目标数据符号即原本应当在辅助数据符号中携带的数据。本申请中，通过对预处理数据符号进行的处理，使接收端通过对预处理数据符号的解调得到预处理数据符号的目标数据符号和辅助数据符号的目标数据符号，从而保证数据传输效率不变。
而由于对预处理数据符号进行的处理，可能会破坏系统的正交性，因此在数据块内部会产生子载波间干扰ICI和符号间干扰ISI。因此，需要对预处理数据符号和辅助数据符号进行一定的设计，来抵消数据块内部出现的ICI和ISI。
在发送端，根据用户数据块中预处理数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰，确定辅助数据符号或预处理数据符号上承载的实际数据符号，使预处理数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括预处理数据符号的目标数据符号和辅助数据符号的目标数据符号。通过上述设计，在接收端，就可以通过对辅助数据符号的解调获取辅助数据符号和预处理数据符号的目标数据符号。
具体地，本申请中接收端的信号接收方法包括：
接收发送端发出的用户数据块，根据用户数据块中的当前解调的OQAM符号位置确定符号类型；若当前解调的OQAM符号为辅助数据符号，不进行数据解调；若当前解调的OQAM符号为预处理数据符号，则解调出辅助数据符号和预处理数据符号的目标数据符号；若当前解调的OQAM符号为除辅助数据符号和预处理数据符号之外的其他OQAM符号，则提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号。
上述本申请中的信号总体发送和接收方法，可以有两种具体实现方式，对应两种不同的数据块结构设计和相应的数据发送和接收模式。下面通过几个较佳实施例对本申请技术方案进行进一步详细说明。其中，仍以一类数据符号为特殊数据符号、二类数据符号为辅助数据符号和三类数据符号为预处理数据符号为例进行说明。
具体实施例一
图6给出了本申请实施例一所采用的基于FBMC/OQAM系统的数据块结构设计原理示意图。如图6所示，辅助数据符号为数据块头尾部分的第一个和最后一个OQAM符号，即图6中第n个和第n+Lb个OQAM符号。预处理数据符号为数据块头尾部分的第二个和倒数第二个OQAM符号，即图6中第n+1个和第n+Lb-1个OQAM符号。从前面的描述可以知道，OQAM调制是一个实数域正交的系统。即使在无失真信道条件下，发送的实虚交替的信号在接收端也会受到虚实交替的固有干扰，这些固有干扰来自于相邻符号相邻载波上发送的信号。其中，在本申请实施例一中，预处理数据符号上承载的实际数据符号(即调制符号)就是预处理数据符号的目标数据符号；将预处理数据符号上由实际数据符号和受到的干扰构成的实际传输符号(即接收端看到的数据符号)等于辅助数据符号上的目标数据符号和预处理数据符号上的实际数据符号构成的复数数据符号，这里，复数数据符号中的实部和虚部交替为辅助数据符号上的目标数据符号和预处理数据符号上的实际数据符号，即相邻两个子载波上的预处理数据符号，其中一个实部为预处理数据符号的实际数据符号，虚部为辅助数据符号上的目标数据符号，另一个实部为辅助数据符号上的目标数据符号，虚部为预处理数据符号上的实际数据符号。这样，接收端接收到预处理数据符号后，分别提取其实部和虚部就可以得到预处理数据符号上的实际数据符号和辅助数据符号的目标数据符号。
在具体处理过程中，需要通过计算预处理数据符号受到的除辅助数据符号外其他OQAM符号的固有干扰和其自身各子载波间的固有干扰，在给定辅助数据符号的目标数据符号的前提下，计算剩余干扰，并计算得出需要发送的辅助数据符号。
图7给出了基于本申请实施例一中FBMC/OQAM系统的数据块结构设计流程示意图。图8为基于本申请实施例一中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的干扰计算示意图。
下面结合图7和图8，来具体描述图6所示的生成辅助数据符号的方法。
步骤701：确定特殊数据符号，即辅助数据符号和预处理数据符号的数目及其在数据块中的位置。
如上所述，在本申请实施例一中，辅助数据符号为数据块头尾部分的第一个和最后一个OQAM符号；预处理数据符号为数据块头尾部分的第二个和倒数第二个OQAM符号。
下面以数据块尾部的辅助数据符号的计算为例进行说明。
步骤702：计算除辅助数据符号外，预处理数据符号受到来自数据块中其他OQAM符号的固有干扰和预处理数据符号本身各子载波间的固有干扰。
假设发送端在第(m，n)个频时点上调制后的一个实数信号为dm，n(即预处理数据符号的实际数据符号，该数据符号为已知的发送端要发送的原始数据)，则接收端(假设无损信道)在第(m，n)个频时点上将得到：xm，n＝dm，n+j·bm，n，其中：
Figure BDA0000744059690000171
(m′，n′)为与第(m，n)个频时点相邻的频时点索引，dm′，n′为第(m′，n′)个频时点上发送的实数符号，βm′，n′，m，n为OQAM调制下频时点(m′，n′)对频时点(m，n)的固有干扰系数。所述固有干扰系数由所使用的成型滤波器参数决定，可以通过计算或仿真得到，在这里不做具体限制。
Figure BDA0000744059690000172
为所有对频时点(m，n)造成干扰的频时点索引集合。
图8给出了FBMC/OQAM系统中频时点间的固有干扰示意图，也即给出了上述干扰情况的一个示意图。如图8所示，集合
Figure BDA0000744059690000174
中共有8个相邻时频点对dm，n造成干扰。在基于图6给出的基于本申请实施例一所设计的数据块结构中，步骤702为计算除辅助数据符号外，预处理数据符号受到来自数据块中其他OQAM符号的固有干扰和预处理数据符号本身各子载波间的固有干扰。所述固有干扰在图8中用实线箭头指示，其中，假设数据块中第n个OQAM符号为预处理数据符号，第n+1个OQAM符号为辅助数据符号。这里需要注意的是，此时不计算辅助数据符号对预处理数据符号带来的干扰(图8中用虚线箭头指示)，仅假设其为零。另外，假设rm，n为在第(m，n)个频时点上合成的等效复数信号，它包含了原始调制的数据符号以及其所受除辅助数据符号外其他数据符号的干扰和自干扰，则当m为偶数时：
Figure BDA0000744059690000173
或者当m为奇数时：
Figure BDA0000744059690000181
其中，dm′，n′为频时点(m′，n′)上的数据信号，
Figure BDA0000744059690000182
为除辅助数据符号和预处理数据符号各载波外，其他所有对频时点(m，n)造成干扰的频时点索引集合，
Figure BDA0000744059690000183
则为
Figure BDA0000744059690000184
中所有频时点对频时点(m，n)造成的固有干扰，βm+1，n，m， ndm+1，n+βm-1，n，m，ndm-1，n为预处理数据符号产生的自干扰，即预处理数据符号各载波间的固有干扰。
步骤703：根据辅助数据符号上的目标数据符号，计算预处理数据符号应受到的剩余固有干扰。
根据前面所述，原始调制的预处理数据符号的每个子载波上仅为实数或虚数符号。由于步骤702中计算所得的固有干扰，调制后预处理数据符号的每个子载波上变为复数信号rm，n。因此，通过在预处理数据符号所在的子载波上构造干扰，就可以在预处理数据符号的载波资源上重建所需的辅助数据符号上的目标数据符号信息。由于部分固有干扰已经存在(由步骤702计算所得)，所以仅需计算所需的剩余固有干扰：
Figure BDA0000744059690000185
其中Im，n为所需的剩余固有干扰，
Figure BDA0000744059690000186
为辅助数据符号的目标数据符号，该
Figure BDA0000744059690000187
与预处理数据符号上的实际传输符号dm，n为是实虚交替的，若dm，n是实数，则
Figure BDA0000744059690000188
是奇数，若dm，n是虚数，则
Figure BDA0000744059690000189
是实数。因此，基于公式(11)和(12)，可以得到当m为偶数时所需的剩余固有干扰为：
Figure BDA00007440596900001810
和当m为奇数时所需的剩余固有干扰为：
Figure BDA00007440596900001811
步骤704：根据剩余固有干扰，计算相应的辅助数据符号。
在本申请实施例一中，通过辅助数据符号来生成Im，n。结合图6定义
Figure BDA00007440596900001812
为辅助数据符号集合，则其在预处理数据符号上生成的干扰可以写作：
Figure BDA0000744059690000191
其中[e0，n，e1，n，…，eM-1，n]T为辅助数据符号在预处理数据符号上产生的干扰。因此，如果m为偶数时，则令
Figure BDA0000744059690000192
如果m为奇数时，则令
Figure BDA0000744059690000193
就可以通过计算得到：
Figure BDA0000744059690000194
由此可知，当辅助数据符号取值满足公式(17)时，在预处理数据符号所在的各子载波位置上产生的合成复数序列等于目标数据符号序列和原始数据符号序列的复数合成。以上描述主要是针对数据块尾部的辅助数据符号和预处理数据符号展开的。对数据块头部的辅助数据符号和预处理数据符号的操作可以采用类似的方法进行，这里不再赘述。
综上，在本申请实施例一中，辅助数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，预处理数据符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，在预处理数据符号上承载的实际数据符号为预处理数据符号的目标数据符号，即原始调制数据；根据预处理数据符号上承载的实际数据符号、用户数据块中除辅助数据符号和预处理数据符号之外的其他相邻OQAM符号对预处理数据符号造成的固有干扰、预处理数据符号各子载波间的自干扰和辅助数据符号对预处理数据符号的固有干扰系数，计算辅助数据符号上承载的实际数据符号，使预处理数据符号上由实际数据符号、固有干扰和自干扰复合而成的实际传输符号等于辅助数据符号上的目标数据符号和预处理数据符号上的实际数据符号构成的复数数据符号。
优选地，计算辅助数据符号上承载的实际数据符号时，具体计算方式可以包括：
对于任一预处理数据符号A，计算该符号受到的除辅助数据符号和所有预处理数据符号外的其他相邻OQAM符号的固有干扰，并计算该预处理数据符号A受到的该预处理数据符号A所在时域单位上其他相邻子载波上的预处理数据符号的自干扰；计算该固有干扰、自干扰和预处理数据符号A上实际数据符号之和B，并计算辅助数据符号上的目标数据符号与B之间的差值；
对上述结果中的差值进行处理，具体地，当预处理数据符号A的实际数据符号为实数时，对差值取虚部，将结果作为预处理数据符号A的剩余固有干扰；当预处理数据符号A的实际数据符号为虚数时，对差值取实部，将结果作为预处理数据符号A的剩余固有干扰；
按照上述方式计算所有预处理数据符号的剩余固有干扰，并将所有预处理数据符号的剩余固有干扰合成为预处理数据符号序列的剩余固有干扰，并将其作为辅助数据符号序列对预处理数据符号序列的干扰，根据该干扰和辅助数据符号序列对预处理数据符号序列的固有干扰系数矩阵(例如前述矩阵
Figure BDA0000744059690000201
)，计算各个辅助数据符号上承载的实际数据符号；其中，辅助数据符号序列为用户数据块中所有辅助数据符号的集合，预处理数据符号序列为用户数据块中所有预处理数据符号的集合。
在本申请实施例一中，接收端对预处理数据符号采用如图9所示的OQAM解调方法。与传统的如图2所示的OQAM解调方法不同(对接收到的OQAM符号分别进行实部或者虚部提取)，图9所示的解调方法对接收到的预处理OQAM符号分别进行实部和虚部提取操作然后复数合并以恢复目标复数调制数据。结合图10，本申请实施例一中所述方案的接收端解调流程描述如下：
步骤1001：接收端根据已知数据块配置，判断所接收到的OQAM符号是否为辅助数据符号。所述数据块配置信息包括特殊数据符号、辅助数据符号、预处理数据符号等的数目、在数据块中的位置等信息。所述配置可以由发送端或接收端完成，并且通过控制信令的方式，告知接收端或发送端，保证在同一传输时刻，发送端和接收端采用的数据块配置相同。
步骤1002：如果接收到的数据符号为辅助数据符号，则接收端不对所述辅助数据符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
步骤1003：如果接收到的数据符号不是辅助数据符号，则接收端根据已知数据块配置信息判断所述接收数据符号是否为预处理数据符号。
步骤1004：如果接收到的数据符号为预处理数据符号，则接收端采用如图9所示的基于预处理数据符号的接收方法对所述接收符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
具体地，提取预处理数据符号的实部和虚部，将提取出的实部和虚部作为两个独立的数据符号，即预处理数据符号和辅助数据符号的目标数据符号。其中，提取出的与时域相邻OQAM符号实虚效果相反的部分为预处理数据符号的目标数据符号，与时域相邻OQAM符号实虚效果相同的部分为辅助数据符号的目标数据符号。例如，若ym，n-1提取的是实数符号，则预处理数据符号ym，n上提取的实部是辅助数据符号的目标数据符号，提取的虚部是预处理数据符号的目标数据符号。
步骤1005：如果接收到的数据符号不为特殊数据符号，即既不是辅助数据符号也不是预处理数据符号，则接收端采用如图2所示的基于正常数据符号的接收方法对所述接收符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
具体地，提取预处理数据符号的实部或虚部，作为一个数据符号。
图11给出了基于本申请实施例一中所述方法的仿真结果示意图。通过仿真结果可以看出，采用本申请实施例一中所述方法，可以有效降低由数据块拖尾重叠所带来的数据块间干扰。也就是，通过不解调数据块头尾部分的辅助数据符号，达到数据块间解耦，避免数据块间干扰的效果。另外，通过合理设计特殊数据符号并在接收端采取相应操作，可以在避免数据块间干扰的同时，不降低系统的数据传输效率和频谱效率。
具体实施例二
本申请实施例一中给出的基于FBMC/OQAM系统的数据块结构设计、发送与接收方法可以在不降低数据传输效率的同时，有效地降低由数据块间拖尾重叠所带来的数据块间干扰水平。但是在本申请实施例一中，为了能够在预处理数据符号各载波上构造所需剩余固有干扰，辅助数据符号的发射功率会在一定程度上得到放大。由于在本申请实施例一中，辅助数据符号为数据块头尾部分的各一个OQAM符号，虽然通过不解调辅助数据符号可以在很大程度上降低由于数据块间拖尾重叠而带来的干扰，但是由于发射功率的放大，辅助数据符号对数据块中其他数据符号的干扰水平也会随之增大，就会带来系统性能上的损失。针对上述问题，图12给出了本申请实施例二所采用的基于FBMC/OQAM系统的数据块结构设计原理示意图。如图12所示，辅助数据符号为数据块头尾部分的第一个和最后一个OQAM符号，即图12中第n个和第n+Lb个OQAM符号。与实施例一不同，本申请实施例二中的辅助数据符号均采用置零操作，即辅助数据符号上各载波只发送零符号。预处理数据符号为数据块头尾部分的不包含辅助数据符号的一个或者几个OQAM符号(如图12所示)。其中，预处理数据符号又包括预处理QAM符号(也就是三类QAM符号)和预处理OQAM符号(也就是三类OQAM符号)两部分。预处理QAM符号为数据块头尾部分的第二个和倒数第二个OQAM符号，即图12中第n+1个和第n+Lb-1个OQAM符号。需要注意的是，预处理QAM符号的每个载波上发送的实际数据符号(即调制符号)是复数数据符号。预处理OQAM符号为预处理数据符号中不包括预处理QAM符号的其他OQAM符号，预处理OQAM符号的每个载波上发送的是实数或虚数符号。由于OQAM调制是一个实数域正交的系统，即发送的实虚交替的信号在无失真信道条件下也会受到虚实交替的固有干扰，这些固有干扰来自于相邻符号相邻载波上发送的信号，因此，在本申请实施例二中，通过预处理QAM符号和预处理OQAM符号上承载的实际数据符号的设计，使预处理OQAM符号上计入干扰在内的实际传输符号(即不考虑信道干扰情况下接收端看到的预处理OQAM符号)为预处理OQAM符号的目标数据符号，使预处理QAM符号上计入干扰在内的实际传输复数符号(即不考虑信道干扰情况下接收端看到的预处理QAM复数符号)中的实虚两部分为预处理QAM符号的目标数据符号和辅助数据符号的目标数据符号。
具体地，需要通过计算预处理QAM符号和预处理OQAM符号各载波间的固有干扰相关矩阵，在给定预处理QAM符号、预处理OQAM符号和辅助数据符号的目标数据符号的前提下，计算得出需要发送的预处理数据符号。
图13给出了基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统的数据块结构设计流程示意图。图14为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的目标数据符号示意图。图15为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的预处理数据符号间固有干扰相关矩阵计算示意图。
下面结合图13、图14和图15，来具体描述图12所示的生成预处理数据符号(包括预处理QAM符号和预处理OQAM符号)的方法。
步骤1301：确定特殊数据符号，即辅助数据符号和预处理数据符号包括预处理QAM符号和预处理OQAM符号的数目及其在数据块中的位置。
如上所述，在本申请实施例二中，辅助数据符号为数据块头尾部分的第一个和最后一个OQAM符号，并且对辅助数据符号进行置零操作。预处理数据符号为数据块头尾部分不包含辅助数据符号的一个或几个OQAM符号。在本申请实施例二中，预处理数据符号所包含的OQAM符号的数目和位置可以通过发送端或者接收端进行配置。特别地，预处理QAM符号为预处理数据符号头尾部分的各一个OQAM符号。需要注意的是，在本申请实施例二中，预处理QAM符号的各载波上发送的是复数数据符号。预处理OQAM符号为预处理数据符号中不包括预处理QAM符号的其他OQAM符号，预处理OQAM符号的各载波上发送的是PAM(实数符号)信号。
步骤1302：计算预处理数据符号，即预处理QAM符号和预处理OQAM符号各载波间的固有干扰相关矩阵。
图14为基于本申请实施例二中FBMC/OQAM系统数据块结构设计的一个示意图。如 图14所示，所考虑的辅助数据符号为数据块尾部的倒数第一个OQAM符号，即第n+1个OQAM符 号。预处理数据符号包括数据块尾部的倒数第二个和倒数第三个OQAM符号，即第n个和第n- 1个OQAM符号。结合之前的描述，则预处理QAM符号为第n个OQAM符号，预处理OQAM符号为第 n-1个OQAM符号。为简化原理描述，这里只考虑预处理数据符号包含两个OQAM符号的情形。 需要说明的是，本申请实施例二中所述方法可以很容易地扩展到预处理数据符号包含两个 以上OQAM符号的情形。另外，图14也示出了和预处理OQAM符号、预处理QAM符号和辅助数据 符号相对应的目标数据符号序列，分别为
Figure BDA0000744059690000231
和
Figure BDA0000744059690000232
在本申请实施例二中，由于预处理QAM符号各载波上发送的为复数数据符号，则如 图15所示，预处理数据符号各载波间会产生串扰。假设
Figure BDA0000744059690000233
为预处理OQAM符 号集合，
Figure BDA0000744059690000234
为预处理QAM符 号集合。结合图15可以看出，预处理OQAM符号各载波除了会受到预处理QAM符号外其他OQAM 符号和预处理OQAM符号自身的实部或虚部固有干扰外，还会受到预处理QAM符号上各载波 的实部和虚部干扰。假设rm，n-1为预处理OQAM符号中第(m，n-1)个频时点上合成的等效复数 信号，它包含了原始调制的数据符号以及其所受的干扰，则当m为偶数时：
Figure BDA0000744059690000235
或者当m为奇数时：
rm，n-1＝j·(xm，n-1+Λm，n-1)+(Φm，n-1+Ψm，n-1+Ξm，n-1) (19)
其中，dm′，n′为频时点(m′，n′)上的数据信号，
Figure BDA0000744059690000236
为除辅助数据符号和预处理数据符号外，其他所有对频时点(m，n-1)造成虚部或实部干扰的频时点索引集合，Ψm，n-1则为
Figure BDA0000744059690000241
中所有频时点对频时点(m，n-1)造成的虚部或实部干扰，Ξm，n-1为预处理OQAM符号中其他所有频时点对频时点(m，n-1)产生的自干扰，即子载波间的固有虚部或实部干扰，Φm，n-1为预处理QAM符号各载波对预处理OQAM符号中频时点(m，n-1)产生的虚部或实部干扰，Λm，n-1为预处理QAM符号各载波对预处理OQAM符号中频时点(m，n-1)产生的实部或虚部干扰。在接收端，由于需要对预处理OQAM符号各载波进行交替提取实虚部操作，因此在无失真信道条件下，预处理OQAM符号各载波受到的固有干扰只为{Λm，n-1}。在图15中，{Λm，n-1}由实线箭头示出。
下面继续结合图15，给出预处理QAM符号中各载波所受干扰分析。为方便原理描 述，首先定义第一预处理QAM符号序列(也就是第一三类QAM符号序列)和第二预处理QAM符 号序列(也就是第二三类QAM符号序列)。由于预处理QAM符号各载波上发送的是复数数据符 号，因此第一预处理QAM符号序列定义为预处理QAM符号各载波上发送的与相邻预处理OQAM 符号各载波上发送符号有相反实虚交替效果的符号，即本申请实施例二中的
Figure BDA0000744059690000243
序列。第二预处理QAM 符号序列定义为预处理QAM符号各载波上发送的与相邻预处理OQAM符号各载波上发送符号 有相同实虚交替效果的符号，即本申请实施例二中的
Figure BDA0000744059690000244
序列。显而易见地，和 在预处理QAM符号各载波上合成复数数据符号序列
假设
Figure BDA0000744059690000248
为第一预处理QAM符号中第(m，n)个频时点上合成的等效复数信号，它包含了原始调制的数据符号以及其所受的干扰，则当m为偶数时：
Figure BDA0000744059690000249
当m为奇数时：
Figure BDA00007440596900002410
其中，dm′，n′为频时点(m′，n′)上的数据信号，
Figure BDA00007440596900002411
为除辅助数据符号和预处理数据符号外，其他所有对第一预处理QAM符号中频时点(m，n)造成实部或虚部干扰的频时点索引集合，
Figure BDA00007440596900002412
则为
Figure BDA00007440596900002413
中所有频时点对第一预处理QAM符号中频时点(m，n)造成的实部或虚部干扰，
Figure BDA0000744059690000251
为第一预处理QAM符号中其他所有频时点对频时点(m，n)产生的自干扰，即子载波间的实部或虚部干扰，
Figure BDA0000744059690000252
为预处理OQAM符号各载波对第一预处理QAM符号中频时点(m，n)产生的实部或虚部干扰，
Figure BDA0000744059690000253
为第二预处理QAM符号各载波对第一预处理QAM符号中频时点(m，n)产生的虚部或实部干扰。在接收端，由于需要对第一预处理QAM符号各载波进行交替提取实虚部操作，因此在无失真信道条件下，第一预处理QAM符号各载波受到的固有干扰只为
Figure BDA0000744059690000254
在图15中，
Figure BDA0000744059690000255
由实线箭头示出。
假设
Figure BDA0000744059690000256
为第二预处理QAM符号中第(m，n)个频时点上合成的等效复数信号，它包含了原始调制的数据符号以及其所受的干扰，则当m为偶数时：
Figure BDA0000744059690000257
当m为奇数时：
Figure BDA0000744059690000258
其中，dm′，n′为频时点(m′，n′)上的数据信号，
Figure BDA0000744059690000259
为除辅助数据符号和预处理数据符号外，其他所有对第二预处理QAM符号中频时点(m，n)造成实部或虚部干扰的频时点索引集合，
Figure BDA00007440596900002510
则为
Figure BDA00007440596900002511
中所有频时点对第二预处理QAM符号中频时点(m，n)造成的实部或虚部干扰，
Figure BDA00007440596900002512
为第二预处理QAM符号中其他所有频时点对频时点(m，n)产生的自干扰，即子载波间的虚部或实部干扰，
Figure BDA00007440596900002513
为预处理OQAM符号各载波对第二预处理QAM符号中频时点(m，n)产生的实部或虚部干扰，
Figure BDA00007440596900002514
为第一预处理QAM符号各载波对第二预处理QAM符号中频时点(m，n)产生的实部或虚部干扰。在接收端，由于需要对第二预处理QAM符号各载波进行交替提取实虚部操作，因此在无失真信道条件下，第二预处理QAM符号各载波受到的固有干扰为
Figure BDA00007440596900002515
和
Figure BDA00007440596900002516
在图15中，
Figure BDA00007440596900002517
和
Figure BDA00007440596900002518
分别由实线箭头示出。
基于公式(18)～(23)并结合图15，预处理OQAM符号和预处理QAM符号间的固有干扰相关矩阵可以计算出来，表示为：
Figure BDA00007440596900002519
其中，
Figure BDA0000744059690000261
Figure BDA0000744059690000262
Figure BDA0000744059690000263
IM为M×M的单位矩阵，OM为M×M的零矩阵，并且：
Figure BDA0000744059690000264
Figure BDA0000744059690000265
Figure BDA0000744059690000266
Figure BDA0000744059690000267
Figure BDA0000744059690000268
步骤1303：根据预处理OQAM符号、预处理QAM符号和辅助数据符号的目标数据符号以及步骤1302中计算所得的预处理OQAM符号和预处理QAM符号的固有干扰相关矩阵，计算需要发送的预处理OQAM符号和预处理QAM符号(即预处理OQAM符号的实际数据符号和预处理QAM符号的实际数据符号)。
具体地，目标PAM(实数)数据符号可以表示为
Figure BDA0000744059690000269
和前述得到的固有干扰矩阵D与上述三个目标PAM 数据符号组成的目标数据符号序列有相等的关系，因此令
Figure BDA00007440596900002611
可以得到：
Figure BDA00007440596900002612
当m为偶数时，令
Figure BDA0000744059690000271
当m为奇数时，则 令
Figure BDA0000744059690000272
最后，得到预处理OQAM符号和预处理 QAM符号分别为和以上描述主要是针对数据块尾部的辅助数据符号和预处 理数据符号展开的。对数据块头部的辅助数据符号和预处理数据符号的操作可以采用类似 的方法进行，这里不再赘述。
综上，本申请实施例二中，辅助数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，预处理QAM符号占用用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，预处理OQAM符号占用用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号。辅助数据符号上承载的实际数据符号为零数据符号，然后，根据预处理OQAM符号受到的来自第二预处理QAM符号的干扰、第一预处理QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二预处理QAM符号的干扰、第二预处理QAM符号受到的来自于相邻预处理OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一预处理QAM符号的干扰，计算在预处理OQAM符号和预处理QAM数据符号上承载的实际数据符号，使预处理OQAM符号上由实际数据符号和来自所述第二预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号等于所述预处理OQAM符号的目标数据符号，使预处理QAM符号上由第一预处理QAM符号与所述来自于第二预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述预处理OQAM符号的目标数据符号，使预处理QAM符号上由第二预处理QAM符号与所述来自于相邻预处理OQAM符号的干扰、所述来自于第一预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述辅助数据符号的目标数据符号。
优选地，计算预处理QAM符号和预处理OQAM符号上的实际数据符号时具体方式可以包括：
根据预处理OQAM符号受到的来自第二预处理QAM符号的干扰、第一预处理QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二预处理QAM符号的干扰、第二预处理QAM符号受到的来自于相邻预处理OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一预处理QAM符号的干扰，确定预处理QAM符号与预处理OQAM符号间的固有干扰相关矩阵D，再根据该固有干扰相关矩阵与第一符号序列相等的关系计算在预处理OQAM符号和预处理QAM数据符号上承载的实际数据符号；其中，第一符号序列为所有预处理OQAM符号的目标数据符号、所有预处理QAM符号的目标数据符号和所有辅助数据符号的目标数据符号构成的符号序列。
另外，本申请实施例二只考虑了预处理数据符号包含两个OQAM符号的情形。需要说明的是，本申请实施例二中所述方法可以很容易地扩展到预处理数据符号包含两个以上OQAM符号的情形。
下面结合图16，对本申请实施例二中所述方案的接收端解调流程描述如下：
步骤1601：接收端根据已知数据块配置，判断所接收到的OQAM符号是否为辅助数据符号。所述数据块配置信息包括特殊数据符号、辅助数据符号、预处理数据符号等的数目、在数据块中的位置等信息。所述配置可以由发送端或接收端完成，并且通过控制信令的方式，告知接收端或发送端，保证在同一传输时刻，发送端和接收端采用的数据块配置相同。
步骤1602：如果接收到的数据符号为辅助数据符号，则接收端不对所述辅助数据符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
步骤1603：如果接收到的数据符号不是辅助数据符号，则接收端根据已知数据块配置信息判断所述接收数据符号是否为预处理数据符号。
步骤1604：如果接收到的数据符号不为特殊数据符号，即既不是辅助数据符号也不是预处理数据符号，则接收端采用如图2所示的基于正常数据符号的接收方法对所述接收符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
步骤1605：如果接收到的数据符号为预处理数据符号，则接收端根据已知数据块配置信息判断所述接收数据符号是否为预处理QAM符号，如果所述接收数据符号不为预处理QAM符号，即所述接收数据符号为预处理OQAM符号，则接收端采用如图2所示的基于正常数据符号的接收方法对所述接收符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
步骤1606：如果接收到的数据符号为预处理QAM符号，则接收端采用如图9所示的基于复数数据符号的接收方法对所述接收符号进行检测、信道均衡、解调等操作。
具体地，提取预处理QAM数据符号的实部和虚部，将提取出的实部和虚部作为两个独立的数据符号，即预处理QAM数据符号和辅助数据符号的目标数据符号。其中，提取出的与时域相邻的预处理OQAM符号实虚效果相反的部分为预处理QAM符号的目标数据符号，与时域相邻的预处理OQAM符号实虚效果相同的部分为辅助数据符号的目标数据符号。例如，若预处理OQAM符号ym，n-1提取的是实数符号，则预处理QAM符号ym，n上提取的实部是辅助数据符号的目标数据符号，提取的虚部是预处理QAM符号的目标数据符号。
图17给出了基于本申请实施例二中所述方法的仿真结果示意图。通过仿真结果可以看出，采用本申请实施例二中所述方法，可以在不降低系统数据传输效率和频谱效率的同时，有效地降低由数据块拖尾重叠所带来的数据块间干扰。特别地，通过比较图17和图11中所示结果可以发现，本申请实施例二中所述方法比本申请实施例一中所述方法有着更好的系统误码率性能，更加接近数据块间完全没有拖尾重叠时的系统性能。
具体实施例三
本申请实施例一和二分别详细介绍了本申请发明的解决FBMC/OQAM系统在数据块发送过程中的拖尾重叠问题。本申请实施例三进一步给出了基于上述方法的发送端与接收端间的通信过程及其在多用户上行通信和TDD上下行通信中的应用。
图18a为一种基于本申请所述方法的发送端与接收端通信过程示意图。如图18a所示，主要包含以下步骤：
步骤1801a：发送端根据数据块类型、可用时频资源等系统配置信息，配置数据块发送模式及相应参数。其中，所述数据块发送模式包括如实施例一、二中所述的数据块结构设计及发送模式、传统OQAM数据块发送模式等。特别地，所述实施例一、二中数据块结构设计及发送模式配置包括特殊数据符号即预处理数据符号和辅助数据符号在数据块中的位置、数目等信息。另外，所述参数信息包括发射功率、调制编码方式等。
步骤1802a：发送端发送配置完毕的数据块给接收端。
步骤1803a：发送端发送步骤1801a中的数据块配置模式及相应参数给接收端，保证接收端使用与发送端相同的数据块配置信息及参数解调经过特殊配置的数据块。
步骤1804a：接收端根据接收到的数据块配置模式及参数信息，对接收到的数据块进行解调。所述解调方法包括如实施例一、二中给出的解调方法、传统的如图2所示的OQAM系统接收及解调方法等。
图18b为另一种基于本申请所述方法的发送端与接收端通信过程示意图。如图18b所示，主要包含以下步骤：
步骤1801b：接收端根据发送端的数据块类型、资源调度请求、可分配时频资源等系统配置信息，配置数据块发送模式及相应参数。其中，所述数据块发送模式包括如实施例一、二中所述的数据块结构设计及发送模式、传统OQAM数据块发送模式等。特别地，所述实施例一、二中数据块结构设计及发送模式配置包括特殊数据符号即预处理数据符号和辅助数据符号在数据块中的位置、数目等信息。另外，所述参数信息包括发射功率、调制编码方式等。
步骤1802b：接收端将步骤1801b中确定的数据块配置模式及参数信息发送给发送端。
步骤1803b：发送端根据接收到的数据块配置模式及参数信息对数据块进行特殊配置，保证发送端与接收端采用相同的数据块配置模式及参数信息对数据块进行调制与解调。
步骤1804b：接收端根据步骤1801b中确定的数据块配置模式及参数信息，对接收到的数据块进行解调。所述解调方法包括如实施例一、二中给出的解调方法、传统的如图2所示的OQAM系统接收及解调方法等。
基于以上的数据块结构设计和通信流程设计，就可以大大提升一个无线通信系统，尤其是上行多用户系统或者TDD系统的频谱效率。图19为一个上行多用户传输场景示意图。如图19所示，为了提升数据传输效率，多用户数据块在时间上连续被连续调度发送。但是，由于拖尾效应带来的数据块间拖尾重叠，会引入很强的数据块间干扰。如果不采用合适有效的解决块间干扰的方法或机制，就会严重降低系统的频谱效率和接收可靠性。而采用本申请所提的数据块结构设计、发送及接收方法，就可以有效地通过辅助数据符号重叠来建立数据块间的保护区间，从而达到对不同用户数据块解耦的效果，大幅降低不同用户数据块间拖尾重叠所带来的干扰水平。同时通过联合设计辅助数据符号和预处理数据符号来保证系统的数据传输效率，提升频谱利用率。
此外，如图20所示，本申请所述方案也可以很好地应用在TDD系统中。在TDD系统中，下行和上行时隙转换需要设置保护带以避免上下行之间的串扰。由于拖尾效应的影响，上下行之间的串扰会更加严重，情况也会更加复杂，会加长对保护带长度的需求，从而降低频谱利用率。如果将本申请所述的数据块结构设计、发送及接收方法应用在下行数据块的末尾符号和上行数据块的起始符号，则可以有效地避免上下行时隙转换时产生的串扰，从而提高系统频谱利用率。
具体实施例四
本申请实施例四进一步给出了本申请所述方法在上行共享信道跳频中的应用。图21为本申请实施例四中基站与用户终端间通信以支持上行共享信道跳频的示意图。如图21所示，基站所服务的小区中存在有四个用户终端期望与基站建立通信链路。在用户终端与基站建立上行共享信道(PUSCH：Physical Uplink Shared Channel)前，基站需要通过下行控制信道(PDCCH：Physical Downlink Control Channel)中的下行控制信息(DCI：Downlink Control Information)所承载的必要调度信息，控制用户终端相应的上行传输方式。其中，在现行的LTE系统中，下行控制信息格式0(DCI format 0)中包含了用于触发和控制PUSCH跳频的信息。通过上述信息，用户终端在相应的时频资源上进行跳频，获得频率分集增益。
在本申请所提方案中，为了避免由于用户数据块连续传输所产生的数据块间拖尾重叠，可以对用户数据块的结构、发送与接收方法进行特殊设计。另外，在上行PUSCH跳频系统中，同一用户数据块会在不同的时频资源上受到来自其他不同用户数据块拖尾效应的影响。因此，可以在用户数据块头尾部分采用本申请实施例一、二中所述方法，并可以采用本申请实施例三中的通信流程，这种情况下，需要额外的下行控制信令以支持FBMC/OQAM在上行共享信道跳频中的应用。具体地，所述额外的下行控制信令包括用户数据块中需要进行如本申请实施例一和/或二中所述的数据块结构设计、发送与接收方法的时频资源索引。
图22给出了本申请实施例四中PUSCH跳频的原理示意。结合图21和图22可以看到，基站所服务小区中的四个用户根据下行控制信道中下行控制信息的指示，在相应的时频资源上完成PUSCH跳频。特别地，如果不采用任何方法，这四个用户的数据块会在不同的时频资源上受到来自不同用户数据块的拖尾重叠干扰。用(x，y)来表示资源块索引和时隙索引集合。那么，例如，用户2数据块会在(5，0)、(8，0)、(9，2)和(10，2)的头尾部分分别受到来自用户3和用户1数据块的干扰；而其在其他资源块和时隙资源索引的头尾部分，例如(6，0)、(7，0)和(10，3)等，不受到任何用户任何数据块的拖尾干扰。因此，针对本申请实施例四中的用户2，基站需要通过下行控制信息通知用户2在其所发送的数据块的相应时频资源的头尾部分，采用如本申请实施例一和/或二中所述方法，通过辅助数据符号重叠建立数据块间的保护区间，从而在最大程度上避免了不同用户数据块间由于拖尾重叠所带来的块间干扰。同理，针对本申请实施例四中的用户1、3和4，基站也需要通过下行控制信道中的下行控制信息，来配置所发送数据块相应时频资源头尾部分的结构、发送与接收方法。
上述即为本申请中FBMC/OQAM系统的信号发送和接收方法的具体实现。通过上述方法，能够在保证数据传输效率不变的前提下，避免拖尾重叠带来的数据块间干扰。在上面的描述中是以一类数据符号称特殊数据符号、二类数据符号称为辅助数据符号和三类数据符号称为预处理数据符号为例进行说明的，在实际应用中，一类数据符号、二类数据符号和三类数据符号只是用于指代相同特点的数据符号，具体名称不限于此。
本申请还提供FBMC/OQAM系统中的信号发送装置和信号接收装置，可以分别用于对应实施上述信号发送方法和信号接收方法。
具体地，信号发送装置包括符号计算单元和发送单元。
其中，符号计算单元，用于根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对预处理数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或预处理数据符号上承载的实际数据符号，使预处理数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括预处理数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；其中，一类数据符号是位于用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，预处理数据符号是一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号；
发送单元，用于将预处理数据符号和二类数据符号的实际数据符号与用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。
在下面的描述中，仍以一类数据符号称特殊数据符号、二类数据符号称为辅助数据符号和三类数据符号称为预处理数据符号为例进行说明。
优选地，对应实施例一中的发送方法，信号发送装置中可以进一步包括配置单元，用于将辅助数据符号配置为占用用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，将预处理数据符号配置为占用用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号；相应地，
符号计算单元，确定预处理数据符号上承载的实际数据符号为所述预处理数据符号的目标数据符号；根据预处理数据符号上承载的实际数据符号、用户数据块中除辅助数据符号和预处理数据符号之外的其他相邻OQAM符号对预处理数据符号造成的固有干扰和预处理数据符号各子载波间的自干扰，计算辅助数据符号上承载的实际数据符号，使预处理数据符号上由实际数据符号、上述固有干扰和自干扰复合而成的实际传输符号等于所述辅助数据符号上的目标数据符号和预处理数据符号上的实际数据符号构成的复数数据符号；其中，复数数据符号中的目标数据符号和预处理数据符号上的实际数据符号是实虚交替、且对应同一子载波的。
更详细地，符号计算单元在计算辅助数据符号上承载的实际数据符号时，可以对于任一预处理数据符号，计算该符号受到的除辅助数据符号和所有预处理数据符号外的其他相邻OQAM符号的固有干扰，并计算所述任一预处理数据符号受到的该预处理数据符号所在时域单位上其他相邻子载波上的预处理数据符号的自干扰；计算该固有干扰、自干扰和所述任一预处理数据符号上实际数据符号之和，并计算所述目标数据符号与所述和之间的差值；
当所述任一预处理数据符号的实际数据符号为实数时，对所述差值取虚部，将结果作为所述任一预处理数据符号的剩余固有干扰；当所述任一预处理数据符号的实际数据符号为虚数时，对差值取实部，将结果作为所述任一预处理数据符号的剩余固有干扰；
将所有预处理数据符号的剩余固有干扰合成为预处理数据符号序列的剩余固有干扰，并将其作为辅助数据符号序列对所述预处理数据符号序列的干扰，计算各个所述辅助数据符号上承载中的实际数据符号；其中，辅助数据符号序列为用户数据块中所有辅助数据符号的集合，预处理数据符号序列为用户数据块中所有预处理数据符号的集合。
优选地，对应于实施例二中的发送方法，信号发送装置中可以进一步包括配置单元，用于将辅助数据符号配置为占用用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，将预处理数据符号配置为包括预处理OQAM符号和预处理QAM符号，其中，预处理QAM符号是用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，预处理OQAM符号是所述用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号；相应地，
符号计算单元，确定辅助数据符号上承载的实际数据符号为零数据符号；根据预处理OQAM符号受到的来自第二预处理QAM符号的干扰、第一预处理QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二预处理QAM符号的干扰、第二预处理QAM符号受到的来自于相邻预处理OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一预处理QAM符号的干扰，计算在预处理OQAM符号和预处理QAM数据符号上承载的实际数据符号，使预处理OQAM符号上由实际数据符号和来自所述第二预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号等于所述预处理OQAM符号的目标数据符号，使预处理QAM符号上由第一预处理QAM符号与来自于第二预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为预处理OQAM符号的目标数据符号，使预处理QAM符号上由第二预处理QAM符号与来自于相邻预处理OQAM符号的干扰、来自于第一预处理QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述辅助数据符号的目标数据符号；其中，预处理QAM符号承载的实际数据符号为复数符号，第一预处理QAM符号为上述复数符号中与相邻预处理OQAM符号有相反实虚交替效果的符号，第二预处理QAM符号的第二分部为所述复数符号中除第一预处理QAM符号之外的符号。
更详细地，符号计算单元在计算预处理OQAM符号和预处理QAM数据符号上承载的实际数据符号时，可以根据预处理OQAM符号受到的来自第二预处理QAM符号的干扰、第一预处理QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二预处理QAM符号的干扰、第二预处理QAM符号受到的来自于相邻预处理OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一预处理QAM符号的干扰，确定预处理QAM符号与预处理OQAM符号间的固有干扰相关矩阵D，再根据该固有干扰相关矩阵与第一符号序列相等的关系计算在预处理OQAM符号和预处理QAM数据符号上承载的实际数据符号；其中，第一符号序列为所有预处理OQAM符号的目标数据符号、所有预处理QAM符号的目标数据符号和所有辅助数据符号的目标数据符号构成的符号序列。
另外，信号发送单元还可以进一步包括用户数据块配置单元，用于接收预先通过下行控制信息配置的用户数据块所在的时频资源位置，从而确定用于进行上述处理的用户数据块的位置。
上述即为本申请中信号发送装置的具体实现。本申请中信号接收装置可以包括类型判断单元和解调单元。
其中，类型判断单元，用于接收发送端发出的用户数据块，根据所述用户数据块中的当前解调的OQAM符号位置确定符号类型；
解调单元，用于在当前解调的OQAM符号为二类数据符号，不进行数据解调；在当前解调的OQAM符号为三类数据符号时，解调出二类数据符号和三类数据符号的目标数据符号；在当前解调的OQAM符号为除所述二类数据符号和三类数据符号之外的其他OQAM符号时，提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号；其中，一类数据符号是位于用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，二类数据符号是一类数据符号中头部和尾部的前n2个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n2<n1，n1和n2均为预设的正整数。
优选地，对应于实施例一中的信号接收方法，信号接收装置可以进一步包括配置单元，用于将二类数据符号配置为占用用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，将三类数据符号配置为占用用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号。
在下面的描述中，仍以一类数据符号称特殊数据符号、二类数据符号称为辅助数据符号和三类数据符号称为预处理数据符号为例进行说明。
基于上述配置，若类型判断单元确定当前解调的OQAM符号为预处理数据符号，则解调单元分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号。
优选地，对应于实施例二中的信号接收方法，信号接收装置可以进一步包括配置单元，用于将二类数据符号配置为占用用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，预处理数据符号包括预处理OQAM符号和预处理QAM符号，将预处理QAM符号配置为占用用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，将预处理OQAM符号配置为占用用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号。
基于上述配置，若类型判断单元确定当前解调的预处理数据符号为预处理QAM数据符号，则解调单元分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号；若类型判断单元确定当前解调的预处理数据符号为预处理OQAM数据符号，则解调单元提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号。
在实际应用中，上述信号发送装置和信号接收装置可以位于实体物理设备中。图23示出了适合于实践本申请的诸多示例性实施例的实体2300的简化框图。实体2300可以配置成发射端设备，例如发射机，也可以配置成接收端设备，例如接收机，也可以同时具有发射和接收功能，例如收发机。
如图23所示，实体2300包括处理器2301，耦合到处理器2301的存储器2302，以及耦合到处理器2301的适合的射频(RF)天线2304。存储器2302存储程序2303。天线2304适合于双向无线通信。注意，图23中只示出了一个天线2304，在实践中可能具有多个天线。实体2300可以经由数据路径耦合到一个或多个外部网络或系统，诸如互联网。
程序2303可以包括程序指令，当这些程序指令由关联的处理器2301执行时，其使得实体2300按照本申请各示例性实施例进行操作，也就是相当于上述信号发送装置和信号接收装置。
本申请的实施例可以通过实体2300的处理器2301可执行的计算机软件来实现，或者通过硬件来实现，或者通过软件与硬件的组合来实现。
存储器2302可以是适合于本地技术环境的任何合适类型的存储器，并且可以使用任何合适的数据存储技术来实现，诸如基于半导体的存储设备和系统，磁性存储设备和系统，光存储设备和系统，固定存储器和可移动存储器，这些仅作为非限制性的示例。尽管在实体2300中只示出了一个存储器，在实体2300中可以存在多个物理上独立的存储单元。处理器2301可以是适合于本地技术环境的任何合适类型的处理器，并且可以包括以下中的一个或多个：通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)和基于多核处理器架构的处理器，这些仅作为非限制性的示例。
当实体2300配置为发射端设备时，在一些实施例中，处理器2301配置用于生成OQAM信号，天线2304配置用于发射OQAM信号。
当实体2300配置为接收端设备时，在一些实施例中，天线2304配置用于接收OQAM信号，处理器2301配置用于对OQAM信号进行解调和各种与发射端对应的逆操作。
应当理解，包含在实体2300中的各单元被配置用于实践本文公开的示例性实施例。因此，上面结合图5-22描述的操作和特征也适用于实体2300及其中的单元，在此省略其详细描述。
描述于本申请实施例中所涉及到的单元或模块可以通过软件的方式实现，也可以通过硬件的方式来实现。所描述的单元或模块也可以设置在处理器中，例如，可以描述为：一种处理器包括数据块预处理操作单元。其中，这些单元或模块的名称在某种情况下并不构成对该单元或模块本身的限定，例如，数据块预处理单元还可以被描述为“用于对数据块中符号进行预处理操作的单元”。
作为另一方面，本申请还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是基站或用户设备中所包含的计算机可读存储介质；也可以是单独存在，未装配入设备中的计算机可读存储介质。计算机可读存储介质存储有一个或者一个以上程序，所述程序被一个或者一个以上的处理器用来执行描述于本申请的基于滤波器组的信号发送方法或接收方法。
以上描述仅为本申请的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本申请中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本申请中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。

Claims (13)

1.一种基于滤波器组的多载波系统的信号发送方法，其特征在于，包括：
根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻偏置正交幅度调制OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或三类数据符号上承载的实际数据符号，使三类数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括三类数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n1为预设的正整数，n1最大为用户数据块长度的一半；
发送端将三类数据符号和二类数据符号的实际数据符号与所述用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，三类数据符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号；
所述三类数据符号上承载的实际数据符号为所述三类数据符号的目标数据符号；
根据所述三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数确定二类数据符号上承载的实际数据符号包括：
根据所述三类数据符号上承载的实际数据符号、所述用户数据块中除二类数据符号和三类数据符号之外的其他相邻OQAM符号对所述三类数据符号造成的固有干扰、三类数据符号各子载波间的自干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，计算所述二类数据符号上承载的实际数据符号，使所述三类数据符号上由实际数据符号、所述固有干扰和自干扰复合而成的实际传输符号等于所述二类数据符号上的目标数据符号和所述三类数据符号上的实际数据符号构成的复数数据符号；所述复数数据符号中的目标数据符号和三类数据符号上的实际数据符号是实虚交替、且对应同一子载波的。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述计算所述二类数据符号上承载的实际数据符号包括：
对于任一三类数据符号，计算该符号受到的除二类数据符号和所有三类数据符号外的其他相邻OQAM符号的固有干扰，并计算所述任一三类数据符号受到的该三类数据符号所在时域单位上其他相邻子载波上的三类数据符号的自干扰；计算该固有干扰、自干扰和所述任一三类数据符号上实际数据符号之和，并计算所述目标数据符号与所述和之间的差值；
当所述任一三类数据符号的实际数据符号为实数时，对所述差值取虚部，将结果作为所述任一三类数据符号的剩余固有干扰；当所述任一三类数据符号的实际数据符号为虚数时，对所述差值取实部，将结果作为所述任一三类数据符号的剩余固有干扰；
将所有三类数据符号的剩余固有干扰合成为三类数据符号序列的剩余固有干扰，并将其作为二类数据符号序列对所述三类数据符号序列的干扰，根据该干扰和二类数据符号序列对三类数据符号序列的固有干扰系数矩阵，计算各个所述二类数据符号上承载的实际数据符号；其中，所述二类数据符号序列为所述用户数据块中所有二类数据符号的集合，所述三类数据符号序列为所述用户数据块中所有三类数据符号的集合。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据OQAM符号间的固有干扰系数和所述任一三类数据符号，计算所述固有干扰和所述自干扰；其中，所述OQAM符号间的固有干扰系数由调制成OQAM符号时使用的成型滤波器的参数决定。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，三类数据符号包括三类OQAM符号和三类正交幅度调制QAM符号，所述三类QAM符号是所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，所述三类OQAM符号是所述用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号；
所述二类数据符号上承载的实际数据符号为零数据符号；
根据所述三类数据符号受到的来自于所有相邻OQAM数据符号的干扰和二类符号对三类符号的固有干扰系数确定三类数据符号上承载的实际数据符号包括：
根据三类OQAM符号受到的来自第二三类QAM符号的干扰、第一三类QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二三类QAM符号的干扰、第二三类QAM符号受到的来自于相邻三类OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一三类QAM符号的干扰，计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号，使三类OQAM符号上由实际数据符号和来自所述第二三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号等于所述三类OQAM符号的目标数据符号，使三类QAM符号上由第一三类QAM符号与所述来自于第二三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述三类OQAM符号的目标数据符号，使三类QAM符号上由第二三类QAM符号与所述来自于相邻三类OQAM符号的干扰、所述来自于第一三类QAM符号的干扰复合而成的实际传输符号为所述二类数据符号的目标数据符号；其中，所述三类QAM符号承载的实际数据符号为复数符号，所述第一三类QAM符号为所述复数符号中与相邻三类OQAM符号有相反实虚交替效果的符号，所述第二三类QAM符号的第二分部为所述复数符号中除第一三类QAM符号之外的符号。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号包括：
根据三类OQAM符号受到的来自第二三类QAM符号的干扰、第一三类QAM符号受到的来自于相邻其他子载波的第二三类QAM符号的干扰、第二三类QAM符号受到的来自于相邻三类OQAM符号的干扰和来自于相邻其他子载波的第一三类QAM符号的干扰，确定三类QAM符号与三类OQAM符号间的固有干扰相关矩阵D，再根据该固有干扰相关矩阵与第一符号序列相等的关系计算在三类OQAM符号和三类QAM数据符号上承载的实际数据符号；其中，第一符号序列为所有三类OQAM符号的目标数据符号、所有三类QAM符号的目标数据符号和所有二类数据符号的目标数据符号构成的符号序列。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，根据OQAM符号间的固有干扰系数，计算各类干扰；其中，所述OQAM符号间的固有干扰系数由调制成OQAM符号时使用的成型滤波器的参数决定。
8.根据权利要求1到7中任一所述的方法，其特征在于，预先通过下行控制信息配置所述用户数据块所在的时频资源位置。
9.一种基于滤波器组的多载波系统的信号接收方法，其特征在于，包括：
接收发送端发出的用户数据块，根据所述用户数据块中的当前解调的偏置正交幅度调制OQAM符号位置确定符号类型；
若所述当前解调的OQAM符号为二类数据符号，不进行数据解调；
若所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号，则解调出二类数据符号和三类数据符号的目标数据符号；其中，所述三类数据符号是发送端在发送前进行预处理后的信号，使其实际传输符号是包括三类数据符号和二类数据符号的目标数据符号；
若所述当前解调的OQAM符号为除所述二类数据符号和三类数据符号之外的其他OQAM符号，则提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号；
其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述一类数据符号中头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n1为预设的正整数，n1最大为用户数据块长度的一半。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号；
若所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号，则分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号。
11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，二类数据符号占用所述用户数据块头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号包括三类OQAM符号和三类正交幅度调制QAM符号，所述三类QAM符号占用所述用户数据块中的第二个OQAM符号和倒数第二个OQAM符号，所述三类OQAM符号占用所述用户数据块中的第三个OQAM符号和倒数第三个OQAM符号；
若所述当前解调的三类数据符号为三类QAM数据符号，则分别提取接收符号的实部和虚部，作为两个独立的接收数据符号；
若所述当前解调的三类数据符号为三类OQAM数据符号，则提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号。
12.一种基于滤波器组的多载波系统的信号发送装置，其特征在于，包括符号计算单元和发送单元；
所述符号计算单元，用于根据用户数据块中三类数据符号受到的来自于所有相邻偏置正交幅度调制OQAM数据符号的干扰和二类数据符号对三类数据符号的固有干扰系数，确定二类数据符号或三类数据符号上承载的实际数据符号，使三类数据符号上由实际数据符号和受到的干扰复合而成的实际传输符号中包括三类数据符号的目标数据符号和二类数据符号的目标数据符号；其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述用户数据块中头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号；其中，n1为预设的正整数，n1最大为用户数据块长度的一半；
所述发送单元，用于将三类数据符号和二类数据符号的实际数据符号与所述用户数据块中的其他数据符号一起发送给接收端。
13.一种基于滤波器组的多载波系统的信号接收装置，其特征在于，包括类型判断单元和解调单元；
所述类型判断单元，用于接收发送端发出的用户数据块，根据所述用户数据块中的当前解调的偏置正交幅度调制OQAM符号位置确定符号类型；
所述解调单元，用于在所述当前解调的OQAM符号为二类数据符号，不进行数据解调；在所述当前解调的OQAM符号为三类数据符号时，解调出二类数据符号和三类数据符号的目标数据符号；在所述当前解调的OQAM符号为除所述二类数据符号和三类数据符号之外的其他OQAM符号时，提取接收符号实部或虚部，作为一个接收数据符号；其中，所述三类数据符号是发送端在发送前进行预处理后的信号，使其实际传输符号是包括三类数据符号和二类数据符号的目标数据符号；
其中，一类数据符号是位于所述用户数据块头部和尾部的前n1个OQAM符号，所述二类数据符号是所述用户数据块中头部和尾部的第一个OQAM符号，三类数据符号是所述一类数据符号中除二类数据符号之外的OQAM符号，n1为预设的正整数，n1最大为用户数据块长度的一半。
CN201510353680.XA 2015-06-24 2015-06-24 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置 Active CN106302300B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510353680.XA CN106302300B (zh) 2015-06-24 2015-06-24 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置
US15/192,978 US9960887B2 (en) 2015-06-24 2016-06-24 Method and apparatus of signal transmission and reception in a filter bank multiple carrier system
PCT/KR2016/006803 WO2016209045A1 (en) 2015-06-24 2016-06-24 Method and apparatus of signal transmission and reception in a filter bank multiple carrier system
KR1020160079640A KR102591054B1 (ko) 2015-06-24 2016-06-24 필터 뱅크 다중 캐리어 시스템에서의 신호 송수신 방법 및 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510353680.XA CN106302300B (zh) 2015-06-24 2015-06-24 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106302300A CN106302300A (zh) 2017-01-04
CN106302300B true CN106302300B (zh) 2020-07-31

Family

ID=57585782

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510353680.XA Active CN106302300B (zh) 2015-06-24 2015-06-24 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9960887B2 (zh)
KR (1) KR102591054B1 (zh)
CN (1) CN106302300B (zh)
WO (1) WO2016209045A1 (zh)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106572043B (zh) * 2015-10-09 2019-12-20 普天信息技术有限公司 一种传输消息的方法和系统
EP3206353B1 (en) * 2016-02-09 2020-02-05 Technische Universität München Filter banks and methods for operating filter banks
US10382233B2 (en) * 2016-05-12 2019-08-13 Qualcomm Incorporated Heterogeneous weighted overlap-add windowing and filtering for orthogonal frequency division multiplexing waveforms
CN107370704A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 财团法人工业技术研究院 无线通信设备及无线信号产生方法
CN107733830B (zh) * 2016-08-12 2021-12-10 中兴通讯股份有限公司 一种多载波信号产生的方法、装置及系统
US10084562B2 (en) * 2016-08-22 2018-09-25 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for filtered OFDM
CN108347394B (zh) * 2017-01-25 2020-11-24 王晋良 多载波通信系统及其通道估测方法
WO2018143275A1 (ja) * 2017-02-03 2018-08-09 株式会社Ｎｔｔドコモ ユーザ端末および無線通信方法
CN106878212B (zh) * 2017-03-30 2019-10-25 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种抑制信道干扰的多载波检测方法
CN107276726B (zh) * 2017-05-16 2020-10-27 西安交通大学 一种Massive MIMO FBMC波束空时编码下行传输方法
US10368350B2 (en) 2017-05-26 2019-07-30 At&T Intellectual Property I, L.P. Concurrent mini-slot based and slot based transmissions to a single device
US10945250B2 (en) 2017-06-23 2021-03-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless communication apparatus for supporting a plurality of radio access technologies and wireless communication method thereof
CN107995141B (zh) * 2017-10-23 2020-08-04 中国人民解放军信息工程大学 一种fbmc-oqam系统的载波调制方法及装置
US10447518B2 (en) 2017-12-15 2019-10-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods for configurable non-orthogonal multiple access transmission
CN108965192B (zh) * 2018-08-15 2021-03-19 桂林电子科技大学 交替fbmc-qam系统中原型滤波器设计方法
CN115299016A (zh) * 2020-02-14 2022-11-04 华为技术有限公司 多速率波峰因子降低
US11843495B2 (en) * 2021-08-16 2023-12-12 Qualcomm Incorporated Guard interval based waveform
CN115834301A (zh) * 2022-11-22 2023-03-21 郑州大学 一种fbmc系统的最小均方误差信道估计方法
CN116192576B (zh) * 2023-03-02 2023-08-11 哈尔滨工程大学 一种用于fbmc系统抗频率选择性衰落的psro原型滤波器
CN117792338A (zh) * 2024-02-27 2024-03-29 南京朗立微集成电路有限公司 一种滤波器及其设计方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2800954B1 (fr) * 1999-11-09 2001-12-28 Maurice Bellanger Systeme de transmission numerique multiporteuse utilisant un transmultiplexeur oqam
JP4356392B2 (ja) * 2003-08-07 2009-11-04 パナソニック株式会社 通信装置
US20080219343A1 (en) 2007-03-09 2008-09-11 Sharp Laboratories Of America, Inc. Systems and methods for processing a signal within a communications system with a superimposed reference signal
FR2985877A1 (fr) * 2012-01-13 2013-07-19 France Telecom Procede de modulation delivrant des symboles ofdm/oqam, procede de demodulation,dispositifs de modulation et de demodulation, et programme d'ordinateur correspondants.
CN103368889B (zh) * 2012-03-29 2016-06-29 上海贝尔股份有限公司 滤波器组多载波信号发射及信道估计的方法和装置
FR2990090A1 (fr) * 2012-04-27 2013-11-01 France Telecom Procede de communication sans-fil avec un recepteur a antennes multiples
CN104065461B (zh) * 2013-03-22 2017-08-25 华为技术有限公司 信号发送方法和信号发送设备
EP2840749B1 (en) * 2013-08-23 2020-09-30 Alcatel Lucent Receiver and receive method for a filtered multicarrier signal
WO2015046907A1 (ko) * 2013-09-27 2015-04-02 삼성전자 주식회사 필터뱅크 기반 다중 반송파 통신 시스템에서 변조 신호 전송을 위한 송수신 방법 및 장치
EP3148141B1 (en) * 2014-06-19 2020-06-24 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, and device for transmitting data
CN104283660B (zh) * 2014-09-25 2017-12-29 华中科技大学 一种滤波器组多载波系统的数据传输方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9960887B2 (en) 2018-05-01
KR20170000814A (ko) 2017-01-03
KR102591054B1 (ko) 2023-10-19
WO2016209045A1 (en) 2016-12-29
US20160380689A1 (en) 2016-12-29
CN106302300A (zh) 2017-01-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106302300B (zh) 一种基于滤波器组多载波系统的信号发送和接收的方法及装置
KR102569182B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 필터 뱅크를 기반으로 하여 신호들을 생성, 전송 및 수신하는 방법 및 장치
US10476544B2 (en) Signal transmission and receiving method, system and apparatus based on filter bank
WO2018199243A1 (ja) 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
WO2018199074A1 (ja) 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
CA2770993C (en) Method and apparatus for allocating a control channel resource of a relay node in a backhaul subframe
CN104012015B (zh) 无线通信系统中发送专用参考信号的控制信道发送方法及设备
WO2018143405A1 (ja) 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
CN107306238B (zh) 载波调制信号的接收、发送方法及相应接收机与发射机
EP3245771B1 (en) Apparatus and method of providing a flexible guard interval for block single carrier transmission
WO2018143402A1 (ja) 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
US10063401B2 (en) Communication method and apparatus based on a filter bank multi-carrier modulation
CN102197628B (zh) 用于sc-fdma的发射分集方法和装置
US20160212736A1 (en) Method and apparatus for allocating resource of multiple carriers in ofdma system
WO2018123468A1 (ja) 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
JP6254019B2 (ja) 無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システム
CN106161316B (zh) 导频序列参考信号发送、接收方法及其装置
JP2014517653A (ja) 無線通信システムにおいて時分割複信フレーム構成情報送受信方法及び装置
WO2009070983A1 (fr) Procédé, système et appareil de génération de signal et de transmission de message dans des communications sans fil à large bande
US9509473B2 (en) Method and device for sending and receiving a reference signal
US20230164014A1 (en) Method and device for reducing peak-to-average power ratio in orthogonal frequency division multiplexing modulation system
KR20170043037A (ko) 다중반송파 무선 통신 시스템에서의 반복전송 운용 방안 및 장치
WO2018024127A1 (zh) 一种传输信号的方法及网络设备
US10361898B2 (en) Complexity reduction for OFDM signal transmissions
WO2018228460A1 (zh) 相位跟踪参考信号处理方法与装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant