KR101522237B1 - 셀프-튜닝 프리코더를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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게르하드 궨터 테오도르 크래머
게르하드 ?터 테오도르 크래머
칼 제레미 누즈만
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Abstract

통신 시스템의 각각의 채널들을 통해 송신되는 데이터 신호의 적응을 사용하여 크로스토크를 보상하는 기술들이 개시되어 있다. 예를 들어, 방법은 다음 단계들을 포함한다. 데이터 신호들이 송신기로부터 복수의 수신기들 중 적어도 선택된 부분으로 송신되는 복수의 통신 채널들 중 적어도 선택된 부분에 대해 크로스토크의 제 1 세트의 추정된 측정치들이 획득된다. 크로스토크의 상기 제 1 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 제 1 세트의 데이터 신호들이 제 1 세트의 조정된 데이터 신호들을 생성하도록 적응된다. 상기 제 1 세트의 조정된 데이터 신호들은 상기 복수의 수신기들 중 대응하는 수신기들로 송신된다. 상기 복수의 통신 채널들 중 선택된 부분에 대해 크로스토크의 제 2 세트의 추정된 측정치들이 획득된다. 크로스토크의 상기 제 2 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 송신을 위한 제 2 세트의 데이터 신호들이 제 2 세트의 조정된 데이터 신호들을 생성하도록 적응된다. 복수의 통신 채널들에 대하여 크로스토크들의 실제 측정치들 및 크로스토크의 다음의 추정된 측정치들 사이의 에러를 감소시키기 위하여 획득 단계, 조정 단계 및 송신 단계가 반복적으로 수행된다.

Description

셀프-튜닝 프리코더를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SELF-TUNING PRECODER}
관련 출원들과의 상호 참조
본 출원은 둘 모두가 본원과 함께 출원되고, 명세서들이 본원에 참조되어 있는 대리인 문서 번호 Kramer 9-16-6(명칭 "Determining a Channel Matrix by Measuring Interference") 및 Guenach 1-12-1-1-1-1-1-20-1-9(명칭 "Determining Channel Matrices by Correlated Transmissions to Different Channels")에 의해 각각 식별되는 미국 특허 출원들과 관련된다.
본 발명은 일반적으로 통신 시스템들에 관한 것이며, 특히 이와 같은 시스템들에서 통신 채널(communication channel)들 사이의 크로스토크(crosstalk)를 보상하는 기술들에 관한 것이다.
널리 공지된 바와 같이, 통신 시스템은 상기 시스템의 송신기들 및 수신기들 사이에서 신호들을 통신하기 위하여 다중 통신 채널들을 사용할 수 있다. 예를 들어, 다중 채널들은 상이한 송신된 데이터 신호들을 서로로부터 분리하고, 또는 증가된 데이터 레이트(data rate)를 제공하기 위하여 사용될 수 있다.
다중 채널 통신 시스템들에서 발생할 수 있는 문제점은 채널간 크로스토크(inter-channel crosstalk)라고도 칭해지는, 다양한 채널들 간의 크로스토크와 관련된다. 예를 들어, 전형적인 디지털 가입자 라인(Digital Subscriber Line: DSL) 시스템에서, 채널들 각각은 2심연동선(twisted-pair copper wire)과 같은 물리적 통신 링크를 통하여 송신되는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱된(orthogonal frequency division multiplexed: OFDM) 톤(tone)들 또는 이산 다중톤 변조(Discrete Multitone Modulation: DMT) 톤들을 포함할 수 있다. 하나의 가입자 라인 상의 송신이 다른 가입자 라인들 상에서 검출될 수 있어서, 시스템의 전체의 처리량 성능(throughput performance)을 저하시킬 수 있는 간섭을 초래한다. 더 일반적으로, 소정의 "빅팀(victim)" 채널은 다수의 "디스터버(disturber)" 채널들로부터 크로스토크를 경험하여, 바람직하지 않은 간섭을 다시 초래할 수 있다.
동기화되지 않은 채널들을 포함할 수 있는 DSL 시스템들 및 다른 통신 시스템들에서 채널 크로스토크를 보상하는 기술들이 필요하다.
본 발명은 하나 이상의 설명적인 실시예들에서, 통신 시스템의 각각의 채널들을 통하여 송신된 데이터 신호들의 적응을 사용하여 크로스토크를 보상하는 기술들을 제공한다.
본 발명의 하나의 양태에서, 방법은 다음 단계들을 포함한다. 데이터 신호들이 송신기로부터 복수의 수신기들 중 적어도 선택된 부분으로 송신되어야 하는 복수의 통신 채널들 중 적어도 선택된 부분에 대해 크로스토크의 제 1 세트의 추정된 측정치들이 획득된다. 크로스토크의 상기 제 1 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 제 1 세트의 데이터 신호들이 제 1 세트의 조정된 데이터 신호들을 발생시키도록 적응된다. 상기 제 1 세트의 조정된 데이터 신호들은 상기 복수의 수신기들 중 대응하는 수신기들로 송신된다. 상기 복수의 통신 채널들 중 선택된 부분에 대해 크로스토크의 제 2 세트의 추정된 측정치들이 획득된다. 크로스토크의 상기 제 2 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 송신을 위한 제 2 세트의 데이터 신호들이 제 2 세트의 조정된 데이터 신호들을 생성하도록 적응된다. 복수의 통신 채널들에 대하여 크로스토크들의 실제 측정치들 및 크로스토크의 다음의 추정된 측정치들 사이의 에러(error)를 감소시키기 위하여 획득, 조정 및 송신 단계들이 반복적으로 수행된다.
하나의 실시예에서, 상기 제 1 세트의 데이터 신호들 및 상기 제 2 세트의 데이터 신호들을 조정하는 단계들은 각각 크로스토크의 상기 획득된 세트의 추정된 측정치들로부터 발생되는 요소들을 포함하는 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 적응시키는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 프리코딩 매트릭스는 자신을 직접적으로 교란함으로써, 또는 자신의 크로스토크 계수들의 추정치들을 교란함으로써 적응될 수 있다. 프리코딩 매트릭스를 적응시키는 단계는 크로스토크의 상기 획득된 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 상기 프리코딩 매트릭스의 동작 포인트(operating point)를 갱신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에서, 상기 제 1 세트의 데이터 신호들 및 상기 제 2 세트의 데이터 신호들을 조정하는 단계들은 각각 상기 데이터 신호들 중 대응하는 데이터 신호들에 조정 신호들을 추가하는 단계를 더 포함할 수 있고, 상기 조정 신호들은 크로스토크의 상기 획득된 세트의 추정된 측정치들을 기반으로 하여 발생된다.
또 다른 실시예에서, 상기 제 1 세트의 데이터 신호들 및 상기 제 2 세트의 데이터 신호들을 조정하는 단계들은 각각 상기 데이터 신호들 중 대응하는 데이터 신호들의 파워 레벨(power level)들을 반복적으로 세팅하는 단계를 더 포함할 수 있다. 파워 레벨은 크로스토크 추정 에러의 추정치들 또는 크로스토크 추정 에러의 분포에 따라 선택될 수 있다.
또한, 크로스토크의 상기 제 1 세트의 추정된 측정치들 및 크로스토크의 상기 제 2 세트의 추정된 측정치들은 상기 복수의 수신기들로부터 수신된 신호-대-간섭-플러스-잡음 비(SINR) 측정들로부터 생성된다. 또한, 크로스토크의 상기 세트의 추정된 측정치들은 차이 추정 프로세스에 의해 획득될 수 있다. 상기 차이 추정 프로세스는 교란 크기(perturbation size)의 적응을 포함할 수 있다. 교란 크기의 적응은 초기 크기를 선택하고 나서, 상기 초기 크기를 고정된 프랙션(fraction)만큼 감소시키는 것 또는 추정된 간섭 플러스 잡음 값에 따라 교란 크기를 선택하는 것을 포함할 수 있다.
유용하게도, 설명적인 실시예들은 크로스토크의 추정된 측정치들 및 크로스토크의 실제 측정치들 사이의 에러를 반복적으로 감소시킴으로써 통신 시스템에서 프리코더의 셀프-튜닝을 허용한다. 더욱이, 개시된 기술들은 DSL 시스템들 및 셀룰러 시스템들을 포함하는 광범위한 유선 또는 무선 통신 시스템들에서 구현될 수 있다.
본 발명의 이러한 목적들, 특징들과 장점들 및 다른 목적들, 특징들과 장점들이 첨부 도면들과 관련하여 판독되어야 하는 본 발명의 설명적인 실시예들의 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
본 발명에 의하면, 통신 시스템의 각각의 채널들을 통하여 송신된 데이터 신호들의 적응을 사용하여 크로스토크를 보상하는 기술들이 제공된다.
도 1은 본 발명의 설명적인 실시예에 따른 통신 시스템을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 설명적인 실시예에 따른 크로스토크를 보상하는데 사용되는 프리코딩 아키텍처(precoding architecture)를 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 설명적인 실시예에 따른 크로스토크를 보상하는데 사용되는 프리코딩 방법을 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 다른 설명적인 실시예에 따른 크로스토크를 보상하는데 사용되는 프리코딩 방법을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 설명적인 실시예에 따른 크로스토크를 보상하는데 사용되는 프리코딩 방법의 설명적인 구현예에 대한 셋-업을 표시하는 테이블.
도 6은 도 4의 설명적인 구현예의 결과들을 도시한 도면.
본 발명은 예시적인 통신 시스템들 및 이와 같은 시스템들 내의 통신 채널들 사이의 크로스토크를 보상하는 관련 기술들과 관련하여 이하에 설명될 것이다. 그러나, 본 발명은 임의의 특정 유형의 통신 시스템 또는 채널 크로스토크 측정 애플리케이션과 함께 사용하는 것으로 제한되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 개시된 기술들은 광범위한 다른 통신 시스템들과 함께, 그리고 다양한 대안적인 크로스토크 측정 애플리케이션들에서 사용하는데 적합하다. 예를 들어, OFDM을 기반으로 한 DSL 시스템들의 콘텍스트(context)에서 이하에 설명될지라도, 개시된 기술들은 셀룰러 시스템들, 다중-입력 다중-출력(MIMO) 시스템들, Wi-Fi 또는 WiMax 시스템들 등을 포함하는 다른 유형들의 유선 또는 무선 통신 시스템들에 직접적인 방식으로 적응될 수 있다.
도 1은 각각의 통신 채널들(106)을 통하여 다수의 수신기들(104)과 통신하는 송신기(102)를 포함하는 통신 시스템(100)을 도시한다. 통신 채널들(106)은 유선 채널들 또는 무선 채널들을 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 송신기(102)는 메모리(112T) 및 인터페이스 회로(114T)에 결합되는 프로세서(110T)를 포함한다. 유사하게, 수신기들(104) 중 소정의 수신기는 메모리(112R) 및 인터페이스 회로(114R)에 결합되는 프로세서(110R)를 포함한다. 다른 수신기들(104)은 유사한 방식으로 구성된다고 가정된다.
설명적인 시스템(100)에서 다수의 수신기들과 통신하는 단일 수신기가 도시되어 있을지라도, 다양한 다른 구성들이 가능하다. 예를 들어, 다수의 송신기들이 다수의 수신기들과 통신하거나, 또는 단일 송신기가 단일 수신기와 통신할 수 있다. 본원에 사용된 바와 같은 용어들 "송신기" 및 "수신기"는 단일의 각각의 송신기 및 수신기 요소들 뿐만 아니라, 다수의 각각의 송신기 및 수신기 요소들의 조합들을 포함하도록, 일반적으로 해석되도록 의도된다. 또한, 송신기(102)는 예를 들어, DSL 시스템에서의 센트럴 오피스(central office) 또는 셀룰러 시스템에서의 기지국의 경우에, 다수의 개별적인 송신기들을 포함할 수 있다.
더욱이, 도면에 도시된 유형의 소정의 통신 디바이스는 수신기 및 송신기 둘 모두의 기능을 할 수 있다. 따라서, 시스템(100)의 요소들(102 및 104)은 설명을 위하여 각각의 송신기 및 수신기 요소들로서 특징지워질지라도, 각각 송수신기 회로를 포함할 수 있고, 송신기 및 수신기 둘 모두의 기능을 하도록 동작할 수 있다. 그러므로, 본원에 개시된 크로스토크 보상 기술들은 요소(104)로부터 요소(102)로의 송신들에 적용될 수 있다. 요소들(102 및 104)은 모뎀(modem)들, 컴퓨터들 또는 다른 통신 디바이스들과 같은 통신 시스템의 각각의 프로세싱 디바이스들을 포함하거나 또는 통신 시스템의 각각의 프로세싱 디바이스들 내로 통합될 수 있다. 다수의 이와 같은 디바이스들은 당업자에게 널리 공지되어 있으므로, 본원에 더 설명되지 않는다.
시스템(100)에서의 관련된 송신기 및 수신기 신호 프로세싱 동작들의 수행 및 크로스토크의 보상을 위한 소프트웨어 프로그램(software program)들은 메모리들(112)에 저장되고 프로세서들(110)에 의해 실행될 수 있다. 송신기(102) 및 수신기들(104)은 각각 널리-공지된 종래의 배열들을 사용하여, 임의의 조합으로, 다수의 집적 회로들, 디지털 신호 프로세서들 또는 다른 유형들의 프로세싱 디바이스들, 및 관련된 지지 회로를 포함할 수 있다. 물론, 임의의 조합의 하드웨어, 소프트웨어 또는 펌웨어(firmware)의 다수의 대안적인 배열들이 송신기(102) 및 수신기들(104) 또는 이의 특정 부분들을 구현하는데 있어서 사용될 수 있다.
도면에 도시된 바와 같은 시스템(100)은 다수의 상이한 유형들의 통신 시스템들 중 어느 하나를 나타내는 것으로 간주될 수 있다. 예로서, 시스템(100)은 데이터가 OFDM 톤(tone)들을 사용하여 송신되는 DSL 시스템을 포함할 수 있다. 이와 같은 시스템들의 종래의 양태들은 널리 공지되어 있으므로, 본원에 상세히 설명되지 않는다. 개시된 기술들이 광범위한 다른 유형들의 크로스토크에 더 일반적으로 적용 가능할지라도, OFDM을 사용하는 DSL 시스템에서의 채널간 크로스토크는 예를 들어, 원단 크로스토크(far-end crosstalk)(FEXT)를 포함할 수 있다. OFDM 톤들이 전형적으로 사용된 총 주파수 스펙트럼에 비하여 상대적으로 협소하기 때문에, 특정 주파수에서의 영향은 소정의 톤 인덱스(tone index)에서 소정의 "디스터버" 가입자 라인으로부터 소정의 "빅팀" 가입자 라인 내로의 크로스토크를 표시하는 단일 복소 계수(h)로서 모델링(modelling)될 수 있다. 상기 계수의 진폭(amplitude)은 대응하는 OFDM 캐리어(carrier)들에 대한 크기의 변화를 나타내는 반면, 상기 계수의 위상은 상기 캐리어에 대한 위상의 변화를 나타낸다.
시스템(100)에서 송신기(102)가 수신기들(104)과 통신하는 다수의 통신 채널들(106) 사이의 크로스토크는 선보상(precompensation)으로서 또한 공지되어 있는 프리코딩이라고 칭해지는 방법을 사용하여 보상될 수 있다. 하나의 선보상 방법에서, 수신기들에 의해 결정되고 송신기로 전달된 크로스토크 측정치들이 채널 매트릭스의 계수들을 결정하는데 사용된다. 효율적인 프리코딩은 일반적으로 정확한 채널 이득 및 위상 정보를 필요로 한다. 예를 들어, N개의 채널들의 특징지우기 위해 선형 크로스토크 모델을 사용하여, N×N 채널 매트릭스가 발생될 수 있고, 상술된 복소 계수들을 나타내는 비-대각 요소(off-diagonal element)들이 채널간 크로스토크를 특징지운다. 프리코딩은 자신의 입력들로서 상술된 채널 매트릭스 및 송신될 데이터 신호들의 벡터를 수신하고, 이로부터 보상된 데이터 신호들의 벡터를 발생시키는 선형 제로-포싱 디지털 필터(linear zero-forcing digital filter)(또는 프리코더)를 사용하여 송신기에서 적용될 수 있다.
채널간 크로스토크의 측정치들이 사용될 수 있는 또 다른 애플리케이션은 시스템의 다양한 채널들을 관리하는 것이다. 예를 들어, 이와 같은 측정치들은 채널들 사이의 파워 또는 다른 자원들의 최적의 할당을 결정하거나 또는 채널 비트 레이트(bit rate)들의 안정성(stability)을 제공하는데 사용될 수 있다. DSL 콘텍스트에서, 이것은 동적 스펙트럼 관리(Dynamic Spectrum Management: DSM) 레벨 2 파워 할당들 또는 안정성 알고리즘들을 개선시키기 위해 상기 측정치들을 사용함으로써, 소정의 라인에 대한 공표된 비트 레이트의 유지를 용이하게 하는 것을 포함할 수 있다. 이러한 자원 할당 애플리케이션 및 다른 자원 할당 애플리케이션은 전형적으로 덜 정확한 추정치들을 필요로 하므로, 채널 위상 정보를 필요로 하지 않을 수 있다.
도 1의 시스템(100)의 송신기(102) 및 수신기들(104)은 유용하게는 채널간 크로스토크의 추정치들 또는 다른 측정치들이 정확하고 효율적인 방식으로 발생될 수 있도록 구성된다. 이와 같은 크로스토크 측정치들은 상술된 유형의 프리코딩 또는 자원 할당과 같은 애플리케이션들에서 사용하기 위해 수신기들(104)로부터 송신기(102)로 리턴(return)될 수 있다. 상기 측정치들은 예를 들어, 크로스토크를 특징지우는 임펄스 응답 계수들을 포함할 수 있다. 대안적으로, 수신기들에 의해 발생된 측정치들이 송신기로 리턴되고, 임펄스 응답 계수들을 획득하기 위하여 송신기에서 더 프로세싱될 수 있다.
설명적인 실시예에 따르면, 본 발명의 설명적인 원리들을 구현하는 프리코딩 아키텍처에 따라 크로스토크를 보상하는 기술이 이제 설명될 것이다. 예로서, 이와 같은 프리코딩 아키텍처는 도 1의 통신 시스템의 송신기(102)에서 구현될 수 있다.
소위 "인버스 프리코더(inverse precoder)"가 DSL 라인들(채널들)에 출력되는 디지털 샘플들(데이터 신호들)을 프리코딩하기 위하여 소정의 톤 f상에서 사용되고 있다는 점이 이해되어야 한다. L개의 라인들이 존재한다. 다르게 진술되지 않는다면, 동일한 송신 파워들(Pk = P)을 또한 가정할 것이며, k =1,...,L이다. CO(센트럴 오피스) 및 수신기들 사이의 채널은 y = Hx + z에 의해 제공되며, 여기서 H는 복소 계수들의 N×N 매트릭스이고, z는 제로의 평균 복소 가우스 잡음(mean complex Gaussian noise)이다. x의 컴포넌트들은 데이터 신호들, 파일럿 신호(pilot signal)들, 또는 데이터 신호들 및 파일럿 신호들의 합들이다. 채널 매트릭스(H)는:
Figure 112010012871295-pct00001
로서 기록될 수 있고, 여기서, D는 직접적인 이득들의 대각선 매트릭스이고, G는 주 대각선 상에서 제로들을 가지는 상대적인 크로스토크 매트릭스이다. 프리코딩 매트릭스(C)는 G의 추정치들의 매트릭스인
Figure 112010012871295-pct00002
을 사용하여 구성되고:
Figure 112010012871295-pct00003
이고, 여기서, 최종적인 등식(equality)은
Figure 112010012871295-pct00004
에 대한 정의를 형성한다. 최종적으로, Δ이도록 에러 매트릭스를 정의할 수 있고, 상기 에러 매트릭스는:
Figure 112010012871295-pct00005
로서 정의된다. 추가적으로, 빅팀 라인(v)이 제공되면, 크로스토크 추정치들의 에러 벡터를:
Figure 112010012871295-pct00006
로서 표시하고, 여기서 θ k는 로우 벡터(row vector)이다.
이제 프리코딩을 갖는 전체 채널을 고려하는데, 즉,
Figure 112010012871295-pct00007
이고, 이것은 직접적인 채널로 표준화되면:
Figure 112010012871295-pct00008
이다.
표준화된 매트릭스는:
Figure 112010012871295-pct00009
이고, 결과적인 채널 매트릭스라고 칭해진다. 따라서, 채널은:
Figure 112010012871295-pct00010
이 되고,
Figure 112010012871295-pct00011
로 기록되고,
Figure 112010012871295-pct00012
라고 가정된다. 라인(v) 상에서 수신된 총 희망 신호 파워(total desired signal power)는:
Figure 112010012871295-pct00013
이고, 여기서,
Figure 112010012871295-pct00014
는
Figure 112010012871295-pct00015
의 v번째 컬럼에 대응하지만, 항
Figure 112010012871295-pct00016
은 Δvv=0으로서 생략된다. 따라서, θ v 및
Figure 112010012871295-pct00017
이 작기 때문에, 프리코더 매트릭스에서의 에러들이 수신된 파워의 (통상적으로) 작은 변화들에 기여한다는 점이 인식된다.
Figure 112010012871295-pct00018
의 요소들이
Figure 112010012871295-pct00019
를 충족시키는 경우에, 근사치:
Figure 112010012871295-pct00020
가 획득되어, 빅팀 라인(v)에 대한 평균 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)가 고려 중인 톤에 대하여:
Figure 112010012871295-pct00021
로서 근사화될 수 있다. 이 근사치는 종종 프리코더 성능을 모델링하는데 있어서 사용된다.
SINR이 측정될 수 있는 다수의 가능한 방법들이 존재한다. 물론, 큰 정도까지, 이러한 측정법들은 실제로 사용될 때 유사한 값들을 제공할 것이다. 그러나, 명확화를 위하여, 다수의 정의들이 검사되고, 다양한 DSL 모뎀들이 SINR을 추정하기 위해 상이한 방법들을 사용할 수 있다는 점이 주의된다. 따라서, 본 발명의 크로스토크 보상 기술들이 임의의 특정 SINR 측정 방법의 사용으로 제한되지 않는다는 점이 이해되어야 한다.
소정의 빅팀 라인(v)에 대한 SINRγ가 추정될 수 있는 2개의 방법들이 이제 상세히 설명된다. 제 1 방법은 간접적인 방법이라고 칭해진다. 직접적인 채널 이득(hd)이 수신기에서 정확하게 공지되고 수신된 파워가 이 추정치를 사용하여 계산된다는 것을 가정할 것이다. 그러므로, 간섭 및 잡음의 합 파워(sum power)
Figure 112010012871295-pct00022
를 추정하는 것이 남게 된다.
간섭은 다음과 같이 추정된다. 첫째로, 시간(t)(t=1,...,)에서의 희망하는 신호(xv (t))가 디코딩(decoding)되는데, 이것은 매우 높은 확률로 정확할 것이다. 그러므로, 부정확한 디코딩에 기인하는 추정 에러들이 무시된다. 둘째로, 희망하는 신호가 직접적인 이득을 사용하여 전체 수신된 신호로부터 감산되고, 나머지 신호의 평균 제곱된 진폭이 획득되어:
Figure 112010012871295-pct00023
을 산출하고, 여기서, T는 추정을 행하는데 있어서 사용되는 수신된 심볼(symbol)들의 수이다. T가 256보다 더 크거나 256과 동일하다고 가정되지만, 사용된 실제 수는 모뎀마다 가변될 수 있다. 개별적인 모뎀들이 고정된 값을 사용한다고 가정하는 것이 또한 합리적일 수 있다.
편의상, θvk 및 θ v 의 아래첨자 v를 삭제하고, 이러한 변수들을 각각 θk 및 θ로서 기록할 것이다. 이제, 간접적인 방법에 대한 역의 SINR(reciprocal SINR)의 기대치(expectation)를 결정한다. 희망하는 디코딩된 신호를 소거하고 표준화한 후:
Figure 112010012871295-pct00024
이 획득된다.
기대치는 서로 독립적인 신호 전체 및 잡음에 대해 취해져서,
Figure 112010012871295-pct00025
이 되고, 여기서, 가정에 의해 E[|x|2] = 1이다.
u=θA인 경우,여기서, u,θ는 복소 로우 벡터들이고, A는 복소 제곱 매트릭스이고,
Figure 112010012871295-pct00026
이다.
그러므로,
Figure 112010012871295-pct00027
라고 기록할 수 있고, 여기서:
Figure 112010012871295-pct00028
이다.
우선, G C 가
Figure 112010012871295-pct00029
로부터 유도되고, 허미션(Hertitian)이고 포지티브 데퍼니트(positive definite)로서 공지된 매트릭스라는 점을 주의하라. 식 (12)는 이 추정 방법 하에서, 프리코더의 이상적인 세팅(setting)이 상대적인 크로스토크 계수들의 에러에 대한 2차 방적식(quadratic expression)을 최소화함으로써 수행될 수 있다는 것을 나타낸다. 부가적인 참고를 위해:
Figure 112010012871295-pct00030
를 정의한다.
직접적인 방법이라고 칭해지는, SINR을 추정하는 제 2 방법이 이제 설명된다. 이 방법 하에서, 직접적인 이득은 공급되지 않는다. 전과 같이, 데이터가 디코딩된다. 그러나, 그 후에, 희망하는 신호 파워가 직접 측정된다. 바이어스(bias)가 존재하지 않는다고 가정하면, 추정된 평균 신호 파워는 식 (8)에서 제공된 바와 같은 평균값을 가질 것이다.
직접적인 채널에 대한 독립적인 파일럿 기반 추정 대신에:
Figure 112010012871295-pct00031
를 사용하고, 여기서, 모든 벡터들은 T개의 컴포넌트들을 가지며, hv는 프리코딩의 영향을 고려한 직접적인 채널이고, w는 크로스토크 간섭 및 잡음을 포함한다. 실제 직접적인 이득(hd)으로 표준화되면:
Figure 112010012871295-pct00032
이 획득되고, hv는:
Figure 112010012871295-pct00033
로서 추정될 수 있고, 이것은 평균(hv) 및 분산
Figure 112010012871295-pct00034
을 갖는다. 따라서, 나머지 잡음 및 간섭은:
Figure 112010012871295-pct00035
로서 획득된다. 따라서, SINR은:
Figure 112010012871295-pct00036
로서 획득된다.
상기 설명적인 원리들이 제공되었기 때문에, 본 발명에 따른 프리코딩 방법의 하나의 실시예가 이제 설명된다.
도 2는 어떤 소정의 톤(f)에 대한 상이한 동작 모드를 사용하는 셀프-튜닝 프리코딩 아키텍처를 도시한다. 이와 같은 프리코딩 아키텍처가 도 1의 통신 시스템의 송신기(102)에서 구현될 수 있다는 점이 이해될 것이다. 도시된 바와 같이, 프리코딩 아키텍처(200)는 프리코더 제어부(202) 및 프리코더(204)를 포함한다. 설명되는 바와 같이, 프리코더 제어부 및 프리코더 블록들은 각각이 모뎀, 컴퓨터 또는 다른 통신 디바이스를 포함할 수 있는 고객 댁내 장비(Customer Premises Equipment: CPE)(206v, d 및 k)에 동작적으로 결합된다. 특히, 도 2는 (도시된 바와 같이, 라인 k로부터 현재 추정되는) 디스터버 라인들로부터 빅팀 라인(v) 상의 크로스토크를 소거하기 위하여 교란 기반 추정치들을 사용하는 셀프-튜닝 프리코더 아키텍처를 도시한다.
프리코더(204)가 매트릭스(즉, 프리코더 매트릭스)의 현재 상태가 매트릭스 필터(matrix filter)를 유도하는데 사용되는 상대적인 크로스토크 추정치들의 매트릭스인
Figure 112010012871295-pct00037
에 의해 결정된다는 점이 인식될 것이다. 인식될 수 있는 바와 같이, SINR 추정치들
Figure 112010012871295-pct00038
이 교란(γ) 이전 및 디스터빙 라인(disturbing line)(k)에 대해 행해진 교란 이후에 고객 댁내 장비(CPE)에 의해 제공되고 있다. 이 피드백은 프리코더 매트릭스 내의 교란들(Δv,k)에 대한 명령들을 또한 발부하는 프리코더 제어부(202)에 제공된다. 이와 같은 명령들은 관심있는 라인(v)에 대한 영향 뿐만 아니라, 다른 라인들에 대한 영향을 고려하여 행해진다.
추가적으로, 프리코더 제어부(202)는 후술되는 바와 같이, 에러 추정치들에 따라 프리코더(204)에 대해 새로운 동작 포인트로 변화하도록 하는(프리코딩 매트릭스를 갱신하도록 하는) 명령들을 송신한다. 상술된 바와 같이, 프리코더(204)는 송신기에서 존재하고, 일부 경우들에서, 고객의 전화 교환국(센트럴 오피스 또는 CO)에서 존재할 수 있다. 프리코더 제어부(202)는 또한 송신기에 위치될 수 있지만, 필수적이지는 않다.
제어 루프(control loop)를 완전히 규정하기 위하여, SINR이 추정되는 방법이 제공되어야 한다. 다음에서, 직접적인 채널을 측정하기 위하여 독립적인 파일럿 추정치들이 사용된다는 것을 가정할 것이다. 더욱이, 총 간섭 플러스 잡음 파워가 이러한 직접적인 채널 이득 추정치들을 사용하여 총 신호로부터 직접적인 신호를 제거함으로써 측정된다는 것이 가정될 것이다. 따라서, 이 추정치로부터 실제의 직접적인 신호의 임의의 차이들은 간섭에 포함된다. 다른 형태들의 SINR 추정이 사용될 수 있고, 상기 방법들은 여기서 직접적인 방식으로 적응될 수 있다.
현재 공지되지 않은 동작 에러는 θ * 이고, 현재 상대적인 크로스토크 추정치는 g * 이다. 프리코더 제어부(202)에 의해 수행된 차이 추정 동작의 목적은 이 에러를 추정하고, g * 를 수정해서, 크로스토크 간섭을 감소시키는 것이다:
Figure 112010012871295-pct00039
에러 추정치
Figure 112010012871295-pct00040
는 다음:
Figure 112010012871295-pct00041
에서와 같이 크로스토크 계수들을 수정하는데 사용된다.
이러한 에러 추정치들은 SINR 측정치의 역수(reciprocal)인 간섭(I)의 측정된 변화들을 사용함으로써 획득된다. 이들은 랜덤 변수들의 다음 시퀀스(sequence)를 발생시킨다:
Figure 112010012871295-pct00042
이들은 (상기의 에러 값들(Δ)과 상이한) 교란들(Δk)에 기인하고,
Figure 112010012871295-pct00043
여기서, e k는 컴포넌트 k에서는 1이고 다른 곳에서는 제로인 컬럼 벡터이다. 교란 값들(Δk)은 순실수 또는 순허수 중 하나이다. 더욱이, It Δk, It k는 각각 라인 k 상의 교란 이전 및 이후의 역의 표준화된 SINR 값들이며, 단계(t)에서 취해진다.
기대치들을 취하면, 샘플들의 각각의 벡터에 대해 다음:
Figure 112010012871295-pct00044
이 발견된다. 게다가, 각각의 고정된 k에 대하여, yt k는 공통 분산:
Figure 112010012871295-pct00045
을 가지며, 여기서, σ2 I 및 σ2 I+Δk는 각각 교란을 가지지 않고 교란(Δk)을 가지는 총 간섭 플러스 잡음의 (OFDM) 심볼 당 분산들이다.
추정치들(y)의 벡터는 공통 값을 갖는 것으로 간주되는, 교란들의 제곱된 크기에 반비례하는, 공지되지 않은 평균들 및 분산들을 갖는 독립적인 복소 정규 랜덤 변수(complex normal random variable)들로서 표현될 수 있다. 평균의 값은 교란들의 크기에 의존하지 않는다. 각각의 실수 및 각각의 허수 교란에 대하여, 총 M의 추정치들이 존재하여, 각각의 적응형 단계에서 3M(L-1) SINR 측정치들이 존재하게 된다. 그러나, 대안적으로, 모든 라인들에 대한 동작 포인트에서 한 세트의 M개의 간섭 측정치들만을 취하고 나서, 교란된 경우에 대해 SINR 측정치들을 획득할 수 있다.
추정치들(y)의 샘플 평균 및 샘플 분산이 소정의 측정 기간 동안 모든 선택된 라인들에 대해 획득된다. 디스터빙 라인들에 대한 평균 값들은 상기 세트의 1차 방정식(linear equation)들에 대한 솔루션(solution):
Figure 112010012871295-pct00046
으로서 에러를 직접적으로 추정하는데 사용된다. 이제, 센터링된 랜덤 변수(centered random variable)들 ξ이 다음:
Figure 112010012871295-pct00047
으로서 정의되고, 이로부터, 다음:
Figure 112010012871295-pct00048
이 발견된다.
따라서, 센터링된 추정치들과 관련하여, 갱신 이후에 간섭의 분포가 획득된다. 새로운 에러:
Figure 112010012871295-pct00049
는 차이 추정치 및 근원적인 도함수(underlying derivative)들 사이의 일관성 때문에 실제 에러에 대해 바이어스되지 않는다.
프리코더 아키텍처에 대한 타겟 세트가 지정될 수 있다. 하나의 선택은 평균 크로스토크 간섭을 배경 잡음 및 간섭(βN)의 어떤 팩터(factor) 내로 감소시키는 것이다. β만이 선택되므로, 타겟을 세팅하기 위하여 N을 인식할 필요가 없다는 점을 주의하라. 설계 문제는 2개의 부분들로 감소될 수 있다. 제 1 부분은 현재 간섭의 α배보다 명백히 더 작은 기대치를 획득하도록 ㅿ를 세팅 또는 적응시키는 것이다. 제 2 부분은 α를 선택하고 이것으로 프리코딩 프로세스를 구동시킬 샘플 크기(Mα)를 선택하는 것이다. 일단 α가 세팅되었다면, 고정된 ㅿ로 동작하거나 이를 적응시킬 수 있고, Mα에 대해서도 유사하다. α는 전형적으로 (0, 1) 내에 있을 것이다. Mα는 1단위, 10단위 또는 100단위일 수 있지만, Mα이 작은 것, 즉, 1단위인 것이 바람직하다.
상기 원리들을 사용하는 프리코더를 튜닝하는 예시적인 알고리즘이 도 3의 콘텍스트에서 설명된다. 추적 단계가 시간에 걸친 크로스토크 추정치들의 가중(weighting)과 함께 교란 크기의 감소를 포함한다는 점이 이해되어야 한다. 셀프-튜닝 프리코더는 방법(300)의 다음 단계들을 통과한다. 단일 반복만이 설명되며, 이러한 단계들이 반복적으로 수행된다는 점이 주의된다.
단계 302. 빅팀 라인들을 선택하기 위하여 현재 프리코더 매트릭스 및 추정된 에러들을 사용한다.
단계 304. 각각의 빅팀 라인에 대하여, 크로스토크 계수들이 측정되어야 하는 디스터버들의 세트를 결정한다.
단계 306. 디스터빙 라인들의 데이터 신호들을 조정하고, 빅팀 라인들로부터의 피드백 상에서 SINR을 측정한다.
단계 308. 프리코더 매트릭스 및 에러 추정치들을 갱신한다.
단계 310. 단계들 304, 306 및 308을 반복한다.
단계 312. 단계 302로 진행한다.
단계 302에서, 태스크(task)는 적응될 각각의 톤 상에서 빅팀 라인들의 세트를 결정하는 것이다. 이 세트는 다음:
a) 전체 라인 레이트 요건들;
b) 각각의 소정의 라인 및 톤에 대한 최대 SINR에 대한 경계들;
c) 라인 및 톤에 의한 현재 SINR;
d) 송신기의 계산적인 능력들과 같은 고려사항들에 의해 결정된다.
단계 302에 기인하여 각각의 톤에 대한 빅팀 라인들의 리스트(list)가 발생되고, 추가로 각각의 톤에 대해 공급된 SINR 타겟들이 또한 존재한다.
단계 304에서, 크로스토크에 가장 많이 기여하는 각각의 톤 상의 디스터버들이 식별된다. 이것은 각각의 소정의 빅팀 라인(v)에 대해 θ에 대한 현재 에러 추정치들을 사용하여 행해진다. 또한, 이 단계에서, 동시적으로 교란될 수 있는 디스터버들의 그룹들이 식별된다. 현재의 전체 프리코더 매트릭스
Figure 112010012871295-pct00050
가 이러한 그룹들을 결정하는데 사용되고, 상기 그룹들이 선택되어, 하나의 디스터버에 대한 교란들이 또 다른 디스터버에 대한 측정치에 상당한 영향을 주지 않게 된다. 상이한 빅팀 라인들이 공통 디스터버로부터의 교란들을 사용할 수 있을지라도, 빅팀 당 하나의 디스터버가 바람직한 동작 모드이다. 추정치들은 빅팀 라인들의 그룹에 대해 동시에 산출된다. 추정 및 적응의 단계가 일 그룹에 대해 완료되면, 추가의 그룹이 처리된다.
단계들 306 및 308은 상기에 자세히 설명되었다. 그러나, 간섭 감소의 이득들이 미래의 추정 단계들로 피드 포워딩될 수 있도록 다수의 반복들이 취해짐을 강조한다. 즉, 단계 310은 단계들 304, 306 및 308은 단계 302에서 식별된 각각의 빅팀 라인에 대해 반복된다는 사실을 나타낸다. 그 후, 단계 312는 새로운 빅팀 라인들의 세트가 식별될 수 있도록 단계 302로의 리턴 및 그들 라인들에 대해 수행된 단계들 304 내지 320을 나타낸다.
둘째로, 단계 304에서 취해진 선택들은 대상 매트릭스가 측정 및 적응이 관련되는 한 각각의 빅팀 라인에 대해 고정되는 것으로 취급될 수 있다. 새로운 동작 관련 크로스토크 매트릭스로부터 떨어져서, 이러한 스테이지는 또한 측정된 크로스토크 계수들에 대해 에러 θ의 크레이 대해 새로운 추정치들을 산출한다. 최종적으로, 샘플들의 수 Ma는 미리 고정될 필요는 없고 SINR에 대한 에러 분산치들이 샘플링되는 것으로 적응될 수 있다는 것이 인식될 것이다.
여기서 데이터 신호들의 조정이 데이터 신호들의 대응하는 것들에 조정 (파일럿) 신호들의 추가를 포함하는 실시예를 논의한다.
이미 이상적으로 프리코딩된 라인들의 그룹에 대해 단일 조이닝 라인의 문제를 고려하라. 이 문제는 활성 라인들의 각각에 대한 디스터버로서 새로운 조이닝 라인의 크로스토크 계수를 획득하는 것이고 이는 신속하게 성취되어야 한다. 이 문제는 새로운 라인으로부터 간섭이 활성 라인들의 SINR이 상당한 양까지 떨어지게 하지 않아야 하는 요구조건에 의해 제한된다. 이는 파워가 점진적으로 증가되어야 한다는 것을 의미한다.
이러한 예시적인 프리코딩 실시예에 따라, 파일럿 신호들은 활성 라인들의 각각에 대해 크로스토크 계수를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 이후 추정치는 프리코딩 매트릭스를 갱신하기 위해 사용될 수 있다.
그러나, 프리코더 튜너의 방법들은 초기 및 후속 파워 레벨들 모두 효과적으로, 즉, 빠르게 프리코더를 갱신하도록 설정되어야 하며 빅팀 (활성) 라인들에 제어된 임팩트를 갖는 방식에 의한 규칙들을 제공한다.
방법은 다음과 같이 도 4의 방법 400의 내용에 설명된다.
우선, 단계 402에서, 모든 활성 라인들에 대해 SINR을 몇몇 미리 결정된 임계치 이하로 감소되지 않게 일치하는 가장 큰 레벨을 선택한다. 이렇게 활성 라인들 위의 최악의 경우의 크로스토크 또는 상기 크로스토크에 대한 경계에 따라 선택하고; 대안적으로, 초기 추정치들이 제공되는 경우에 초기 추정치들에 따른다.
그 후, 다음이 반복된다:
단계 404에서, 예를 들어, N의 제곱근을 사용하여, 라인들 각각 상에서, 그리고 교란으로, 크로스토크 계수들을 추정하기 위하여 다수의 SINR 샘플들을 선택하고, 여기서 N은 배경 잡음 또는 이의 어떤 스케일링(scaling)된 값이다.
단계 406에서, 각각의 라인에 대해 크로스토크 계수를 갱신하고, 새로운 크로스토크 추정치에 의한 수정 이후에 라인 k 상의 나머지 크로스토크 간섭인 Rk에 대한 경계를 결정한다.
Bk가 Bk에 대한 공지된 파라미터들을 갖는 Rk에 대한 경계 랜덤 변수라고 하자. Bk는 자신의 확률 분포가 공지되는 경우에 Rk 자체일 수 있다.
단계 408에서, 경계 랜덤 변수들(Bk)과 가능한 한 거의 일치하는 새로운 더 높은 파워 레벨들을 선택한다. 활성 라인들 상에서, 수용 가능한 레벨들의 크로스토크 간섭이 허용되며, 수용 가능한 것은 추계학적으로 규정된다.
단계 410에서, 단계 404로 진행하고, 조이닝 라인(joining line) 상에서 전체 파워 레벨에 도달할 때까지 반복된다.
이 방법은 가장 짧은 단계들의 수에서 전체 파워에 도달하려는 목적으로 최적화될 수 있다. 예를 들어, 최적화는 단계 404에서의 더 많은 추정치들과 단계 404에서의 더 큰 파워 증가들 대 더 적은 추정치들 및 더 적은 파워 증가들에 의해 실현될 수 있다.
새로운 조이닝 라인의 동작에 응답하여 활성 라인의 SINR 성능에 대한 수적인 실험 결과들이 이제 제공된다. 셋업은 도 5의 테이블에서 요약된다. 도시된 바와 같이, 프리코딩되고 있다고 가정되는 5개의 라인들이 존재한다. 이러한 라인들 중 제 1의 4개의 라인들은 이상적으로 프리코딩되는 반면, 제 5의 조이닝 라인의 크로스토크만이 부분적으로 소거되고 있다. 임의의 프리코딩이 없는 제 5 라인의 크로스토킹 신호의 파워는 -10 dB이다. 그러나, 초기 크로스토크 추정치가 사용되어서, 새로운 디스터빙 라인이 전체 파워에서 동작하는 경우에, 실제 나머지 크로스토크 파워가 새로운 활성 라인 상에서 -20 dB가 된다고 가정된다. ㅿ는 조이닝 라인의 크로스토크 계수를 획득하는데 있어서 사용되는 교란 크기를 나타낸다. ㅿ2는 배경 잡음 플러스 간섭(N=10-5) 정도여서, 교란들의 영향이 작은 수의 dB의 손실이 된다. 최종적으로, 0.5 dB로의 양자화(quantization)의 영향이 포함된다.
그러나, -20 dB의 크로스토킹 파워는 라인들이 50 dB의 SINR에서 이상적으로(실제로 이상적인 것에 가깝게) 동작하고 있을 때 수용 불가능하다. 이 때문에, 조이닝 라인의 파워는 그의 크로스토크 간섭을 제한하기 위하여 낮은 파워 레벨에서 시작되고, 그의 파워는 적은 단계들의 수에서 구성된다. 이것은 활성 라인이 조이닝 라인의 크로스토크 계수를 획득하는 동안 거의 이상적인 성능이 유지되도록 한다. 여러 활성 라인들이 동시에 조이닝 프로세스를 통과할 수 있고, 파워 레벨들의 선택은 나머지 크로스토크 파워들 중 가장 큰 크로스토크 파워에 따른다.
도 6은 동일한 활성 및 새로운 조이닝 라인에 대한 결과들을 갖는 이 방법의 2개의 인스턴스(instance)들을 도시한다. 실선 곡선(solid curve)이 제 1 인스턴스이고, 초기에 -30 dB의 조이닝 파워 레벨로, SINR이 약 3 dB만큼 드롭(drop)되어, 크로스토킹 신호가 전체 파워 오프셋에서, 잡음에 비교 가능한 것을 도시한다. 최종적인 파워 증가는 별(star)에서의 SINR 리포트(report) 이전에 발생하므로, 이것은 총 6개의 SINR 요청들에 대한 2개의 적응형 단계들 이후이다.
제 2 점선 곡선은 조이닝 파워 레벨이 -40 dB에서 더 적고, 오프셋 파워가 더 높고, 증가가 적응형 단계들마다 더 적은 제 2 인스턴스를 도시한다. 따라서, 획득 이전의 초기 SINR이 더 높다. 더욱이, 이 인스턴스에서, 총 9개의 SINR 요청들에 대하여 별에서의 SINR 리포트 이전에 3개의 적응형 단계들이 존재하였다.
2개의 곡선들의 비교는 SINR이 제 2 인스턴스에서 약 1.0 dB만큼 저하되었다는 것을 나타내어, 계수가 제 1 경우에서만큼 상당히 효율적으로 획득되고 있지는 않다는 것을 나타낸다. 이것은 더 낮은 조이닝 파워에 의해 설명 가능하므로, 초기 단계에서 크로스토크를 측정하기가 더 어렵다.
그러나, 크로스토크 계수 자체들을 측정하는데 있어서 사용된 교란들이 두 경우들 모두에서 약 3 dB의 SINR 손실을 유발하였다는 점이 주의되어야 한다. 이것을 고려하면, 제 2 라인은 실제로 루틴 추적(routine tracking)의 부분인 SINR 손실들에 추가되지 않는다.
최종적으로, 크로스토크 계수를 획득하기 위한 시간 대 파워 증가들 및 사용된 오프셋의 정도 사이에 고려될 트레이드오프(tradeoff)가 항상 존재한다는 점을 주의하라. 결과들은 크로스토크 계수들이 주로 SINR 요청들 및 리턴되는 리포트들 사이의 시간에 따라 몇십 초에서 획득될 수 있다는 것을 나타낸다.
본 발명의 원리들의 다양한 설명적인 실시예들이 상술되었지만, 다양한 다른 대안적인 구현예들이 직접적인 방식으로 실현될 수 있다는 점이 이해될 것이다.
단지 예로서, 리그레션 기반 힐 클라이밍 방법(regression based hill climbing method)이 사용될 수 있다. 이 방법은 크로스토크 계수들에서의 에러(θ)의 2차 함수로서 간섭을 표현하는 것에 의존한다. 2차 방정식의 미지의 계수들은 동작 포인트의 다양한 선택들에서의 SINR 추정치들(프리코더 매트릭스의 세팅들)을 사용함으로써 추정될 수 있다. 리그레션을 사용함으로써, 이러한 추정치들은 2차방정식을 고정시키는데 사용된다. 그 후, 적합한 2차 방정식이 프리코더에 대한 최적 동작 포인트를 결정하는데 사용될 수 있다.
부가적인 예로서, 프리코더 매트릭스의 직접적인 적응이 수행될 수 있다. 즉, 프리코더는 또한 크로스토크 계수들의 추정치들
Figure 112010012871295-pct00051
에 반대되는 바와 같이, 프로코더 매트릭스 자체를 직접적으로 교란함으로써 튜닝될 수 있다. C j가 프리코더 매트릭스의 컬럼 j를 나타낸다고 하자. 따라서, 결과적인 채널은:
Figure 112010012871295-pct00052
이고,
여기서, A = I + G이고, G는 실제의 상대적인 크로스토크이다. 직접적인 이득이
Figure 112010012871295-pct00053
을 충족시키는 경우:
Figure 112010012871295-pct00054
을 기록할 수 있고, 여기서, fj는 프리코더 매트릭스 컬럼(Cj)의 함수로서 간섭을 결정하는데 사용된다. 따라서, SINR은 결합되지 않은 컬럼의 영향들로 각각의 fj를 차례로 최소화함으로써 최대화될 수 있다. 이것을 행하는 하나의 방식이 W. Press 등의 "Numerical Recipes in C: The Art of Scientific Computing", Cambridge University Press, 1992에 개시된 바와 같은 Powell의 라인 검색 기술과 같은 다변수 최적화 방법을 사용하는 것이다. 그러나, 다른 적절한 기술들이 사용될 수 있다.
본원에 개시된 셀프-튜닝 프리코더 기술들이 명세서들이 본원에 참조되어 있는 대리인 문서 번호 Kramer 9-16-6(명칭 "Determining a Channel Matrix by Measuring Interference") 및 Guenach 1-12-1-1-1-1-1-20-1-9(명칭 "Determining Channel Matrices by Correlated Transmissions to Different Channels")에 의해 각각 식별되는 동시에 출원된 미국 특허 출원들에 개시된 하나 이상의 채널 추정 기술들과 함께 사용될 수 있다는 점이 인식될 것이다.
본 발명의 설명적인 실시예들이 첨부 도면들을 참조하여 본원에 설명되었을지라도, 본 발명이 이러한 명확한 실시예들로 제한되지 않고, 본 발명의 범위 또는 정신을 벗어남이 없이 다양한 다른 변화들 및 변경들이 당업자에 의해 행해질 수 있다는 점이 이해될 것이다.

Claims (10)

  1. 신호들이 송신기로부터 복수의 수신기들 중 적어도 선택된 부분으로 송신될 복수의 통신 채널들 중 적어도 선택된 부분에 대해 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하는 단계;
    제 1 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 제 1 세트의 신호들을 조정하는 단계;
    상기 제 1 세트의 조정된 신호들을 상기 복수의 수신기들 중 대응하는 수신기들로 송신하는 단계;
    상기 복수의 통신 채널들 중 상기 선택된 부분에 대해 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하는 단계; 및
    제 2 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 송신을 위한 제 2 세트의 신호들을 조정하는 단계를 포함하며,
    상기 복수의 통신 채널들에 대하여 실제 크로스토크 계수들 및 다음의 추정된 크로스토크 계수들 사이의 에러를 감소시키기 위하여 상기 획득 단계, 상기 조정 단계 및 상기 송신 단계들이 반복적으로 수행되고,
    상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들을 조정하는 단계들은 각각 상기 신호들의 대응하는 파워 레벨을 반복적으로 세팅하는 단계를 추가로 포함하고,
    상기 파워 레벨은 다음의 추정된 크로스토크 계수들 및 실제 크로스토크 계수들 사이의 에러의 분포에 따라 선택되는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들을 조정하는 상기 단계들은 각각 상기 획득된 세트의 추정된 크로스토크 계수들로부터 생성되는 요소들을 포함하는 프리코딩 매트릭스를 적응시키는 단계를 더 포함하는, 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들을 조정하는 상기 단계들은 각각 상기 신호들 중 대응하는 신호들에 조정 신호들을 추가하는 단계를 더 포함하고, 상기 조정 신호들은 상기 획득된 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 생성되는, 방법.
  4. 삭제
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들 및 상기 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들은 상기 복수의 수신기들로부터 수신된 신호-대-간섭-플러스-잡음 비(SINR) 측정치들로부터 생성되는, 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    조정될 상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들은 상기 신호들이 송신될 대응하는 채널들이 적어도 하나의 다른 채널을 방해하고 있다는 결정을 기반으로 하여 선택되는, 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 세트의 추정된 크로스토크 계수들은 차이 추정 프로세스에 의해 획득되는, 방법.
  8. 신호들이 송신기로부터 복수의 수신기들 중 적어도 선택된 부분으로 송신될 복수의 통신 채널들 중 적어도 선택된 부분에 대해 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하고, 제 1 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 제 1 세트의 신호들을 조정하고, 상기 제 1 세트의 조정된 신호들을 상기 복수의 수신기들 중 대응하는 수신기들로 송신하고, 상기 복수의 통신 채널들 중 상기 선택된 부분에 대해 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하고, 제 2 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 송신을 위한 제 2 세트의 신호들을 조정하도록 구성되는 송신기를 포함하며,
    상기 복수의 통신 채널들에 대하여 실제 크로스토크 계수들 및 다음의 추정된 크로스토크 계수들 사이의 에러를 감소시키기 위하여 상기 획득 단계, 상기 조정 단계 및 상기 송신 단계가 반복적으로 수행되고, 상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들을 조정하는 단계들은 각각 상기 신호들의 대응하는 파워 레벨을 반복적으로 세팅하는 단계를 추가로 포함하고, 상기 파워 레벨은 다음의 추정된 크로스토크 계수들 및 실제 크로스토크 계수들 사이의 에러의 분포에 따라 선택되는, 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    복수의 통신 라인들은 DSL 통신 시스템의 디지털 가입자 라인(DSL)들을 포함하고, 상기 송신기는 상기 DSL 통신 시스템의 센트럴 오피스에 위치되는, 장치.
  10. 복수의 수신기들; 및
    신호들이 송신기로부터 상기 복수의 수신기들 중 적어도 선택된 부분으로 송신될 복수의 통신 채널들 중 적어도 선택된 부분에 대해 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하고, 제 1 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 제 1 세트의 신호들을 조정하고, 상기 제 1 세트의 조정된 신호들을 상기 복수의 수신기들 중 대응하는 수신기들로 송신하고, 상기 복수의 통신 채널들 중 상기 선택된 부분에 대해 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 획득하고, 제 2 세트의 조정된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 2 세트의 추정된 크로스토크 계수들을 기반으로 하여 송신을 위한 제 2 세트의 신호들을 조정하도록 구성되는 송신기를 포함하며,
    상기 복수의 통신 채널들에 대하여 실제 크로스토크 계수들 및 다음의 추정된 크로스토크 계수들 사이의 에러를 감소시키기 위하여 상기 획득 단계, 상기 조정 단계 및 상기 송신 단계가 반복적으로 수행되고, 상기 제 1 세트의 신호들 및 상기 제 2 세트의 신호들을 조정하는 단계들은 각각 상기 신호들의 대응하는 파워 레벨을 반복적으로 세팅하는 단계를 추가로 포함하고, 상기 파워 레벨은 다음의 추정된 크로스토크 계수들 및 실제 크로스토크 계수들 사이의 에러의 분포에 따라 선택되는, 통신 시스템.
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