KR101835255B1 - 공통 스위치 제어 신호를 이용하는 led 드라이버에 대한 부스트 덴 플로팅 벅 모드 컨버터 - Google Patents

Abstract

컨버터는 부스트 부분과 벅 부분을 갖는다. 부스트 부분은 부스팅된 전압을 공급하고, 입력 단자에 접속된 제1 단부를 갖는 제1 인덕터, 제1 인덕터의 제2 단부에 접속되고 자신이 온 상태에 있을 때 제1 인덕터를 충전하는 제1 스위치, 및 부스팅된 전압으로 충전되는 제1 캐패시터를 포함한다. 벅 부분은 부스팅된 전압보다 낮은 부하에 출력 전압을 공급하고, 부하와 직렬인 제2 인덕터, 및 제2 인덕터와 직렬인 제2 스위치를 포함하고 부하는 제2 스위치의 온 상태 동안 제2 인덕터를 충전한다. 하나의 콘트롤러 IC는 피드백 신호를 수신하고 낮은 EMI로 조절된 부하 전류 또는 전압을 달성하기 위해 동일한 듀티 사이클을 갖도록 스위치를 제어한다.

Description

공통 스위치 제어 신호를 이용하는 LED 드라이버에 대한 부스트 덴 플로팅 벅 모드 컨버터{BOOST THEN FLOATING BUCK MODE CONVERTER FOR LED DRIVER USING COMMON SWITCH CONTROL SIGNAL}

관련 출원에 대한 교차 참조

본 출원은 참조로서 인용되는 Keith D. Szolusha에 의해 2014년 4월 3일에 출원된 미국 특허 가출원 제61/974,787호에 대해 우선권을 주장한다.

본 발명은 직렬 스트링의 발광 다이오드(LED)를 구동하는 전류 레귤레이터에 관한 것으로, 특히, 조절된 타겟 전류에서 LED를 구동하도록 입력 전압을 수신하고 입력 전압보다 높거나 혹은 낮은 전압을 출력하는 레귤레이터에 관한 것이다.

몇몇 애플리케이션에서, 입력 전압을, 그 입력 전압보다 높거나 혹은 낮은 출력 전압으로 변환하는 것이 바람직하다. 출력은 조절된 전압 또는 조절된 전류일 수 있다. 일례로서, 스트링에 걸친 전압이 약 20 볼트이고 전원이 3 볼트 내지 40 볼트 상의 소정의 전압을 제공하는 경우, 조절된 타겟 전류로 발광 다이오드(LED)의 직렬 스트링을 구동하는 것이 바람직할 수 있다. 적절한 컨버터의 일례에서, 입력 전압이 부스트 레귤레이터(boost regulator)에 인가되어 부하에 필요한 것 이상의 조절된 부스팅 전압을 출력한다. 부스트 레귤레이터에는 독립적으로 제어되는 벅 레귤레이터(buck regulator)가 이어지고 이 벅 레귤레이터는 부스팅된 전압을 입력으로서 수신하고 부하에 필요한 조절된 전류를 출력한다. 사용자는 통상적으로 타겟 출력 전류를 설정한다. 이러한 컨버터는 2개의 콘트롤러 IC(부스트 콘트롤러 IC 및 벅 콘트롤러 IC)를 필요로 하고, 이러한 콘트롤러 IC는 비용을 증가시키며 인쇄 회로 기판 상에서 여분의 공간을 필요로 한다. 또한, 부스트측 및 벅측 내의 스위치들은 독립적으로 스위칭하므로, 가청 비트 주파수가 발생할 수 있다. 다른 단점이 존재한다.

또한 4개의 스위치(예를 들어, MOSFET)의 H 브리지를 제어하는 하나의 콘트롤러를 사용하는 벅 부스트 레귤레이터가 알려져 있고, 여기서 인덕터는 브리지에 걸쳐 접속된다. 4개의 스위치는 입력 전압이 요구되는 출력 전압보다 높거나 낮은 것으로서 검출되는지에 따라, 벅 모드나 부스트 모드, 혹은 양쪽 모드에서 작동하도록 제어된다. 이러한 컨버터는 입력 단자와 인덕터 사이에서, 그리고 출력 단자와 인덕터 사이에서 스위치를 갖는다. 따라서, 이러한 컨버터는 하이 입력 리플 및 하이 출력 리플을 가질 수 있다. 하이 입력 리플은 공급 전력 버스에 접속된 다른 회로에 악영향을 미치는 한편, 하이 출력 리플은 특정 타입의 부하에 악영향을 미친다. 하이 리플은 또한 스위칭 주파수 및 이의 고조파에서 높은 전자기 간섭(electromagnetic interference : EMI)을 일으킨다.

유기 LED(OLED)는 조절된 전류가 아닌 조절된 전압을 필요로 한다. 상술한 전류 레귤레이터는 부하 전류 신호 이외의 출력 전압 신호를 피드백함으로써 전압 레귤레이터에 용이하게 접속될 수 있다.
본 발명의 선행기술의 예시는 미국 특허공보 제6,348,781호에서 찾을 수 있다.

특정의 애플리케이션에서, 입력 및 출력에서 낮은 리플을 가질 뿐만 아니라, 낮은 EMI를 갖는 컨버터가 중요하다. 따라서, 요구되는 것은 입력 전압을 더 높거나 더 낮은 전압으로 변환할 수 있는 LED 구동 컨버터이며, 이러한 컨버터에는 단지 하나의 콘트롤러 IC가 요구되고, 낮은 입력 및 출력 리플이 존재한다.

일 실시예에서, LED를 구동하는 컨버터는 부스트 스테이지를 갖고, 제1 인덕터는 공급 전력 전압 입력 단자와 부스트 스테이지 스위치(예를 들어, 제1 MOSFET) 사이에 있다. 부스트 스테이지 스위치는 인덕터와 접지 사이에 접속되므로 로우측(low-side) 스위치이다. 제1 인덕터의 위치는 바람직한 로우 입력 리플을 발생한다. 부스트 스테이지의 출력은 입력 전압보다 높은 상대적으로 일정한 부스팅된 전압이다. 부스팅된 전압은 부하 전류가 대신에 조절되므로, 타겟 부스팅된 전압에 매칭하도록 조절되지 않는다. 부스팅된 전압은 타겟 조절된 전류에서 부하를 구동하기 위해 컨버터의 출력에서 요구되는 것보다 높다.

부스트 스테이지의 출력에는 부스트 스테이지 스위치를 제어하도록 사용된 동일한 게이트 제어 신호에 의해 제어되는 로우측 스위치(예를 들어, 제2 MOSFET)를 갖는 "플로팅" 벅 모드 스테이지가 있다. 즉, 2개의 스위치가 동시에 온되고 동시에 오프되므로 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 벅 모드 스테이지는 부하에 접속된 제2 인턱터를 가지므로, 로우 출력 리플이 또한 존재한다. 부하가 접지에 연결되지 않으므로 벅 모드 스테이지는 플로팅으로 간주된다.

일 실시예에서, 하나의 콘트롤러 IC는 제1 피드백 신호로서, 부스트 스테이지 스위치를 통해 피크 전류를 제어하는 순간 부스트 스테이지 스위치 전류를 수신한다. 콘트롤러 IC는 제2 피드백 신호로서, 부하 전류에 대응하는 신호를 또한 수신하고, 부하 전류가 타겟 전류에 매칭하게 하도록 하나의 제어 신호와 함께, 양쪽 로우측 스위치의 듀티 사이클을 제어한다.

따라서, 본 발명을 이용하여, 단지 하나의 콘트롤러 IC가 사용되고, 입력 및 출력에서 적은 리플이 존재하므로, 낮은 EMI가 존재하고, 시스템 내의 감지 회로는 컨버터의 동작에 의해 악영향을 받지 않는다.

다른 실시예에서, 제1 피드백 신호는 해당 스위치를 통해 피크 전류를 제어하는 부스트 모드 스테이지 스위치를 통한 순간 전류이다.

하나의 특정 구성에서, 벅 모드 스테이지 내의 제2 인덕터의 제1 단부는 벅 모드 스테이지 스위치에 직접 접속되고, 여기서 벅 모드 스테이지 스위치의 다른 단자는 집지에 연결된다. 부스트 스테이지 스위치는 전류 감지 저항을 통해 접지에 연결된 하나의 단자를 또한 갖는다. LED 부하는 부스트 전압 단자와 제2 인덕터의 제2 단부 사이에 접속된다. 양쪽 스위치가 접지에 접속되고 동일한 듀티 사이클을 가지므로, 이러한 구성은 부스트 스테이지 스위치에 제2 인턱터의 제1 단부를 연결하도록 약간 변경되어 벅 모드 스테이지 스위치 및 정류기에 대한 필요성을 제거할 수 있다. 따라서, 컨버터의 비용 및 크기가 더 감소된다. LED 부하가 플로팅될 수 있고 접지에 접속될 필요가 없으므로, 이 구성은 LED의 직렬 스트링을 구동하는데 특히 유용하다.

컨버터를 전압 레귤레이터로서 구성함으로써, OLED가 집지에 또한 접속될 필요가 없으므로, 컨버터는 OLED 드라이버일 수 있다.

다른 실시예가 기술되어 있다.

도 1은 부스트 스위치를 통한 피크 전류가 조절되는 경우, 입력 전압보다 높거나 낮은 출력 전압을 발생하기 위해, 하나의 콘트롤러 IC를 이용하여 본 발명의 제1 실시예에 따라 조절된 전류로 LED를 구동하는 부스트 덴 벅 모드 컨버터(boost-then-buck-mode converter)의 제1 실시예를 도시하고,
도 2는 도 1의 컨버터에 대한 하나의 가능한 콘트롤러 IC를 보다 상세하게 도시하고,
도 3은 직렬 스트링의 어느 LED가 밝기 및/또는 컬러 제어를 위해 조명되는지를 독립적인 제어 회로가 선택적으로 제어하는 부스트 덴 벅 모드 컨버터의 제2 실시예를 도시하고,
도 4는 부스트 스테이지 및 벅 모드 스테이지에 대해 단지 하나의 공통 로우측 스위치 및 하나의 공통 하이측 정류기가 사용되는 부스트 덴 벅 모드 컨버터의 제3 실시예를 도시한다.
동일하거나 동등한 각종 도면의 구성요소는 동일한 참조 부호로 표시되어 있다.

도 1은 부스트 부분(12) 및 플로팅 벅 부분(14)을 갖는 부스트 덴 벅 모드 컨버터(10)를 도시한다. 부하(16)는 조절된 전압 이외의 조절된 전류를 필요로 하는 발광 다이오드(LED)의 직렬 스트링 또는 다른 부하이다. (통상적으로 집적 회로로서 형성되는) 콘트롤러(18)는 (스위칭 주파수에서) 램핑 스위치 전류 및 DC 부하 전류를 피드백 신호로서 수신한다. 이들 피드백 신호에 기초하여, 콘트롤러(18)는 타겟 전류에서 부하 전류를 유지하도록 하나의 제어 신호를 이용하여, 트랜지스터 스위치(20 및 22)의 듀티 사이클을 제어하고, 여기서 타겟 전류는 통상적으로 사용자에 의해 설정된다. 스위치(20 및 22)는 N 채널 MOSFET로서 도시되어 있으나, 다른 타입의 스위치일 수 있다.

컨버터(10)는 그 입력에서, 공급 전력으로부터 입력 전압 Vin을 수신하는 인덕터 L1을 갖고, 부하(16)에 접속된 그 출력에서 다른 인덕터 L2를 갖는다. 인덕터 L1은 스위칭 과도현상(입력 리플)을 필터링하므로 이들은 버스에 접속된 다른 회로에 악영향을 미치는 공급 전력 버스에 접속되지 않는다. 인덕터 L2는 특정의 타입의 부하에 대해 유효한 부하(16)에서 스위칭 과도현상(출력 리플)을 필터링한다. 이것은 스위칭 주파수 및 그 고조파에서 EMI를 또한 낮춘다. 부스트 부분(12) 및 벅 부분(14)을 제어하는 단지 하나의 콘트롤러 IC(18)가 존재하므로, 컨버터(10)의 크기 및 비용이 감소되고, 2개의 IC 또는 2개의 개별적인 게이트 신호를 갖는 버스트-벅 컨버터와 비교된다.

몇몇 종래 기술의 시스템에서, 사용자는 입력 또는 출력 리플을 감소시키기 위해 컨버터와 공급 전력 또는 부하 사이에서 하나 이상의 여분의 인덕터를 접속한다. 이러한 여분의 인덕터는 본 발명에서 요구되지 않는다.

컨버터(10)는 조절된 전류를 공급하도록 구성된다 하더라도, 부하 전류에 대응하는 신호 이외에 콘트롤러(18)로 분할된 출력 저압을 피드백함으로써 조절된 전압을 공급하도록 용이하게 구성될 수 있다.

동작 동안, 입력 캐패시터 Cin는 공급 전력 버스 상에서 입력 리플을 감소시키는데 도움을 준다. 부스트 스위치(20) 및 벅 스위치(22)는 콘트롤러(18) 내부의 콘트롤러를 이용하여, 각각의 스위칭 사이클의 개시 시에 턴 온된다. 부스트 스위치(20)가 턴 온될 때(폐쇄될 때), 상방향 램핑 전류가 인덕터 L1을 통해 흐른다. 다이오드(24)(예를 들어, 쇼트키 다이오드)는 이 시간에서 역바이어싱된다. 이 램핑 전류는 매우 낮은 값의 감지 저항(26)을 통해 또한 흐른다. 저항(26)에 걸친 전압 강하는 차동 증폭기(28)에 의해 검출되고, 증폭기(28)의 출력은 스위치(20) 및 인덕터 L1을 통한 순간 전류에 대응하는 피드백 신호 Isw를 발생한다. 신호 Isw는 부스트 스위치(20)를 통한 피크 전류를 제어하기 위해 콘트롤러(18)의 입력에 인가된다. 인덕터 L1은 이 시간 동안 충전된다.

피크 전류가 이후에 기술되는 부하 전류에 관한 임계치에 교차할 때, 콘트롤러(18)는 부스트 스위치(20) 및 벅 스위치(22)를 턴 오프한다. 따라서 스위치(20 및 22)는 동일한 듀티 사이클 D에서 스위칭한다. 인덕터 L1의 우측에서의 전압은 다이오드(24)를 포워드 바이어싱하도록 변화된다. 인덕터 L1을 통한 하방향 램핑 전류는 캐패시터(30)를 재충전한다. 캐패시터(30)에 걸친 전압은 컨버터(10)의 조절 동작에 의해 상대적으로 일정한 부스팅 전압 Vboost에서 유지된다. Vboost는 Vin보다 높은 임의의 전압일 수 있다. 이 부스팅된 전압 Vboost는 컨버터(10)의 벅 부분(14)에 입력 전압으로서 인가된다. 벅 부분(14)은 Vboost보다 낮은 출력 전압을 생성하도록 제어되고, 여기서 출력 전압은 타겟 전류에 매칭하도록 부하(16)에 걸쳐 요구되는 어떠한 전압이다.

벅 스위치(22)가 폐쇄될 때, 상방향 램핑 전류는 인덕터 L2를 통해 흐른다. 벅 스위치(22)가 턴 오프될 때, 인덕터 L2의 하부에서의 전압은 다이오드(36)를 포워드 바이어싱하도록 변화된다. 인덕터 L2를 통한 전류는 램핑 다운되고 다이오드(36)를 거쳐 부스트 출력 캐패시터(30) 및 출력 캐패시터 Cout로 다시 전송된다. 인덕터 L2가 평균 부하 전류보다 높은 시간 동안, 캐패시터 Cout는 인덕터 L2 전류에 의해 재충전되고, 인덕터 L2가 평균 부하 전류보다 낮은 시간 동안, 캐패시터 Cout는 부하(16)를 통해 타겟 전류를 유지하면서 소량 방전된다. 인덕터의 삼각형 리플 전류는 출력 캐패시터에 의해 평탄해지고, 검출된 출력 전류 ILED를 사용자에 의해 통상적으로 설정되는 타겟 전류에 매칭하도록 부하(16)에 걸쳐 어떠한 전압 Vout이 요구되든 간에 캐패시터 Cout가 공급된다.

LED 전류는 낮은 값의 감지 저항(32)을 통해 흐르고, 전압 강하는 차동 증폭기(34)에 의해 검출된다. 각종 도면에서의 차동 증폭기(34)는 보다 복잡한 전류 검출 회로를 나타내고, 도 2는 타겟 전류에서의 부하 전류를 유지하도록 요구되는 부스트 스위치(20)의 피크 전류에 대응하는 제어 전압 Vc를 생성하기 위해 트랜스컨덕턴스 에러 증폭기로서의 검출 회로, 오프셋 전압, 및 저항/캐패시터 네트워크를 도시한다. 실제의 실시예에서, 검출 회로의 일부 또는 전부가 콘트롤러(18) 블록에 포함된다. 간략화된 도 1에서, 증폭기(34)의 출력 신호 ILED는 LED 전류에 대응하고, ILED는 콘트롤러(18)에 피드백 신호로서 인가된다. 콘트롤러(18)는 스위치(20 및 22)의 듀티 사이클을 조정함으로써 타겟 전류 값에 대해 ILED를 매칭한다. 다른 타입의 콘트롤러가 사용될 수 있다.

공통 드라이버(38)를 공유하는 스위치(20 및 22)가 도시되어 있다. 드라이버(38)는 접지되는 그 레일 전압 및 접지보다 높은 MOSFET 턴 온 임계 전압이거나 그보다 높은 전압을 갖는 통상적인 푸시 풀 드라이버일 수 있다.

사이클은 부하(16)를 통해 일정 전류를 유지하도록 반복된다. 입력 및 출력에서의 인덕터 및 캐패시터의 조합에 의해 매우 낮은 입력 및 출력 리플, 그리고 그에 따른 낮은 EMI가 발생된다.

전압 레귤레이터의 경우, 콘트롤러(18)에 의해 타겟 전압에 매칭하는 전압 피드백 신호를 발생하도록 감지 저항(32) 및 증폭기(34)가 제거될 것이고 부하에 걸쳐 전압 센서가 접속될 것이다.

인덕터 L1 및 L2는 개별적이거나 또는 교차 결합될 수 있다.

스위치(20 및 22)의 듀티 사이클(사이클 당 온 타임 퍼센티지)이 D이고, 듀티 사이클은 부하(16)를 통한 타겟 전류를 달성하도록 요구되는 부하(16)에 걸친 전압 Vout를 출력하도록 컨버터(10)에 의해 조절된다. 듀티 사이클은 대략 D=Vout/(Vin+Vout)이다. 일례에서, Vout=Vin이고, 따라서 듀티 사이클은 약 50%이다. 일례에서, Vout=3*Vin이고, 따라서 듀티 사이클은 약 75%이다. 다른 예에서, Vout=Vin/2이고, 따라서 듀티 사이클은 약 33%이다.

감지 저항(26)은 스위치(20) 전류와 동일한 전류 경로이므로 인덕터 L1의 앞이나 뒤에 접속될 수 있다. 다른 실시예에서, 인덕터 L1 또는 스위치(20)의 내부 저항은 감지 저항(26)으로서 작동한다. 마찬가지로, 감지 저항(26)은 부하(16)와 인덕터 L2 사이에서, 인덕터 L2와 직렬로, 또는 스위치(22)와 접지 사이에서와 같이, 부하(16)의 전류 경로 어디에도 위치할 수 있다.

PWM MOSFET(36)는 LED의 명확한 밝기를 제어하기 위해 LED 부하(16)와 직렬로 접속될 수 있다. 인지가능한 깜빡거림을 방지하기 위해 60Hz 또는 그보다 높은 PWM 신호는 콘트롤러(18)에 의해 발생되고 외부 제어 신호에 의해 설정될 수 있다. 스위치(20 및 22)의 스위칭 주파수는 통상적으로 100kHz와 5MHz 사이에 있으므로, PWM 디밍 사이클 당 다수의 스위칭 사이클이 존재할 것이다. 부하 전류 측정은 PWM MOSFET(36)가 온일 때에만 이루어진다. 캐패시터 COUT는 LED 스트링이 분리될 때 PWM MOSFET(36) 오프 타임 동안 LED 스트링 전압을 유지한다. 이것은 PWM MOSFET(36)가 다음 PWM 사이클의 개시 시에 다시 턴 온될 때 LED 스트링이 그 조절된 전류로 신속히 복귀하게 한다.

LED 부하는 그 대신에 하나의 LED, LED 어레이, 직렬과 병렬의 LED, 또는 임의의 다른 구성의 LED일 수 있다.

도 2는 하나의 IC 칩으로서 형성될 수 있는 하나의 가능한 콘트롤러(18)를 보다 상세하게 도시한다. 인덕터 L1과 L2, 및 각종 캐패시터는 통상적으로 그 크기로 인해 칩 외부에 있으나, 적은 값의 인덕터 및 캐패시터가 칩 상에 형성될 수 있다.

스위치(20)가 온일 때, 증폭기(28)의 상방향 램핑 출력은 합산기(40)의 입력에 인가된다. 경사 보상기(42)로부터의 동기화된 상방향 램핑 톱니 파형은 더 큰 듀티 사이클에서 경사 보상을 위해 합산기(40)의 다른 입력에 인가된다. 경사 보상은 통상적이다.

합산기(40)의 출력은 펄스 폭 변조(PWM) 비교기(44)의 입력에 인가된 상방향 램핑 신호이다.

이 시간 동안, 조절된 LED 전류 ILED는 LED 부하(16)를 통해 흐른다. 감지 저항(32)에 걸친 전압 강하는 부하(16) 전류에 대응한다. 저항(32)의 하이측 단자는 트랜스컨덕턴스 에러 증폭기(46)의 하나의 입력 단자에 접속되고, 저항(32)의 로우측 단자는 오프셋 전압(50)에 접속되고, 그 값은 타겟 조절된 전류를 설정한다. 오프셋 전압 레벨은 에러 증폭기(46)로의 입력이 타겟 전류와 동일하도록 설정된다. 사용자는 저항과 같은 외부 컴포넌트에 의해 오프셋 전압 레벨을 설정하거나, 혹은 IC 내부에서 고정될 수 있다. 예에서, 오프셋 전압은 100mV로 설정되고, 이것은, 예를 들어, 1A의 타겟 부하 전류에 대응할 수 있다.

에러 증폭기(46)의 출력은 인덕터 L1 및 스위치(20)를 통해 피크 전류를 설정하는 제어 전압 Vc를 발생하도록 RC 회로(51)에 접속된다. 제어 전압 Vc는 PWM 비교기(44)의 다른 입력에 접속된다. Vc는 정상 상태(steady state) 조건 하에서 안정적이다.

합산기(40)로부터의 팸핑 신호가 Vc 레벨과 교차할 때, PWM 비교기(44)의 출력은 RS 플립플롭(52)을 리셋한다. 플립플롭(52)의 결과적인 낮은 출력은 스위치(20 및 22)를 턴 오프하도록 드라이버(38)를 제어한다.

스위치(20 및 22)가 오프일 때, 인덕터 L1 및 L2를 통한 전류는 램핑 다운된다. 오실레이터(60)에 의해 제어되는 다음의 스위칭 사이클의 개시 시에, 플립플롭(52)은 스위치(20 및 22)를 턴 온하도록 설정되고, 피드백 프로세스가 반복된다. 통상적인 스위칭 주파수는 100kHz와 5MHz 사이에 있다.

감지 저항(26 및 32)은 그들의 동일한 전류 경로를 따라 다른 지점에 위치할 수 있다.

모든 실시예에서, 다이오드(24 및 36)는 동기형 정류기 MOSFET로 대체되고 다이오드(24 및 36)의 기능에 필적하도록 듀티 사이클 1-D에 의해 제어될 수 있으나 효율을 증대시키도록 더 낮은 전압 강하를 가질 수 있다. 다이오드 및 동기형 정류기는 모두 본 명세서에서 정류기로서 지칭된다.

다른 실시예에서 동일한 콘트롤러(18)가 사용될 수 있다.

다른 실시예에서, 인덕터 L2 및 스위치(22)를 통한 피크 전류는 스위치(22)와 직렬인 감지 저항을 통해 전류를 감지함으로써 조절될 수 있다. 피크 전류는 부하(16)를 통해 타겟 전류를 획득하도록 요구되는 전류일 것이다. 스위치(20 및 22)는 이전에 기술된 것과 동일한 방식으로 또한 스위칭할 것이고, 스위치(20 및 22)의 듀티 사이클은 타겟 출력 전류를 달성하도록 요구되는 전류일 것이고, Vboost는 도 1 및 도 2의 실시예와 동일할 것이다.

도 3은 직렬 스트링의 어느 LED가 밝기 또는 컬러 제어를 위해 조명되는지를 선택적으로 제어하는 제어 회로(72)를 갖는 부스트 덴 벅 모드 컨버터(70)의 제2 실시예를 도시하며, 여기서 스트링의 LED는 상이한 컬러를 방출하기 위해 상이한 형광체를 가질 수 있다. LED 부하(16)를 통하는 일정한 전류 ILED는 차동 증폭기(34)를 이용하여 부하(16)와 직렬인 감지 저항(32)에 의해 감지된다. 차동 증폭기(34)는 콘트롤러(18)의 일부분으로서 도 2에 도시된 보다 복잡한 부하 전류 검출 회로를 나타낼 수 있다. 콘트롤러(18)는 부하(16)를 통해 타겟 전류를 달성하도록 Isw 및 ILED를 수신하고 스위치(20 및 22)의 듀티 사이클을 제어한다.

LED를 통한 고주파 리플 전류(삼각형 인덕터 L2 전류)는 인지가능한 깜빡거림을 발생하지 않을 것이므로, 출력 캐패시터(예를 들어, 도 2의 Cout)가 요구되지 않아, 상당한 비용 및 공간이 절약되고 LED가 조광기(dimmer)(컬러/밝기 제어 회로(72))에 의해 스트링의 내부로 및 외부로 스위칭됨에 따라 LED 전류의 고속의 과도 응답을 허용한다. 캐패시터(86)는 감지 저항(32)에 걸쳐 상대적으로 일정한 전압 강하를 유지하기 위해 감지 저항(32)에 걸쳐 접속되므로 평균 LED 전류가 증폭기(34)에 의해 검출된다. 캐패시터(86)의 크기는 감지 저항(32)에 걸친 낮은 전압으로 인해 도 2의 출력 캐패시터 Cout의 크기보다 훨씬 작다.

스트링 내의 LED(88)는 청색 발광 GaN LED와 같이 동일한 타입의 LED이되, 상이한 형광체 코팅을 가질 수 있으므로, 청색 광을 방출하는 몇몇 LED, 녹색 광을 방출하는 몇몇 LED, 및 적색 광을 방출하는 몇몇 LED가 존재한다. 콘트롤러(72)는 LED를 턴 오프하는 개별적인 LED에 걸쳐 선택적으로 단락을 제공하기 위해 외부 디지털 신호에 의해 제어된다. 컨버터(70)가 감소된 전압 강하를 보상하고 LED를 통해 타겟 전류를 유지하도록 듀티 사이클을 조정할 것이므로 단락되지 않는 LED는 동일한 밝기를 계속해서 가질 것이다. 그러한 방식으로, 방출된 컬러가 제어될 수 있다. 또한, LED를 선택적으로 단락시킴으로써, 컬러에 추가하여 밝기가 제어될 수 있으므로, PWM 디밍 MOSFET가 요구되지 않는다.

도 1 내지 도 3의 스위치(20 및 22)가 (낮은 값의 감지 저항(26)을 무시하는) 접지에 접속되고 동일한 듀티 사이클을 가지므로, 스위치(20 및 22)는 도 4에 도시된 바와 같이, 하나의 스위치(90)에 효과적으로 병합될 수 있다. 스위치(90)는 증가된 전력 처리를 위해 병렬로 접속된 복수의 스위치일 수 있다. 스위치(90)를 통한 피크 전류는 앞에서 기술된 바와 같이, 부하 전류 ILED가 타겟 전류에 매칭하게 하도록 (그 듀티 사이클을 제어하는) 콘트롤러(18)에 의해 조절된다. 따라서, 비용 및 크기가 더 감소된다. 입력 및 출력 리플은 입력 및 출력에서의 인덕터 L1 및 L2로 인해 매우 낮다. 도 2에 도시된 동일한 부하 전류 검출 회로 및 스위치 제어 회로는 모든 실시예에서 사용될 수 있다. 정류기(다이오드 또는 동기형 스위치)는 그 듀티 사이클(1-D) 및 전압이 동일하므로 도 4에서 또한 결합되어 있다. 2개의 스위치, 2개의 정류기 컨버터는 동일한 특성을 갖는 하나의 스위치, 하나의 정류기 컨버터가 된다.

도 4에서, 감지된 스위치 전류 Isw는 단지 IL1 피크 전류가 아닌 IL1+IL2 피크 전류이다. 이 설정은 더 많은 스위치 전류 정보 및 경사(slop)를 갖고 감지 저항 및 제어 루프에 의해 보상될 것이다. 감지 저항(26)은 듀티 사이클을 제어하는 부스트 또는 벅 스테이지 피크 전류 정보를 사용하기 위해 인덕터 L1 또는 L2와 직렬로 배치될 수 있다.

도 4의 출력 캐패시터 Cout는 도 1 및 도 2의 표준 출력 캐패시터 Cout일 수 있거나, 또는 출력 캐패시터가 존재하지 않을 수 있고, 도 3에 도시된 바와 같이, 저항(32) 및 컬러/밝기 제어 회로(72)에 걸쳐 필터 캐패시커가 사용될 수 있다.

LED 이외의 부하가 구동될 수 있고, 앞에서 기술된 바와 같이, 출력 전압을 피드백함으로써, OLED를 구동하는 것과 같이, 조절된 전압을 발생하도록 용이하게 구성될 수 있다.

컨버터의 모든 구성요소는 하나의 집적 회로로 형성될 수 있다. 기술된 임의의 특징은 상이한 방식으로 하나의 컨버터로 결합될 수 있다.

본 발명의 특정의 실시예가 도시되고 기술되었으나, 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 그 폭넓은 양태의 본 발명으로부터 벗어나지 않고 변경 및 변형이 행해질 수 있고, 그에 따라 첨부된 특허청구범위는 그 범위 내에서 본 발명의 진정한 사상 및 범위 내에 해당하는 바와 같은 모든 이러한 변경 및 변형을 포함하는 것이 명백할 것이다.

Claims (25)

1. 발광 다이오드(LED) 부하를 구동하도록 접속된 컨버터로서,
   입력 전압(Vin)을 수신하는 입력 단자와,
   상기 컨버터의 부스트 부분(boost portion)(12) - 상기 부스트 부분은 상기 입력 전압보다 높은 부스팅된 전압(Vboost)을 공급하도록 제어되고,
   상기 부스트 부분은,
   상기 입력 단자에 접속된 제1 단부를 갖는 제1 인덕터(L1)와,
   상기 제1 인덕터의 제2 단부에 접속된 제1 스위치(20) - 상기 제1 인덕터를 충전하도록 상기 제1 스위치가 온 상태에 있을 때 상기 제2 단부를 저 전압으로 풀링(pulling)함 - 와,
   상기 제1 인덕터가 방전하고 있는 동안 상기 제1 스위치가 오프 상태에 있을 때 상기 제1 인덕터를 통해 전류를 도통하도록, 상기 제1 스위치와 제1 캐패시터(30) 사이에 접속된 제1 정류기(24) - 상기 제1 캐패시터는 전류를 평탄하게 하도록 접속되고 상기 부스팅된 전압으로 충전됨 - 를 포함함 - 과,
   상기 컨버터의 벅 모드 부분(buck mode portion)(14) - 상기 벅 모드 부분은 상기 부스팅된 전압보다 낮은 출력 전압(Vout)을 LED 부하(16)에 공급하도록 제어되고,
   상기 벅 모드 부분은,
   제2 인덕터(L2) - 상기 LED 부하는 상기 제2 인덕터의 제1 단부와 상기 제1 캐패시터 사이에 접속됨 - 와,
   제2 스위치(22) - 상기 제2 스위치는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 온 상태에 있을 때 상기 제2 인덕터를 충전하도록 상기 제2 인덕터의 제2 단부에 접속됨 - 와,
   제2 정류기(36) - 상기 제2 정류기는 상기 제2 인덕터의 제2 단부에 접속된 제1 단자 및 상기 제1 캐패시터에 접속된 제2 단자를 가지고, 상기 제2 정류기는 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태에 있을 때 상기 제2 인덕터가 방전하고 있는 동안 상기 제2 인덕터를 통해 전류를 도통시킴 - 를 포함함 - 과,
   온 상태에서 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치를 통과하는 전류에 대응하는 제1 피드백 신호(Isw)를 수신하고, LED 부하 전류 또는 LED 부하 전압에 대응하는 제2 피드백 신호(ILED)를 수신하는 콘트롤러(18)를 포함하고,
   상기 콘트롤러는 동일한 듀티 사이클을 갖도록 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 제어하고 상기 LED 부하 전류 또는 LED 부하 전압을 조절하도록 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치를 통과하는 피크 전류를 조절하고,
   상기 콘트롤러는,
   부하 전류 또는 부하 전압에 대응하는 신호를 수신하는 에러 증폭기 - 상기 에러 증폭기는 타겟 부하 전류 또는 부하 전압을 달성하는 데 필요한 스위칭 듀티 사이클에 대응하는 제어 전압을 생성함 - 와,
   상기 제어 전압을 상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치를 통과하는 순간 전류에 대응하는 신호와 비교하는 펄스 폭 변조(PWM) 비교기와,
   상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치를 통과하는 램핑 전류가 상기 제어 전압을 교차할 경우 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 상태를 스위칭하기 위한 상기 PWM 비교기의 출력을 수신하도록 결합된 스위치 제어 회로와,
   스위칭 사이클의 개시 시에 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 리셋하기 위한 오실레이터를 포함하는
   컨버터.
   
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1 스위치는 제1 MOSFET(20)이고 상기 제2 스위치는 제2 MOSFET(22)인
   컨버터.
   
3. 삭제
4. 제1항에 있어서,
   상기 제1 피드백 신호(Isw)는 상기 제1 스위치(20)가 온 상태에 있을 때 상기 제1 스위치를 통과하는 순간 전류이고, 상기 콘트롤러(18)는 상기 제1 스위치를 통과하는 피크 전류를 조절하는
   컨버터.
   
5. 제4항에 있어서,
   상기 제1 인덕터(L1) 및 상기 제1 스위치(20)를 포함하는 전류 경로 내에 감지 저항(26)을 더 포함하는
   컨버터.
   
6. 제1항에 있어서,
   상기 제1 피드백 신호(Isw)는 상기 제2 스위치(22)가 온 상태에 있을 때 상기 제2 스위치를 통과하는 순간 전류이고, 상기 콘트롤러(18)는 상기 제2 스위치를 통과하는 피크 전류를 조절하는
   컨버터.
   
7. 제6항에 있어서,
   상기 제2 인덕터(L2) 및 상기 제2 스위치(22)를 포함하는 전류 경로 내에 감지 저항을 더 포함하는
   컨버터.
   
8. 제1항에 있어서,
   상기 제2 인덕터(L2) 및 상기 제2 스위치(22)는 상기 부하(16)의 제1 단자와 접지 사이에 접속되고, 상기 부하의 제2 단자는 출력 캐패시터(Cout)의 단자에서 전압을 수신하도록 접속되고, 상기 출력 캐패시터는 상기 제2 인덕터를 통과하는 전류에 의해 충전되는
   컨버터.
   
9. 제1항에 있어서,
   상기 제2 인덕터(L2) 및 상기 제2 스위치(22)는 상기 부하(16)의 제1 단자와 접지 사이에 접속되고, 상기 부하의 제2 단자는 상기 제1 캐패시터의 단자에서 전압을 수신하도록 접속되는
   컨버터.
   
10. 제1항에 있어서,
    상기 부하(16)를 통과하는 전류를 검출하는 상기 부하와 직렬인 감지 저항(32)을 더 포함하고, 상기 콘트롤러(18)가 타겟 전류에 매칭하는 부하 전류를 조절하도록 상기 제2 피드백 신호(ILED)는 상기 부하 전류에 대응하는
    컨버터.
    
11. 제1항에 있어서,
    상기 콘트롤러가 타겟 전압에 매칭하는 플로팅 부하 전압을 조절하도록 상기 제2 피드백 신호는 부하 전압에 대응하는
    컨버터.
    
12. 제1항에 있어서,
    상기 제2 피드백 신호(ILED)는 LED 부하 전류에 대응하고, 상기 LED 부하와 직렬인 감지 저항(32)에 걸친 전압 강하가 감지되어 상기 제2 피드백 신호가 발생되고, 상기 컨버터는 상기 LED 부하(16)를 통해 램핑 전류를 필터링하기 위해 상기 감지 저항에 걸쳐 접속된 캐패시터(86)를 더 포함하는
    컨버터.
    
13. 삭제
14. 삭제
15. 제1항에 있어서,
    상기 부하(16)는 발광 다이오드(LED)의 직렬 스트링을 포함하고, 상기 컨버터는 상기 LED를 통한 전류를 조절하는
    컨버터.
    
16. 제1항에 있어서,
    상기 LED 부하(16)에 접속된 제3 스위치(36)를 더 포함하고, 상기 제3 스위치는 상기 LED 부하의 인지 밝기(perceived brightness)를 제어하기 위해 상기 제1 스위치(20) 및 상기 제2 스위치(22)와 별도로 제어되는
    컨버터.
    
17. 삭제
18. 제1항에 있어서,
    상기 LED 부하(16)는 상기 LED의 직렬 스트링을 포함하고,
    상기 컨버터는,
    상기 LED에 접속되어 적어도 상기 LED의 인지 밝기 또는 인지 방출 컬러를 제어하도록 상기 LED를 선택적으로 단락시키는 단락 회로(72)와,
    상기 LED와 직렬로 접속되어 상기 LED를 통한 전류를 검출하고 상기 제2 피드백 신호(ILED)를 생성하는 감지 저항(32)과,
    상기 감지 저항에 걸쳐 접속된 필터 캐패시터(86)를 더 포함하는
    컨버터.
    
19. 삭제
20. 발광 다이오드(LED) 부하(16)를 구동하도록 접속된 컨버터로서,
    입력 전압(Vin)을 수신하는 입력 단자와,
    상기 컨버터의 부스트 부분 - 상기 부스트 부분은 상기 입력 전압보다 높은 부스팅된 전압(Vboost)을 공급하도록 제어되고,
    상기 부스트 부분은,
    상기 입력 단자에 접속된 제1 단부를 갖는 제1 인덕터(L1)와,
    상기 제1 인덕터의 제2 단부에 접속되어 상기 제1 인덕터를 충전하도록 자신이 온 상태에 있을 때 상기 제2 단부를 저 전압으로 풀링하는 제1 스위치(90)와,
    상기 제1 인덕터가 방전하고 있는 동안 상기 제1 스위치가 오프 상태에 있을 때 상기 제1 인덕터를 통해 전류를 도통하도록, 상기 제1 스위치와 제1 캐패시터(30) 사이에 접속된 제1 정류기(24) - 상기 제1 캐패시터는 전류를 평탄하게 하도록 접속되고 상기 부스팅된 전압으로 충전됨 - 를 포함함 - 과,
    상기 컨버터의 벅 모드 부분 - 상기 벅 모드 부분은 상기 부스팅된 전압보다 낮은 출력 전압을 LED 부하에 공급하도록 제어되고,
    상기 벅 모드 부분은,
    상기 LED 부하가 제2 인덕터의 제1 단부와 상기 제1 캐패시터 사이에 접속되는 제2 인덕터(L2) - 상기 제2 인덕터는 상기 제1 스위치에 접속된 제2 단부를 가짐 - 를 포함함 - 과,
    온 상태에서 상기 제1 스위치를 통과하는 전류에 대응하는 제1 피드백 신호(Isw)를 수신하고, LED 부하 전압 또는 LED 부하 전류에 대응하는 제2 피드백 신호(ILED)를 수신하는 콘트롤러(18)를 포함하고,
    상기 콘트롤러는 상기 LED 부하 전압 또는 LED 부하 전류를 조절하도록 상기 제1 스위치를 통과하는 피크 전류를 조절함으로써 상기 제1 스위치의 듀티 사이클을 제어하고,
    상기 콘트롤러는,
    부하 전류 또는 부하 전압에 대응하는 신호를 수신하는 에러 증폭기 - 상기 에러 증폭기는 타겟 부하 전류 또는 부하 전압을 달성하는 데 필요한 스위칭 듀티 사이클에 대응하는 제어 전압을 생성함 - 와,
    상기 제어 전압을 상기 제1 스위치 또는 제2 스위치를 통과하는 순간 전류에 대응하는 신호와 비교하는 펄스 폭 변조(PWM) 비교기와,
    상기 제1 스위치 또는 상기 제2 스위치를 통과하는 램핑 전류가 상기 제어 전압을 교차할 경우 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 상태를 스위칭하기 위한 상기 PWM 비교기의 출력을 수신하도록 결합된 스위치 제어 회로와,
    스위칭 사이클의 개시 시에 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치를 리셋하기 위한 오실레이터를 포함하는
    컨버터.
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제

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