KR102052968B1 - Mst 드라이버의 전송효율을 높이는 방법 및 이를 위한 드라이버 장치 - Google Patents

Mst 드라이버의 전송효율을 높이는 방법 및 이를 위한 드라이버 장치 Download PDF

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Abstract

MST 코일에 흐르는 전류가 미리 결정된 값보다 큰 경우, 상기 MST 코일을 구동하는 풀브리지 회로가 전류를 제공하지 못하게 함으로써, 상기 풀브리지 회로에 공급되는 전압의 크기에 관계없이, 상기 MST 코일을 통해 흐르는 전류의 양을 제한하는 방법을 공개한다.

Description

MST 드라이버의 전송효율을 높이는 방법 및 이를 위한 드라이버 장치{Method for enhancing transmission efficiency of MST driver and driver device for the same}
본 발명은 MST 코일을 구동하는 MST 드라이버 전자장치에 관한 것으로서 특히 MST 코일에 흐르는 전류의 크기를 제한하는 기술에 관한 것이다.
모바일 폰에서 MST(Magnetic stripe Transmission)를 이용하여 정보를 전달하는 TX(Transmitter)를 구성하는 스위치들의 연결 형상은 브릿지 구조의 형태를 갖는다. 상기 스위치들의 온 오프를 조절함으로써 MST 코일에 흐르는 코일전류의 방향 및 지속시간을 조절한다.
도 1은 종래기술에 따라 MST 코일에 흐르는 코일전류와 RX 장치에서 수신하는 감지 전압의 관계를 나타낸 타이밍 다이어그램이다.
도 1의 (a), (b)에서 그래프(511, 512)의 세로축은 해당 그래프가 나타내는 물리량의 크기를 나타내고, 가로축은 시간을 나타낸다. 도 1의 (a)에 나타낸 그래프(511)는 인덕터, 즉 상기 MST 코일을 통해 흐르는 코일전류를 나타내며, 도 1의 (b)에 나타낸 그래프(512)는 MST 리시버의 검출헤드에서 검출되는 신호에 의해 상기 검출헤드에서 출력하는 전압을 나타낸다.
종래의 방식에 따르면, 도 1의 (a)에 나타낸 것과 같이 MST 코일을 통해 흐르는 코일전류가 상승 영역(RT, rise time), 하강 영역(FT, falling time), 및 상수 영역(DC 성분, DCT)으로 구성되어 있다,
RX(Receiver)에서는 도 1의 (b)에 나타낸 것처럼 상기 DC 성분이 제거된 파형을 검출하여 정보를 판독한다. 상기 코일전류가 상수값을 갖는 영역(DCT)은 실질적으로 RX에서의 검출값에 기여하지 못한다. 도 1의 (b)에 나타낸 그래프(512)의 크기는 도 1의 (a)에 나타낸 그래프(511)의 크기의 시간에 따른 미분값에 비례할 수 있다. 따라서 상기 MST 코일을 통해 흐르는 코일전류의 크기의 변화가 급격한 시구간이 필요하며, 상기 변화가 급격한 시구간 사이에서는 상기 코일전류의 크기의 변화가 없거나 변화가 완만할 필요가 있다.
도 2는 종래기술에 따른 MST 코일 및 MST 코일 드라이버를 포함하는 회로를 나타낸 것이다.
도 3은 도 2에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 코일전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다. 도 3의 가로축은 시간축이다.
상기 MST 코일 드라이버의 입력노드인 노드 AIN, BIN에 입력되는 전압을 나타내는 도 3의 (a)의 그래프에는 로지컬 하이 및 로지컬 로우에 대응하는 디지털 전압 값이 제시되어 있다.
상기 MST 코일 드라이버의 출력노드인 노드 AOUT, BOUT에서 출력되는 전압을 나타내는 도 3의 (b)의 그래프에는 아날로그 전압 값이 제시되어 있다.
도 3의 (c)에는, 도 2의 MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)에 관한 전류크기가 도시되어 있다. 도 3의 그래프들은 MOSFET M1, M2, M3, 및 M4의 온 오프 상태에 따라 제시된 것이다. 도 3에서 MOSFET M1, M4가 온 상태인 경우 MOSFET M2, M3은 오프상태가 되며, MOSFET M1, M4가 오프 상태인 경우 MOSFET M2, M3은 온 상태가 된다. 도 3에서 forward라고 기재된 구간에서는 MOSFET M1, M4가 온 상태이고 MOSFET M2, M3은 오프상태이다. 그리고 도 3에서 reverse라고 기재된 구간에서는 MOSFET M1, M4가 오프 상태이고 MOSFET M2, M3은 온상태이다.
도 3에서 'Forward'라고 기재된 시구간에서의 코일전류 흐름은 VM→M1→L1→M4으로 이어지는 경로를 따르며, 'Reverse'라고 기재된 시구간에서의 코일전류 흐름은 VM→M3→L1→M2으로 이어지는 경로를 따른다.
도 3의 회로구조에 따르면 상기 Forward 시구간 및 Reverse 시구간 중 코일전류(Icoil)가 안정화된 값을 갖는 정상상태 구간에서의 코일전류(Icoil)의 값인 IPK의 크기는 코일(L1)의 저항 및 MOSFET M1, M2, M3, M4의 저항 및 배터리전압(VM)에 의해 결정된다. 이때 배터리전압(VM)이 클수록 IPK의 값이 커진다. 따라서 소모되는 전력은 배터리전압이 클수록 많아지는 문제가 있다. 그러나 배터리전압(VM)은 배터리의 상태에 따라 조금씩 변화할 수 있다. 이와 같이 변화하는 배터리전압의 감지는 가능하지만 배터리전압 자체를 조절할 수는 없다는 문제가 있다.
관련 기술에 대한 특허로 삼성페이에서 출원한 특허 KR20160075653(공개번호)가 있다.
본 발명에서는 상술한 문제를 해결하기 위하여, MOSFET의 저항을 조절함으로써 MST 코일에 흐르는 전류의 크기를 제한하는 방법을 제공하고자 한다.
본 발명에서는, MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)의 크기를 전체적으로 감소시킴으로써 MST 코일(L1)에서 소모되는 전체적인 전력소모량을 줄이고자 한다.
이를 위하여, 본 발명에서는 상기 코일전류(Icoil)의 변화율이 커야 하는 시구간을 제외한 시구간(이하, 간단히 안정-구간)에서의 코일전류(Icoil)의 크기를 줄이면서, 동시에 상기 안정-구간에서의 상기 코일전류(Icoil)의 변화량을 최소화하는 방법을 이용할 수 있다.
본 발명의 일 관점에 따른 코일전류 구동칩(3)은 코일(L1)에 흐르는 코일전류(Icoil)에 실질적으로 비례하는 감지전압(Vcs)을 생성하는 감지부(REXT, M1S), 상기 감지전압이 미리 결정된 비교기준전압(Vref)보다 큰 경우 제1로지컬값에 상응하는 제1값을 출력하고 그렇지 않은 경우 제2로지컬값에 상응하는 제2값을 출력하는 비교부(410), 및 상기 비교부의 출력값이 상기 제1값일 경우에는 상기 코일에 상기 코일전류를 제공하는 제1스위치(M1)를 오프 상태로 전환하고, 상기 비교부의 출력값이 상기 제2값인 경우에는 상기 제1스위치를 온 상태로 전환하도록 되어 있는 제어부(420)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 제1로지컬값은 '1'이고, 상기 제2로지컬값은 '0' 일 수 있다.
이때, 일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치(M4), 및 상기 제4스위치의 타단자 또는 상기 제1스위치의 타단자에 연결된 감지저항(REXT)을 더 포함하며, 상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고 상기 감지부는 상기 감지저항을 포함하고, 상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 할 수 있다.
또는, 일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치, 상기 제1스위치를 통해 흐르는 상기 코일전류에 비례하는 복제전류를 생성하는 전류미러 스위치, 및 상기 전류미러 스위치의 일 단자에 연결된 감지저항을 더 포함하며, 상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고 상기 감지부는 상기 감지저항을 포함하고, 상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 할 수 있다.
이때, 상기 비교부는, 상기 감지전압을 입력받는 제1입력단자, 상기 비교기준전압을 입력받는 제2입력단자, 상기 감지전압이 상기 비교기준전압보다 큰지 또는 작은지에 따라 서로 다른 로지컬 값에 대응하는 출력전압을 제공하는 출력단자(C1)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 비교기준전압은 상기 제어부에 의하여 시간에 따라 변경되도록 되어 있을 수 있다.
이때, 상기 비교기준전압은 상기 제어부에 의해 제어되는 DAC(430)의 출력전압일 수 있다.
이때, PWM 파형을 갖는 제1제어전압(AIN)의 입력단자를 더 포함하며, 상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있으며, 상기 제어부는, 상기 제1제어전압을 지연시켜 복제한 제1복제제어전압(INT_A)을 생성하고, 상기 제1복제제어전압이 상기 제1로지컬값('1')에 대응하는 값을 갖는 시구간(A')의 적어도 일부(b, c, d) 동안, 상기 비교기준전압을 하강시켰다가 상승시키며, 그리고 상기 제1복제제어전압이 상기 제1로지컬값에 대응하는 값을 갖는 시구간의 적어도 일부 동안, 상기 비교부의 출력값에 따라 상기 제1스위치의 온/오프 상태를 전환하도록 되어 있을 수 있다.
이때, 상기 PWM 파형과 상보적 파형을 갖는 제2제어전압(BIN)의 입력단자를 더 포함하며, 상기 제어부는, 상기 제2제어전압을 지연시켜 복제한 제2복제제어전압(INT_B)을 더 생성하도록 되어 있을 수 있다.
본 발명에 따르면, MOSFET의 저항을 이용하여 MST 코일에 흐르는 전류의 크기를 제한할 수 있다.
도 1은 종래기술에 따라 MST 코일에 흐르는 코일전류와 RX 장치에서 수신하는 감지 전압의 관계를 나타낸 타이밍 다이어그램이다.
도 2는 종래기술에 따른 MST 코일 및 MST 코일 드라이버를 포함하는 회로를 나타낸 것이다.
도 3은 도 2에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 코일전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 MST 드라이버의 회로 구조를 나타낸 것이다.
도 5는 도 4에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 코일전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MST 드라이버의 회로 구조를 나타낸 것이다.
도 7은 도 6에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 코일전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MST 드라이버의 회로 구조를 나타낸 것이다
도 9는 도 8에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 코일전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참고하여 설명한다. 그러나 본 발명은 본 명세서에서 설명하는 실시예에 한정되지 않으며 여러 가지 다른 형태로 구현될 수 있다. 본 명세서에서 사용되는 용어는 실시예의 이해를 돕기 위한 것이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 의도된 것이 아니다. 또한, 이하에서 사용되는 단수 형태들은 문구들이 이와 명백히 반대의 의미를 나타내지 않는 한 복수 형태들도 포함한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 MST 드라이버(1)의 회로 구조를 나타낸 것이다.
MST 드라이버(1)는 제어전압(AIN, BIN)을 입력받는 단자, 디지털로직 전원(VCC)을 입력받는 단자, 브릿지 전원(VM)을 입력받는 단자, 및 기준전위(VSS)를 입력받는 단자, 코일전류감지단자(CS), 코일전류 입출력단자(AOUT, BOUT), 챠지펌프(Charge Pump) 및 게이트 구동부(Gate Driver) 및 제어블록(Control Block)을 포함하는 제어부(420), 4개의 MOSFET(M1, M2, M3, M4)으로 구성되는 브릿지부(415), 및 비교기(410)를 포함할 수 있다.
코일전류감지단자(CS)(=감지노드)와 기준전위 사이에는 감지저항(REXT)이 연결될 수 있다. 코일전류 입출력단자(AOUT)와 코일전류 입출력단자(BOUT) 사이에는 MST 코일(L1)이 연결될 수 있다.
도 4에 나타낸 구조에 따르면 MOSFET M1, M2, M3, 또는 M4를 통해 흐르는 코일전류(Icoil)가 감지저항(REXT)을 통해 흐르도록 되어 있다는 점을 이해할 수 있다. 이때, 감지저항(REXT)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)에 의해 감지노드(CS)에 노드전압 Vcs가 발생한다. 노드전압(Vcs)은 미리 제공된 기준전압(Vref)과 상기 비교기(410)에 의해 비교될 수 있다.
감지저항(REXT)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)가 미리 결정된 임계값을 넘어가면 비교기(410)의 출력노드(C1)에는 로지컬 하이값이 출력되고, 그렇지 않으면 로지컬 로우값이 출력될 수 있다. 코일전류(Icoil)가 상기 미리 결정된 임계값을 넘어가는 경우는, 배터리전압(VM)이 미리 결정된 전압 임계값보다 높은 경우에 발생할 수 있다.
출력노드(C1)에서 로지컬 하이값이 출력되면, 제어부(420)에서는 MOSFET M1~M4들의 동작을 제어하여, MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)의 값을 하향시킬 수 있다. 그 구체적인 방법은 아래에 설명한다.
MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류(Icoil)의 값을 하향시키기 위한 구체적인 방법을 아래의 단계들을 포함할 수 있다.
단계(S10)에서, 제어부(420)는 출력노드(C1)에서 로지컬 하이값이 출력되는지를 모니터링할 수 있다. 즉, MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류가 미리 설정된 제1전류값보다 큰지 여부를 모니터링 할 수 있다. 비교기(410)에 입력되는 비교 기준전위 Vref는, 상기 코일전류가 상기 제1전류값보다 높아지는 순간, 상기 출력노드(C1)이 로지컬 로우값에서 로지컬 하이값으로 전환되도록 설계되어 있을 수 있다.
단계(S20)에서, 만일 출력노드(C1)에서 로지컬 하이값이 출력되었다면, 제어부(420)는 MST 코일(L1)을 통해 코일전류(Icoil)가 흐르지 않도록 브릿지 회로를 제어할 수 있다. 즉, 상기 브릿지 회로의 MOSFET 중 코일전류(Icoil)를 통과시키는 MOSFET을 오프상태가 되도록 제어할 수 있다.
이를 위하여 코일전류(Icoil)를 통과시키는 MOSFET의 온 오프를 제어하는 PWM 신호를 상기 출력노드(C1)의 값과 로지컬 AND 조합시킨 결과값을 상기 MOSFET의 게이트에 제공할 수 있다. 도 2 및 도 4에 나타낸 브릿지 형태의 구동회로에 포함된 스위치들을 PWM 신호에 의해 제어한다는 것은 이미 잘 알려져 있는 사실이다.
이렇게 하면 코일전류(Icoil)가 즉시 소멸하지 않고, 소정의 시상수를 갖고 자연 감쇠하게 된다. 코일전류(Icoil)가 감소함에 따라, 감지노드(CS)의 감지전압(Vcs)도 감소하게 된다. 그러면 비교기(410)의 출력노드(C1)의 전압이 로지컬 로우로 다시 변경될 수 있다.
단계(S30)에서, 제어부(420)는 출력노드(C1)에서 로지컬 로우값이 출력되는지를 모니터링할 수 있다. 즉, MST 코일(L1)을 통해 흐르는 코일전류가 상기 미리 설정된 제1전류값보다 작은지 여부를 모니터링 할 수 있다. 비교기(410)에 입력되는 비교 기준전위 Vref는, 상기 코일전류가 상기 제1전류값보다 낮아지는 순간, 상기 출력노드(C1)가 로지컬 하이값에서 로지컬 로우값으로 전환되도록 설계되어 있을 수 있다.
단계(S40)에서, 만일 출력노드(C1)에서 로지컬 로우값이 출력되었다면, 제어부(420)는 MST 코일(L1)을 통해 코일전류(Icoil)가 흐르도록 브릿지 회로를 제어할 수 있다. 즉, 상기 브릿지 회로의 MOSFET 중 코일전류(Icoil)를 통과시키는 모든 MOSFET들을 온 상태가 되도록 제어할 수 있다.
이를 위하여 코일전류(Icoil)를 통과시키는 MOSFET의 온 오프를 제어하는 PWM 신호를 상기 출력노드(C1)의 값과 로지컬 AND 조합시킨 결과값을 상기 MOSFET의 게이트에 제공할 수 있다.
이렇게 하면 코일전류(Icoil)는 소정의 시상수를 갖고 다시 증가할 수 있는데, 코일전류(Icoil)가 증가하게 되면 다시 감지노드(CS)에서의 전압이 증가하게 된다. 그러면 비교기(410)의 출력노드(C1)의 전압이 로지컬 하이값로 다시 변경되며, 이때 제어부(420)는 MST 코일(L1)에 다시 전류의 공급을 중단할 수 있다.
도 4에 따른 구성을 갖는 MST 드라이버(1)는 단계(S10~S40)를 반복하게 될 수 있으며, 그 결과 브릿지 전원(VM)의 높은 값을 갖더라도 상기 코일전류(Icoil)가 상기 제1전류값을 중심으로 미세하게 상승 및 하강을 반복하게 된다. 즉, 도 4에 나타낸 MST 드라이버(1)를 이용하면 상기 코일전류(Icoil)가 미리 설정된 상기 제1전류값을 실실적으로 갖도록 제어할 수 있다.
MST 드라이버(1)는 제1시점에서, 코일전류(Icoil)의 방향이 제1방향(ex: AOUT→BOUT을 향하는 방향)에서 제2방향(ex: BOUT→AOUT을 향하는 방향)으로 바꾸거나 또는 상기 제2방향에서 상기 제1방향으로 바꾸도록 제어할 수 있다.
그 후, MST 드라이버(1)는 상기 제1시점보다 늦은 제2시점에서 상기 코일전류(Icoil)의 방향을 다시 바꿀 수 있다.
상기 제1시점과 상기 제2시점 사이에, 상술한 단계(S10~S40)에서 설명한 바와 같이, 제어부(420)는 감지노드(CS)에서의 감지전압(Vcs)과 상기 기준전압(Vref)을 서로 비교하여 MOSFET M1~M4 중 적어도 1개의 온오프 상태를 빠르게 전환할 수 있다.
예컨대, 코일전류(Icoil)가 상기 제2방향에서 상기 제1방향으로 흐르도록 전환된 상기 제1시점부터, 상기 코일전류(Icoil)가 다시 상기 제2방향으로 흐르도록 전환되는 제2시점까지, MOSFET M1 및 M4 중 하나 이상은 온 상태와 오프 상태를 반복적으로 오가도록 제어되고, MOSFET M2 및 M3 중 적어도 어느 하나는 언제나 오프 상태를 갖도록 제어될 수 있다.
지금까지 설명한 본 발명의 일 실시예에 따르면 상기 코일전류(Icoil)을 실질적으로 미리 설정된 제1전류값이 되도록 할 수 있다. 그러나 브릿지 전원(VM)이 너무 낮은 값으로 변한다면 상기 코일전류(Icoil)가 상기 제1전류값보다 낮은 값을 가질 수밖에 없는 경우가 발생할 수 있다. 그럼에도 불구하고 본 발명에 따르면 브릿지 전원(VM)이 너무 큰 값으로 변화한 경우에도 상기 코일전류(Icoil)을 실질적으로 미리 설정된 제1전류값보다 커지지 않도록 할 수 있다는 장점이 있다.
지금까지 설명한 본 발명의 일 실시예에 따르면 상기 코일전류(Icoil)을 실질적으로 미리 설정된 제1전류값이 되거나 또는 적어도 상기 제1전류값보다 실질적으로 커지지 않도록 제어할 수 있다. 이에 비하여 종래기술에 따르면 상기 코일전류(Icoil)가 브릿지 전원(VM)의 크기에 따라 변동되는 제2전류값(t)를 가질 수 있다.
상기 제2전류값(t)이 상기 제1전류값 보다 큰 경우에 있어서, 상기 제2전류값(t)과 상기 제1전류값의 차이값을 이하, '코일전류의 감소량(ΔI(t))'으로 지칭할 수 있다.
상기 코일전류의 감소량(ΔI(t))은, 비교기(410)에 입력되는 기준전압(Vref)의 값 및/또는 감지저항(REXT)의 값에 의해 변경될 수 있다.
다른 말로, 도 4에 나타낸 본 발명의 일 실시예에 따라 제어되어 흐르는 상기 코일전류의 값은 비교기(410)에 입력되는 기준전압(Vref)의 값 및/또는 감지저항(REXT)의 값에 의해 결정될 수 있다. 도 4에 나타낸 실시예에서는 기준전압(Vref)의 값 및 감지저항(REXT)의 값이 미리 설계된 값으로 고정되어 있으므로, 상기 코일전류가 미리 설정된 일정한 값을 유지한다.
도 5는 도 4에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다. 도 5는 도 3과 마찬가지 방식으로 이해될 수 있다.
도 5의 (c)에서, 실선은 도 4의 감지저항 및 비교기의 구성이 채택되지 않았을 경우의 코일전류의 값인 제2전류값을 나타내고, 점선은 도 4의 감지저항 및 비교기의 구성이 채택된 경우의 코일전류의 값인 제1전류값을 타나낸다. 상기 제2전류값의 절대값보다 상기 제1전류값의 절대값이 더 작다. 그리고 상기 제2전류값과 상기 제1전류값 간의 차이값은 '코일전류의 감소량(ΔI(t))'으로 제시되어 있다. 상기 제1전류값은 배터리 전압에 변동이 생기더라도 특정 값으로 유지될 수 있지만, 상기 제2전류값은 배터리 전압에 변동이 생기면 달라질 수 있다.
도 5에 나타낸 Forward의 구간이 시작되는 제1시점에서는 MOSFET(M1, M4)가 온 상태를 가질 수 있다. 상기 시작되는 제1시점 이후의 Forward 구간에서는 MOSFET(M1, M4) 중 적어도 하나가 온 상태와 오프 상태를 반복적으로 오갈 수 있다. 상기 Forward의 구간에서 MOSFET(M2, M3)은 언제나 오프 상태일 수 있다.
그리고 도 5에 나타낸 Reverse의 구간이 시작되는 제2시점에서는 MOSFET(M2, M3)가 온 상태를 가질 수 있다. 상기 시작되는 제2시점 이후의 Reverse 구간에서는 MOSFET(M2, M3) 중 적어도 하나가 온 상태와 오프 상태를 반복적으로 오갈 수 있다. 상기 Reverse의 구간에서 MOSFET(M1, M4)은 언제나 오프 상태일 수 있다.
도 4 및 도 5에서, 'Forward'라고 기재된 시구간에서의 전류 흐름은 VM→M1→L1→M4→REXT로 이어지는 경로를 따르며, 'Reverse'라고 기재된 시구간에서의 전류 흐름은 VM→M3→L1→M2→REXT으로 이어지는 경로를 따른다.
도 4에 따른 회로에서는, 도 2에 따른 기존 구조에서 하측 NMOS(M2,M4)의 소스에 전류 감지 저항인 감지저항(REXT)을 추가함으로써, MST 코일에 흐르는 전류를 감지할 수 있다. 감지저항(REXT)의 일 단부의 전압(Vcs)과 기준전압(Vref)을 비교기(410)를 이용하여 비교할 수 있다.
전압(Vcs)>기준전압(Vref)인 경우 상측 NMOS(M1,M3) 또는 하측 NMOS(M2,M4)를 오프시켜 MST 코일(L1)에 흐르는 전류를 제한함으로써, 도 3에 나타낸 IPK의 값이 미리 설계된 값을 초과하지 않도록 방지할 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MST 드라이버(2)의 회로 구조를 나타낸 것이다.
도 7은 도 6에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다. 도 7은 도 5와 마찬가지 방식으로 이해될 수 있다.
즉, 도 7의 (c)에서, 실선은 도 6에 나타낸 본 발명의 다른 실시예에 따른 구성이 채택되지 않았을 경우의 코일전류인 제2전류값을 나타내고, 점선은 도 6에 나타낸 본 발명의 다른 실시예에 따른 구성이 채택된 경우의 코일전류인 제1전류값을 나타낸 것이다. 상기 제1전류값이 상기 제2전류값보다 더 작다. 그리고 상기 제1값과 상기 제2값의 차이값은 '코일전류의 감소량(ΔI(t))'으로 제시되어 있다. 상기 제1전류값은 배터리 전압에 변동이 생기더라도 특정 값으로 유지될 수 있지만, 상기 제2전류값은 배터리 전압에 변동이 생기면 달라질 수 있다.
도 6의 회로는 도 4의 회로가 변형된 형태이다.
도 6의 회로를 도 4의 회로와 비교해 보면, 도 6의 회로는 도 4의 회로에NMOS(M1S, M3S)가 추가된 것임을 알 수 있다.
이때, NMOS(M1S, M3S)는 상측 NMOS(M1,M3)에 흐르는 전류에 비례하는 전류를 통과시키는 기능을 할 수 있다. 예컨대 NMOS(M1S, M3S)는 상측 NMOS(M1,M3)의 커런트 미러와 같은 기능을 할 수 있다.
그리고 도 4에서는 감지저항(REXT)이 하측 NMOS(M2, M4)의 소스에 연결되어 있던 것에서 변형되어, 도 6의 회로에서는 감지저항(REXT)이 추가된 NMOS(M1S), NMOS(M3S)의 소스에 연결된다.
즉, 상측 NMOS(M1,M3)에 흐르는 전류를 분배받는 NMOS(M1S, M3S)로부터 감지저항(REXT)으로 비례전류(Icoil2)가 흐를 수 있다.
따라서 NMOS(M1,M3)로부터 MST 코일(L1)로 흐르는 코일전류(Icoil)의 값과 감지저항(REXT)에 흐르는 비례전류(Icoil2)의 값은 서로 비례할 수 있다.
도 6 및 도 7에서, 'Forward'라고 기재된 시구간에서의 전류 흐름은 VM→M1→L1→M4로 이어지는 경로를 따르며, 'Reverse'라고 기재된 시구간에서의 전류 흐름은 VM→M3→L1→M2으로 이어지는 경로를 따른다.
감지노드(CS)의 전압(Vcs)이 기준전압(Vref)보다 큰 경우(즉, Vcs>Vref) 상측 NMOS(M1,M3) 또는 하측 NMOS(M2,M4)를 오프시켜 MST 코일(L1)에 흐르는 전류(Icoil)를 제한함으로써, 도 3에 나타낸 IPK의 값을 줄일 수 있다.
즉, 전압(Vcs)이 기준전압(Vref)보다 큰 경우 비교기(410)의 출력노드(C1)에는 로지컬 하이값이 출력되고, 그렇지 않으면 로지컬 로우값이 출력될 수 있다.
그리고 제어부(420)는 출력노드(C1)에서 로지컬 하이값이 출력되면 MST 코일(L1)을 통해 코일전류가 흐르지 않도록 브릿지 회로를 제어할 수 있다. 구체적으로는 상기 브릿지 회로를 구성하는 상측 NMOS(M1,M3) 또는 하측 NMOS(M2,M4)들의 동작을 제어할 수 있다. 이렇게 하면 코일전류(Icoil) 및 비례전류(Icoil2)가 자연 감쇠하게 되며, 따라서 감지노드(CS)에서의 전압이 감소하게 된다. 그러면 비교기(410)의 출력노드(C1)의 전압이 로지컬 로우로 다시 변경되며, 이때 제어부(420)는 MST 코일(L1)에 다시 코일전류를 흘릴 수 있다. 그러면 코일전류(Icoil)는 증가할 수 있는데, 코일전류(Icoil)가 증가하게 되면 코일전류(Icoil)와 비례하여 비례전류(Icoil2)도 증가하게 되어, 다시 감지노드(CS)에서의 전압이 증가하게 된다. 그러면 비교기(410)의 출력노드(C1)의 전압이 로지컬 하이로 다시 변경되며, 이때 제어부(420)는 MST 코일(L1)에 다시 전류의 공급을 중단할 수 있다. 이렇게 하면 결국 코일전류(Icoil)의 값은 실질적으로 미리 결정된 제1전류값을 유지할 수 있다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MST 드라이버(3)의 회로 구조를 나타낸 것이다.
도 8에 나타낸 회로는 도 4에 나타낸 회로로부터 변형된 실시예이다. 도 4의 회로에 대한 차이점만을 설명하면, 도 8에 따른 회로는 비교기(410)에 입력되는 기준전압(Vref)이 DAC(430)에 의해 가변적으로 조절될 수 있다. 이를 위하여 DAC(430)는 별도의 제2제어부(미도시)에 의해 제어되거나 또는 제어부(420)에 의해 제어될 수 있다.
도 9는 도 8에 나타낸 회로의 각 노드에서의 전압 및 전류에 관한 값의 타이밍도를 나타낸 것이다. 도 9의 가로축은 시간을 나타낸다.
도 9의 (a)의 제어전압 AIN 또는 BIN에 관한 그래프에는 로지컬 하이 및 로지컬 로우에 대응하는 디지털 신호값이 제시되어 있다. 도 9의 (a)는 제어전압 AIN 및 BIN 중 어느 하나만을 나타낸 것이다. 제어전압 AIN과 BIN는 서로 상보적인 관계를 가질 수 있다. 제어전압 AIN은 PWM 파형을 갖는 신호일 수 있다.
도 9의 (b)에는 복제제어전압 INT_A 또는 복제제어전압 INT_B을 나타낸 것이다. 상기복제제어전압 INT_A 또는 복제제어전압 INT_B은 상기 제어전압 AIN 또는 제어전압 BIN을 시간지연하여 복제한 것이다. 예컨대, 도 9의 (a)에서의 입력신호(AIN/BIN) 중 로지컬 하이 시구간(A) 동안의 신호는 도 9의 (b)에서 시구간(A') 동안에서의 신호로 복제되었다.
본 발병의 일 실시예에서, NMOS(M1, M4) 또는 NMOS(M2, M3)의 게이트에는 상기 제어전압 대신에 상기 복제제어전압이 입력될 수 있다.
상기 복제는 제어부(420)에서 수행할 수 있다. 제어부(420)는 도 9의 (a)에 나타낸 신호의 패턴을 미리 알 수 없기 때문에, 상기 복제를 위하여 도 9의 (a)에 나타낸 신호를 관찰하고 그 결과를 이용하여 상기 복제제어신호를 생성해야 한다.
상기 지연시간은 참조번호 910으로 확인할 수 있다. 지연시간은 도 9의 (a)에 나타낸 입력신호(AIN/BIN)의 각 로지컬 하이 시구간의 길이 및 각 로지컬 로우 시구간의 길이 중 최대값과 동일하거나 더 길 수도 있다.
상기 복제를 위하여 제어부(420)에는 카운터가 포함될 수 있다. 상기 카운터는 도 9의 (a)에 나타낸 신호의 로지컬 하이 시구간(A)의 길이 및 로지컬 로우 시구간(B)의 길이를 카운트하여, 상기 복제를 하기 위한 기초자료로 이용할 수 있다.
도 9의 (c)에 나타낸 신호는, 제어부(420)에 의해 제어되는 DAC(430)에 의해 변화되어 출력되는 상기 기준전압(Vref)의 패턴의 예를 나타낸 것이다.
예컨대, 복제제어전압 INT_A 또는 복제제어전압 INT_B가 로지컬 하이 값을 갖는 경우 상기 기준전압(Vref)은 양의 값을 갖고, 복제제어전압 INT_A 또는 복제제어전압 INT_B가 로지컬 로우의 값을 갖는 경우 상기 기준전압(Vref)은 음의 값을 갖도록 설계할 수 있다.
이때, 본 발명에서는, 상기 복제제어전압이 특정한 로지컬 값을 유지하는 제1시구간(91) 동안, 상기 기준전압(Vref)이 상기 제1시구간(91) 내내 일정한 제1상수값을 유지하는 것이 아니라, 도 9의 (c)에 나타낸 것과 같이, 상기 기준전압(Vref)이 제1시구간(91)의 시작시점 이후 일정 시구간(a)과 제1시구간의 종료시점 이전의 일정 시구간(e) 동안에만 제1최대값(191)을 유지하도록 할 수 있다. 그리고 상기 시구간(a)과 시구간(e) 사이에 상기 기준전압(Vref) 값을 감소시켰다가(b) 다시 상승시킬(d) 수 있다. 이때, 상기 시구간(b)와 시구간(d) 사이에 기준전압(Vref)을 0 이상의 값을 갖는 제1최소값으로 유지시키는 시구간(c)을 허용할 수도 있다. 이때 상기 제1최소값은 예컨대 0이거나 0보다 큰 값을 가질 수 있다.
마찬가지로, 본 발명에서는, 복제제어전압이 특정한 다른 로지컬 값을 유지하는 제2시구간(92)에 있어서, 상기 제2시구간(92) 내내 일정한 제2상수값을 유지하는 것이 아니라, 도 9의 (c)에 나타낸 것과 같이, 제2시구간(92)의 시작시점 이후 일정 시구간(a2)과 제2시구간의 종료시점 이전의 일정 시구간(e2) 동안 제2최소값(192)을 유지하도록 할 수 있다. 그리고 상기 시구간(a2)과 시구간(e2) 사이에 기준전압(Vref)의 값을 증가시켰다가(b) 다시 감소시킬(d2) 수 있다. 이때, 상기 시구간(b2)와 시구간(d2) 사이에 기준전압(Vref)을 0 이하의 값을 갖는 제2최대값으로 유지시키는 시구간(c2)을 허용할 수도 있다. 이때 상기 제2최대값은 0 또는 0보다 작은 값일 수 있다.
도 8에 나타낸 회로는, MST 코일(L1)에 흐르는 전체적인 전류의 양을 줄이기 위하여, 감지전압(Vcs)과 비교되는 기준전압(Vref)을 DAC(430)를 이용하여, 구형파 형태의 신호에서 엣지(EDGE) 성분만 남도록 변조(MODULATION)하는 회로이다.
상술한 시구간(b, b2, d, d2)에서의 코일전류의 변화량의 절대값을 일정 수준 이하로 제한하는 경우, 도 1의 (b)에 나타낸 MST 리시버의 검출헤드의 출력전압이 유효하지 않은 값을 갖도록 할 수 있다.
상술한 바와 같이 제어부(420)에 포함된 카운터를 이용하여 도 9의 (a)에 나타낸 입력신호(AIN/BIN)의 로지컬 하이 시구간의 길이 및 로지컬 로우 시구간의 길이를 측정할 수 있다. 그리고 로지컬 하이 시구간의 길이 및 로지컬 로우 시구간의 길이를 카운트 하여 얻은 정보는, 상기 복제를 하기 위한 기초자료로 이용될 수 있다.
기준전압(Vref)이 도 9의 (c)와 같이 주어지는 경우, 도 8의 회로에서 MST 코일(L1)을 통해 흐르는 전류(Icoil)는 도 9의 (d)와 같이 형성된다. 도 9의 (d)로 부터 전류(Icoil)의 전체적인 양이 감소함을 알 수 있으며, 그 결과 MST 신호 전송에 소요되는 전체 전력의 양을 줄일 수 있다는 것을 이해할 수 있다.
한편, 도 9의 (d)에 나타낸 전류 그래프에서 제1슬롭(S1) 부분들에서는 전류의 양이 급격하게 변하므로, 이로 인해 발생하는 자기장의 변화에 따른 기전력을 검출하는 RX 장치에서 신호를 유효하게 검출할 수 있다. 그러나 제2슬롯(S2)의 값을 적절히 완만하게 제어하는 경우 상기 RX 장치에서 신호를 실질적으로 검출하지 못하게 할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에서, 코일전류 구동칩을 제공할 수 있다.
상기 코일전류 구동칩(3)은 코일(L1)에 흐르는 코일전류(Icoil)에 실질적으로 비례하는 감지전압(Vcs)을 생성하는 감지부(REXT, M1S), 상기 감지전압이 미리 결정된 비교기준전압(Vref)보다 큰 경우 제1로지컬값에 상응하는 제1값을 출력하고 그렇지 않은 경우 제2로지컬값에 상응하는 제2값을 출력하는 비교부(410), 및 상기 비교부(410)의 출력값이 상기 제1값일 경우에는 상기 코일에 상기 코일전류를 제공하는 제1스위치(M1)를 오프 상태로 전환하고, 상기 비교부(410)의 출력값이 상기 제2값인 경우에는 상기 제1스위치(M1)를 온 상태로 전환하도록 되어 있는 제어부(420)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 제1로지컬값은 '1'이고, 상기 제2로지컬값은 '0' 일 수 있다.
이때, 일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치(M4), 및 상기 제4스위치의 타단자 또는 상기 제1스위치(M1)의 타단자에 연결된 감지저항(REXT)을 더 포함하며, 상기 제1스위치(M1)의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고 상기 감지부(REXT, M1S)는 상기 감지저항을 포함하고, 상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 할 수 있다.
또는, 일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치, 상기 제1스위치(M1)를 통해 흐르는 상기 코일전류에 비례하는 복제전류를 생성하는 전류미러 스위치, 및 상기 전류미러 스위치의 일 단자에 연결된 감지저항을 더 포함하며, 상기 제1스위치(M1)의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고 상기 감지부(REXT, M1S)는 상기 감지저항을 포함하고, 상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 할 수 있다.
이때, 상기 비교부(410)는, 상기 감지전압을 입력받는 제1입력단자, 상기 비교기준전압(Vref)을 입력받는 제2입력단자, 상기 감지전압이 상기 비교기준전압(Vref)보다 큰지 또는 작은지에 따라 서로 다른 로지컬 값에 대응하는 출력전압을 제공하는 출력단자(C1)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 비교기준전압(Vref)은 상기 제어부에 의하여 시간에 따라 변경되도록 되어 있을 수 있다.
이때, 상기 비교기준전압(Vref)은 상기 제어부에 의해 제어되는 DAC(430)의 출력전압일 수 있다.
이때, PWM 파형을 갖는 제1제어전압(AIN)의 입력단자를 더 포함하며, 상기 제1스위치(M1)의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있으며, 상기 제어부는, 상기 제1제어전압을 지연시켜 복제한 제1복제제어전압(INT_A)을 생성하고, 상기 제1복제제어전압이 제1로지컬값('1')에 대응하는 값을 갖는 시구간(A')의 적어도 일부(b, c, d) 동안, 상기 비교기준전압(Vref)을 하강시켰다가 상승시키며, 그리고 상기 제1복제제어전압이 제1로지컬값에 대응하는 값을 갖는 시구간의 적어도 일부 동안, 상기 비교부(410)의 출력값에 따라 상기 제1스위치(M1)의 온/오프 상태를 전환하도록 되어 있을 수 있다.
이때, 상기 PWM 파형과 상보적 파형을 갖는 제2제어전압(BIN)의 입력단자를 더 포함하며, 상기 제어부는, 상기 제2제어전압을 지연시켜 복제한 제2복제제어전압(INT_B)을 더 생성하도록 되어 있을 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들을 이용하여, 본 발명의 기술 분야에 속하는 자들은 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위 내에 다양한 변경 및 수정을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 특허청구범위의 각 청구항의 내용은 본 명세서를 통해 이해할 수 있는 범위 내에서 인용관계가 없는 다른 청구항에 결합될 수 있다.

Claims (9)

  1. 코일전류 구동칩으로서,
    상기 코일전류 구동칩이 코일에 제공하는 코일전류에 실질적으로 비례하는 감지전압을 생성하는 감지부;
    상기 감지전압이 미리 결정된 비교기준전압보다 큰 경우 제1로지컬값에 상응하는 제1값을 출력하고 그렇지 않은 경우 제2로지컬값에 상응하는 제2값을 출력하는 비교부; 및
    상기 비교부의 출력값이 상기 제1값일 경우에는 상기 코일에 상기 코일전류를 제공하는 제1스위치를 오프 상태로 전환하고, 상기 비교부의 출력값이 상기 제2값인 경우에는 상기 제1스위치를 온 상태로 전환하도록 되어 있는 제어부;
    를 포함하는,
    코일전류 구동칩.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1로지컬값은 '1'이고, 상기 제2로지컬값은 '0'인, 코일전류 구동칩.
  3. 제1항에 있어서,
    일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치; 및
    상기 제4스위치의 타단자 또는 상기 제1스위치의 타단자에 연결된 감지저항;
    을 더 포함하며,
    상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고
    상기 감지부는 상기 감지저항을 포함하고,
    상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 하는,
    코일전류 구동칩.
  4. 제1항에 있어서,
    일단자가 상기 코일의 타단자에 연결된 제4스위치;
    상기 제1스위치를 통해 흐르는 상기 코일전류에 비례하는 복제전류를 생성하는 전류미러 스위치; 및
    상기 전류미러 스위치의 일 단자에 연결된 감지저항
    을 더 포함하며,
    상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있고
    상기 감지부는 상기 감지저항을 포함하고,
    상기 감지전압은 상기 감지저항의 양단의 전압에 비례하는 값을 특징으로 하는,
    코일전류 구동칩.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 비교부는,
    상기 감지전압을 입력받는 제1입력단자;
    상기 비교기준전압을 입력받는 제2입력단자;
    상기 감지전압이 상기 비교기준전압보다 큰지 또는 작은지에 따라 서로 다른 로지컬 값에 대응하는 출력전압을 제공하는 출력단자
    를 포함하는,
    코일전류 구동칩.
  6. 제1항에 있어서, 상기 비교기준전압은 상기 제어부에 의하여 시간에 따라 변경되도록 되어 있는, 코일전류 구동칩.
  7. 제6항에 있어서, 상기 비교기준전압은 상기 제어부에 의해 제어되는 DAC의 출력전압인, 코일전류 구동칩.
  8. 제1항에 있어서,
    PWM 파형을 갖는 제1제어전압의 입력단자를 더 포함하며,
    상기 제1스위치의 일단자는 상기 코일의 일단자에 연결되어 있으며,
    상기 제어부는,
    상기 제1제어전압을 지연시켜 복제한 제1복제제어전압을 생성하고,
    상기 제1복제제어전압이 상기 제1로지컬값에 대응하는 값을 갖는 시구간의 적어도 일부 동안, 상기 비교기준전압을 하강시켰다가 상승시키며, 그리고
    상기 제1복제제어전압이 상기 제1로지컬값에 대응하는 값을 갖는 시구간의 적어도 일부 동안, 상기 비교부의 출력값에 따라 상기 제1스위치의 온/오프 상태를 전환
    하도록 되어 있는,
    코일전류 구동칩.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 PWM 파형과 상보적 파형을 갖는 제2제어전압의 입력단자를 더 포함하며,
    상기 제어부는, 상기 제2제어전압을 지연시켜 복제한 제2복제제어전압을 더 생성하도록 되어 있는,
    코일전류 구동칩.
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