KR101536958B1

KR101536958B1 - 전기적 잡음을 상쇄시키는 자기에너지전달소자 및 전원장치

Info

Publication number: KR101536958B1
Application number: KR1020130018959A
Authority: KR
Inventors: 박찬웅
Original assignee: 박찬웅
Priority date: 2010-11-09
Filing date: 2013-02-22
Publication date: 2015-07-15
Also published as: US20170278625A1; CN103299379A; CN106298203A; CN103299379B; JP2013544067A; CN106229132A; US9704641B2; KR20130029099A; WO2012064063A3; WO2012064063A2; JP5719448B2; CN106298203B; KR20120049818A; KR101282579B1; US20130242452A1

Abstract

본 발명은 생산하기 좋은 간단한 구조의 트랜스포머로 트랜스포머의 권선간의 용량성의 결합에 의한 전도 노이즈 혹은 전도 노이즈 및 복사 노이즈를 상쇄시켜 제거함으로써, 대량 생산 시에도 EMI의 편차가 적고 충분한 마진을 제공하여, 트랜스포머의 단가를 인하시키고, EMI 필터의 비용을 절감할 수 있게 하는 트랜스포머 및 전원장치에 관한 것이다.

Description

전기적 잡음을 상쇄시키는 자기에너지전달소자 및 전원장치 {Magnetic energy transfer element and power supply which cancels electrical noise}

종래에도 자기에너지전달소자의 권선에 의한 상쇄작용을 이용하여 전원장치에서 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 낮추도록 구성한 자기에너지전달소자나 전원장치가 있었다. 그러나, 상쇄를 위해 작은 턴(T: Turn) 수로 빈틈없이 한 권선층을 채우기 위해 5~6가닥의 가는 선을 펼쳐서 감아야 했다. 따라서, 권선 작업이 어렵고 트랜스포머의 생산성이 낮아 단가가 올라가며, 낮은 높이의 형태를 갖는 트랜스포머의 경우에는 여러가닥을 핀에 접속할 수 없는 등의 많은 단점을 가진다. 또한, 낮은 높이의 형태를 갖는 트랜스포머의 높이의 제한으로부터 벗어나기 위하여 변형된 형태의 방식이 사용되었다. 이 경우에는 전원장치에서 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 낮추는 효과의 편차가 커서 대량 생산 시 EMI의 규격을 만족시키기 어려운 단점이 있었다.

종래의 기술을 간략히 설명하면 다음과 같다.

도 1은 일반적인 플라이백 컨버터에서 트랜스포머(13)와 입력선로(16)과 출력선로(17)가 트랜스포머 내부의 분포용량에 의해 결합하여 전기적인 접지로 변위전류를 발생시키는 원리를 설명한다. 이하 제시된 모든 도면에서 트랜스포머의 각 권선에 표시된 검은 점은 권선의 시작이나 혹은 끝을 표시한다.

도 1에 있어서, 교류 입력 전압은 정류되고 캐패시터(11)에 의해 평활된다.출력전압의 피드백에 대응하여 스위칭소자(12)가 단속되어 트랜스포머(13)의 입력권선(131)의 에너지의 축적과 방출이 일어나며, 출력정류기(14)와 캐패시터(15)는 출력권선(133)의 전압을 정류하여 부하에 전력을 공급한다.

통상적으로 트랜스포머(13)의 입력권선(131)의 일단과 스위칭소자(12)의 접속점은 스위칭소자(12)가 턴 온 혹은 턴 오프될 때 전압의 변화속도가 대단히 빠르고 최대 500~600볼트의 전위의 변동이 발생된다. 이 전위의 변동은 입력권선(131)과 출력권선(133)과의 사이의 분포용량(Cps)을 통한 경로나 입력권선(131)과 트랜스포머 코어와의 분포용량(Cpc)과 트랜스포머 코어와 출력권선(133)과의 분포용량(Csc)를 통한 경로로 출력권선(133)에 전달되어 출력 선로(17)가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 또한, 전위의 변동은 입력권선(131)과 입력선로(16) 사이의 분포용량(Cpi)을 통해 입력선로(16)가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 또한, 전위의 변동은 입력권선(131)과 트랜스포머 코어(136)와의 분포용량(Cpc)을 통해 트랜스포머 코어가 노이즈의 전위를 갖게 한다. 이들 노이즈의 전위는 각각 입력선로(16)와 접지와의 분포용량(Cig)과 출력선로(17)와 접지와의 분포용량(Cog)와 트랜스포머의 코어와 접지와의 분포용량(Ccg)를 통해 전류가 흐르게 하여 공통 모드 노이즈(Common mode noise)를 생성하며, 이 노이즈 전류는 법 규정에서 정한 레벨 이하로 관리되어야 한다.

도 2는 종래 기술에서 입력권선의 전위에 의해 출력권선이 용량성으로 결합하는 것을 상쇄시키는 원리도이다.

도 2에서, 입력권선(131)은, 출력권선(133)을 향하는 방향으로 전기장을 생성시켜 출력권선(133)과 서로 마주보는 면의 분포용량을 통해 용량성의 결합 전류를 생성시키고, 출력권선(133)을 향하는 반대 방향으로 전기장을 생성시켜 입력권선(131)과 트랜스포머 코어(136)와의 분포용량과 트랜스포머 코어(136)와 출력권선(133)과의 분포용량을 통해 용량성의 결합 전류를 생성시킨다.

도 2에서, 출력선로를 통해 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 허용치 이하로 유지 하기 위해, 입력권선(131)과 출력권선(133) 사이의 용량성의 결합 전류를 낮게 유지해야 한다. 도 2에서는, 이를 위해, 입력권선(131)에서 출력권선(133)을 향하는 방향으로 생성되는 전기장은 상쇄권선(132)에 의해 차폐시키고, 입력권선(131)에서 출력권선(133)을 향하는 방향과 반대 방향으로 생성되는 전기장은 차폐권선(134)에 의해 차폐시킨다.

또한, 차폐에도 불구하고 생성되는 용량성의 결합을, 차폐권선(134)은 입력권선(131)의 전위과 반대의 극성의 전위로 전기장을 형성시켜 제거한다. 또한, 상쇄권선(132)은, 상쇄권선(132)과 출력권선(133) 사이에 역극성의 용량성을 결합을 생성시켜, 차폐에도 불구하고 생성되는 입력권선(131)과 출력권선(133) 사이의 용량성의 결합을 상쇄시켜 제거한다.

높은 전위의 변동을 갖는 입력권선(131)으로부터 동일한 극성에 낮은 전위의 변동을 갖는 출력권선(133)으로 생성되는 용량성의 결합을 상쇄시킬 역극성의 전류를 생성시키기 위해, 상쇄권선(132)은 출력권선(133)의 전위의 변동보다 더 낮은 전위의 변동을 가져야 하며, 이를 위해 상쇄권선(132)의 턴(T: Turn) 수는 출력권선(133)의 턴 수보다 작다.

실례로써, 220V의 상용전압을 입력으로 하고 5V를 출력으로 하는 휴대폰 충전기용 전원에 주로 사용되는 권선 폭이 8mm인 트랜스포머를 예로 든다. 출력권선(133)의 턴 수가 8턴(T: Turn)인 경우, 도 2의 방식에서는 입력권선(131)이 출력권선(133)과 용량성으로 결합하지 못하도록 차폐시키면서 결합을 상쇄시키기 위해, 상쇄권선(132)의 턴 수는 6T 내지 7T이다. 7T로 8mm의 권선 폭을 완전히 감싸기 위해서는 0.18mm 직경의 얇은 선을 6가닥을 가지런히 펼쳐서 빈틈없이 병렬로 감아야 하므로, 권선을 감기가 어려워 생산성이 낮아지고 가격이 상승하는 단점을 가진다.

도 3에 도 2의 트랜스포머의 실례를 보이며, 도 4는 도 3의 트랜스포머에서 10V 내외의 보조전원을 인출하기 위한 3 가닥의 바이어스권선(135)를 더 포함하는 예이다. 3가닥의 바이어스권선(135)과 6가닥의 상쇄권선(132)이 연결되어야 하는 공통 접지용 단자(5a와 7a)에는 총 9가닥이 결선되어야 하는데, 납땜된 부품의 높이가 제한받는 소형 제품에서는 이러한 방법을 사용할 수 없게 된다.

도 5는 권선의 작업성을 개선하기 위하여 변형된 트랜스포머의 구조를 보인다. 입력권선(131)과 출력권선(133)의 사이에 상쇄를 위한 턴 수보다 훨씬 많은 턴 수를 가지는 바이어스권선(135)을 위치시키고, 입력권선(131)과 출력권선(133)의 사이와 바이어스권선(135)과 출력권선(133)의 사이에서 생성되는 용량성의 결합을 상쇄시키기 위해 출력권선(133)의 일부분과 용량성으로 결합하는 한 가닥의 상쇄권선(137)을 추가한 구조이다. 그런데, 상쇄권선(137)의 위치를 잡아주기 위한 베리어테이프(138)가 폭의 편차가 크고, 상쇄권선(137)의 물리적인 위치가 일정하지 않아 상쇄권선(137)과 출력권선(133) 사이의 결합은 큰 편차가 발생된다. 이 편차는 제품에 따라 EMI가 크게 발생되게 하는 단점을 가진다.

도 6은 종래 기술에서 샌드위치의 권선 구조를 갖는 예인데, 입력권선 중 작은 전위의 변동폭을 갖는 제1입력권선(131a)과 큰 전위의 변동폭을 갖는 제2입력권선(131b)으로 둘로 나뉘어 출력권선(133)의 양 권선면을 샌드위치 형태로 감싼다. 제1입력권선(131a)과 출력권선(133)의 사이와 제2입력권선(131b)과 출력권선(133)의 사이에는 각각 제1차폐권선(132a)와 제2차폐권선(132b)을 위치시켜, 제1입력권선(131a)과 출력권선(133)의 사이와 제2입력권선(131b)과 출력권선(133)의 사이의 용량성의 결합을 차폐시킨다. 그런데, 큰 전위의 변동폭을 갖는 제2입력권선(131b)과 출력권선(133) 사이의 용량성의 결합을 차폐하더라도, 도 3에서 입력권선(131)의 권선 층 중 가장 낮은 전위의 변동폭을 갖는 권선 층과 출력권선(133)과의 사이에서 발생되는 결합 전류에 비해 훨씬 큰 결합 전류가 발생한다. 또한 큰 전위의 변동폭을 갖는 제2입력권선(131b)이 갖는 높은 스파이크 전압은 제2차폐권선(132b)에 또 다른 노이즈를 형성시킨다. 따라서, 큰 전도 노이즈와 복사 노이즈가 생성되어, 라인필터를 보강하거나, 고주파 필터를 사용하는 등의 노이즈에 대한 대책을 요구한다.

종래의 기술은 선을 6가닥씩이나 병렬로 감아야 하므로 자동화가 어렵고 생산성이 저하되며, 높이가 제한을 받는 소형제품에서는 많은 수의 선을 단자에 납땜하는 것이 높이 제한을 만족시키기 어렵고, 선의 가닥 수를 줄이기 위해 바이어스권선과 균형권선으로 상쇄를 시키는 경우, 상쇄의 편차가 심해서 EMI의 마진 관리가 어려워지는 단점을 가진다. 또한 샌드위치의 권선 구조에서 큰 전도 노이즈와 큰 복사 노이즈가 생성되어, 라인필터를 보강하거나, 고주파 필터를 사용하는 등의 노이즈에 대한 대책을 요구하는 단점을 가진다. 본 발명은 종래 기술의 이러한 단점들을 모두 해결하기 위한 것이다.

이 발명은 비절연형의 Buck 컨버터와 Buck-boost 컨버터와 Boost 컨버터, 절연형의 포워드 컨버터와 플라이백 컨버터에 적용되나, 실시예에 따른 설명은 플라이백 컨버터에 대하여 주로 설명한다.

상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와, 제2전압입력단자와, 스위칭소자와, 자기에너지전달소자와, 출력정류기와, 출력 선로를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지전달소자는,

자기에너지전달소자의 코어와; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 입력권선과; 상기 입력권선의 한쪽 측면과 마주하여 감겨져 상기 입력권선과 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하여 부하에 공급하며, 상기 출력정류기에 접속되는 단자의 전위의 변동이 상기 입력권선의 일단과 상기 스위칭소자의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 반대인 출력권선과; 그리고 상기 입력권선과 상기 출력권선 사이의 서로 마주하는 면의 분포용량을 통한 용량성의 결합을 차폐하고, 상기 출력권선 이외의 권선들 및 상기 자기에너지전달소자의 코어로 부터 상기 출력권선으로 생성되는 용량성 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위하여 상기 출력권선으로 용량성의 결합을 생성시키는 상쇄권선을 포함하되, 상기 출력권선으로 생성되는 용량성의 결합의 합을 낮추기 위한 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 상쇄권선의 턴 수는 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 출력권선의 턴 수보다 큰 것을 특징으로 한다.

또한 상술한 목적을 달성하기 위한 제1전압입력단자와, 제2전압입력단자와, 스위칭소자와, 자기에너지전달소자와, 출력정류기와, 출력 선로를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지전달소자는,

자기에너지전달소자의 코어와; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 그리고 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선을 포함하되, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 상쇄되게 하는 것을 특징으로 한다.

자기에너지전달소자의 코어와; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제1전압입력단자와 상기 스위칭소자의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선과; 상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 제2전압입력단자와 상기 스위칭소자의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선과; 그리고 상기 제1입력권선과 상기 제2입력권선에 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하는 출력권선을 포함하되,

상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제1입력권선 의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의한 상기 제2입력권선의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 서로 상쇄되는 것을 특징으로 한다.

또한, 이 발명에 따르는 상술한 자기에너지 전달소자를 포함하는 Buck 컨버터와 Buck-boost 컨버터와 Boost 컨버터와 플라이백 컨버터와 포워드 컨버터가 제공된다.

또한, 이 발명에 따르는 상술한 전원장치를 포함하는 제조된 물품이 제공된다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 이 발명의 실시예에 따른 노이즈를 상쇄시키는 구조를 가진 트랜스포머 및 전원장치에 대해 보다 상세하게 설명한다.

본 발명은, 트랜스포머의 입력권선과 출력권선 사이의 용량성의 결합을 상쇄시켜 출력선로의 노이즈의 전위를 낮추기 위한 상쇄권선의 턴수를 종전의 기술에 비해 훨씬 증가시켜 훨씬 적은 가닥의 선으로 권선 작업을 할 수 있게 하고, 트랜스포머의 권선 구조를 간단하게 함으로써, 권선 작업의 자동화가 용이하고, 생산성이 향상되고, 트랜스포머의 단가가 인하되며, 상쇄의 편차가 적어 EMI의 편차를 개선 할 수 있으며, 부품 높이의 제한이 있는 소형 제품을 위한 단자의 납땜 부위의 높이 제한에 쉽게 대응할 수 있다는 장점이 있다.

도 1은 종래 기술에 따른 플라이백 컨버터에서 트랜스포머 내부의 분포용량에 의해 접지로 흐르는 변위전류의 발생도.
도 2는 종래 기술의 상쇄의 원리도
도 3 내지 도 5는 종래 기술의 트랜스포머 구조의 실시예들
도 6은 종래 기술을 샌드위치 구조에 적용한 실시예
도 7는 본 발명에 따르는 트랜스포머의 용량성 결합에 대한 상쇄의 원리1
도 8은 도 7의 원리1에 따라 구성된 트랜스포머의 일 실시예
도 9는 도 8의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 10은 도 7의 원리1에 따라 구성된 트랜스포머의 다른 일 실시예
도 11은 도 10의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 12는 본 발명에 따르는 트랜스포머의 용량성 결합에 대한 상쇄의 원리2
도 13은 도 12의 원리2에 따라 구성된 트랜스포머의 일 실시예
도 14는 도 13의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 15는 도 12의 원리2에 따라 구성된 트랜스포머의 다른 일 실시예
도 16은 도 15의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 17은 본 발명에 따르는 트랜스포머의 용량성 결합에 대한 상쇄의 원리3
도 18은 도 17의 원리3에 따라 구성된 트랜스포머의 일 실시예
도 19는 도 18의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 20은 도 17의 원리3에 따라 구성된 트랜스포머의 다른 일 실시예
도 21은 도 20의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 22는 도 17의 원리3에 따라 구성된 트랜스포머의 또 다른 일 실시예
도 23은 도 22의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 24는 도 17의 원리3에 따라 구성된 트랜스포머의 또 다른 일 실시예
도 25는 도 24의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 26은 도 17의 원리3에 따라 구성된 트랜스포머의 또 다른 일 실시예
도 27은 도 26의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 28 내지 도 30은 도 17의 원리3의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터에서 고주파 노이즈의 생성을 억제하는 실시예들
도 31은 본 발명에 따르는 샌드위치 권선 구조를 가지는 트랜스포머의 일 실시예
도 32는 도 31의 트랜스포머를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도
도 33 내지 도 35는 본 발명에 따르는 샌드위치 권선 구조를 가지는 트랜스포머의 다른 실시예들
도 36과 도 37은 이 발명에 따르는 포워드 컨버터의 구성도들

[제1실시예]

도 7은 단일 방향의 전위의 변동을 가지는 입력권선과 출력권선 사이의 용량성의 결합을 차폐시키고 상쇄시키는 트랜스포머(19a)의 일 실시예인 원리1이다.

도 7의 원리1에 있어서, 트랜스포머(19a)는 트랜스포머 코어(196)의 권선 구간에 감겨진 입력권선(191a)과 출력권선(193)과 상쇄권선(192a)으로 구성된다.

도 8은 도 7의 원리1에 따라 구성된 트랜스포머(19a)의 일 실시예이고, 도 9는 도 8의 트랜스포머(19a)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이다.

도 7의 입력권선(191a)은, 도 9에 도시된 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 전류의 흐름의 단속에 의해 전위의 변동을 가지며, 출력권선(193)의 단자 중 출력정류기에 접속되는 단자의 전위의 변동은 입력권선(191a)의 전위의 변동과 반대 극성이다.

스위칭소자(12)의 스위칭에 따라 입력권선(191a)의 전위가 변동하는 매 순간마다, 입력권선(191a)의 전위의 변동에 의해 전기장이 변하여 출력권선(193)이 용량성으로 결합한다.

도 7의 트랜스포머(19a)에서, 입력권선(191a)과 출력권선(193) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합은, 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 결합과 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 결합으로 나눌 수 있다. 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의해 트랜스포머 코어(196)가 용량성으로 결합하고, 코어의 자로를 경유하여 코어(196)가 다시 출력권선(193)과 용량성으로 결합한다.

상쇄권선(192a)은, 트랜스포머(19a)에 포함되는 상쇄권선(192a) 이외의 권선들 및 트랜스포머 코어(196)가 출력권선(193)으로 생성시키는 용량성의 결합의 합을 상쇄시켜 제거하기 위해, 상쇄권선(192a)과 출력권선(193) 사이에 전위차를 갖게하여 용량성의 결합을 생성시킨다.

즉, 상쇄권선(192a)은, 상쇄권선(192a)이 출력권선(193)과의 전위차에 의해 출력권선(193)으로 생성시키는 용량성의 결합이 트랜스포머(19a)에 포함되는 상쇄권선(192a) 이외의 권선들 및 트랜스포머 코어(196)가 출력권선(193)으로 생성시키는 용량성의 결합의 합과 크기가 같고 역극성이 되도록 하여, 출력권선(193)으로 생성되는 모든 용량성의 결합을 상쇄시켜 제거한다.

상쇄권선(192a)은, 입력권선(191a)의 전위의 변동과 반대 극성의 전위의 변동을 갖는 출력권선(193)과 입력권선(191a) 사이의 전위차의 용량성의 결합과 반대 극성인 용량성의 결합의 생성시키기 위해, 출력권선(193)보다 더 큰 반대 극성의 전위의 변동을 가져야 한다. 따라서, 상쇄를 위한 상쇄권선(192a)의 턴 수는 출력권선(193)의 턴 수보다 크다.

또한 상쇄권선(192a)은, 입력권선(191a)과 출력권선(193) 사이의 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨져, 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합을 차폐시켜 매우 작은 용량성의 결합이 발생되게 한다. 상쇄권선(192a)은 차폐를 위해 입력권선(191a)과 출력권선(193) 사이의 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨진다.

상쇄권선(192a)은, 만일 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 생성시키는 전기장이 출력권선(193)과 전혀 용량성으로 결합하지 않는다면, 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성되어 차폐된 전기장에 의한 작은 양의 용량성의 결합을 상쇄시키기 위해, 상쇄권선(192a)의 턴 수는 출력권선(193)의 턴수보다 1T ~ 2T 많게 설정된다.

그러나, 본 발명에 있어서는 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장에 의한 용량성의 결합의 양을 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성되어 차폐되는 전기장에 의한 결합의 양보다 크게 하여, 상쇄를 위해 필요한 상쇄권선(192a)의 턴 수를 생산성이 좋은 턴 수로 맞춘다.

입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합의 양이 클 수록 상쇄를 위한 상쇄권선(192a)의 턴 수와 출력권선(193)의 턴 수의 차이가 더 커지나, 너무 크면 전도성 노이즈를 증가시킨다.

도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 일 실시예인 트랜스포머(19a)에 대해 설명한다.

도 8의 트랜스포머(19a)에 있어서, 트랜스포머 코어(196)에는 입력권선(191a)과 상쇄권선(192a)과 출력권선(193)이 순차적으로 감긴다. 입력권선(191a)의 권선 층 중 출력권선(193)에 가장 근접하는 권선 층은 입력권선(191a)의 권선 층 중 가장 낮은 전위의 변동을 가지는 권선층이다. 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 방향으로 생성되는 전기장의 세기는 입력권선(191a)의 권선 층 중 가장 낮은 전위의 변동을 가지는 권선층의 전위에 주로 영향을 받는다. 입력권선(191a)의 권선 층 중 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치한 권선 층은 입력권선(191a)의 권선 층 중 가장 높은 전위의 변동을 가지는 권선층이다. 입력권선(191a)이 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장의 세기는 입력권선(191a)의 권선 층 중 가장 높은 전위의 변동을 가지는 권선층의 전위에 주로 영향을 받게 되어 있다.

도 9는 트랜스포머(19a)를 적용한 플라이백 컨버터의 일례이다.

도 9에서, 캐패시터(11)과 스위칭소자(12)와 입력선로(16)과 출력 선로(17)은 각각 도 1의 요소들에 대응된다.

도 9의 출력정류기(14a)는, 트랜스포머(19a)의 출력권선(193)이 입력권선(191a)의 전위의 변동과 반대 극성의 전위의 변동을 가지므로, 부의 전압을 정류하고, 캐패시터(15)의 전압과 출력 전압의 극성도 도 1과 반대이다.

위, 도 7 내지 도 9에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19a)는, 자기에너지전달소자의 코어(196)와; 자기에너지전달소자의 코어(196)에 감겨지고, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 입력권선(191a)과; 입력권선(191a)의 한쪽 측면과 마주하여 감겨져 입력권선(191a)과 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하여 부하에 공급하며, 출력정류기(14a)에 접속되는 단자의 전위의 변동이 입력권선(191a)의 일단과 스위칭소자(12)의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 반대인 출력권선(193)과; 그리고 입력권선(191a)과 출력권선(193)의 사이에 위치하여, 입력권선(191a)과 출력권선(193)의 사이의 서로 마주하는 면의 분포용량을 통한 용량성의 결합을 차폐하고, 출력권선(193) 이외의 권선들 및 자기에너지전달소자의 코어(196)로부터 출력권선(193)으로 생성되는 용량성 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위하여 출력권선(193)으로 용량성의 결합을 생성시키는 상쇄권선(192a)을 포함하되, 출력권선(193)으로 생성되는 용량성의 결합의 합을 낮추기 위한 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상쇄권선(192a)의 턴 수는 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 출력권선(193)의 턴 수보다 크다.

또한 도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19a)는, 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선의 권선 면에서 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 방향으로 생성되는 전기장은 자기에너지전달소자의 코어(196)를 경유하여 출력권선(193)과 용량성으로 결합된다.

또한 도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19a)는, 입력권선(191a)의 권선 층 중에서 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 입력권선(191a)이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 방향으로 생성되는 전기장에 의해 출력권선(193)과 용량성으로 결합하는 양이 클수록 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상쇄권선(192a)의 턴 수가 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 출력권선(193)의 턴 수보다 더 커진다.

도 10은 도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 다른 실시예인 트랜스포머(19b)를 보인다.

앞서 설명한 도 8의 트랜스포머(19a)는, 입력권선(191a)의 권선층 중 가장 높은 전위의 변동을 갖는 층이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하여 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 전기장을 생성시킨다. AC 220V 입력을 정류하여 사용하는 경우, 가장 높은 전위의 변동을 갖는 층의 전위의 변동폭이 500V 내외로 너무 높아서, 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장이 너무 클 수 있고, 출력권선(193)과의 결합이 과도하게 생성될 수 있다. 반대로 입력권선(191a)의 권선층 중 높은 전위의 변동을 갖는 층이 출력권선(193)에 가장 가깝게 위치하고 가장 낮은 전위의 변동을 갖는 층이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하는 경우, 입력권선(191a)이 갖는 높은 스파이크 전압의 링깅이 분포용량을 통해 상쇄권선(192a)으로 전달되어 상쇄작용의 오류를 발생시키는 문제 등에 접할 수 있다.

도 10의 트랜스포머(19b)는 상기 언급된 도 8의 트랜스포머(19a)의 문제를 개선하기 위한 것이다.

트랜스포머(19b)는 입력권선(191b)의 권선 층 중에서 가장 높은 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-c)을 가장 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-a)과 중간 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-b)의 사이에 위치시키고 있다. 이러한 구조는 도 8의 트랜스포머(19a)의 입력권선(191a)이 갖는 높은 스파이크 전압의 링깅이 분포용량을 통해 다른 권선에 영향을 주는 것을 막을 수 있다. 트랜스포머(19b)는, 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장의 세기를 조절하기 위해, 입력권선(191b)의 권선 층 중에서 가장 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-a)이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치한다.

출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하는 권선층(191b-a)의 선의 두께나 가닥수를 다른 권선층(191b-b 혹은 191b-c)과 다르게 설정하여 턴 수를 다르게 하면, 권선층(191b-a)의 전위에 의해 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장의 세기를 변화시킬 수 있으므로, 상쇄를 위해 필요로 하는 상쇄권선(192b)의 턴 수를 원하는 수치로 맞출 수 있다.

도 10의 트랜스포머(19b)는 입력권선(191b)의 전위의 변동폭에 따라 입력권선(191b)의 각 권선 층(191b-a 내지 191b-c)의 위치의 배열이 다양하게 달라질 수 있다.

즉, 입력권선(191b)의 전위의 변동폭이 낮은 경우, 입력권선(191b)의 권선 층 중에서 가장 높은 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-c)은 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치할 수 있다. 입력권선(191b)의 전위의 변동폭이 그보다 높으면 입력권선(191b)의 권선 층 중에서 중간 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-b)이 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치할 수 있고, 아주 높은 경우에는 가장 낮은 전위의 변동을 갖는 권선층(191b-a)이 위치한다.

도 11은 트랜스포머(19b)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(19b) 이외의 요소들은 도 9와 대응된다.

도 10과 도 11에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19b)는, 출력권선(193)과의 용량성의 결합의 양을 조절하여 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상쇄권선(192b)의 턴 수를 목표하는 수치로 맞추기 위해, 입력권선(191b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층(191b-a)과 전위의 변화폭이 가장 큰 권선 층(191b-c)과 전위의 변화폭이 중간인 권선 층(191b-b)의 위치의 배열이 선택된다.

도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19b)는, 입력권선(191b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층(191b-c)이 입력권선(191b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층(191b-a)과 상기 입력권선의 나머지 권선층(191b-b)과의 사이에 위치할 수 있다.

또한 도 7의 원리1에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19b)는, 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상쇄권선(192b)의 턴 수를 목표하는 수치로 맞추기 위해, 입력권선(191b)의 권선 층 중에서 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 턴 수가 입력권선(191a 혹은 191b-a 내지 191b-c)의 다른 권선 층의 턴 수와 다르게 선정될 수 있다.

도 12의 원리2는 입력권선(191c)의 전위의 변동폭에 관계없이 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 형성되는 전기장의 세기를 조절하는 방법을 제시한다.

도 12에서 입력권선(191c)과 출력권선(193)은 도 7의 입력권선(191a)과 출력권선(193)에 대응된다.

도 12에서, 입력권선(191c)의 전위의 변동과 동일한 극성의 전위를 갖는 코어바이어스권선(194)은 입력권선(191c)의 높은 전위의 변동을 갖는 층과 트랜스포머(19c)의 코어(196)과의 용량성의 결합을 차폐시킴과 아울러 입력권선(191c)과 코어바이어스권선(194)이 갖는 전위에 의해 출력권선(193)과 마주하는 방향의 반대 방향으로 전기장을 형성시켜 트랜스포머 코어(196)를 용량성으로 결합시키고 코어의 자로를 경유하여 출력권선(193)과 용량성으로 결합시킨다.

상쇄권선(192c)은 입력권선(191c)과 출력권선(193) 사이의 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨져 입력권선(191c)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합을 차폐시키며, 차폐에도 불구하고 생성되는 미소한 결합 전류와 입력권선(191c)과 코어바이어스권선(194)이 출력권선(193)과 마주하는 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 결합 전류를 상쇄권선(192a)과 출력권선(193) 사이에서 생성되는 용량성의 결합전류로 상쇄시켜 제거한다.

따라서, 코어바이어스권선(194)의 턴 수를 적절히 선정하면 상쇄를 위해 필요로 하는 상쇄권선(192c)의 턴 수를 생산성을 고려한 수치로 맞출수 있다.

도 13은 도 12의 원리2에 따라 구성된 트랜스포머의 일 실시예이다.

도 13의 트랜스포머(19c)에서, 입력권선(191c)의 권선층 중 가장 낮은 전위의 변동을 가지는 권선층이 출력권선(193)으로부터 가장 가깝게 감기고, 가장 높은 전위의 변동을 가지는 권선층이 가장 멀리 위치하게 되어 있다. 이외의 사항은 도 12에서 설명한 바와 같다.

도 14는 트랜스포머(19c)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(19c) 이외의 요소들은 도 9와 대응된다.

도 12 내지 도 14에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 12의 원리2에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19c)는, 입력권선(191c)의 권선층 중에서 출력권선(193)으로부터 가장 멀게 위치하는 권선층과 트랜스포머의 코어(196)와의 사이에 감겨지고, 입력권선(191c)의 일단과 스위칭소자(12)의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 동일 극성의 전위의 변동을 갖는 코어바이어스권선(194)을 더 포함하여, 입력권선(191c)이 출력권선(193)을 향하는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 출력권선(193)을 바라보는 방향의 반대쪽 방향으로 형성되는 전기장에 의해 출력권선(193)으로 생성되는 용량성의 결합의 양은 코어바이어스권선(194)의 턴 수에 의해 조절된다.

도 15는 도 12의 원리2의 변형이다.

도 12의 트랜스포머(19c)는 코어바이어스권선(194)에 의해 출력권선(193)을 바라보는 방향의 반대쪽 방향으로 전기장을 생성시킨다. 그에 비해, 도 15의 트랜스포머(19d)는 코어바이어스권선(194d)의 종단을 트랜스포머 코어(196)에 직접 접속시켜 트랜스포머 코어(196)가 코어바이어스권선(194)의 전위에 의해 전기장을 생성하게 한 것이다. 도 15의 입력권선(191d)과 출력권선(193)과 상쇄권선(192d)는 도 12의 입력권선(191c)과 출력권선(193)과 상쇄권선(192c)에 대응된다.

도 15의 상쇄권선(192d)는 입력권선(191d)이 출력권선(193)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합을 차폐시키며, 차폐에도 불구하고 생성되는 미소한 결합 전류와 트랜스포머 코어(196)가 생성시키는 전기장에 의한 결합 전류를 상쇄권선(192d)과 출력권선(193) 사이의 전위차에 의한 용량성의 결합전류로 상쇄시켜 제거한다.

따라서, 코어바이어스권선(194d)의 턴 수를 적절히 선정하여 상쇄를 위해 필요로 하는 상쇄권선(192d)의 턴 수를 원하는 수치로 맞출 수 있다.

도 16은 도 15의 트랜스포머(19d)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(19d) 이외의 요소들은 도 9와 대응된다.

도 15와 도 16에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 12의 원리2에 따르는 본 발명의 트랜스포머(19d)는, 입력권선(191d)의 권선층 중에서 출력권선(193)으로부터 가장 멀게 위치하는 권선층과 트랜스포머 코어(196)와의 사이에 감겨지고, 입력권선(191d)의 일단과 스위칭소자(12)의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 동일 극성의 전위의 변동을 가지는 일측 단자가 트랜스포머 코어(196)에 접속되는 코어바이어스권선(194d)을 더 포함하며, 트랜스포머 코어(196)에서 형성되는 전기장에 의해 출력권선(193)으로 생성되는 용량성의 결합의 양이 코어바이어스권선(194d)의 턴 수에 의해 조절된다.

이와같이 본 발명은 출력권선(193)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장에 의해 트랜스포머 코어(196) 등을 경유하여 출력권선(193)과 용량성으로 결합하는 양을 설정하여, 전원장치에서 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 낮추기 위한 상쇄권선(192a 내지 192d)의 턴 수를 생산하기 좋고, 보조전원을 인출하기에 적합한 턴 수로 맞출 수 있게 한 것이다.

또한, 본 발명에 따르는 트랜스포머(19a 내지 19d)의 상쇄권선(192a 내지 192d)은 권선이 용이하여 생산성을 향상시키고, 많은 턴 수에 의해 한 권선층을 꽉 채운 상쇄권선(192a 내지 192d)의 물리적인 위치의 변동이 작아 출력권선과의 용량성의 결합의 편차가 적게 발생하므로 상쇄특성의 편차가 적어 대량 생산을 하더라도 전도성 EMI의 편차를 작게 안정 시킬 수 있으며, 생산 단가를 낮춰 원가 인하에 효과를 가진다.

[제2실시예]

도 3의 종래의 트랜스포머(13a)과 도 8 내지 도 16의 트랜스포머(19a 내지 19d)에 있어서, 상쇄권선(132 혹은 192a 내지 192d)은 입력권선(131 혹은 191a 내지 191d)과 출력권선(133 혹은 193) 사이의 자기적인 결합을 저해하여 누설(Leakage) 인덕턴스를 증가시키고 효율을 저하시킨다. 또한, 상쇄권선(132 혹은 192a 내지 192d)은 유도된 전압을 이용하여 입력권선(131 혹은 191a 내지 191d)과 출력권선(133 혹은 193) 사이의 용량성의 결합을 상쇄시키는데, 유도된 전압은 입력권선(131 혹은 191a 내지 191d)의 전압 파형에 비해 지연된 왜곡된 파형을 가지므로 상쇄의 오류에 의해 주파수 대 별로 상쇄효과가 달라진다.

도 17은 입력권선과 출력권선 사이의 자기적인 결합을 높여 누설 인덕턴스를 낮춰 효율을 향상시키고, 상쇄의 오류를 줄여 주파수 대 별로 상쇄효과가 우수한 해결책을 제시하는 원리3이다.

도 17에 있어서, 트랜스포머 코어(226)와 제1입력권선(221a)과 출력권선(223)은 도 7에서의 트랜스포머 코어(196)와 입력권선(191a)과 출력권선(193)에 대응되며, 제2입력권선(222a)은 도 7에서의 상쇄권선(192a)을 대신한다.

도 7에서의 설명과 마찬가지로, 도 17에서도 제1입력권선(221a)과 출력권선(223) 사이의 용량성의 결합은 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 결합과 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 결합으로 이루어진다. 제2입력권선(222a)은 제1입력권선(221a)과 출력권선(223) 사이의 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨져 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합을 차폐시킨다. 차폐에도 불구하고 생성되는 제1입력권선(221a)과 출력권선(223) 사이의 서로 마주하는 면을 통한 미소한 결합 전류와 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주 보는 방향의 반대 방향으로 생성시키는 전기장에 의해 트랜스포머 코어(226)을 경유한 결합 전류는 제2입력권선(222a)과 출력권선(223) 사이의 용량성의 결합전류로 상쇄시켜 낮춘다. 또한, 도 7에서 상쇄권선(192a)에 대해 설명한 바와 마찬가지로, 상쇄를 위해 필요로 하는 제2입력권선(222a)의 턴 수는 출력권선(223)의 턴 수보다 더 크다.

도 18은 도 17의 원리3을 적용한 트랜스포머(22a)를 보이고, 도 19는 도 18의 트랜스포머(22a)를 적용한 플라이백 컨버터이며, 이하 도 18과 도 19에 대해 설명한다.

트랜스포머(22a)의 트랜스포머 코어(226)에 감겨진 입력권선은 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)으로 나뉘어 구성된다. 도 19와 같이, "+" 입력전압과 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제1입력권선(221a)과 "-" 입력전압과 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제2입력권선(222a)은, 구동회로(18)의 제어에 의한 스위칭소자(12)의 단속에 의해, 각각 상반된 극성의 전위의 변동을 가지고, 자기에너지를 전달하며, 출력권선(223)의 출력전압을 출력정류기(14a)와 캐패시터(15)로 정류하고 평활시켜 부하로 에너지를 공급한다. 제2입력권선(222a)은 입력권선의 일부로써 에너지를 전달하므로, 출력권선(223)과의 결합도가 높아 누설 인덕턴스가 낮고, 도 3의 종래의 트랜스포머(13a)와 도 8 내지 도 16의 트랜스포머(19a 내지 19d)에 비해 에너지의 전달 효율이 높은 장점을 가진다.

제1입력권선(221a)에서 생성되는 전위의 변동이나 고주파 노이즈는 제2입력권선(222a)에서 생성되는 전위의 변동이나 고주파 노이즈와 역극성이며, 두 권선으로부터 전원장치 내의 다른 소자나 선로로 전해지는 값이 상쇄되어 차의 값만 남게 되므로, 두 권선으로부터의 전기장의 변동이나 고주파 노이즈의 크기가 같다면 전원장치 내의 다른 소자나 선로로 전달되는 노이즈의 값은 상쇄되어 아주 낮다.

제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)은 스위칭소자(12)에 의한 단속에 따라 동일한 전류의 변화를 가지며, 두 권선은 같은 순간에 역극성의 대칭된 파형을 생성한다. 따라서, 제2입력권선(222a)의 전압은, 도 7에서 전압을 유도하여 이용하는 상쇄권선(192a)보다 제1입력권선(221a)의 전압 파형에 훨씬 비슷한 파형을 가지며, 보다 정확한 상쇄작용이 가능하여, 넓은 주파수 대역에서 상쇄효과가 우수하다.

도 18은, 도 7에서의 설명과 마찬가지로, 상쇄를 위해 필요로하는 제2입력권선(222a)의 턴 수를 출력권선(223)의 턴 수 보다 크게 하기 위해, 출력정류기(14a)에 접속되는 출력권선(223)의 단자의 전압이 제1입력권선(221a)의 전위의 변동과 역극성이 되도록 구성된다. 따라서 도 19와 같이, 출력정류기(14a)를 통해 정류하여 캐패시터(15)로 평활한 출력 전압은 "-" 전압이다.

도 18에서는, 제2입력권선(222a)은, 제2입력권선(222a)과 출력권선(223) 사이에서 생성되는 용량성의 결합에 의해, 제2입력권선(222a) 이외의 권선들 및 트랜스포머 코어(226)로부터 출력권선(223)으로 용량성으로 결합되는 합을 상쇄시켜 제거함으로써, 전원장치의 출력선로(17)를 통해 전기적인 접지로 흐르는 변위전류를 아주 작게 낮춘다.

도 7에서 상쇄권선(192a)에 대해 설명한 바와 같이, 제1입력권선(221a)으로부터 역극성의 전위를 갖는 출력권선(223)으로 생성되는 용량성의 결합을 상쇄시키기 위해서, 제2입력권선(222a)은 출력권선(223)보다 더 큰 역극성의 전위를 가져야 하며 출력권선(223)의 턴 수보다 더 큰 턴 수를 가진다. 또한, 상쇄를 위한 제2입력권선(222a)의 턴 수는, 입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장에 의한 용량성의 결합의 양에 따라 출력권선(223)의 턴수보다 훨씬 크게 설정할 수 있다. 또한, 제2입력권선(222a)의 플라이백 전압을 다이오드(20)과 캐패시터(21)로 정류하고 평활하여 구동회로(18)을 위한 보조전원으로 활용할 수도 있다. 이 경우, 보조전원의 공급을 위한 별도의 권선이 필요하지 않으므로 권선의 구조가 간단해져서 원가가 절감된다.

도 18에서, 도 19에 도시된 스위칭소자(12)의 전류의 변화에 의해 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)에서 발생하는 고주파 노이즈는 서로 대칭된 역극성이다.

제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)을 용량성으로 결합시켜, 제1입력권선(221a)에서 발생된 고주파 노이즈를 제2입력권선(222a)에 중첩시키면, 제2입력권선(222a)의 고주파 노이즈는 상쇄되어 낮아진다. 그 경우, 제2입력권선(222a)과 마주하여 감겨져 용량성으로 결합하는 출력권선(223)에는 고주파 노이즈가 작게 전달되므로, 전원장치의 출력선로를 통한 고주파 노이즈의 복사가 낮아지는 추가적인 장점을 가진다. 또한, 제1입력권선(221a)에 제2입력권선(222a)에서 발생되는 고주파 노이즈가 중첩됨으로 인해 제1입력권선(221a)의 고주파 노이즈도 상쇄되어 약해진다.

실제의 사용에 있어서 제1입력권선(221a)이나 제2입력권선(222a)이나 출력권선(223)이나 스위칭소자(12)나 출력정류기(14a) 등의 적절한 곳에 저항과 캐패시터를 달아 고주파 노이즈의 복사가 더욱 낮추는 것을 병행해서 적용하는데, 이는 너무 일반적인 사항이므로 본 발명을 설명하기 위해 제시된 모든 도면에서 특별히 도시하지는 않는다.

도 17 내지 도 19에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 트랜스포머의 코어(226)와; 트랜스포머의 코어(226)에 감겨지고, "+" 입력전압단자와 스위칭소자(12)의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선(221a)과; 그리고 트랜스포머의 코어(226)에 감겨지고, "-" 입력전압단자와 스위칭소자(12)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선(222a)을 포함하며, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제1입력권선(221a)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제2입력권선(222a)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 상쇄된다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 트랜스포머의 코어(226)와; 트랜스포머의 코어(226)에 감겨지고, "+" 입력전압단자와 스위칭소자(12)의 일측 단자와의 사이에 접속되어, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제1입력권선(221a)과; 트랜스포머의 코어(226)에 감겨지고, "-" 입력전압단자와 스위칭소자(12)의 다른 일측 단자와의 사이에 접속되어, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 제2입력권선(222a)과; 그리고 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)에 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하는 출력권선(223)을 포함하며, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제1입력권선(221a)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향과 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제2입력권선(222a)의 전위의 변동 및 발생된 노이즈에 의해 외부로 미치는 영향이 역극성이어서 상쇄된다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 제1입력권선(221a)에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈와 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의해 제2입력권선(222a)에서 발생되어 방출되는 고주파 노이즈가 역극성이어서 서로 상쇄된다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 도 18에 대한 설명과 같이, 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제1입력권선(221a)의 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 용량성의 결합과 스위칭소자(12)의 스위칭 동작에 의한 제2입력권선(222a)의 전위의 변동으로 인하여 전원장치 내부의 선로 및 소자로 생성되는 반대 극성의 용량성의 결합이 역극성이어서 상쇄된다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 제1입력권선(221a)과 출력권선(223)의 사이에 제2입력권선(222a)이 위치한다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 트랜스포머(22a)를 포함하는 전원장치의 전도성 노이즈를 낮추기 위해, 출력권선(223) 이외의 권선들 및 상기 트랜스포머의 코어(226)로부터 출력권선(223)으로 생성되는 용량성 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위하여 필요한 제2입력권선(222a)과 출력권선(223) 사이의 용량성의 결합을 생성시키기 위한 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 제2입력권선(222a)의 턴 수는 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 출력권선(223)의 턴 수보다 크다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선의 권선 면에서 제1입력권선(221a)이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대쪽 방향으로 생성되는 전기장이 트랜스포머의 코어(226)를 경유하여 제2입력권선(222a)과 용량성으로 결합한다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 제1입력권선(221a)의 권선 층 중에서 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 출력권선(223)을 바라보는 방향의 반대쪽 방향으로 형성되는 전기장에 의해 출력권선(223)으로 생성되는 용량성의 결합의 양이 클수록 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 제2입력권선(222a)의 턴 수가 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 출력권선(223)의 턴 수보다 더 크게 된다.

도 18에 있어서, 트랜스포머(22a)는 제1입력권선(221a)의 권선층 중에서 가장 높은 전위의 변동을 갖는 권선층이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하여 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 전기장을 생성시킨다. 도 8에 대해 설명한 것과 같이, 트랜스포머(22a)의 구조는 입력전압이 아주 높은 경우에는 제1입력권선(221a)의 권선층 중에서 가장 고전위의 변동을 갖는 권선층이 생성하는 전기장이 너무 세서 낮추어야 할 필요가 있다.

도 20은 높은 입력전압의 경우에 대응하는 일 실시예인 트랜스포머(22b)의 구조를 보인다. 도 20의 트랜스포머(22b)는 제1입력권선(221b)의 권선층 중에서 가장 저전위의 변동을 갖는 권선층(221b-a)이 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하여 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 전기장을 생성시킨다. 또한, 트랜스포머(22b)는, 제1입력권선(221b)의 권선층 중에서 가장 고전위의 변동을 갖는 권선층(221b-c)을 가장 저전위의 변동을 갖는 권선층(221b-a)과 중간 전위의 변동을 갖는 권선층(221b-b) 사이에 위치시켜, 가장 고전위의 변동을 갖는 권선층(221b-c)의 높은 스파이크 전압이 제2입력권선(222b)에 용량성으로 결합되어 파형을 왜곡시키고 상쇄오류를 발생시키지 않도록 하고 있다.

도 10에 대한 설명에서와 같이, 제1입력권선(221b-a 내지 221b-c)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층과 가장 큰 권선 층과 중간인 권선 층의 위치의 배열이 입력전압의 크기나 제1입력권선(221b)의 전위의 변동폭의 크기에 따라 다양하게 구성될 수 있다.

트랜스포머(22b)는 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향의 끝에 위치하는 권선층의 전위에 의해 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 전기장을 생성시킨다. 제1입력권선(221b)의 각 권선층(221b-a 내지 221b-c)의 위치 및 턴 수의 선정에 의해 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장의 세기를 조절할 수 있으며, 상쇄를 위한 제2입력권선(222b)의 턴 수를 생산성을 고려한 원하는 수치로 맞출 수 있다.

한편, 트랜스포머(22b)는 제1입력권선(221b-a 내지 221b-c)의 권선 층 중에서 중간 전위의 변동을 갖는 권선 층(221b-b)의 고주파 노이즈를 분포용량을 통해 제2입력권선(222b)으로 전달하여 중첩시켜 제2입력권선(222b)에서 발생되는 고주파 노이즈를 상쇄시켜 낮추고 있다.

도 21은 트랜스포머(22b)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(22b) 이외의 요소들은 도 19와 대응된다.

도 20과 도 21에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는, 제1입력권선(221b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층(221b-a)과 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층(221b-b)과 전위의 변화폭이 중간인 권선층(221b-c)의 위치의 배열이 다양하게 구성될 수 있다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는, 제1입력권선(221b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층(221b-b) 제1입력권선(221b)의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층(221b-a)과 나머지 권선층의 사이에 위치할 수 있다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는, 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 제2입력권선(222b)의 턴 수를 목표하는 수치로 맞추기 위해 제1입력권선(221b-a 내지 221b-c)의 권선 층 중에서 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 턴 수가 제1입력권선(221b-a 내지 221b-c)의 다른 권선 층의 턴 수와 다르게 선정할 수 있다.

도 22는, 도 12와 도 13에 대한 설명에서와 같이, 코어바이어스권선(224)에 의해 출력권선(223)을 마주보는 방향의 반대 방향으로 생성되는 전기장의 세기를 설정하여 출력권선(223)으로 생성되는 용량성의 결합을 상쇄시킬 제2입력권선(222c)의 턴 수를 원하는 수치로 맞출 수 있게 하는 트랜스포머(22c)의 구조이다.

도 22에서, 상쇄를 위해 필요로 하는 제2입력권선(222c)의 턴 수를 출력권선(223)의 턴 수보다 크게 할 필요가 없는 경우에는 코어바이어스권선(224)의 턴 수를 작게 할 수 있으며, 경우에 따라 코어바이어스권선(224)의 전위의 변동을 제1입력권선(221c)의 전위의 변동과 역극성이 되도록 하여 코어바이어스권선(224)을 제1입력권선(221c)과 트랜스포머 코어(226) 사이의 용량성의 결합을 차폐하는 목적으로 사용될 수도 있다.

도 23은 트랜스포머(22c)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(22c)의 코어바이어스권선(224)와 제2입력권선(222c)의 플라이백 전압의 합을 다이오드(30)과 캐패시터(31)로 정류하고 평활하여 구동회로(18)을 위한 보조전원으로 활용하는 일 실시예를 보인다. 이외의 요소들은 도 19와 대응된다.

도 22와 도 23에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22c)는, 제1입력권선(221c)의 권선층 중에서 출력권선(223)으로부터 가장 멀게 위치하는 권선 층과 트랜스포머 코어(226)와의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하는 코어바이어스권선(224)을 더 포함한다. 코어바이어스권선(224)은 제1입력권선(221c)의 전위의 변동과 동일한 극성이나 반대인 극성의 변동을 가질 수 있다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22c)는, 제1입력권선(221c)의 권선층 중에서 출력권선(223)으로부터 가장 멀게 위치하는 권선 층과 트랜스포머 코어(226)와의 사이에 감겨지고, 제1입력권선(221c)의 전위의 변동과 동일 극성의 전위의 변동을 갖는 코어바이어스권선(224)을 더 포함하여, 제1입력권선(221c)이 출력권선(223)을 향하는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 출력권선(223)을 바라보는 방향의 반대쪽 방향으로 형성되는 전기장에 의해 출력권선(223)으로 생성되는 용량성의 결합의 양이 코어바이어스권선(224)의 턴 수에 의해 조절된다.

도 24는, 제1입력권선(221d)과 출력권선(223)의 사이에 제2입력권선(222d)이 위치하고 제2입력권선(222d)과 출력권선(223)의 사이에 상쇄권선(225)이 위치하는, 트랜스포머(22d)를 보인다.

트랜스포머(22d)는, 출력권선(223)으로 인가된 정전기 등의 서지 전압이 인가되어 생기는 영향을 막기 위해 사용될 수 있는 것으로, 출력권선(223)을 통해 상쇄권선(225)에 전달된 서지 전압은 교류적인 접지로 바이패스되어 제2입력권선(222d)으로는 감소된 전압이 인가되어 스위칭소자(12) 등을 보호할 수 있다.

트랜스포머(22d)의 상쇄권선(225)은, 제2입력권선(222d)과 출력권선(223) 사이의 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨져 제1입력권선(221d) 및 제2입력권선(222d)이 출력권선(223)을 마주 보는 방향으로 생성시키는 전기장에 의한 용량성의 결합을 차폐시켜 아주 작게 발생되게 한다.

트랜스포머(22d)의 상쇄권선(225)은, 상쇄권선(225)과 출력권선(223) 사이에 용량성의 결합을 생성시켜, 트랜스포머(22d)에 포함되는 상쇄권선(225) 이외의 권선들 및 트랜스포머 코어(226)가 출력권선(223)으로 생성시키는 용량성의 결합의 합을 상쇄시켜 제거시킨다. 상쇄를 위한 상쇄권선(225)의 턴 수는, 제1입력권선(221d)의 전위의 변동과 반대 극성의 전위의 변동을 갖는 출력권선(223)과 제1입력권선(221d) 및 제2입력권선(222d) 사이의 용량성의 결합의 합에 반대되는 극성의 용량성의 결합의 생성시키기 위해, 출력권선(223)보다 더 큰 반대 극성의 전위의 변동을 가져야 한다. 이를 위해, 상쇄를 위한 상쇄권선(225)의 턴 수는 출력권선(223)의 턴 수보다 크다.

도 25는 트랜스포머(22d)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(22d) 이외의 요소들은 도 19와 대응된다.

도 24와 도 25에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22d)는, 제2입력권선(222d)과 출력권선(223) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하고, 출력권선(223) 이외의 권선들과 트랜스포머의 코어(226)로부터 상기 출력권선으로 생성되는 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합의 합을 상쇄시키는 상쇄권선(225)을 더 포함한다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22d)는, 출력권선(223) 이외의 권선들과 트랜스포머의 코어(226)로부터 상기 출력권선으로 생성되는 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위해 필요한 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상쇄권선(225)의 턴 수는 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 출력권선(223)의 턴 수보다 크다.

도 26은 코어바이어스권선(224e)의 종단을 트랜스포머 코어(226)에 접속시켜 트랜스포머 코어(226)가 코어바이어스권선(224e)의 전위를 가지고 전기장을 형성하게 하여 출력권선(223)으로의 용량성의 결합의 양을 결정하며, 코어바이어스권선(224e)의 턴 수의 조절에 의해 상쇄를 위해 필요로 하는 제2입력권선(222e)의 턴 수를 원하는 수치로 맞출 수 있게 하는 트랜스포머(22e)를 보이며, 도 27은 트랜스포머(22e)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이며, 트랜스포머(22e) 이외의 요소들은 도 19와 대응된다.

도 26에 의해 설명한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22e)는, 제1입력권선(221e)의 권선층 중에서 출력권선(223)으로부터 가장 멀게 위치하는 권선 층과 트랜스포머 코어(226)와의 사이에 감겨지고, 제1입력권선(221e)의 전위의 변동과 동일 극성의 전위의 변동을 가지는 일측 단자가 트랜스포머 코어(226)에 접속되는 코어바이어스권선(224e)을 더 포함하며, 트랜스포머 코어(226)에서 형성되는 전기장에 의해 출력권선(223)으로 생성되는 용량성의 결합의 양은 코어바이어스권선(224e)의 턴 수에 의해 조절된다.

도 19와 도 21과 도 28 내지 도 30은 고주파 노이즈의 생성을 억제하거나 출력권선으로의 전달을 막기위한 본 발명의 플라이백 컨버터의 구성도이다.

도 19에 있어서, 스위칭소자(12)의 구동에 의한 전류의 흐름의 빠른 변화에 의해 제1입력권선(221a)에서 발생하는 고주파 노이즈는 동일한 전류의 흐름의 변화를 갖는 제2입력권선(222a)에서 발생하는 고주파 노이즈와 역극성이다. 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)이 분포용량을 통해 용량성으로 결합되어 있어서, 제2입력권선(222a)에서 발생되는 고주파 노이즈에 제1입력권선(221a)에서 발생된 역극성의 고주파 노이즈가 중첩되어, 제2입력권선(222a)의 고주파 노이즈는 상쇄되어 낮아진다. 고주파 노이즈가 낮아진 제2입력권선(222a)과 마주보며 위치하는 출력권선(223)에도 낮아진 고주파 노이즈가 전달되므로 전원장치의 출력선로를 통한 고주파 노이즈의 복사가 낮아진다. 또한, 제1입력권선(221a)에도 제2입력권선(222a)에서 발생되는 역극성의 고주파 노이즈가 전달되어, 제1입력권선(221a)에서 발생된 고주파 노이즈에 제2입력권선(222a)에서 발생되는 고주파 노이즈가 중첩됨으로 인해, 제1입력권선(221a)의 고주파 노이즈도 상쇄되어 약해진다.

도 19에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)가 용량성으로 결합되어 제1입력권선(221a)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(222a)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 상쇄되어 낮아진다.

또한 도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22a)는, 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)이 용량성으로 결합되어 제2입력권선(222a)에서 생성되는 고주파 노이즈가 제1입력권선(221a)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 낮아지고, 제2입력권선(222a)으로부터 출력권선(223)으로 전달되는 고주파 노이즈가 낮아진다.

도 19에 있어서, 제2입력권선(222a)에서 생성된 고주파 노이즈를 상쇄시켜 제거하기 위해서는 제1입력권선(221a)으로부터 제2입력권선(222a)에 전달되는 노이즈의 크기가 제2입력권선(222a)에서 생성된 고주파 노이즈의 크기와 같아야 한다. 그렇게 하기 위해, 제1입력권선(221a)의 권선 층 중에서 제2입력권선(222a)과 분포용량을 통해 용량성으로 결합하여 제2입력권선(222a)에서 생성된 고주파 노이즈의 크기와 같은 크기의 노이즈를 전달할 수 있는 제1입력권선(221a)의 권선 층을 선정하여 결합시킬 필요가 있다.

도 21은 그러한 목적을 위한 해결책 중 하나인데, 제1입력권선(221b)의 중간층(221b-b)과 제2입력권선(222b)을 권선간의 분포용량에 의해 결합시켜, 제2입력권선(222b)에 생성되는 고주파 노이즈가 제1입력권선(221b)의 중간층(221b-b)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄시켜 제거한 일례이다. 제1입력권선(221b)의 중간층(221b-b)의 고주파 노이즈의 크기를 제2입력권선(222b)의 고주파 노이즈를 제거하는데 필요한 값으로 맞추기 위해, 제1입력권선(221b)의 각 층의 턴 수의 비율을 조절한다.

도 21에서 제2입력권선(222b)에서 발생되는 고주파 노이즈는, 제1입력권선(221b)의 턴 수에 대한 제2입력권선(222b)의 턴 수의 비율이 작을수록, 제1입력권선(221b)에서 발생되는 고주파 노이즈에 비해 작고, 클수록 크다. 따라서, 제1입력권선(221b)의 턴 수에 대한 제2입력권선(222b)의 턴 수의 비율에 따라, 제2입력권선(222b)에서 발생되는 고주파 노이즈를 상쇄시켜 제거하기 위해 제2입력권선(222b)과 결합시켜야 하는 제1입력권선(221b)의 권선층(221b-a 내지 221b-c) 중의 하나를 선정해야 한다. 또한, 제2입력권선(222b)의 고주파 노이즈를 제거하기 위하여, 제1입력권선(221b)의 각 권선층(221b-a 내지 221b-c)의 턴 수를 조절하여 권선간의 분포용량을 통해 제2입력권선(222b)에 중첩시키는 고주파 노이즈의 크기와 제2입력권선(222b)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈의 크기를 같게 맞출 수 있다.

도 21에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는, 제1입력권선(221b)과 제2입력권선(222b)이 두 권선 간의 분포용량을 통해 결합하여 제2입력권선(222b)에서 생성되는 고주파 노이즈가 제1입력권선(221b)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 낮아진다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는, 제2입력권선(222b)과 가장 근접하여 위치하는 제1입력권선(221b)의 권선층은 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층(221b-a)과 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층(221b-c)과 전위의 변화폭이 중간인 권선층(221b-b) 중의 하나이다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b)는 분포용량에 의해 제2입력권선(222b)과 결합하는 제1입력권선(221b)의 고주파 노이즈의 크기를 최적의 상쇄에 필요한 크기로 설정하기 위해 제1입력권선(221b)의 하나 이상의 권선 층의 턴 수가 다른 권선 층의 턴수와 다르게 선정될 수 있다.

도 28은 도 21에서의 제1입력권선(221b)의 중간층(221b-b)과 제2입력권선(222b)을 권선간의 분포용량으로 결합시키는 것에 더하여, 제1입력권선(221b)의 일부분과 제2입력권선(222b)을 저항(24)와 캐패시터(23)을 통해 결합시키고 있다. 결합에 의해 제1입력권선(221b)으로부터 전달된 노이즈가, 제2입력권선(222b)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시켜 제거하여, 출력권선(223)에는 고주파 노이즈가 전달되지 않게 한다.

도 29는 일반적인 권선 구조의 제1입력권선(251-a와 251-b)의 권선 층과 제2입력권선(252) 간의 분포용량을 통한 고주파 노이즈의 상쇄와 병행해서 제1입력권선(251-a와 251-b)의 탭과 제2입력권선(252) 사이를 캐패시터(23)와 저항(24) 혹은 캐패시터(23)를 통해 결합시켜 제1입력권선(251)의 일부 권선의 고주파 노이즈와 제2입력권선(252)의 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킨 실시예이다.

도 28과 도 29에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(22b 혹은 25)는, 도 19와 도 21과 도 28과 도 29에 대한 설명과 같이, 입력권선(221b 혹은 251-a와 251-b)과 제2입력권선(222b 혹은 252)이 두 권선 간의 분포용량을 통한 결합과 1개 이상의 결합소자를 통한 용량성의 결합에 의해 제2입력권선(222b 혹은 252)에서 생성되는 고주파 노이즈가 제1입력권선(221b 혹은 251-a와 251-b)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 낮아진다. 결합소자는 캐패시터(23) 혹은 캐패시터(23)와 저항(24)일 수 있다.

도 28의 캐패시터(23)은 고내압을 필요로 하며, 고가이다. 이를 저렴한 부품으로 바꾸거나 제거하기 위한 것이 도 30이다.

도 30은, 제1결합권선(264)을 제1입력권선(261)의 일부와 분포용량을 통해 결합시키고, 제1결합권선(264)을 캐패시터(23)와 저항(24)을 거쳐 제2입력권선(262)과 연결시킨 것으로, 제1입력권선(261)의 일부에서 생성된 고주파 노이즈가 분포용량을 통해 제1결합권선(264)에 전해지고 제2입력권선(262)의 역극성의 고주파 노이즈에 중첩되어, 제2입력권선(262)의 고주파 노이즈를 제거시킨다. 여기서, 상기 제1결합권선(264)는 저항(24)를 거쳐 제2입력권선(262)에 연결되거나 직접 제2입력권선(262)에 연결될 수 있다. 도 30에서, 제2입력권선(262)의 고주파 노이즈가 효과적으로 제거된 경우, 제1결합권선(264)도 고주파 노이즈를 가지지 않으며, 제1입력권선(261)은 고주파 노이즈가 제거된 권선(264)과 제2입력권선(262)으로 감싸여 차폐되어 외부로 고주파 노이즈를 복사시키지 못한다.

도 30에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 17의 원리3에 따르는 본 발명의 트랜스포머(26)는, 도 30에 대한 설명과 같이, 제1입력권선(261)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선(264)을 더 포함하여, 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262)이 제1입력권선(261)과 제2입력권선(262) 사이의 분포용량을 통해 결합하고, 또한 제1입력권선(261)과 제1결합권선(264) 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제2입력권선(262)에서 생성되는 고주파 노이즈가 제1입력권선(261)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 낮아진다. 여기서, 제2입력권선(262)과 제1결합권선(264)은 직결되거나, 캐패시터(23) 혹은 캐패시터(23)와 저항(24) 혹은 저항(24)을 통해 연결될 수 있다.

이와 같은 본 발명의 실시예들은 제2입력권선(222a 내지 222e)의 턴 수를 출력권선(223)보다 훨씬 큰 생산성을 고려한 원하는 수치로 맞출 수 있게 하여, 2 가닥 정도의 얇은 선으로 한 권선층을 꽉 채워 감을 수 있게 함으로써, 트랜스포머의 권선 작업의 생산성을 향상시킨다. 또한, 제2입력권선(222a 내지 222e)의 플라이백 전압을 정류하여 보조전원을 공급함으로써 보조권선을 따로 감아야 했던 종래 방식에 비해 보조권선이 제거되어 트랜스포머의 단가가 낮아진다. 또한, 한 층을 꽉 채운 제2입력권선(222a 내지 222e)의 물리적인 위치의 변동이 작아 출력권선과의 결합의 편차가 적게 발생하므로 대량 생산을 하더라도 균일한 상쇄에 의해 EMI의 편차를 작게 안정 시킬 수 있다. 또한, 고주파 노이즈의 생성 및 복사를 낮출 수 있어, 라인필터 등의 비용을 줄일 수 있다.

[제3실시예]

도 31은 이 발명에 따라 전도성 노이즈 및 고주파의 복사 노이즈를 상쇄시키는 구조를 가진 샌드위치 권선 구조의 일 실시예인 트랜스포머(27a)를 보이고, 도 32는 도 31의 트랜스포머(27a)를 적용한 플라이백 컨버터의 구성도이다.

도 31과 도 32에 있어서, 트랜스포머(27a)의 입력권선은 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)으로 나뉘어 구성된다. "+" 입력전압과 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제1입력권선(271)과 "-" 입력전압과 스위칭소자(12)와의 사이에 연결되는 제2입력권선(272)은, 스위칭소자(12)의 단속에 의해, 각각 상반된 극성의 전위의 변동을 가지고, 자기에너지를 축적하고 방출하여, 출력권선(273)을 통해 출력정류기(14a)와 캐패시터(15)로 정류되고 평활되어 부하로 에너지를 공급한다.

트랜스포머(27a)의 제1입력권선(271)의 단자 중 스위칭소자(12)에 접속된 단자의 전위의 변동은 제2입력권선(272)의 단자 중 스위칭소자(12)에 접속된 단자의 전위의 변동과 역극성으로 발생되며, 스위칭소자(12)의 구동에 의한 동일한 전류의 흐름의 변화에 의해 제1입력권선(271)에서 발생하는 고주파 노이즈는 제2입력권선(272)에서 발생하는 고주파 노이즈와 역극성이다. 따라서, 제1입력권선(271)의 전위의 변동에 의해 입력선로(16)나 출력권선(273)과 용량성으로 생성되는 결합은 제2입력권선(272)의 전위의 변동에 의해 입력선로(16)나 출력권선(273)과 용량성으로 생성되는 결합과 역극성이어서 상쇄되어 전원장치의 입력선로(16)나 출력선로(17)를 통해 전기적 접지로 흐르는 전류는 도 1에 비해 훨씬 감소한다. 또한, 제1입력권선(271)에서 발생하여 입력선로(16)나 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈는 제2입력권선(272)에서 발생하여 입력선로(16)나 출력권선(273)으로 전달된 역극성의 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 입력선로(16)나 출력선로(17)를 통한 복사 노이즈도 도 1 내지 도 6의 종래의 기술에 비해 훨씬 감소한다.

또한, 제2입력권선(272)의 턴 수를 출력권선(273)에 비해 충분히 크게 취할 수 있으므로, 하나 내지 두 가닥의 얇은 선으로 한 층을 채워서 감는 것이 용이하며, 제2입력권선(272)의 플라이백 전압을 다이오드(30)과 캐패시터(31)로 정류하고 평활하여 보조전원 전압을 인출 할 수 있으므로, 별도의 보조전압을 인출하기 위한 보조권선을 필요로 하지도 않는다.

도 31의 트랜스포머(27a)에서 제1입력권선(271)의 권선층(271b)과 제2입력권선(272)은 모두 도 6에서의 제2입력권선(131b)의 고 전위의 변동에 비해 훨씬 낮은 전위의 변동을 가지며, 샌드위치 권선의 구조를 갖더라도 도 6의 종전과 같은 큰 용량성의 결합은 발생하지 않는다.

샌드위치 권선의 구조의 일 실시예인 트랜스포머(27a)에서는 출력권선(273)과 제1입력권선(271) 사이의 용량성의 결합과 출력권선(273)과 제2입력권선(272) 사이의 용량성의 결합이 서로 상쇄시켜 제거한다.

예를 들어, 제2입력권선(272)의 턴 수가 30T이고 출력권선(273)의 턴 수가 동일 방향으로 8T이면, 출력권선(273)과 제2입력권선(272) 사이에는 동일 극성으로 22T의 턴 수 차에 의한 전위차를 가지게 되며, 제1입력권선(271)의 권선층 중 출력권선(273)과 용량성으로 결합하며 마주보는 권선층(271b)의 턴 수를 역방향으로 14T로 하면 출력권선(273)과 제1입력권선(271)의 권선층(271b) 사이에도 22T의 턴 수차에 의한 전위차를 가지게 된다. 제1입력권선(271)의 권선층(271a)의 전위에 의한 전기장은 한 권선층을 빈틈없이 채워서 감겨진 제1입력권선(271)의 권선층(271b)에 의해 차폐되나, 차폐에도 불구하고 제1입력권선(271)의 권선층(271a)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합을 감안하여, 제2입력권선(272)의 턴 수를 1T 내지 2T를 늘리거나 제1입력권선(271)의 권선층(271b)의 턴 수를 1T 내지 2T를 줄이면, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합의 합은 상쇄되어 제거된다.

또한, 30T인 제2입력권선(272)에서 발생하여 입력선로(16)나 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈는 높은 전위의 변동을 갖는 권선층(271a)과 14T의 권선층(271b)에서 발생되어 입력선로(16)나 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈에 의해 상쇄되어 입력선로(16)나 출력선로(17)를 통한 복사 노이즈가 도 1 내지 도 6의 종래의 기술에 비해 훨씬 감소한다.

도 32의 출력정류기(14a)는 트랜스포머(27a)의 제2입력권선(272)의 전위의 변동과 출력권선(273)의 전위의 변동이 동일한 극성으로 취하였으므로, 출력권선(273)으로부터 음의 전압을 정류하여 캐패시터(15)로 평활하여 음의 출력전압을 얻는다. 만일, 출력권선(273)의 전위의 변동이 제1입력권선(271)의 전위의 변동과 동일한 극성이라면, 출력정류기(14a)의 방향은 바뀌고, 캐패시터(15)로 평활하여 얻는 출력전압은 양의 전압이 된다.

도 31과 도 32에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 31의 트랜스포머(27a)는, 출력권선(273)이 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)의 사이에 위치한다.

도 31의 트랜스포머(27a)는, 제1입력권선(271)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합과 제2입력권선(272)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합은 상쇄되어 낮아진다.

도 33의 트랜스포머(27b)는, 제1입력권선(271)과 출력권선(273)과 제2입력권선(272)의 샌드위치 구조에서, 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이에 제1차폐권선(274)을, 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이에 제2차폐권선(275)을 포함하는 것이다.

도 31의 트랜스포머(27a)의 일례에서, 출력권선(273)과 용량성으로 결합되는 제2입력권선(272)은 30T이고 출력권선(273)과 용량성으로 결합되는 제1입력권선(271)의 권선층(271b)은 14T의 예를 설명하였다. 트랜스포머(27a)의 제2입력권선(272)에서 발생되어 출력권선(273)으로 전달하는 고주파 노이즈는, 비록 종전의 기술보다 낮지만, 제1입력권선(271)의 권선층(271b)에서 발생되어 출력권선(273)으로 전달하는 고주파 노이즈와 크기가 다르므로 완전히 상쇄되지 못한다. 또한 8T의 출력권선(273)과 30T의 제2입력권선(272) 사이에는 22T에 해당하는 전위차가 있으므로, 생성되는 용량성의 결합의 양도 크며, 상쇄를 시켜 제거하더라도 출력선로(17)를 통한 전도 노이즈를 줄이는 데에는 한계가 있다.

도 33은 제1입력권선(271)으로부터 출력권선(273)으로 전달하는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)으로부터 출력권선(273)으로 전달하는 고주파 노이즈의 크기를 일치시켜 보다 효과적으로 상쇄시켜 제거하고, 생성되는 용량성의 결합의 양도 대폭 줄이는 해결책을 제공한다.

도 33에서, 트랜스포머(27b)의 제1차폐권선(274)과 제2차폐권선(275)은 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합을 차폐하며, 차폐에도 불구하고 생성되는 결합을 제1차폐권선(274)과 출력권선(273)과의 용량성의 결합과 제2차폐권선(275)과 출력권선(273)과의 용량성의 결합으로 상쇄시킨다. 또한, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)의 권선의 권선 층 중에서 출력권선(273)에 가장 가까이 감긴 층의 턴 수를 조절하여, 제2입력권선(272)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈와 제1입력권선(271)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 역극성의 고주파 노이즈와 크기가 같도록 하여, 출력권선(273)으로 전달되는 고주파 노이즈가 대부분 상쇄되어 제거되게 하여, 출력선로(17)를 통한 복사 노이즈를 도 31보다 더욱 낮출 수 있다.

도 33에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 33의 트랜스포머(27b)는, 도 31의 트랜스포머(27a)에서, 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선(274)과 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선(275)을 더 포함한다.

도 34의 트랜스포머(27c)는 도 31의 제1입력권선(271)과 출력권선(273)과 제2입력권선(272)의 샌드위치 구조에서, 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이에 제2차폐권선(275)을 포함하는 것이다.

이 경우, 제1입력권선(271)의 권선의 권선 층 중에서 출력권선(273)과 가까운 권선층(271b)의 턴 수를 제2입력권선(272)의 턴 수와 동일하거나 비슷하게 맞출 수 있으므로, 제2입력권선(272)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈와 제1입력권선(271)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 역극성의 고주파 노이즈의 크기를 일치시킬 수 있다.

제2차폐권선(275)은 제2입력권선(272)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합을 차폐하며, 차폐에도 불구하고 생성되는 결합과 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이의 용량성의 결합을 제2차폐권선(275)과 출력권선(273) 사이의 용량성의 결합으로 상쇄시킨다. 예를 들어, 제1입력권선(271)의 권선의 권선 층 중에서 출력권선(273)과 가장 가까운 권선층(271b)의 턴 수가 30T이고 출력권선(273)의 턴 수가 동일 방향으로 8T이면, 제2입력권선(272)의 턴 수를 30T 내외로 맞춰 고주파 노이즈의 크기를 일치시킨다. 제2차폐권선(275)은, 제1입력권선(271)의 역극성으로 14T 내외로 맞춰, 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이의 24T의 전위차에 의한 용량성의 결합과 역극성이고 동일한 크기의 용량성의 결합을 출력권선(273)과 생성시켜 상쇄시킨다.

따라서, 출력선로(17)를 통한 복사 노이즈를 도 31보다 더욱 낮출 수 있다.

도 34에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 34의 트랜스포머(27c)는, 도 31의 트랜스포머(27a)에서, 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하는 제2차폐권선(275)을 더 포함한다.

도 35의 트랜스포머(27d)는 도 31의 제1입력권선(271)과 출력권선(273)과 제2입력권선(272)의 샌드위치 구조에서, 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이에 제1차폐권선(274)을 포함하는 것이다.

도 35는 제1입력권선(271)의 권선의 권선 층 중에서 출력권선(273)과 가장 가까운 권선층(271b)의 턴 수를 제2입력권선(272)의 턴 수와 동일하거나 비슷하게 맞출 수 있으므로, 제2입력권선(272)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 고주파 노이즈와 제1입력권선(271)에서 발생하여 출력권선(273)으로 전달된 역극성의 고주파 노이즈의 크기를 일치시킬 수 있다.

제1차폐권선(274)은 제1입력권선(271)으로부터 출력권선(273)으로 생성되는 용량성의 결합을 차폐하며, 차폐에도 불구하고 생성되는 결합과 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이의 용량성의 결합을 제1차폐권선(274)과 출력권선(273) 사이의 용량성의 결합으로 상쇄시킨다. 예를 들어, 제2입력권선(272)의 턴 수가 30T이고 출력권선(273)의 턴 수가 동일 방향으로 8T이면, 제1입력권선(271)의 권선의 권선 층 중에서 출력권선(273)과 가장 가까운 권선층(271b)의 턴 수를 30T 내외로 맞춰 고주파 노이즈의 크기를 일치시킨다. 제1차폐권선(274)은, 제2입력권선(272)의 역극성으로 14T 내외로 맞춰, 제2입력권선(272)과 출력권선(273) 사이의 24T의 전위차에 의한 용량성의 결합과 크기는 같고 역극성인 용량성의 결합을 출력권선(273)과 생성시켜 상쇄시킨다.

도 35에 대한 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 35의 트랜스포머(27d)는, 도 31의 트랜스포머(27a)에서, 제1입력권선(271)과 출력권선(273) 사이의 전위차의 변동에 의한 용량성의 결합을 차폐하는 제1차폐권선(274)을 더 포함한다.

도시하지는 않았으나, 도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)도 도 28 내지 도 30과 같은 별도의 결합권선이나 외부의 결합 소자를 이용하여 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)을 용량성으로 결합시켜 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)에서 생성되는 노이즈를 상쇄시킬 수 있다.

도 30을 응용하면, 트랜스포머(27a 내지 27d)는 제1입력권선(271)의 일부분과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(271)의 일부분과 제2입력권선(272)이 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.

또한 도 30을 다르게 응용하면, 트랜스포머(27a 내지 27d)는 제2입력권선(272)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(272)과 제1입력권선(271)이 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.

또한 도 30을 또 다르게 응용하면, 트랜스포머(27a 내지 27d)는 제1입력권선(271)의 일부분과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 제2입력권선(272)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(272)과 제1입력권선(271)이 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 중첩시켜 상쇄시킬 수 있다.

도시되지 않은 본 발명을 다시 정리하면 다음과 같다.

도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)는, 도 28 내지 도 30에 대한 설명과 같이, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 용량성으로 결합되어, 제1입력권선(271)에서 생성된 고주파 노이즈가 제2입력권선(272)에서 생성된 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시키고, 제2입력권선(272)에서 생성된 고주파 노이즈가 제1입력권선(271)에서 생성된 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시켜, 두 권선에서 생성되는 고주파 노이즈가 낮아진다.

또한 도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)는, 도 28 내지 도30에 대한 설명과 같이, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 1개 이상의 결합소자를 통해 용량성으로 결합되어 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈가 서로 상쇄되어 낮아진다. 결합소자는 캐패시터 혹은 캐패시터와 저항일 수 있다. 결합소자의 일측 단자가 제1입력권선(271)에 접속되는 접속점은 제1입력권선(271)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나 제1입력권선(271)의 중간 탭이고, 결합소자의 다른 일측 단자가 제2입력권선(272)에 접속되는 접속점은 제2입력권선(272)과 스위칭소자(12)와의 접속점이거나 제2입력권선(272)의 중간 탭이다.

또한 도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)는, 도시되지는 않았지만 도 30을 응용하여, 제1입력권선(271)과 마주하여 감겨지는 제1결합권선을 더 포함하여, 제1입력권선(271)과 제2입력권선(272)이 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)의 일부분에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킬 수 있다.

또한 도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)는, 도시되지는 않았지만 도 30을 응용하여, 제2입력권선(272)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(272)과 제1입력권선(271)이 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킬 수 있다.

또한 도 31 내지 도 35의 트랜스포머(27a 내지 27d)는, 도시되지는 않았지만 도 30을 응용하여, 제1입력권선(271)의 일부분과 마주하여 감겨지는 제1결합권선과 제2입력권선(272)과 마주하여 감겨지는 제2결합권선을 더 포함하여, 제2입력권선(272)과 제1입력권선(271)이 제1입력권선(271)과 상기 제1결합권선 사이의 분포용량과 제2입력권선(272)과 상기 제2결합권선 사이의 분포용량을 통해 결합하여, 제1입력권선(271)에서 생성되는 고주파 노이즈와 제2입력권선(272)에서 생성되는 역극성의 고주파 노이즈를 상쇄시킬 수 있다.

[제4실시예]

도 36은 도 8의 트랜스포머(19a)를 적용한 포워드 컨버터의 구성도의 일례이다.

트랜스포머(19a)는, 캐패시터(11)로 평활된 전압을 입력전압으로 하여, 구동회로(18)에 의해 제어를 받는 스위칭소자(12)의 단속으로, 입력권선(191a)과 출력권선(193)을 통해 에너지를 전달한다. 출력정류기(14a)와 출력정류기(14b)와 인덕터(29)와 캐패시터(15)로 음의 출력전압을 인출한다. 도 36에 있어서도, 입력권선(191a)과 출력권선(193) 사이의 용량성의 결합을 상쇄권선(192a)으로 상쇄시키며, 도 9에서 설명한 바와 같이 상쇄를 위한 상쇄권선(192a)의 턴 수를 출력권선(193)의 턴 수보다 크게 취할 수 있다.

도 37은 도 18의 트랜스포머(22a)를 적용한 포워드 컨버터의 구성도의 일례이다.

도 37에서 트랜스포머(22a)는, 구동회로(18)에 의해 제어를 받는 스위칭소자(12)의 단속으로, 제1입력권선(221a)과 제2입력권선(222a)과 출력권선(223)을 통해 에너지를 전달하며, 제1입력권선(221a)과 출력권선(223) 사이의 용량성의 결합을 제2입력권선(222a)과 출력권선(223) 사이의 용량성의 결합에 의해 상쇄시키며, 상쇄를 위한 제2입력권선(222a)의 턴 수를 출력권선(223)의 턴 수보다 크게 취할 수 있다. 이외의 소자들은 도 36과 대응된다.

이와 같이 본 발명의 플라이백 컨버터는 샌드위치 구조로 고효율의 에너지 전달이 가능하면서도 용량성의 결합에 의한 전도성 노이즈의 발생이 훨씬 낮으며, 고주파 노이즈의 상쇄에 의해 복사 노이즈가 낮고, 보조전원을 인출하기 위한 보조권선을 별도로 필요로 하지 않으며, 트랜스포머의 구조가 간단하고 라인필터 등의 보강을 필요로 하지 않으므로 제조 원가가 크게 절감되는 장점을 가진다.

11은 입력 캐페시터, 12는 스위칭소자, 13은 종래기술의 트랜스포머, 13a와 13b와 13c와 13d는 종래기술의 트랜스포머의 구조의 일례들, 14와 14a와 14b는 출력정류기, 15는 출력캐페시터, 16은 입력선로, 17은 출력선로, Cps는 입력권선과 출력권선 사이의 분포용량, Cpc는 입력권선과 트랜스포머 코어 사이의 분포용량, Csc는 출력권선과 트랜스포머 코어 사이의 분포용량, Cpi는 입력권선과 입력선로 사이의 분포용량, Cig는 입력선로와 접지 사이의 분포용량,Cog는 출력선로와 접지 사이의 분포용량, 18은 구동회로,
19는 본 발명에 따르는 트랜스포머, 19a와 19b와 19c와 19d는 본 발명에 따르는 트랜스포머의 구조의 일례들, 20은 보조전원 정류기, 21은 보조전원 평활용 캐페시터, 22a와 22b와 22c와 22d와 22e는 본 발명에 따르는 트랜스포머의 구조의 다른 일례들, 23은 캐패시터, 24는 저항, 25와 26은 본 발명에 따르는 트랜스포머의 구조의 또 다른 일례들, 27과 27a 내지 27d는 본 발명에 따르는 샌드위치 구조의 트랜스포머의 일례들, 28과 28a와 28b는 본 발명에 따르는 다른 구조의 트랜스포머의 일례들, 29는 인덕터, 30은 보조전원 정류기, 31은 보조전원 평활용 캐페시터

Claims

제1전압입력단자와, 제2전압입력단자와, 스위칭소자와, 자기에너지전달소자와, 출력정류기와, 출력 선로를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지전달소자에 있어서,
자기에너지전달소자의 코어와;
상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 입력권선과;
상기 입력권선의 한쪽 측면과 마주하여 감겨져 상기 입력권선과 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하여 부하에 공급하며, 상기 출력정류기에 접속되는 단자의 전위의 변동이 상기 입력권선의 일단과 상기 스위칭소자의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 반대인 출력권선과; 그리고
상기 입력권선과 상기 출력권선 사이의 서로 마주하는 면의 분포용량을 통한 용량성의 결합을 차폐하고, 상기 출력권선 이외의 권선들 및 상기 자기에너지전달소자의 코어로부터 상기 출력권선으로 생성되는 용량성 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위하여 상기 출력권선으로 용량성의 결합을 생성시키는 상쇄권선을 포함하되,
상기 출력권선으로 생성되는 용량성의 결합의 합을 낮추기 위한 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 상쇄권선의 턴 수는 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 출력권선의 턴 수보다 큰 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선이 상기 출력권선을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선의 권선 면에서 상기 입력권선이 상기 출력권선을 마주보는 방향의 반대쪽 방향으로 생성되는 전기장이 상기 자기에너지전달소자의 코어를 경유하여 상기 출력권선과 용량성으로 결합하는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선 층 중에서 상기 출력권선을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 상기 출력권선을 마주보는 방향의 반대쪽 방향으로 형성되는 전기장에 의해 상기 출력권선으로 생성되는 용량성의 결합의 양이 클수록 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 상쇄권선의 턴 수가 한 권선 층의 단위 면적당 감기는 상기 출력권선의 턴 수보다 커지는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선 층 중에서 상기 출력권선을 마주보는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 턴 수가 상기 입력권선의 다른 권선 층의 턴 수와 다르게 선정되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층이 상기 출력권선으로부터 가장 멀리 위치하는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층이 상기 출력권선으로부터 가장 멀리 위치하는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 중간인 권선 층이 상기 출력권선으로부터 가장 멀리 위치하는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 큰 권선층이 상기 입력권선의 권선층 중에서 전위의 변화폭이 가장 작은 권선층과 상기 입력권선의 나머지 권선층과의 사이에 감기는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 상기 출력권선으로부터 가장 멀게 위치하는 권선 층과 상기 자기에너지전달소자의 코어와의 사이에 감겨지고, 상기 입력권선의 일단과 상기 스위칭소자의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 동일 극성의 전위의 변동을 갖는 코어바이어스권선을 더 포함하며, 상기 입력권선이 상기 출력권선을 향하는 방향의 반대쪽 끝에 위치하는 권선 층의 권선 면에서 상기 출력권선을 바라보는 방향의 반대쪽 방향으로 형성되는 전기장에 의해 상기 출력권선으로 생성되는 용량성의 결합의 양은 상기 코어바이어스권선의 턴 수에 의해 조절되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항의 자기에너지전달소자에 있어서, 상기 입력권선의 권선층 중에서 상기 출력권선으로부터 가장 멀게 위치하는 권선 층과 상기 자기에너지전달소자의 코어와의 사이에 감겨지고, 상기 입력권선의 일단과 상기 스위칭소자의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 동일 극성의 전위의 변동을 가지는 일측 단자가 상기 자기에너지전달소자의 코어에 접속되는 코어바이어스권선을 더 포함하며, 상기 자기에너지전달소자의 코어에서 형성되는 전기장에 의해 상기 출력권선으로 생성되는 용량성의 결합의 양이 상기 코어바이어스권선의 턴 수에 의해 조절되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1전압입력단자와, 제2전압입력단자와, 스위칭소자와, 자기에너지전달소자와, 출력정류기와, 출력 선로를 포함하는 스위칭형 전원장치에 사용되는 자기에너지전달소자에 있어서,
자기에너지전달소자의 코어와;
상기 자기에너지전달소자의 코어에 감겨지고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 전류의 흐름 및 자기에너지의 전달이 단속되는 입력권선과;
상기 입력권선의 한쪽 측면과 마주하여 감겨져 상기 입력권선과 자기적으로 결합하여 에너지를 인출하여 부하에 공급하며, 출력정류기에 접속되는 단자의 전위의 변동이 상기 입력권선의 일단과 상기 스위칭소자의 일단과의 접속점의 전위의 변동의 극성과 반대인 출력권선과; 그리고
상기 입력권선과 상기 출력권선의 사이에 위치하여, 상기 입력권선과 상기 출력권선 사이의 서로 마주하는 면의 분포용량을 통한 용량성의 결합을 차폐하고, 상기 출력권선 이외의 권선들 및 상기 자기에너지전달소자의 코어로부터 상기 출력권선으로 생성되는 용량성 결합의 합을 상쇄시켜 낮추기 위하여 상기 출력권선으로 용량성의 결합을 생성시키는 상쇄권선을 포함하는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 자기에너지전달소자에 있어서, 플라이백 컨버터형 전원장치의 자기에너지전달소자로 사용되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 자기에너지전달소자에 있어서, 포워드 컨버터형 전원장치의 자기에너지전달소자로 사용되는 것을 특징으로 하는 자기에너지전달소자.
스위칭형 전원장치에 있어서, 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 자기에너지전달소자를 포함하는 플라이백형 컨버터인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
제14항의 스위칭형 전원장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 제조된 물품.
스위칭형 전원장치에 있어서, 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 자기에너지전달소자를 포함하는 포워드형 컨버터인 것을 특징으로 하는 스위칭형 전원장치.
제16항의 스위칭형 전원장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 제조된 물품.