CN104254984A - 用多天线接收机进行无线通信的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在配有M≥1个发射天线的发射机与配有N≥2个接收天线的接收机之间发射数据的方法，其中该数据通过包括L≥1个子载波的OFDM/OQAM调制编码。本发明通过时间反转将具体编码/解码与预编码结合。对于高速无线电通信的应用。

Description

用多天线接收机进行无线通信的方法

本发明涉及无线通信，尤其是涉及根据IEEE 802.11、IEEE 802.16、3GPP LTE Advanced(3GPP LTE演进)和DVB标准的无线电通信。

更精确地，本发明涉及一种数据发射系统，该数据发射系统包括配有一个或多个发射天线的发射机、和配有至少两个接收天线的接收机。当系统仅包括单个发射天线时这种系统被称为SIMO(“单输入多输出(Single Input Multiple Output)”的英文缩写)，当系统包括若干个发射天线时这种系统被称为MIMO(“多输入多输出(Multiple Input MultipleOutput)”的英文缩写)。

相对于包括单个发射天线和单个接收天线的SISO(“单输入单输出(Single Input Single Output)”的英文缩写)系统，SIMO/MIMO系统的优点在于，凭借传播信道的空间分集，通过减少对于给定发射功率的发射错误率改善数据发射的质量。由此回顾，所谓的“空间分集”技术的主要部分在于，在一个或多个发射天线上同时发射一个且相同的消息，随后适当地结合每个接收天线上接收到的相应的信号。

此外，据回顾，所谓的OFDM(“正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)”的英文缩写)调制有效地减少了数据符号之间的干扰。此外，OFDM的实现相对不复杂；特别是，OFDM信号调制可以通过反向快速傅里叶变换(IFFT)以有效的方式实现，并且OFDM信号的解调可以通过直接快速傅里叶变换(FFT)以有效的方式实现。然而，OFDM调制表现出频谱效率相当低的缺点(因为“循环前缀”的使用)。

因此已提出了被称为“OFDM/OQAM”的另一种调制，其表现出频谱高效的优点(因为相比于OFDM，其不需要任何循环前缀)，但(如OFDM那样)以不复杂的方式绕过符号之间的干扰(OQAM是“(OffsetQuadrature Amplitude Modulation)”的英文缩写)。

特别是，在P.Siohan、C.Siclet和N.Lacaille的名为“基于滤波器组理论的OFDM/OQAM系统的分析和设计(Analysis and Design ofOFDM/OQAM Systems Based on Filterbank Theory)”(关于信号处理的IEEE期刊，第50卷第5号，第1170至1183页，2002年5月)的文章中说明了其如何也能够通过IFFT实现OFDM/OQAM调制和通过FFT实现OFDM/OQAM解调。遗憾的是，这篇文章中介绍的技术具体涉及SISO系统，并且因此其不能够受益于SIMO/MIMO系统的空间分集。

本发明因此涉及通过配有M个发射天线的发射机发射适用于配有N个接收天线的接收机的数据的无线发射方法，其中数据通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射，其中N≥2，M≥1并且L≥1。发射方法的显著性在于，

对于整数l(其中，0≤l≤L-1)中的至少一个值，发射机实施N个步骤(其中，p＝0，1，...，N-1)，第p个步骤包括以下子步骤：

-将具有N个实分量的数据矢量X^(l)编码成编码的数据矢量W^(l，p)＝Π^(p)(A^(l).X^(l))的编码步骤(E1_p)，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，Π^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；以及

-通过时间反转预编码在子载波l上的M个发射天线中的每一个上发射编码的数据矢量W^(l，p)的发射步骤(E2_p)，其中时间反转预编码使用将发射机链接至用于子载波l的接收机的MIMO信道的转换矩阵的估值并且将编码的数据矢量W^(l，p)的第n分量聚焦在第n接收天线上，其中n＝1，2，...，N。

相关地，本发明涉及通过配有N个接收天线的接收机的无线接收方法，其中，接收到的数据已通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射，其中N≥2并且L≥1。该接收方法的显著性在于，对于整数l(其中，0≤l≤L-1)中的至少一个值：

a)接收机首先实施N个步骤，第p个步骤(其中，p＝0，1，...，N-1)包括以下子步骤：

-在OFDM/OQAM解调和实部的提取后，确定具有N个实分量的接收到的矢量Y^(l，p)的确定步骤(R1_p)，其第n分量与在第n接收天线上接收到的子载波l相关联的符号等同，其中n＝1，2，...，N；以及

-将接收到的矢量Y^(l，p)编码成编码的接收到的矢量Z^(l，p)＝A^(l).(Π^(p)(Y^(l，p)))的编码步骤(R2_p)，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，Π^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；

b)接收机计算(R3)可解码矢量以及

c)接收机以如下方式计算(R4)解码的数据矢量T^(l)：

T^(l)＝S^(l)·F^(l)，其中S^(l)＝(R^(l))^-1，并且R^(l)是发射机与用于子载波l的接收机之间的等效MIMO信道的矩阵，该矩阵由F^(l)＝R^(l)·X^(l)+B^(l)定义，其中B^(l)是热噪声项。

本发明也涉及无线通信方法，该无线通信方法包括如上文中简单描述的发射方法的步骤和如上文中简单描述的接收方法的步骤，并且其中所述第p个步骤(其中，p＝0，1，...，N-1)在发射机与接收机之间同步。

当然，可以看出如上文中简单描述的、所获得的解码的数据矢量T^(l)(在不存在信道失真的情况下)与旨在由发射机向接收机发射的数据矢量X^(l)等同。

因此，上文中简单描述的方法通过时间反转将本发明指定的编码/解码与预编码结合。根据本发明的该结合使得能够受益于OFDM/OQAM调制的优点，尤其是受益于其频谱效率；应注意，包括N个实分量的矢量X^(l)的N个不同的编码被连续发射以便平均每次发射和每个子载波发射了数据的一个实项。此外，本发明使得能够利用MIMO系统的空间分集。最后，有利地，对于接收机的水平，接收方法的实施仅要求相对低的复杂性，而与发射天线或接收天线的数量无关；尤其是，待被进行的数学运算具有低复杂性(矩阵的循环、矩阵的乘法、以及--只是偶尔地-矩阵反转)。

通过比较的方式，将能够引用C.Lélé、P.Siohan和R.Legouable的名为“用CDMA-OFDM/OQAM的Alamouti方案(The Alamouti Scheme withCDMA-OFDM/OQAM)”的文章(关于信号处理的发展的Eurasip杂质(Eurasip Journal on Advances in Signal Processing)，第8号，2010)，该文章建议了OFDM/OQAM调制对于包括两个发射天线和单个接收天线的MISO(“多输入单输出(Multiple Input Single Output)”的英文缩写)系统的应用。该技术基于称为“Alamouti码”的特定代码。现在，该技术造成符号之间的干扰(更精确地说，这允许了实域中的符号之间的正交性，但不允许虚域中的符号之间的正交性)，并且这种干扰的消除不能够以简单的方式进行。通过大量接收天线(MIMO的情况)，消除由该技术造成的干扰所需的处理将会更复杂。

现在，非常有利地，根据本发明的具体编码/解码(完全不同于Alamouti码)与预编码通过时间反转的结合使得能够避免解码后获得的符号之间的干扰，并且与发射天线或接收天线的数量无关。

根据特定特征，编码矢量A^(l)是其所有分量彼此等同的编码矢量。作为变型，在接收天线的数量为偶数的情况下，编码矢量A^(l)是其偶数指数的分量彼此等同、并且其奇数指数的分量彼此等同且与偶数指数的分量相反的编码矢量。

凭借这些规定，在上述的两种变型中，等效信道R^(l)的矩阵是循环矩阵，因此，其反转可以以不复杂的方式进行。

相关地，本发明涉及不同的装置。

首先，本发明由此涉及配有M个发射天线的无线发射机，所述无线发射机包括用于通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射适用于配有N个接收天线的接收机的数据的装置，其中M≥1，L≥1，N≥2。无线发射机的显著性在于，对于整数l(其中，0≤l≤L-1)中的至少一个值，其还包括：

-对于p＝0，1，...，N-1，用于将具有N个实分量的数据矢量X^(l)编码成编码的数据矢量W^(l，p)＝Π^(p)(A^(l).X⁽¹⁾)的装置，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，Π^(p)(U)表示矢量U的分量的r位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；以及

-对于p＝0，1，...，N-1，用于通过时间反转预编码在子载波l上在M个发射天线中的每一个上发射编码的数据矢量W^(l，p)的装置，其中时间反转预编码使用将发射机链接至用于子载波l的接收机的MIMO信道的转换矩阵的估值并且将编码的数据矢量W^(l，p)的第n分量(其中，n＝1，2，...，N)聚焦在第n接收天线上。

其次，本发明还涉及配有N个接收天线的无线接收机，所述无线接收机包括用于接收已通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射的数据的装置，其中N≥2，L≥1。所述无线接收机的显著性在于，对于整数l(其中，0≤l≤L-1)中的至少一个值，其还包括：

-对于p＝0，1，...，N-1，用于在OFDM/OQAM解调和实部的提取后确定具有N个实分量的接收到的矢量Y^(l，p)的装置，所述接收到的矢量Y^(l，p)的第n分量与在第n接收天线(其中，n＝1，2，...，N)上接收到子载波l相关联的符号等同；

-对于p＝0，1，...，N-1，用于将接收到的矢量Y^(l，p)编码成编码的接收到的矢量Z^(l，p)＝A^(l).(Π^(p)(Y^(l，p)))的装置，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，Π^(p)(U)表示矢量U的分量的r位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；

-用于计算可解码矢量的装置；以及

-用于通过如下方式计算解码的数据矢量T^(l)的装置：T^(l)＝S^(l)·F^(l)，其中S^(l)＝(R^(l))^-1，并且R^(l)是发射机与用于子载波l的接收机之间的等效MIMO信道的矩阵，该矩阵由F^(l)＝R^(l)·X^(l)+B^(l)定义，其中B^(l)是热噪声项。

通过这些装置提供的优点与通过上文中简单记载的相关方法提供的优点基本相同。

应注意，这些装置能够以软件指令的情况和/或电子电路的情况实现。

本发明还涉及无线通信系统，该无线通信系统包括如上文中简单描述的无线发射机和上文中简单描述的无线接收机，所述发射机和所述接收机能够彼此同步。

本发明还针对可从通信网络下载和/或存储在计算机可读的和/或微处理器可执行的介质上的计算机程序。该计算机程序的显著性在于，当其在计算机上执行时，其包括用于执行上文中简单记载的无线发射方法、无线接收方法、或无线通信方法中的任一个的步骤的指令。

通过计算机程序提供的优点与通过相对应的方法提供的优点基本相同。

通过阅读下文中以非限制性示例的方式给出的特定实施方式的详细描述，本发明的其他方面和优点将变得明确。描述将参照伴随该描述的附图进行，在附图中：

图1a示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的调制/发射的方法的第一步骤；

图1b示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的调制/发射的方法的第二步骤；

图1c示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的调制/发射的方法的第三步骤；

图2总结图1a、1b和1c中示出的步骤；

图3a示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的接收/解调的方法的第一步骤；

图3b示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的接收/解调的方法的第二步骤；

图3c示出根据现有技术的OFDM/OQAM复用的接收/解调的方法的第三步骤；

图4总结图3a、3b和3c中示出的步骤；

图5示意性示出由本发明使用的圆形排列；

图6示意性示出根据本发明的实施方式的用以获得编码的数据矢量的、与OFDM/OQAM复用的子载波相关联的数据矢量的编码；

图7示出根据本发明的第一变型的所述编码的数据矢量通过由时间滤波器执行的时间反转预编码在子载波和整组发射天线上的发射；

图8示出根据本发明的第二变型的所述编码的数据矢量通过由频率滤波器执行的时间反转预编码在发射天线和整组子载波上的发射；

图9示出根据本发明的实施方式的对于OFDM/OQAM复用的每个子载波通过接收机确定具有N个实分量的接收到的矢量；

图10示出根据本发明的实施方式的用以获得编码的接收到的矢量的、通过接收机对在OFDM/OQAM复用的子载波上接收到的矢量进行编码；以及

图11示出根据本发明的变型的对于OFDM/OQAM复用的子载波对发射机和接收机之间的等效MIMO信道的矩阵进行的计算。

本发明涉及无线通信系统，该无线通信系统包括配有M个发射天线的发射机和配有N个接收天线的接收机，其中M≥1，N≥2。数据的发射使用包括随机数量L的子载波的OFDM/OQAM调制，其中L≥1。

我们首先将回顾OFDM/OQAM调制的原理。

首先让我们考虑包括偶数Q个子载波的OFDM调制。在每个子载波和每符号时间T₀＝1/F₀发射复杂的QAM(表示“正交振幅调制(QuadratureAmplitude Modulation)”的英文缩写)数据符号的发射信号s(t)随后对于每对连续的子载波以如下方式排列，该方式包括：

-在这些子载波中的一个子载波上，等于给定QAM符号的虚部上的T₀/2的时间偏移(“时移(temporal shift)”)；以及

-在其他子载波上，在相同的QAM符号的实部上的T₀/2的一个且相同的时间偏移。

该发射信号可被写成如下形式：

其中：

●整数l是对子载波的计数，整数j是对符号时间的计数，

●实系数a_l，j基于QAM符号c_l，j的实部和虚部定义为如下：

其中：表示实部的提取，表示虚部的提取，

●相移等于：

以及

●“原型函数(prototype function)”p(t)是实值函数且对称的。

B.Le Floch、M.Alard和C.Berrou的名为“编码正交频分复用(CodedOrthogonal Frequency Division Multiplex)”(Proc.IEEE，第83卷，第982至996页，1995年6月)的文章描述了包括OFDM/OQAM等的调制的分类，在该文章中，原型函数p(t)以如下方式选择，即在宽度2F₀的频带以外该原型函数p(t)的傅里叶变换为零。在上文中提到的Siohan、Siclet和Lacaille的文章中，原型函数p(t)以如下方式选择，即其在时间间隔以外为零，其中，λ是任何严格正整数；如果时间t被离散至通过整数k计数的长度间隔(每个QAM符号的平均采样持续时间)中，则离散的原型函数p[k]的支持由此具有长度λ。

在SISO系统的情况下，Siohan、Siclet和Lacaille证明了，原型函数p(t)必需满足如下正交关系，以在没有符号之间或者子载波之间的干扰的情况下获得OFDM/OQAM发射：

对于 $0\≤l\≤\frac{Q}{2}-1,G_l\left(z\right)G_l^{*}\left(z^{-1}\right)+G_{l+Q/2}\left(z\right)G_{l+Q/2}^{*}\left(z^{-1}\right)=\frac{1}{Q},---\left(4\right)$

其中，星号表示复共轭，并且z变换G_l(z)≡∑_kz^-kp[l+kQ](5)被称为原型函数p[k]的“量级的多相分量(polyphase components of order)Q”。

Siohan、Siclet和Lacaille还证明了，OFDM/OQAM调制可以有利地通过IFFT实现，并且OFDM/OQAM解调可以有利地通过FFT实现。

相应地，离散信号

被重写成如下形式：

$s\left[k\right]={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{Q-1}{\mathrm{\Σ}}_{j=-\∞}^{+\∞}{x}_l^0\left[j\right]f_i[k-\frac{\mathrm{jQ}}{2}],---\left(7\right)$

其中，

$x_l^0\left[j\right]=a_{l,j}{e}^{i\frac{\mathrm{\π}}{2}j},$ 并且 $f_l\left[k\right]=\sqrt{2}p\left[k\right]e^{i\frac{2\mathrm{\π}}{Q}l(k-\frac{\mathrm{\λ}-1}{2}+\frac{Q}{4})},---\left(8\right)$

以将该信号表示为通过属于“合成滤波器组(bank of synthesis filters)”f_l[k]的一组Q个滤波器分别滤波的Q个输入信号的常规总和。

在若干计算后，显而易见的是OFDM/OQAM调制/发射主要部分在于在每个第j个符号时间期间将以下操作应用至输入矢量[a_0，j … a_l，j … a_Q-1，j]^T(其中，指数“T”表示转置)：

-每个分量a_l，j乘以等于的所谓的“预调制”因素，从而给出矢量[a′_0，j … a′_l，j … a′_Q-1，j]^T(图1a)，

-该矢量[a′_0，j … a′_l，j … a′_Q-1，j]^T进行Q·Q维度的IFFT，从而给出矢量[a″_0，j … a″_l，j … a″_Q-1，j]^T(图1b)，

-该矢量[a″_0，j … a″_l，j … a″_Q-1，j]^T的每个分量a″_l，j进行滤波G_l(z²)，随后进行因素扩充Q/2，最后进行与分量a″_l-1，j相关的因素z^-1的延迟(除了l＝0)；最终，所产生的信号被相加(并行→串行变换，由P/S表示)以给出信号s[k](图1c)。

图2总结了上文中简单描述的OFDM/OQAM复用的调制/发射的步骤。

能够将类似处理应用至所接收到的信号v[k]。在第j个符号时间的第l个子载波上退出的解调的信号y_l[j]能够以如下形式写出：

$y_l\left[j\right]={\mathrm{\Σ}}_{k=-\∞}^{+\∞}v\left[k\right]h_l[\frac{\mathrm{jQ}}{2}-k],---\left(9\right),$ 其中，

$h_l\left[k\right]=\sqrt{2}p\left[k\right]e^{i\frac{2\mathrm{\π}}{Q}l(k-\frac{\mathrm{\λ}-1}{2}-\frac{Q}{4})},---\left(10\right),$

从而显而易见的是，所接收到的信号v[k]通过属于“分析滤波器组(bank of analysis filters)”h_l[k]的一组Q个滤波器滤波。

在若干计算后，显而易见的是OFDM/OQAM接收/解调的主要部分在于在每个第j个符号时间期间将以下操作应用至所接收到的信号v[k]：

-因素z^-β的延迟的应用，其中，β是整数以使得其中和a＞0整数，(11)

并且随后将由此获得的信号分解成Q个分量之和(串行→并行变换，由S/P表示)，这些分量中的每个(除了l＝0)首先进行与前一个分量相关的因素z⁺¹的延迟，随后通过因素Q/2锐减，最后进行滤波G_l(z²)以给出矢量[d″_0，j … d″_l，j … d″_Q-1，j]^T的分量d″_l，j(图3a)，

-该矢量[d″_0，j … d″_l，j … d″_Q-1，j]^T进行Q·Q维度的FFT，从而给出矢量[d′_0，j … d′_l，j … d′_Q-1，j]^T(图3b)，

-该矢量[d′_0，j … d′_l，j … d′_Q-1，j]^T的每个分量d′_l，j乘以等于的所谓的“后解调”因素，从而最终给出矢量[d_0，j … d_l，j … d_Q-1，j]^T的实分量d_l，j(图3c)。

图4总结了上文中简单描述的OFDM/OQAM复用的接收/解调的步骤。

最终，应注意，基于上文中的等式(2)，如果为与第l个偶数子载波对应的QAM符号系统地选择零值，则不需要考虑偶数的子载波，而如果为与第l个奇数子载波对应的QAM符号系统地选择零值，则不需要考虑奇数的子载波。因此，在这两种情况下，子载波的有效数量为Q/2，而Q/2可以是偶数或奇数。因此，可以看出用于实现OFDM/OQAM调制的子载波的数量(在本发明的框架内由L表示)可以是偶数或者是奇数。

图5示意性示出由本发明使用的圆形排列Π^(p)，其中p＝0，1，...，N-1。长度N的任何源矢量

$J=\left[\begin{array}{c}{J}_0\\ .\\ .\\ .\\ J_n\\ .\\ .\\ .\\ J_{N-1}\end{array}\right]$

与目标矢量的以下定义相关联，

$K={\mathrm{\Π}}^{\left(p\right)}\left(J\right)=\left[\begin{array}{c}{J}_{f(0,p)}\\ .\\ .\\ .\\ J_{f(n,p)}\\ .\\ .\\ .\\ J_{f(N-1,p)}\end{array}\right]$

其中，f是f(n，p)＝(n+r(p))mod[N]形式的“循环函数(circulationfunction)”，其中r＝p+c或者r＝-p+c，(12)，并且其中c是预定的相对整数。

我们现在将描述根据本发明的实施方式的用于发射数据的方法，其中编码的数据在OFDM/OQAM复用的L个子载波中的每个上发射。考虑这些子载波中的仅一个子载波或者子集能够作为变型。

在本实施方式中，对于每个整数l(其中，0≤l≤L-1)，发射机实施N个连续步骤(其中，N为接收天线的数量)。每个第p(p＝0，1，...，N-1)个步骤包括如下子步骤。

在图6中示出的子步骤E1_p期间，具有N个分量、并且与第l个子载波相关联的数据矢量X^(l)被变换成“编码的数据矢量”

$W^{(l,p)}\≡\left[\begin{array}{c}{W}_0^{(l,p)}\\ .\\ .\\ .\\ W_n^{(l,p)}\\ .\\ .\\ .\\ W_{N-1}^{(l,p)}\end{array}\right]={\mathrm{\Π}}^{\left(p\right)}(A^{\left(l\right)}.X^{\left(l\right)}),---\left(13\right)$

其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，并且其中符号“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果；另外，如果矢量U和V具有长度A，则我们定义：

$U.V\≡\left[\begin{array}{c}{U}_0{V}_0\\ .\\ .\\ .\\ U_n{V}_n\\ .\\ .\\ .\\ U_{A-1}{V}_{A-1}\end{array}\right].$

编码的矢量的分量由此等于其中n∈[0，N-1]，并且f是上文中定义的循环函数。

如上文中所述，能够通过如下方式便利地选择该编码矢量A^(l)：

-通过使得其所有分量彼此等同的方式，

-或者，在接收天线的数量N为偶数的情况下，通过使得其偶数指数的分量彼此等同、并且其奇数指数的分量彼此等同且与偶数指数的分量相反的方式。

对于编码矢量A^(l)，其他选择自然是可能的。

在子步骤E2_p期间，在M个发射天线中的每个发射天线上和OFDM/OQAM复用的第l个子载波(对于0≤l≤L-1)上，发射机通过时间反转预编码向接收机发射编码的数据矢量W^(l，p)。

由此回顾，由发射天线发射的无线电信号作为该发射天线与接收天线之间的传播条件的函数而经历变形。为了限制这些变形，作为这两个天线之间的传播信道的特性的函数，信号事先通过应用所谓的“预编码”系数失真。为此，有必要确定该传播信道在相关频带中的特性。

在现有的预编码方案中，考虑到降低的复杂性、性能和聚焦接收天线上的无线电波的固有能力，我们辨别出实施被称为“时间反转(TimeReversal)”的技术的方案。通过聚焦随时间发射并在空间上发射的信号的能量，时间反转能够明显降低由传播信道引起的分散。

时间反转是依靠波方程的时间反转不变性的(在声波的场中正交地使用的)技术。因此，时间反转的波作为将时间倒回的直波传播。当通过原点发射的简短的脉冲在传播介质中传播时，并且通过接收点接收到的该波的一部分在返回传播介质中之前被时间反转时，该波收敛至原点，在该原点再形成简短的脉冲。在原点处收集的信号在其形状上与通过原点发射的原信号几乎相同。

时间反转技术已被应用到无线电通信网络以消除传播信道对通过接收天线接收到的信号的作用，尤其是通过减小信道通过在该接收天线所处的焦点处的能量的集中所产生的扩展并且通过减小所接收到的信号的时间扩展(已知为“延迟扩展(delay spread)”)，以及简化所接收到的符号通过信道后的处理。相应地，通过发射天线发射的信号通过应用基于该信号必需通过的传播信道的脉冲响应的时间反转获得的系数而被预均衡。

在这种情况下，在一方面，这需要将分量(其中，n∈[0，N-1])聚焦在第n个接收天线上，并且在另一方面，对于发射机的给定功率，最大化发射机与接收机之间的数据比特率。发射被同时实施在所有发射天线上。

此处，通过举例的方式描述通过时间反转预编码发射编码的数据矢量W^(l，p)的两个可能的变型。

根据第一变型，时间反转预编码通过时间滤波器进行。图7示出了在子载波上和整组发射天线上的这样的发射。

设h_nm(t)为第m个发射天线(其中m∈[0，M-1])与第n个接收天线之间的信道的脉冲响应，并且设为h_nm(t)的估值。

在第m个发射天线上发射的信号通过时间反转滤波器滤波。

根据第二变型，时间反转预编码通过频率滤波器进行。图8示出了发射天线上和整组子载波上的这样的发射。

设为子载波l上的第m个发射天线与第n个接收天线之间的信道的转换矩阵的系数，并且设为该系数的估值。

在子载波l上的第m个发射天线上发射的信号通过等于的时间反转预编码系数滤波。

我们现在将描述根据本发明的实施方式的用于接收数据的方法，在该方法中获得与L个子载波中的每个相关联的解码的数据。可以考虑这些子载波中的仅一个或子集作为变型。

接收机首先实施N个步骤(其中，N是接收天线的数量)。此处假设发射机和接收机通过传统技术、以如下方式同步，在该方式中通过发射机和接收机施加的符号时间等同，并且所述N个步骤在发射机水平和接收机水平平行地实施。

每个第p个步骤(其中，p＝0，1，...，N-1)包括如下子步骤。

在图9中示出的子步骤R1_p期间，在OFDM/OQAM解调和实部的提取后，接收机为每个子载波l(其中，0≤l≤L-1)确定具有N个实分量的“接收到的矢量”Y^(l，p)，其第n分量(其中，n＝1，2，...，N)等于与在第n接收天线上接收到的子载波l相关联的符号。

在图10中示出的子步骤R2_p期间，接收机编码所述接收到的矢量Y^(l，p)中的每个，以获得“编码的接收到的矢量”

$Z^{(l,p)}=\left[\begin{array}{c}{Z}_0^{(l,p)}\\ .\\ .\\ .\\ Z_n^{(l,p)}\\ .\\ .\\ .\\ Z_{N-1}^{(l,p)}\end{array}\right]=A^{\left(l\right)}.\left({\mathrm{\Π}}^{\left(p\right)}\left(Y^{(l,p)}\right)\right).---\left(14\right)$

另外指定：

$Z_n^{(l,p)}=A_n^{\left(l\right)}{Y}_{f(n,p)}^{\left(l\right)},$

其中，n∈[0，N-1]，f是上文中定义的循环函数，并且A^(l)是上文中提到的编码矢量。

一旦这N个步骤已完成，也如图10中所示，在步骤R3期间接收机通过将不同的接收天线上相对应的编码的接收到的矢量相加来为0≤l≤L-1计算“可解码矢量”F^(l)： $F^{\left(l\right)}={\mathrm{\Σ}}_{p=0}^{N-1}{Z}^{(l,p)}---\left(15\right).$ 另外指定： $Z_n^{(l,p)}=A_n^{\left(l\right)}{Y}_{f(n,p)}^{\left(l\right)},$ 其中，n∈[0，N-1]。

最后，在步骤R4期间，接收机为0≤l≤L-1计算“解码的数据矢量”T^(l)＝S^(l)·F^(l)(16)，其中，通过反转发射机与接收机之间的等效信道的矩阵R^(l)获得解码矩阵S^(l)＝(R^(l))^-1(17)。通过定义，“等效信道的矩阵”理解为指的是矩阵R^(l)，从而F^(l)＝R^(l)·X^(l)+B^(l)(18)，其中，B^(l)是热噪声项。

可明确地看出该矩阵R^(l)始终是可反转的。当R^(l)可对角化时，尤其是当R^(l)是循环矩阵时，矩阵R^(l)的反转当然是特别容易的。现在，可以看出循环矩阵事实上是在如下的两种实际情况下获得的：

-编码矢量A^(l)是其所有分量彼此等同的编码矢量，

-或者，在接收天线的数量N为偶数的情况下编码矢量A^(l)是其偶数指数的分量彼此等同的、并且其奇数指数的分量彼此等同且与偶数指数的分量相反的编码矢量。

还可以看出由此获得的解码的数据矢量T^(l)(在理论上)与所发射的数据矢量X^(l)等同，而不存在解码的符号之间的任何干扰。

最终，我们将以举例的方式描述用于估算矩阵R^(l)的两个方案。

根据第一变型，R^(l)的估值通过计算获得。

该基于计算的方案要求接收机知道用于子载波1的MIMO信道的转换矩阵的估值该估值可以通过任何传统手段获得。

如图11所示，接收机进行如下步骤：

○计算矩阵其中，指数H表示共轭转置，

○计算矩阵

○计算矩阵C^(l)＝A^(l)(A^(l))^T，

○指数p的N个连续步骤(从0至(N-1))，每个步骤包括：

■计算矩阵G′^(l，p)的步骤，其第n列矢量通过将Π^(-p)(.)应用到Γ^(l)的第n列矢量而获得，

■计算矩阵G″^(l，p)的步骤，其第n行矢量通过将Π^(p)(.)应用到G′^(l，p)的第n行矢量而获得，以及

■计算矩阵Q^(l，p)＝C^(l)·G″^(l，p)。

对于任意p∈[0，N-1]，由此获得的矩阵Q^(l，p)具有分量其中，n∈[0，N-1]并且m∈[0，N-1]。

我们由此最终获得： $R^{\left(l\right)}={\mathrm{\Σ}}_{p=0}^{N-1}{Q}^{(l,p)}.$

根据第二变型，R^(l)的估值通过用导频信号的辅助执行的测量获得。

该方案要求编码的导频的发射/接收的前置步骤。该方案的优点在于接收机不必在OQAM中估算转换矩阵H(复杂的操作)，并且不需要计算此处由接收机直接测量的矩阵R^(l)。

发射机和接收机对于从0至(N-1)的q实施如下步骤。

发射机为每个子载波l(其中，0≤l≤L-1)处理由大小为N≥2的接收机所知道的实数据矢量Xpilot^(q，l)，除了Xpilot^(q，l)(q)以外、其所有分量为零，在指数p的N个连续步骤(从0至(N-1))中，每个步骤p包括：

-将数据矢量Xpilot^(q，l)编码成编码的矢量Wpilot^(q，l，p)＝Π^(p)(A^(l).X^(q，l))的步骤，以及

-用时间反转预编码向接收机发射编码的矢量Wpilot^(q，l，p)，从而将编码的矢量Wpilot^(q，l，p)的第n个元素聚焦在第n个接收天线上的步骤。

接收机为每个子载波l(其中，0≤l≤L-1)实施如下步骤：

-指数p的N个连续步骤(从0至(N-1))，每个步骤p包括：

○在OQAM解调和实部的提取后，确定由在N个接收天线上接收到的符号组成的接收到的矢量Y^(q，l，p)的步骤，以及

○将接收到的矢量Y^(q，l，p)编码成编码的接收到的矢量Z^(q，l，p)＝A^(l).(Π^(p)(Y^(q，l，p)))的步骤，以及

-计算可解码矢量 ${\mathrm{Fpilot}}^{(q,l)}={\mathrm{\Σ}}_{p=0}^{N-1}{Z}^{(q,l,p)}$ 的步骤。

最终，接收机以如下方式计算等效信道的矩阵R^(l)的分量：

对于0≤n≤N-1和0≤q≤N-1，R^(l)(n，q)＝Fpilot^(q，l)(n)/Xpilot^(q，l)(n)。

应注意，如上文中所述，当R^(l)为循环矩阵时，其足以为q＝0处理Xpilot^(q，l)；其不必为1≤q≤N-1处理Xpilot^(q，l)，因为R^(l)的列通过循环一个接一个地推导。

如上文中所提及，本发明还涉及执行上文中所述的无线发射的方法、或无线接收的方法、或无线通信的方法的计算机化系统。该计算机化系统以传统方式包括通过信号控制的中央处理单元、存储器、以及输入单元和输出单元。此外，该计算机化系统可被用于执行包括用于实施根据本发明的方法中的任一个的指令的计算机程序。

当然，当本发明在计算机上执行时，其也针对可从包括用于实施根据本发明的方法步骤的指令的通信网络下载的计算机程序。该计算机程序可被存储在由计算机可读的并且可由微处理器执行的介质上。

该程序可以使用任何编程语言，并且采取源代码、目标代码、或者源代码与目标代码之间的中间代码的形式，如部分编译的形式、或者任何其他期望的形式。

本发明也针对不可移除、或可部分或完全移除的计算机可读信息介质，并且包括如上文中所提到的计算机程序的指令。

信息介质可以是能够存储程序的任何实体或装置。例如，介质可以包括如ROM(例如，CD ROM或微电子电路ROM)的存储装置或者如硬盘的磁性记录装置、或者也可以是USB密钥(已知为“USB闪存装置(USBflash drive)”)。

此外，信息介质可以是可传送介质诸如可经由电缆或光缆通过无线电或其他手段传递的电或光信号。根据本发明的计算机程序可以特定地下载至互联网类型的网络。

作为变型，信息介质可以是集成有程序的集成电路，该电路专用于执行根据本发明的方法中的任一个、或者待用于执行根据本发明的方法中的任一个。

Claims (12)

1.一种通过配有M个发射天线的发射机发射适用于配有N个接收天线的接收机的数据的无线发射方法，其中所述数据通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射，其中N≥2，M≥1并且L≥1，其特征在于，

对于整数l中的至少一个值，其中0≤l≤L-1，所述发射机实施N个步骤，第p个步骤包括以下子步骤，其中p＝0，1，...，N-1：

-将具有N个实分量的数据矢量X^(l)编码成编码的数据矢量W^(l，p)＝∏^(p)(A^(l).X^(l))的编码步骤(E1_p)，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，∏^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；以及

-通过时间反转预编码在所述子载波l上在M个发射天线中的每一个上发射所述编码的数据矢量W^(l，p)的步骤(E2_p)，其中所述时间反转预编码使用将所述发射机链接至用于所述子载波l的所述接收机的MIMO信道的转换矩阵的估值并且将所述编码的数据矢量W^(l，p)的第n分量聚焦在第n接收天线上，其中n＝1，2，...，N。

2.如权利要求1所述的无线发射方法，其特征在于，所述编码矢量A^(l)是其所有分量彼此等同的编码矢量。

3.如权利要求1所述的无线发射方法，其特征在于，所述接收天线的数量N为偶数，并且所述编码矢量A^(l)是其偶数指数的分量彼此等同、并且其奇数指数的分量彼此等同且与所述偶数指数的分量相反的编码矢量。

4.一种通过配有N个接收天线的接收机的无线接收方法，其中，接收到的数据已通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射，其中N≥2并且L≥1，其特征在于，

对于整数l中的至少一个值，其中0≤l≤L-1：

a)所述接收机首先实施N个步骤，第p个步骤包括以下子步骤，其中p＝0，1，...，N-1：

-在OFDM/OQAM解调和实部的提取后，确定具有N个实分量的接收到的矢量Y^(l，p)的确定步骤(R1_p)，所述接收到的矢量Y^(l，p)的第n分量与在第n接收天线上接收到的子载波l相关联的符号等同，其中n＝1，2，...，N；以及

-将所述接收到的矢量Y^(l，p)编码成编码的接收到的矢量Z^(l，p)＝A^(l).(∏^(p)(Y^(l，p)))的编码步骤(R2_p)，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，∏^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；

b)所述接收机计算(R3)可解码矢量以及

c)所述接收机以如下方式计算(R4)解码的数据矢量T^(l)：

T^(l)＝S^(l)·F^(l)，其中S^(l)＝(R^(l))^-1，并且R^(l)是发射机与用于所述子载波l的所述接收机之间的等效MIMO信道的矩阵，所述矩阵由F^(l)＝R^(l)·X^(l)+B^(l)定义，其中B^(l)是热噪声项。

5.如权利要求4所述的无线接收方法，其特征在于，所述编码矢量A^(l)是其所有分量彼此等同的编码矢量。

6.如权利要求4所述的无线接收方法，其特征在于，所述接收天线的数量N为偶数，并且所述编码矢量A^(l)是其偶数指数的分量彼此等同、并且其奇数指数的分量彼此等同且与所述偶数指数的分量相反的编码矢量。

7.一种无线通信方法，其特征在于，所述无线通信方法包括如权利要求1所述的发射方法的步骤和如权利要求4所述的接收方法的步骤，并且所述第p个步骤在发射机与接收机之间同步，其中p＝0，1，...，N-1。

8.一种配有M个发射天线的无线发射机，所述无线发射机包括用于通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射适用于配有N个接收天线的接收机的数据的装置，其中M≥1，L≥1，N≥2，其特征在于，对于整数l中的至少一个值，其中0≤l≤L-1，所述无线发射机还包括：

-对于p＝0，1，...，N-1，用于将具有N个实分量的数据矢量X^(l)编码成编码的数据矢量W^(l，p)＝∏^(p)(A^(l).X^(l))的装置，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，∏^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；以及

-对于p＝0，1，...，N-1，用于通过时间反转预编码在所述子载波l上在M个发射天线中的每一个上发射所述编码的数据矢量W^(l，p)的装置，其中所述时间反转预编码使用将所述无线发射机链接至用于子载波l的所述接收机的MIMO信道的转换矩阵的估值并且将所述编码的数据矢量W^(l，p)的第n分量聚焦在第n接收天线上，并且其中n＝1，2，...，N。

9.一种配有N个接收天线的无线接收机，所述无线接收机包括用于接收已通过包括L个子载波的OFDM/OQAM调制发射的数据的装置，其中N≥2，L≥1，其特征在于，对于整数l中的至少一个值，其中0≤l≤L-1，所述无线接收机还包括：

-对于p＝0，1，...，N-1，用于在OFDM/OQAM解调和实部的提取后确定具有N个实分量的接收到的矢量Y^(l，p)的装置，所述接收到的矢量Y^(l，p)的第n分量与在第n接收天线上接收到子载波l相关联的符号等同，其中n＝1，2，...，N；

-对于p＝0，1，...，N-1，用于将所述接收到的矢量Y^(l，p)编码成编码的接收到的矢量Z^(l，p)＝A^(l).(∏^(p)(Y^(l，p)))的装置，其中A^(l)是具有N个非零分量的预定编码矢量，标记“U.V”表示具有相同长度的两个矢量U和V的逐项相乘的结果，∏^(p)(U)表示矢量U的分量的r个位置的圆形排列，其中r＝p+c或r＝-p+c，并且c是预定的相对整数；

-用于计算可解码矢量的装置；以及

-用于通过如下方式计算解码的数据矢量T^(l)的装置：

T^(l)＝S^(l)·F^(l)，其中S^(l)＝(R^(l))^-1，并且R^(l)是发射机与用于所述子载波l的所述无线接收机之间的等效MIMO信道的矩阵，所述矩阵由F^(l)＝R^(l)·X^(l)+B^(l)定义，其中B^(l)是热噪声项。

10.一种无线通信系统，所述无线通信系统包括如权利要求8所述的无线发射机和如权利要求9所述的无线接收机，所述无线发射机和所述无线接收机能够彼此同步。

11.一种用于存储数据的不可移除、或可部分或可完全移除的装置，所述装置包括用于执行如权利要求1所述的无线发射方法的步骤的计算机程序代码指令、或如权利要求4所述的无线接收方法的步骤的计算机程序代码指令、或如权利要求7所述的无线通信方法的步骤的计算机程序代码指令。

12.一种可从通信网络下载和/或存储在计算机可读的和/或微处理器可执行的介质上的计算机程序，其特征在于，所述计算机程序包括用于执行如权利要求1所述的无线发射方法的步骤的指令、或用于执行如权利要求4所述的无线接收方法的步骤的指令、或用于执行如权利要求7所述的无线通信方法的步骤的指令。