KR101687929B1 - 다운스트림 벡터링 시스템들을 위한 이득 적응 - Google Patents

Abstract

본 발명은 복수의 가입자 회선(L1 내지 LN)을 통한 통신을 제어하기 위한 방법에 관한 것이고, 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 프리코더(120)를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 본 방법은 프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때인 업데이트 이벤트를 감지하는 단계, 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기되는 채널 바이어스를 보상하기 위하여 수신 통신 신호에 적용될 신호 보상 인자(γi)를 나타내는, 신호 조정 정보를 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선(Li)에 원격으로 연결된 수신기(x TU-Ri)에 전송하는 단계, 및 프리코더 업데이트를 수신기에서의 신호 보상 인자의 시행과 시간-조정하는 단계를 포함한다. 본 발명은 또한 액세스 노드 및 가입자 디바이스 각각의 일부를 형성하는 대응하는 제1 통신 제어기 및 제2 통신 제어기에 관한 것이다.

Description

다운스트림 벡터링 시스템들을 위한 이득 적응{GAIN ADAPTATION FOR DOWNSTREAM VECTORING SYSTEMS}

본 발명은 복수의 가입자 회선(subscriber lines)을 통한 통신을 제어하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이고, 그 통신은 크로스토크 사전-보상(crosstalk pre-compensation)을 위해 프리코더(precoder)를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용하는 것이다.

크로스토크(또는 채널간 간섭)는 디지털 가입자 회선(DSL: Digital Subscriber Line) 통신 시스템들과 같은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 통신 시스템들에 대한 채널 손상(channel impairment)의 주요 원인이다.

더 높은 데이터 속도에 대한 요구가 증가됨에 따라, DSL 시스템들은 더 높은 주파수 대역들을 향하여 진화하고 있고, 이때 이웃 전송 회선들(neighboring transmission lines)(즉, 케이블 바인더 내의 트위스팅된 구리 쌍들과 같이, 그들 길이의 일부 또는 전부에 걸쳐 인접하여 있는 전송 회선들) 사이의 크로스토크는 더 두드러진다(더 높은 주파수일수록 더 많은 커플링이 있음).

MIMO 시스템은 다음의 선형 모델로 설명될 수 있다:

이때, N-성분 복소 벡터 X 및 Y는 각각 N 채널들을 통해 전송된 심볼들 및 그로부터 수신된 심볼들의 이산 주파수 표현(discrete frequency representation)을 주파수/캐리어/톤 인덱스 k의 함수로서 각각 나타내고,

이때, N×N 복소 행렬 H는 채널 행렬로 지칭되며: 채널 행렬 H의 (i,j)번째 성분은 신호가 j번째 채널 입력에 전송되는 것에 대한 응답으로, 통신 시스템이 i번째 채널 출력 상에 신호를 생성하는 방법을 설명하고; 채널 행렬의 대각 요소들(diagonal elements)은 직접 채널 커플링(direct channel coupling)을 설명하며, 채널 행렬의 비-대각 요소들(off-diagonal elements)은 (크로스토크 계수들로 또한 지칭되는) 채널간 커플링을 설명하고,

이때, N-성분 복소 벡터 Z는 무선 주파수 간섭(RFI: Radio Frequency Interference) 또는 열 잡음(thermal noise)과 같은 N 채널들 상의 추가적인 잡음을 나타낸다.

상이한 전략들이 크로스토크를 경감시키고, 유효 처리율, 리치(reach) 및 회선 안정도를 최대화하기 위하여 개발되어 왔다. 이들 기술들은 정적 또는 동적 스펙트럼 관리 기술들(static or dynamic spectral management techniques)로부터 다중-사용자 신호 조정(multi-user signal coordination) (또는 벡터링)으로 점차 진화하고 있다.

채널간 간섭을 감소시키기 위한 하나의 기술은 공동 신호 프리코딩(joint signal precoding)이다: 전송 데이터 심볼들은 각각의 통신 채널들을 통해 전송되기 전에, 프리코더를 공동으로 거쳐간다. 프리코더는 프리코더와 통신 채널의 연결(concatenation)이 수신기에서 채널간 간섭을 거의 또는 전혀 야기하지 않도록 하는 것이다. 예를 들어, 선형 프리코더는 주파수 영역 내에서 프리코딩 행렬 P(k)와 전송 벡터 X(k)의 행렬-곱을 수행하고, 프리코딩 행렬 P(k)는 결과 채널 행렬(resulting channel matrix) H(k)P(k)가 대각화되도록 하는 것이며, 이는 전체 채널 H(k)P(k)의 비-대각 계수들 (및 이에 따라 채널간 간섭)이 대부분 0으로 감소되는 것을 의미한다. 실제적으로, 프리코더는 직접 신호와 함께 희생자 회선(victim line)을 통해 역-위상 크로스토크 사전-보상 신호들(anti-phase crosstalk pre-compensation signals)을 중첩하고, 이는 수신기에서 각각의 교란자 회선들(disturber lines)로부터의 실제 크로스토크 신호들과 상쇄 간섭한다.

채널간 간섭을 감소시키기 위한 추가적인 기술은 공동 신호 포스트-프로세싱(joint signal post-processing)이다: 수신 데이터 심볼들은 감지되기 전에, 포스트코더(postcoder)를 공동으로 거쳐간다. 포스트코더는 통신 채널 및 포스트코더의 연결이 수신기에서 채널간 간섭을 거의 또는 전혀 야기하지 않도록 하는 것이다.

벡터링 그룹(vectoring group), 즉 신호들이 공동으로 프로세싱되는 통신 회선들의 집합의 선택은 좋은 크로스토크 경감 성능들을 성취하기 위하여 상당히 결정적이다. 벡터링 그룹 내에서, 각각의 통신 회선은 그룹의 다른 통신 회선들 내에 크로스토크를 유발하는 교란자 회선으로 고려되고, 동일한 통신 회선은 그룹의 다른 통신 회선들로부터 크로스토크를 수신하는 희생자 회선으로서 고려된다. 벡터링 그룹에 속하지 않는 회선들로부터의 크로스토크는 외부 잡음으로서 취급되고, 상쇄되지 않는다.

이상적으로, 벡터링 그룹은 물리적으로 그리고 두드러지게 서로간에 상호작용하는 통신 회선들의 전체 집합을 매칭해야 한다. 그러나, 국가적 규제 정책들로 인한 가입자 선로 공동 활용(local loop unbundling) 및/또는 한정된 벡터링 용량들은 그러한 완전한 접근을 가로막을 수 있고, 그러한 경우, 벡터링 그룹은 모든 물리적으로 상호작용하는 회선들 중 단지 부분집합만을 포함할 것이며, 이에 의하여 한정된 벡터링 이득들을 산출한다.

신호 벡터링은 일반적으로 트래픽 집적 지점(traffic aggregation point)에서 수행되고, 모든 데이터 심볼들이 동시에 그곳을 통해 전송되거나 그곳으로부터 수신되고, 벡터링 그룹의 모든 가입자 회선들이 사용가능하다. 예를 들어, 신호 벡터링은 유리하게는, 중앙국(CO: Central Office)에 배치되는 디지털 가입자 회선 액세스 멀티플렉서(DSLAM: Digital Subscriber Line Access Multiplexer) 내에서, 또는 가입자 구역들(스트리트 캐비넷, 폴 캐비넷 등)에 더 근접한 파이버-페드 원격 유닛(fiber-fed remote unit)으로서 수행된다. 신호 프리코딩은 구체적으로 (고객 구역들로의) 다운스트림 통신에 대하여 적합하고, 신호 포스트-프로세싱은 구체적으로 (고객 구역들로부터의) 업스트림 통신에 대하여 적합하다.

일반적으로, 채널 행렬은 대각적으로 우세하고(diagonally dominant), 이는 크로스토크 이득들은 직접 채널 이득들과 비교하여 무시해도 될 정도임을 의미한다. 그리고, 프리코딩 행렬도 그러하다: 희생자 회선을 통해 중첩되는 크로스토크 사전-보상 신호들은 전체 전송 전력에 거의 부가되지 않는다.

새로운 액세스 기술의 출현과, 더욱 더 넓은 전송 스펙트럼의 사용에 의하여, 이 가정은 더이상 사실로 유지될 수 없고, 이는 크로스토크 이득들이 직접 채널 이득들과 비교하여 유의미한 것이 되기 시작하고, 채널 행렬 및 결과 프리코딩 행렬이 더이상 대각적으로 우세하지 않음을 의미한다. 그러한 경우, 희생자 회선을 통한 크로스토크 사전-보상 신호들의 중첩은 그 희생자 회선에 적용가능한 전송 전력 스펙트럼 밀도(PSD: Power Spectral Density) 마스크를 위반할 수 있다. 이 초과 신호 전력을 균형 맞추기 위해, 프리코딩 단계 이전에 하나 이상의 통신 신호들이 축소되는 것이 필요하다.

또한, 주어진 교란자 회선으로부터의 크로스토크를 경감시키기 위한 희생자 회선을 통해 중첩된 크로스토크 사전-보상 신호는 그 교란자 회선으로 다시 커플링되고, 원하는 또는 의미있는 신호에 기여한다(2차 효과). 프리코더가 업데이트될 때, 새롭게 중첩된 크로스토크 사전-보상 신호들에 의해 유발된 채널 균등화 바이어스로 인해, 하나 이상의 수신기가 추적에서 벗어날 수 있다. 사실, 채널 트래킹은 일반적으로 요구되는 정확도를 성취하고 수렴할 수백개의 샘플들을 요구하기 때문에, 트래킹 모드 내의 수신기는 직접 채널 이득 내의 급작스러운 변화에 대응할 수 없다. 결과적으로, 성상도 지점들(constellation points)이 그들의 현재 예상되는 지점으로부터 멀리 떨어지기 때문에, 신호는 더이상 정확하게 감지되지 못하고, 이에 의하여 궁극적으로 회선 리트레인들(retrains) 및/또는 좋지 않은 사용자 경험으로 나타나는 디코딩 에러들을 야기한다.

본 발명의 목적은 대각적으로 우세하지 않은 채널 행렬의 경우에서 벡터링 시스템들의 강건성과 성능들을 향상시키는 것이다.

본 발명의 제1 태양에 따르면, 복수의 가입자 회선을 통한 통신을 제어하기 위한 방법이 제안된다. 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 프리코더를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용한다. 본 방법은 프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때인 업데이트 이벤트(update event)를 감지하는 단계, 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기되는 채널 바이어스(channel bias)를 보상하기 위하여 수신 통신 신호(receive communication signal)에 적용될 신호 보상 인자(signal compensation factor)를 나타내는 신호 조정 정보(signal adjustment information)를 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선에 원격으로 연결된 수신기에 전송하는 단계, 및 프리코더 업데이트를 수신기에서의 신호 보상 인자의 시행과 시간-조정(time-coordinating)하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일 실시예에에서, 프리코더 업데이트는 가입자 회선을 통해 전송 PSD 마스크의 일치를 위해 전송 통신 신호(transmit communication signal)에 적용될 신호 스케일링 인자(signal scaling factor)를 결정하는 것을 포함하고, 신호 보상 인자는 대응하는 전송 신호 스케일링(transmit signal scaling)에 의해 야기된 제1 채널 바이어스를 보상한다.

본 발명의 일 실시예에서, 프리코더 업데이트는 가입자 회선으로부터 하나 이상의 희생자 회선으로의 크로스토크를 경감시키기 위해 프리코더의 하나 이상의 커플링 계수(coupling coefficients)를 결정하는 것을 포함하고, 신호 보상 인자는 하나 이상의 희생자 회선을 통해 중첩된 대응하는 크로스토크 사전-보상 신호들에 의해 야기된 제2 채널 바이어스를 추가적으로 보상한다.

본 발명의 일 실시예에서, 신호 보상 인자는 채널 진폭 바이어스(channel amplitude bias)를 보상하는 스칼라 인자(scalar factor)이다.

본 발명의 일 실시예에서, 신호 보상 인자는 채널 진폭 바이어스 및 채널 위상 바이어스 모두를 보상하는 복소 인자(complex factor)이다.

본 발명의 일 실시예에서, 전송하는 단계 및 수신기에서의 대응하는 신호 조정은 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기된 채널 바이어스의 크기에 따라 좌우된다.

본 발명의 일 실시예에서, 프리코더는 부분적 프리코딩 이득들 및 한정된 채널 바이어스를 가진 제1 프리코더 업데이트, 및 완전한 프리코딩 이득들을 가진 제2 프리코더 업데이트의 2단계로 업데이트된다. 전송하는 단계는 제1 프리코더 업데이트와 제2 프리코더 업데이트 사이에서 일어나고, 제2 프리코더 업데이트는 수신기에서의 신호 보상 인자의 시행과 시간-조정된다.

본 발명의 일 실시예에서, 업데이트 이벤트는 새로운 가입자 회선이 복수의 가입자 회선에 들어오거나(joining) 나가는(leaving) 것이다.

본 발명의 일 실시예에서, 업데이트 이벤트는 재구성된 가입자 회선을 통한 전송 전력의 상당한 변화이다.

본 발명의 일 실시예에서, 방법은 이득 조정 정보의 수신 시에, 각각의 캐리어에 대한 적응된 비트 로딩 값(adapted bit loading value) 및/또는 적응된 미세 이득 조정 인자(adapted fine gain tuning factor)를 대응하는 송신기에 리턴하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 일 실시예에서, 통신 신호들은 멀티-캐리어 신호들이고, 이득 조정 정보 및 대응하는 신호 보상 인자는 캐리어 기반으로(on a per carrier basis) 결정된다.

본 발명의 일 실시예에서, 신호 스케일링 인자의 진폭은 다수-사용자 공정성 기준(multi-user fairness criterion)에 기초한다.

본 발명의 다른 태양에 따르면, 복수의 가입자 회선을 통한 통신을 제어하기 위한 제1 통신 제어기가 제안된다. 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 프리코더를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용한다. 제1 통신 제어기는 프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때인 업데이트 이벤트를 감지하고, 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기되는 채널 바이어스를 보상하기 위하여 수신 통신 신호에 적용될 신호 보상 인자를 나타내는 신호 조정 정보를 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선에 원격으로 연결된 수신기에 전송하며, 프리코더 업데이트를 수신기에서의 신호 보상 인자의 시행과 시간-조정하도록 구성된다.

제1 통신 제어기는 DSLAM, 이더넷 스위치, 에지 라우터 등과 같은 액세스 노드의 일부를 형성할 수 있다.

본 발명에 따른 제1 통신 제어기의 실시예들은 본 발명에 따른 방법의 각각의 실시예들에 대응한다.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선을 통한 통신을 제어하기 위한 제2 통신 제어기가 제안된다. 복수의 가입자 회선을 통한 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 프리코더를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용한다. 제2 통신 제어기는 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기되는 채널 바이어스를 보상하기 위하여 수신 통신 신호에 적용될 신호 보상 인자를 나타내는 신호 조정 정보를 가입자 회선에 원격으로 연결된 송신기로부터 수신하고, 신호 보상 인자를 시행하도록 구성된다.

제2 통신 제어기는 데스크톱, 랩톱, 모뎀, 네트워크 게이트웨이, 미디어 게이트웨이 등과 같이, 액세스 플랜트(access plant)를 통한 유선 통신을 지원하는 가입자 디바이스의 일부를 형성할 수 있다.

본 발명에 따른 제2 통신 제어기의 실시예들은 본 발명에 따른 방법의 각각의 실시예들에 대응한다.

프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때, 예를 들어, 벡터링 그룹에 들어오는 새로운 가입자 회선, 및 각각의 희생자 회선들을 통해서 중첩되는 대응하는 크로스토크 사전-보상 신호들로 인하여, 또는 더 예를 들어, 하나 이상의 가입자 회선을 통한 전송 PSD들을 적용가능한 전송 PSD 마스크 이내로 제한하기 위하여 하나 이상의 통신 신호에 적용될 필요가 있는 적합한 신호 스케일링들로 인하여, 그리고 그 프리코더 업데이트가 하나 이상의 수신기에서 상당한 채널 균등화 바이어스를 야기할 것이 예상될 때, 그러면 전송기-제어 이득 적응(transmitter-controlled gain adaptation)이 제안된다. 신호 조정 정보는 각각의 수신기들로 전송되고, 수신기들은 유발된 채널 바이어스를 보상하기 위하여 신호 보상 인자들을 도출해낸다. 프리코더 업데이트는 다음으로 수신기들에서의 신호 보상 인자들의 시행과 시간-조정된다. 이러한 추가 레벨의 조정은 수신기들이 추적을 벗어나는 일 없이, 그리고 액세스 플랜트 내에서 발생된 크로스토크 강도들과 무관하게, 프리코더의 효과적이고 투명한 업데이트를 가능하게 한다.

제안되는 전송기-제어 신호 적응은 초과 잡음 마진을 제거하기 위한 미세 이득 조정(예를 들어, DSL 표준들에서의 소위 gi 계수들)과 같은 기존의 수신기-제어 이득 적응 뿐만 아니라, PSD 쉐이핑(예를 들어, DSL 표준들에서의 소위 tssi 계수들)과 같은 채널 균등화 이전의 기존의 전송기-제어 신호 스케일링들 위에 온다.

신호 보상 인자들은 스케줄링된 프리코더 업데이트에 의해 야기된 진폭 바이어스 및 위상 바이어스 모두를 보상할 수 있거나, 진폭 바이어스만을 오로지 보상할 수 있다.

절차는 프리코더 업데이트로 인해 수신기에서 발생될 것이 예상되는 채널 균등화 바이어스의 크기에 의하여 좌우될 수 있다. 예를 들어, 한 쪽에서의 프리코더 업데이트 후의 수신기에서의 전술된 2차 효과를 고려한(직접 및 간접 채널 이득들을 고려하는 것을 의미함) 유용한 신호 성분의 (예상 진폭, 전력 또는 에너지인) 예상 강도와, 다른 쪽에서의 현재의 채널 균등화 계수들의 기초로 되는 수신기에서의 현재 강도가 비교될 수 있다. 이들 2개의 양이 주어진 마진만큼 차이가 나는 경우, 그러면 적합한 신호 보상 인자가 프리코더 업데이트와 함께 수신기에 적용될 필요가 있다. 선택된 마진은 일반적으로 수신기에서 발생된 잡음의 양에 의존한다: 더 큰 잡음은 성상도 지점들을 더 멀게하고, 선택된 마진을 더 높게 한다.

신호 이득 조정의 직접적인 결과로서, 수신기는 각각의 캐리어들을 위한 조정된 비트 로딩 값들 및/또는 조정된 미세 이득 조정 인자들을 송신기에 리턴할 수 있다.

가능한 향상으로서, 프리코더는 2단계로 업데이트될 수 있다: 수신기들에서의 적은 채널 균등화 바이어스를 야기하고 이에 따라 수신들에서의 신호 조정을 요구하는 않는 아직은 부분적 프리코딩 이득을 가지는 제1 프리코더 업데이트, 및 하나 이상의 수신기에서의 적합한 신호 조정에 따라 완전한 프리코딩 이득들을 가지는 제2 최종 프리코더 업데이트. 이렇게 함으로써, 부분적인 크로스토크 완화가 이득 조정 절차의 완료를 기다릴 것 없이 즉시 시작될 수 있다.

첨부 도면들과 함께 후술하는 실시예의 설명을 참조함으로써, 본 발명의 위의 그리고 다른 목적들 및 특징들은 더 명백해질 것이고, 본 발명 그 자체가 매우 잘 이해될 것이다:
도 1은 본 발명에 따른 액세스 노드;
도 2는 본 발명에 따른 가입자 디바이스;
도 3은 프리코더 업데이트 동안의 액세스 노드와 원격 가입자 디바이스들 사이의 메시지 흐름도; 및
도 4는 프리코더 업데이트 동안의 대안적인 메시지 흐름도.

본 발명에 따른 후술하는 기능적 블록들을 포함하는 액세스 노드(100)가 도 1에서 보여진다:

- N개의 송수신기(110);

- 벡터링 프로세싱 유닛(Vectoring Processing Unit)(120)(또는 VPU); 및

- VPU(120)의 동작을 제어하기 위한 벡터링 제어 유닛(Vectoring Control Unit)(130)(또는 VCU).

송수신기들(110)은 각각 가입자 회선들(L1 내지 LN)과 연결되고, 동일한 벡터링 그룹의 일부를 형성하는 것으로 가정된다. 송수신기들(110)은 또한 VPU(120) 및 VCU(130)와 각각 따로 연결된다. VCU(130)는 VPU(120)와 추가적으로 연결된다.

송수신기들(110) 각각은 다음을 포함한다:

- 디지털 신호 프로세서(DSP: Digital Signal Processor)(111);

- 아날로그 프론트 엔드(AFE: Analog Front End)(112); 및

- 회선 적응 유닛(LAU: Line Adaptation Unit)(113).

N개의 DSP(111)는 N개의 AFE 유닛(112)의 각각과 연결된다. N개의 AFE(112)는 N개의 LAU(113)의 각각과 추가적으로 연결된다. N개의 LAU(113)는 N개의 가입자 회선(L1 내지 LN)의 각각과 추가적으로 연결된다.

AFE들(112) 각각은 DAC(Digital-to-Analog Converter) 및 ADC(Analog-to-Digital Converter), 대역 외 간섭을 제거하면서 적합한 통신 주파수 대역들 이내로 신호 에너지를 한정하기 위한 전송 필터 및 수신 필터, 전송 신호를 증폭하고 전송 회선을 구동하기 위한 회선 구동기, 및 최대한 적은 잡음으로 수신 신호를 증폭하기 위한 LNA(Low Noise Amplifier)를 포함한다.

LAU들(113) 각각은 (예를 들어, 에코 상쇄 기술들을 이용하여) 낮은 송신기-수신기 커플링 비율을 성취하면서 송신기 출력을 전송 회선과 연결하고 전송 회선을 수신기 입력과 연결하기 위한 하이브리드, POTS 또는 ISDN 주파수 대역들 내에 존재하는 임의의 원하지 않는 신호들을 필터링하기 위한 추가적인 전송 및 수신 고주파-통과 필터들, 전송 회선의 특성 임피던스에 적응하기 위한 임피던스-매칭 회로, 및 격리 회로(일반적으로 변압기)를 포함한다.

DSP들(111) 각각은 다운스트림 및 업스트림 멀티-캐리어 통신 채널들을 동작시키기 위하여 배치된다.

DSP들(111) 각각은 진단 또는 관리 명령들 및 응답들과 같은 피어 송수신기들 사이의 제어 트래픽을 전송하기 위하여 사용되는, 다운스트림 및 업스트림 제어 채널들을 동작시키도록 더 구성된다. 제어 트래픽은 DSL 채널을 통해 사용자 트래픽과 멀티플렉싱된다.

더 구체적으로, DSP들(111) 각각은 사용자 및 제어 데이터를 디지털 데이터 심볼들로 인코딩 및 변조(modulating)하고, 사용자 및 제어 데이터를 디지털 데이터 심볼들로부터 복조(de-modulating) 및 디코딩하기 위한 것이다.

후술하는 전송 단계들이 DSP들(111) 내에서 일반적으로 수행된다:

- 데이터 멀티플렉싱, 프레이밍(framing), 스크램블링(scrambling), 에러 정정 인코딩 및 인터리빙(error correction encoding and interleaving)과 같은 데이터 인코딩;

- 캐리어 순서 표(carrier ordering table)에 따라 캐리어들을 순서화하고, 순서화된 캐리어들의 비트 로딩들에 따라 인코딩된 비트 스트림을 구문분석(parsing)하며, 아마도 트렐리스 코딩(Trellis coding)에 의해, 비트들의 각각의 청크를 적합한 전송 성상도 지점 상으로 (각각의 캐리어 진폭 및 위상과 함께) 매핑하는 단계들을 포함하는, 신호 변조;

- 신호 스케일링;

- 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform);

- CP(Cyclic Prefix) 삽입; 및 아마도

- 시간-윈도윙.

후술하는 수신 단계들이 DSP들(111) 내에서 일반적으로 수행된다:

- CP 제거, 및 아마도 시간-윈도윙;

- 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform);

- 주파수 균등화(FEQ: Frequency EQualization);

- 각각의 캐리어 비트 로딩에 의존하는 패턴을 갖는 적합한 성상도 그리드(constellation grid)를 각각의 모든 균등화된 주파수 샘플에 적용하고, 아마도 트렐리스 디코딩에 의해, 예상되는 전송 성상도 지점 및 대응하는 전송 비트 시퀀스를 감지하며, 캐리어 순서 표에 따라 모든 감지된 비트들의 청크들을 재-순서화하는 단계들을 포함하는, 신호 복조 및 감지; 및

- 데이터 디-인터리빙, RS 디코딩(바이트 에러들이 있다면, 그것들은 이 단계에서 정정됨), 디-스크램블링, 프레임 설계(frame delineation) 및 디-멀티플렉싱과 같은 데이터 디코딩.

DSP들(111) 각각은 공동 신호 프리코딩을 위해 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 단계 이전에 전송 주파수 샘플들을 VPU(120)에 공급하고, 공동 신호 포스트-프로세싱을 위해 고속 푸리에 변환(FFT) 단계 이후에 수신 주파수 샘플들을 VPU(120)에 공급하도록 더 구성된다.

DSP들(111) 각각은 추가적인 전송 또는 감지를 위해, 정정된 주파수 샘플들을 VPU(120)로부터 수신하도록 더 구성된다. 대안적으로, 추가적인 전송 또는 감지 이전에, DSP들(111)은 초기의 주파수 샘플들에 추가하기 위하여 정정 샘플들을 수신할 수 있다.

DSP들(111) 각각은 새롭게 초기화되는 회선의 감지, 또는 전송 전력이 주어진 가입자 회선을 통해 상당히 조정되는 때와 같은, 특정한 이벤트들(도 1의 "업데이트_이벤트" 참조)을 VCU(130)에 알리도록 더 구성된다.

VPU(120)는 전송 회선들(L1 내지 LN)을 통해 유발된 크로스토크를 경감시키도록 구성된다. 이것은 예상되는 크로스토크의 추정을 사전-보상하도록 전송 주파수 샘플들의 벡터 X를 프리코딩 행렬 P와 곱함으로써(다운스트림) 또는 발생된 크로스토크의 추정을 사후-보상하도록 수신 주파수 샘플들의 벡터 Y를 크로스토크 상쇄 행렬 G와 곱함으로써(업스트림) 성취된다.

i 및 j는 1 내지 N의 범위를 가지는 회선 인덱스들을 나타내고, k는 주파수 인덱스를 나타내며, l은 데이터 심볼 인덱스를 나타낸다. FDD(Frequency Division Duplexing) 전송의 경우, 주파수 인덱스 k는 다운스트림 또는 업스트림 통신이 고려되는지 여부에 의존하여, 겹치지 않는 상이한 범위 값들을 취한다. TDD(Time Division Duplexing) 전송의 경우, 주파수 인덱스 k는 다운스트림 및 업스트림 통신 모두를 위한 공통 범위 값들을 취할 수 있다.

및

는 VPU(121)에 의한 크로스토크 사전-보상 이전 및 이후에 데이터 심볼 l 동안 회선 Li를 통해 전송된 전송 다운스트림 주파수 샘플들을 각각 나타내는 것으로 하고,

및

는 크로스토크 사전-보상 이전 및 이후의 각각의 전송 벡터들을 나타내는 것으로 한다.

유사하게,

및

는 크로스토크 상쇄 이전 및 이후에 데이터 심볼 l 동안 회선 Li로부터 수신된 수신 업스트림 주파수 샘플들을 각각 나타내는 것으로 하고,

및

는 크로스토크 사전-보상 이전 및 이후의 각각의 수신 벡터들을 나타내는 것으로 한다.

또는 동등하게

또는 동등하게

를 가진다.

행렬 P 또는 G에서, 행 i는 특정한 희생자 회선 Li를 나타내는 반면, 열 j는 특정한 교란자 회선 Lj를 나타낸다. 교차지점에서, 교란자 회선 Lj로부터의 크로스토크를 희생자 회선 Li를 통해 완화하기 위해, 커플링 계수가 대응하는 교란자 전송 또는 수신 주파수 샘플에 적용되어야 한다. 예를 들어, 가장 강한 크로스토커들(crosstalkers)에 먼저 할당되는 한정된 벡터링 용량들로 인하여, 또는 더 예를 들어 일부 회선들이 서로간에 현저히 상호작용하지 않는 사실 때문에, 행렬의 모든 계수들이 결정될 필요가 있는 것은 아니다. 결정되지 않은 계수들은 바람직하게 0으로 세팅된다.

또한, 레가시 회선과 같이, 벡터링 동작이 지원되지 않거나 가능하지는 않지만, 여전히 다른 통신 회선들을 현저하게 간섭하는 통신 회선이 벡터링 그룹 내의 교란자 회선으로서 오로지 고려되는 것이 주목할만하다. 행렬 P 또는 G의 대응하는 행의 비-대각 계수들은 이에 따라 모두 0으로 세팅된다.

VCU(130)는 기본적으로 VPU(120)의 동작을 제어하기 위한 것이고, 더 구체적으로는 가입자 회선들(L1 내지 LN) 사이의 크로스토크 계수들을 추정하거나 업데이트하기 위한 것이며, 그렇게 추정된 크로스토크 계수들로부터 프리코딩 행렬 P 및 크로스토크 상쇄 행렬 G를 초기화하거나 업데이트하기 위한 것이다.

VCU(130)는 먼저 회선들(L1 내지 LN)을 통해 사용될 각각의 다운스트림 및 업스트림 파일럿 시퀀스들을 구성함으로써 시작한다. 주어진 심볼 주기 l 동안 주파수 인덱스 k에서 회선 Li를 통해 전송된 파일럿 디지트는

로 나타내어진다. 파일럿 시퀀스는 L 심볼 주기들에 걸쳐 전송될 L 파일럿 디지트들

을 포함한다. 파일럿 시퀀스들은 상호간에 직교이다.

VCU(130)는 파일럿 디지트들의 감지 도중에 다운스트림 통신을 위해 원격 수신기들에 의하여 그리고 업스트림 통신을 위해 DSP들(111)에 의하여 측정되는 대로의 각각의 슬라이서 에러들(slicer errors)을 수집한다. 심볼 주기 l 동안 주파수 인덱스 k에서 희생자 회선 Li를 통해 수행된 균등화된 간섭 측정은

로 나타내어 진다.

다음으로, VCU(130)는 주파수 인덱스 k에서의 회선 Lj로부터 회선 Li로의 균등화된 크로스토크 계수들의 추정을 얻기 위하여, 희생자 회선 Li를 통해 측정된 대로의 같은 간섭 측정들

을 교란자 회선 Lj를 통해 전송된 각각의 파일럿 디지트들

과 상호연관한다. 파일럿 시퀀스들이 상호간에 직교이기 때문에, 다른 교란자 회선들로부터의 기여들은 이 상호연관 단계 이후에는 0으로 감소된다.

VCU(130)는 이제 그렇게 결정된 크로스토크 계수들로부터 프리코딩 행렬 P 및 크로스토크 상쇄 행렬 G의 계산을 진행할 수 있다. VCU(130)는 프리코딩 행렬 P 및 크로스토크 상쇄 행렬 G의 계수들을 계산하기 위하여, 1차 행렬 역변환 또는 임의의 다른 적합한 방법을 사용할 수 있다.

채널 행렬 H는 다음과 같이 쓰여질 수 있다:

이때, D(k)는 직접 채널 이득들 D_i,i(k) = H_i,i(k)를 대각 요소들로서, 그리고 영 계수들 D_i,j(k) = 0을 비-대각 요소들로서(i≠j) 포함하는 대각 행렬을 나타내고, 이때, C(k)는 균등화된 크로스토크 계수들 C_i,j(k) = H_i,j(k)/H_i,i(k)를 비-대각 요소들로서(i≠j), 그리고 이에 따라 유니티 계수들(unity coefficients) C_i,i(k) = 1을 대각 요소들로서 포함하는 행렬을 나타낸다.

이상적으로, P는 C ^-1로 수렴하여, 다음과 같이 될 것이다:

이때, D ^-1은 직접 채널 이득을 보상하기 위하여 각각의 수신기들에서 적용되는 FEQ 계수들을 나타낸다.

실제적으로, 프리코더는 실제 C에 가까운 추정

를 사용하고,

이다. 유사하게, 수신기들은 실제 D와 비슷한 추정

를 사용한다. 이에 따라, 다음을 가진다:

A(k)는 미세 이득 조정 인자들 A _i,i(k) = α_i(k)를 대각 요소들로서, 그리고 영 계수들 A _i,j(k) = 0을 비-대각 요소들로서(i≠j) 포함하는 미세 이득 조정 행렬(fine gain tuning matrix)을 나타내는 것으로 한다.

미세 이득 조정 인자들 α_i(k)는 각각의 수신기들에 의해 결정되는 양의 값을 가지는 스칼라 인자들이다. 미세 이득 조정 인자들 α_i(k)는 프리코딩 전에 각각의 전송 주파수 샘플들에 적용된다.

수신기들은 전송 측에서의 각각의 신호 스케일링들을 보상해야 한다. 수신기들이 전송 측에 적용되는 미세 이득 조정 인자들 α_i(k)에 대한 정확한 지식을 가지기 때문에, 그들은 적합한 미세 이득 조정 보상 인자들, 즉 α_i(k)^{- 1}를 도출해 낼 수 있다.

유사하게, B(k)는 신호 스케일링 인자들 B_i,i(k) = β_i(k)를 대각 요소들로서, 그리고 영 계수들 B_i,j(k) = 0을 비-대각 요소들로서(i≠j) 포함하는 신호 스케일링 행렬(signal scaling matrix)을 나타내는 것으로 한다.

신호 스케일링 인자들 β_i(k)는 전송 PSD 마스크(상이한 전송 PSD 마스크들이 각각의 가입자 회선들에 그들 각각의 전송 프로필에 따라 적용될 수 있음)에의 일치를 위해, 그리고 관측된 각각의 크로스토크 커플링들에 따라, VCU(130)에 의해 결정되는 실수 또는 복소 인자들이다. 신호 스케일링 인자들 β_i(k)는 프리코딩 전에 각각의 전송 주파수 샘플들에 적용된다.

신호 스케일링 인자들 β_i(k)는 후술하는 전송 전력 제약이 다음과 같이 따르게 되도록 하는 것일 수 있다:

이때, E{.}는 기대값 연산자(expectation operator)를 나타내고,

이때, TXP_i는 직접 신호 X_i에 대한, 그리고 크로스토크 사전-보상 신호들 X_j에 대한 기여들을 포함하는, 가입자 회선 Li를 통한 평균 전송 전력을 나타내며(j≠i),

이때, TXM_i는 가입자 회선 Li에 적용가능한 전송 PSD 마스크를 나타내고,

이때,

는 통신 신호 X_i의 평균 전송 전력을 나타낸다.

신호 스케일링 인자들 βi(k)의 크기는 아마도 준수하기 위한 서비스 수준 협약(SLA: Service Level Agreement) 또는 주어진 가입자 회선에 대해 보증하기 위한 서비스의 품질(QoS: Quality of Service)과 같은 추가적인 기준을 포함하여, 각각의 가입자 회선들 사이에서의 공정성 기준(fairness criterion)에 기초하여 결정된다.

그러한 공정성 기준 중 하나는 프리코더의 출력에서 각각의 통신 신호 X_i에 대한 균등한 상대적인 전송 전력을 입수한다. 프리코더의 출력에서의 상대적인 전송 전력은

에 비례한다. 그것은 구성된 PSD 쉐이핑 및 미세 이득 조정과 같은, 회선 의존적일 수 있는 임의의 다른 이득 스케일링에 비례한다.

Γ(k)는 신호 보상 인자들 Γ_i,i(k) = γ_i(k)를 대각 요소들로서, 영 계수들 Γ_i,j(k) = 0을 비-대각 요소들로서 포함하는 신호 보상 행렬을 나타내는 것으로 한다(i≠j).

신호 보상 요소들 γ_i(k)는 프리코딩 행렬 P의 업데이트 및/또는 신호 스케일링 행렬 B의 업데이트에 의해 각각의 수신기들에서 유발된 채널 바이어스를 보상하기 위하여, VCU(130)에 의해 결정되는 실수 또는 복소 인자들이다. 신호 보상 요소들 γ_i(k)는 각각의 수신 주파수 샘플들에 적용될 것이다.

마지막으로, E(k)는 각각의 통신 채널들을 균등화하기 위하여 수신기들에 의해 사용되는 신호 균등화 행렬(signal equalization matrix)을 나타내는 것으로 하고, 각각의 수신기들에 의해 대각 요소들로서 실제로 사용되는 FEQ 계수들 및 비-대각 요소들로서의 0 계수들을 포함한다.

이에 따라, 다음을 가진다:

수학식(8)은 특정한 아키텍처 선택을 나타내지는 않는다. 대각 행렬들은 서로간에 교환가능하기 때문에, 각각의 스케일링 계수들이 어떤 순서로든 적용될 수 있다. 예를 들어, 스케일링 계수들 β_i(k)가 각각의 DSP들(111)에 의해 먼저 적용될 수 있거나, 대안적으로 신호 스케일링 행렬 B가 프리코딩 행렬 P와 단일 행렬로 병합될 수 있다. 후자의 경우, 신호 스케일링들은 프리코딩 행렬의 하나 이상의 열-방향(column-wise) 업데이트에 대응한다. 더 예를 들면, 채널 균등화는 수신기들에서의 적합한 신호 보상 A ^-1·Γ 후에 수행될 수 있고, 이에 의하여 균등화기들이 수학식(8)에서의 추정 에러들을 추적하고 보상하는 것을 가능하게 한다. 더 예를 들어, 행렬 곱 A ^-1·Γ·E는 각각의 수신기들에 대한 단일 균등화 계수들을 포함하는 단일 대각 행렬로 병합될 수 있다.

이제부터는 프리코더 반복 인덱스(precoder iteration index) m을 도입하기로 하고, 수신기들이 m번째 프리코더 업데이트 후에 적절하게 균등화된 그들 각각의 통신 채널들을 갖는다고 가정하기로 한다.

균등화된 잡음-없는(noise-free) 수신 신호 성분은 적절하게 직접 및 간접 채널 이득들을 고려하여 다음에 의해 주어진다:

수신 신호 Y_i가 반복 m 후에 정확하게 균등화되는 경우, 다음으로 수학식(9)은 X_i로 수렴할 것이 예상된다. 일반적으로, E_i,i는 항

를 보상하고, 이에 의하여

을 산출한다.

채널 행렬 H가 프리코더 업데이트들 m 및 m+1 사이에서 변하지 않고, 미세 이득 조정 인자들 α_i 및 FEQ 계수들 E_i,i도 그렇지 않은 것을 추가로 가정하기로 한다.

새로운 회선이 벡터링 그룹에 들어올 때의 프리코딩 행렬 P의 업데이트{P ^(m) → P ^(m+1)} 및/또는 전송 PSD 마스크의 일치를 위한 신호 스케일링 행렬 B의 업데이트{B ^(m) → B ^(m+1)}인, 프리코더 업데이트를 보상하기 위하여 각각의 수신기들에서 적용될 필요가 있는 새로운 신호 보상 인자들 γ_i ^(m+1)은 다음에 의하여 주어진다:

실제로, 적합한 신호 조정 후에 원하는 결과인 다음을 가질 것이다:

오로지 이득 스케일링 행렬 B만이 업데이트되는 경우, 다음으로 수학식(10)은 다음과 같이 간소화된다:

유사하게, 2차 효과들이 수학식(9)에서 고려되지 않는 경우, 수학식(12)에 따라 신호 보상 인자들 γ_i ^(m+1)은 각각의 전송 신호 스케일링 인자들 β_i ^(m+1)의 정확한 역(exact inverse)이다.

각각의 수신기들로의 통신을 위해, VCU(130)는 송수신기들(110)에 대하여 그렇게 결정된 신호 보상 인자들 γ_i를 전달하도록 더 구성된다.

제1 실시예에서, VCU(130)는 신호 보상 인자들의 진폭 |γ_i ^(m+1)|(스칼라 값)만을 각각의 수신기들로의 통신을 위해 송수신기들(110)로 전송하고, 전송 측에서 로컬로 신호 보상 인자들의 위상 Arg(γ_i ^(m+1))을 각각의 전송 주파수 샘플들 X_i에 적용한다.

대안적인 제2 실시예에서, VCU(130)는 신호 보상 인자 γ_i ^(m+1)들의 위상 및 진폭 모두(복소 값)를 각각의 수신기들로의 통신을 위해 송수신기들(110)로 전송한다.

VCU(130)는 의도된 프리코더 업데이트, 즉 새로운 프리코딩 행렬 P ^(m+1) 및 새로운 신호 스케일링 행렬 B ^(m+1)의 VPU(120)로의 입력의 시행(enforcement)을, 각각의 수신기들에 의한 신호 보상 인자들 γ_i ^(m+1)의 시행과 시간-조정하도록 더 구성된다. 액세스 노드에서의 그리고 수신기들에서의 시행들은 엄격하게 동기화될 필요는 없다: 일시적 채널 바이어스에 의해 야기된 감지 에러들이 레드-솔로몬(Redd-Solomon) 또는 이와 비슷한 것과 같은 소정의 인접 FEC(Forward Error Correction) 코드에 의해 정정될 수 있는 경우, 그들은 몇개의 데이터 심볼들만큼 떨어져 있을 수 있다.

VCU(130)는 수신기에서의 의도된 프리코더 업데이트에 의해 야기된 균등화 바이어스의 크기를 그 수신기를 위한 신호 조정 절차를 트리거하기 전에 추가적으로 검사할 수 있다. 예상되는 채널 바이어스의 크기가 수신기에 의해 발생된 현재의 잡음 레벨과 비교하여 낮은 경우, 그러하다면 신호 조정이 요구되지 않는다: 일반적으로, 수신기는 그러한 작은 채널 변화에 대응할 수 있다. 그렇지 않으면, 대응하는 프리코더 업데이트와 함께, 적합한 신호 조정이 수신기에서 요구된다.

예시적인 실시예로서, 적절하게 직접 및 간접 채널 이득들을 고려하고 위상 바이어스가 전송 측에서 보상되는 것을 가정하여, VCU(130)는 주어진 수신기에서 예상되는 수신 신호 전력을 계산한다:

프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때, VCU(130)는 m+1번째 프리코더 업데이트 후이지만 수신기에서의 어떠한 이득 조정이 없이 예상되는 수신 신호 전력과, 현재 예상되는 수신 전력 사이의 비율 R을 계산한다:

계산은 벡터링 그룹의 각각의 모든 활성 수신기에 대하여, 그리고 각각의 모든 캐리어 인덱스 k에 대하여 수행된다: 비율 R이 소정의 잡음-의존적 임계값(noise-dependent threshold)보다 큰 경우, 그러하다면 상당한 채널 균등화 바이어스가 각각의 수신기에서 발생할 것이 예상되고, 이에 따라 신호는 프리코더 업데이트와 함께 수신기에서 적합하게 조정될 필요가 있다. 최종 결정은 그렇게 영향받은 캐리어들의 개수 및 특성들에 추가적으로 의존할 수 있다.

잡음-의존적 임계값은 각각의 캐리어를 위해 사용되는 비트 로딩 값으로부터 도출될 수 있고, 이는 그 캐리어 주파수에서 수신기들에 의해 현재 발생되는 잡음 레벨을 나타낸다(구성된 잡음 마진을 포함함). VCU(130)는 대안적으로 원격 수신기들로부터 입수된, 신호대 잡음 및 간섭 비(SNIR: Signal to Noise and Interference Ratio) 측정들과 같은 잡음 측정 보고들을 사용할 수 있다.

VCU(130)는 2단계로 프리코더를 업데이트할 수 있다. 제1 프리코더 업데이트는 한정된 프리코딩 이득들(즉, 한정된 크로스토크 경감 성능들)을 가지지만, 수신기들에서 어떠한 이득 조정도 요구하지 않는다(전부는 아니더라도 대부분의 캐리어들에 대해, 비율 R은 허용가능한 경계들 내에 남아있는 것이 예상됨). 제2 프리코더 업데이트는 완전한 프리코딩 이득들을 가지지만, 하나 이상의 수신기에서 약간의 이득 조정을 요구한다.

또한, VCU(130)는 점진적 단계들로 프리코더를 업데이트할 수 있다: 새로운 이득 스케일링 인자 β_i ^(m+1) 및 새로운 프리코딩 계수들 {P_j,i ^(m+1)}_j가 주어진 가입자 회선 Li에 대하여 결정되고; 대응하는 신호 보상 γ_i ^(m+1)이 가입자 회선 Li에 연결된 원격 수신기로 전송되며; 새로운 이득 스케일링 인자 β_i ^(m+1) 및 새로운 프리코딩 계수들 {P_j,i ^(m+1)}_j의 시행이 원격 수신기에서의 신호 보상 인자 γ_i ^(m+1)의 시행과 시간-조정된다. VCU(130)는 다음으로, 프리코더가 완전히 업데이트될 때까지, 모든 다른 영향받은 가입자 회선들에 대하여, 이 절차를 다시 반복한다. 이 점진적 열-방향 프리코더 업데이트는 벡터링 그룹의 각각의 가입자 회선들을 통한 신호 조정 절차들의 디커플링을 가능하게 한다.

본 발명에 따른 후술하는 기능적 블록들을 포함하는 가입자 디바이스(200)가 도 2에서 보여진다:

- 송수신기(210); 및

- 송수신기(210)의 동작을 제어하기 위한 통신 제어기(220) (또는 CTRL_R).

송수신기(210)는 주어진 벡터링 그룹의 일부를 형성하는 가입자 회선 Li에 연결되고, 전술된 것과 동일한 기능적 블록들을 포함한다. 송수신기(210)는 통신 제어기(220)에 추가적으로 연결된다.

통신 제어기(220)는 가입자 회선 Li에 연결된 원격 송신기로부터 각각의 캐리어들에 대한 신호 보상 인자들 γ_i(k)를 수신하도록 구성된다. 신호 보상 인자들 γ_i(k)는 DSL 표준에 따른 온라인 재구성(OLR: On-Line Reconfiguration) 명령들과 같은 높은-우선순위의(high-priority) 제어 명령들을 이용하여 전송된다. 통신 제어기는 요청된 이득 조정의 유효성을 검사하고, 송수신기(210)에게 DSL 표준에 따른 SYNC 플래그와 같은 긍정응답 신호를 다시 송신기로 발부할 것을 지시함으로써, 요청된 신호 조정을 확인한다. 긍정응답 신호의 발부 후 앞으로의 소정의 데이터 심볼 인덱스로부터의(예를 들어 긍정응답 신호의 발부에 뒤따르는 다음 TDD 프레임의 시작), 또는 원격 송신기에 의해 명시적으로 시그널링되는 데이터 심볼 인덱스로부터의 시행을 위해, 신호 보상 인자들 γ_i(k)는 송수신기(210)에 전달된다.

액세스 노드(100)에 따른 액세스 노드(AN)와, N개의 가입자 회선(L1 내지 LN)의 각각과 연결된 가입자 디바이스(200)에 따른 N개의 가입자 디바이스(XTU-R1 내지 XTU-RN) 사이의 메시지 흐름도가 도 3에서 보여진다.

제1 단계(301)에서, 프리코딩 행렬 P의 업데이트 및/또는 신호 스케일링 행렬 B의 업데이트인 것인, 프리코더 업데이트를 요구하는 특정한 이벤트가 액세스 노드(AN)에 의해 감지된다.

제2 단계(302)에서, 액세스 노드(AN)는 새로운 프리코딩 행렬 P ^(m+1) 및/또는 새로운 스케일링 계수들 β_i ^(m+1)을 포함하는 새로운 신호 스케일링 행렬 B ^(m+1)을 계산한다.

제3 단계(303)에서, 액세스 노드(AN)는 의도되는 프리코더 업데이트가 하나 이상의 원격 수신기(XTU-Ri)에 영향을 미칠 수 있는 상당한 채널 균등화 바이어스를 야기하는지 여부를 검사한다.

제4 단계(304)에서, 액세스 노드(AN)는 영향을 받는 수신기들(XTU-Ri)에 대해 적합한 신호 보상 인자들 γ_i ^(m+1)을 결정한다.

제5 단계(305)에서, 액세스 노드는 신호 보상 인자들 γ_i ^(m+1)을 현재 xTU-R1 및 xTU-R2인 영향을 받는 수신기들에 한번에 전송한다. 신호 보상 인자들은 높은-우선순위를 가지는 제어 명령들을 이용하여 전송된다{도 3의 "RX_gain_scaling(γ_i ^(m+1))" 참조}.

제6 단계(306)에서, 가입자 디바이스들(XTU-Ri)은 긍정응답 신호들을 다시 액세스 노드(AN)에 발부함으로써 조정 명령들의 정확한 수신을 확인한다(도 3의 "Ack" 참조). 가입자 디바이스들(XTU-Ri)은 또한 조정된 비트 로딩 값들 및/또는 조정된 미세 이득 조정 인자들을 다시 리턴할 수 있다. 대안적으로는, 긍정응답은 암시적이고, 응답은 요구되지 않는다.

마지막인 제7 단계에서, 새로운 프리코딩 행렬 P ^(m+1), 새로운 신호 스케일링 행렬 B ^(m+1) 및 각각의 신호 보상 인자들 {γ_i ^(m+1)}_i가 모두 영향을 받는 가입자 회선들을 통해 한번에 시행된다.

대안적인 실시예가 도 4에서 보여지고, 이때 액세스 노드(AN)는 프리코더의 점진적 업데이트들을 수행한다.

단계들(401 내지 404)은 단계들(301 내지 304)과 각각 동일하다.

다음으로, 액세스 노드(AN)는 한번에 하나의 특정한 가입자 회선 Li만을 다룬다. 단계(405)에서, 액세스 노드(AN)는 신호 보상 인자 γ_i ^(m+1)을 각각의 수신기 xTU-Ri에 전송한다. 단계(406)에서, 가입자 디바이스 xTU-Ri는 긍정응답 신호를 액세스 노드(AN)로 리턴한다. 단계(407)에서, 액세스 노드는 프리코더 행렬 P의 i번째 열 및 신호 스케일링 행렬 B의 i번째 대각 요소만을 오로지 업데이트 한다: {P _j,i = P _j,i ^(m+1)}_j 및 B _i,i=β_i ^(m+1). 이 업데이트는 수신기 xTU-Ri에서의 신호 보상 인자 γ_i ^(m+1)의 시행에 대하여 부수적으로 따르는 것이다. 다음으로, 액세스 노드는 모든 다른 영향을 받는 가입자 회선들 및 각각의 수신기들에 대하여 단계들(405 내지 407)을 다시 반복한다. 각각의 가입자 회선들을 통한 신호 조정들이 다른 것으로부터 완전히 디커플링되기 때문에, 이 실시예는 구체적으로 유리하고, 프리코더는 부드럽고 점진적으로 그것의 최종 단계로 진행해간다.

용어 "포함하는(comprising)"은 그 후에 열거된 수단들로 한정되는 것으로 해석되어서는 안 되는 것이 주목되어야 할 것이다. 이에 따라, "수단들 A 및 B를 포함하는 디바이스"의 표현의 범위는 구성요소들 A 및 B만으로 오로지 구성되는 디바이스들로 한정되어서는 안 될 것이다. 그것은 본 발명에 관하여 디바이스의 관련 구성요소들이 A 및 B라는 것을 의미한다.

용어 "연결되는(coupled)"은 직접적인 연결들만으로 오로지 한정되는 것으로 해석되어서는 안 되는 것이 추가로 주목되어야 할 것이다. 이에 따라, "디바이스 B에 연결된 디바이스 A"의 표현의 범위는 디바이스 A의 출력이 직접적으로 디바이스 B의 입력에 연결되고/연결되거나 그 반대의 경우도 동일한 것인 디바이스들 또는 시스템들로 한정되어서는 안 될 것이다. 그것은 다른 디바이스들 및 수단들을 포함하는 경로일 수 있는, A의 출력과 B의 입력 사이의 경로가 존재하는 것 및/또는 그 반대의 경우도 동일한 것을 의미한다.

설명 및 도면들은 단지 본 발명의 원리들을 설명한다. 이에 따라, 본 명세서에서 분명하게 설명되거나 도시되지 않았더라도, 본 기술분야의 기술자들이 본 발명의 원리들을 구현하고 그것의 범주 내에 포함되는 다양한 배치들을 고안할 수 있는 것이 이해될 것이다. 추가적으로, 본 명세서에서 인용된 모든 예시들은 원칙적으로 단지 교육적 목적들을 위해 독자가 본 발명의 원리들 및 발명자(들)에 의해 본 기술분야에 더욱 기여된 개념들을 이해하는 것을 돕기 위한 것으로 분명하게 의도되고, 그러한 구체적으로 인용된 예시들 및 조건들로의 한정이 없는 것으로서 이해될 것이다. 추가로, 본 발명의 원리들, 태양들 및 실시예들 뿐만 아니라 그들의 특정 예시들을 인용하는 본 명세서의 모든 서술들은 그들의 등가물을 포함하는 것이 의도된다.

도면들에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 전용 하드웨어 뿐만 아니라 적합한 소프트웨어와 공동으로 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 기능들은 단일의 전용 프로세서에 의해, 단일의 공유된 프로세서에 의해, 또는 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 프로세서에 의해 제공될 수 있다. 추가로, 프로세서는 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 명시적으로 나타내는 것으로 이해되어서는 안 될 것이고, 암시적으로, 한정 없이, DSP(digital signal processor) 하드웨어, 네트워크 프로세서, ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 등을 포함할 수 있다. ROM(read only memory), RAM(random access memory), 및 비휘발성 저장소와 같이, 평범한 및/또는 주문형인 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다.

Claims (16)

1. 복수의 가입자 회선(subscriber lines)(L1 내지 LN)을 통한 통신을 제어하기 위한 방법으로서,
   상기 통신은 크로스토크 사전-보상(crosstalk pre-compensation)을 위해 선형 프리코더(linear precoder)(120)를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용하고,
   상기 방법은 상기 프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때인 업데이트 이벤트(update event)를 감지하는 단계, 업데이트된 상기 프리코더를 통한 상기 통신 신호들의 공동 프로세싱 후 전송 전력 스펙트럼 밀도(PSD: Power Spectral Density) 마스크에의 일치를 위해 전송 통신 신호(transmit communication signal)에 적용될 신호 스케일링 인자(signal scaling factor)를 결정하는 단계, 대응하는 전송 신호 스케일링에 의해 수신기에서 야기되는 채널 균등화 바이어스(channel equalization bias)를 보상하기 위하여 수신 통신 신호(receive communication signal)에 적용될 신호 보상 인자(signal compensation factor)(γi)를 나타내는 신호 조정 정보(signal adjustment information)를 상기 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선(Li)에 원격으로 연결된 수신기(xTU-Ri)에 전송하는 단계, 및 프리코더 업데이트 및 상기 대응하는 전송 신호 스케일링을 상기 수신기에서의 상기 신호 보상 인자의 시행(enforcement)과 시간-조정(time-coordinating)하는 단계를 포함하는, 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 프리코더 업데이트는 상기 가입자 회선으로부터 하나 이상의 희생자 회선(victim lines)으로의 크로스토크를 경감시키기 위해 상기 프리코더의 하나 이상의 커플링 계수(coupling coefficients)를 결정하는 것을 포함하고,
   상기 신호 보상 인자는 상기 하나 이상의 희생자 회선을 통해 중첩된 대응하는 크로스토크 사전-보상 신호들에 의해 상기 수신기에서 야기된 추가적인 채널 균등화 바이어스를 추가적으로 보상하는 것인, 방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   상기 신호 보상 인자는 진폭 바이어스(amplitude bias)를 보상하는 스칼라 인자(scalar factor)인 것인 방법.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   상기 신호 보상 인자는 진폭 바이어스 및 위상 바이어스 모두를 보상하는 복소 인자(complex factor)인 것인, 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 전송하는 단계 및 상기 수신기에서의 대응하는 상기 신호 조정은 스케줄링된 상기 프리코더 업데이트에 의해 야기된 채널 균등화 바이어스의 크기에 따라 좌우되는, 방법.
6. 제5항에 있어서,
   상기 프리코더는 부분적 프리코딩 이득들 및 한정된 채널 균등화 바이어스를 가진 제1 프리코더 업데이트 및 완전한 프리코딩 이득들을 가진 제2 프리코더 업데이트의 2단계로 업데이트되고,
   상기 전송하는 단계는 상기 제1 프리코더 업데이트와 상기 제2 프리코더 업데이트 사이에서 일어나고, 상기 제2 프리코더 업데이트는 상기 수신기에서의 상기 신호 보상 인자의 상기 시행과 시간-조정되는 것인, 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 업데이트 이벤트는 새로운 가입자 회선이 상기 복수의 가입자 회선에 들어오거나(joining) 나가는(leaving) 것인, 방법.
8. 제1항에 있어서,
   상기 업데이트 이벤트는 재구성된 가입자 회선을 통한 전송 전력에서 사전정의된 값보다 큰 변화인 것인, 방법.
9. 제1항에 있어서,
   상기 방법은 이득 조정 정보의 수신 시에, 각각의 캐리어에 대한 적응된 비트 로딩 값(adapted bit loading value) 및/또는 적응된 미세 이득 조정 인자(adapted fine gain tuning factor)를 대응하는 송신기에 리턴하는 단계를 더 포함하는 방법.
10. 제1항에 있어서,
    상기 통신 신호들은 멀티-캐리어 신호들이고, 상기 신호 보상 인자는 캐리어 기반으로(on a per carrier basis) 결정되는 것인, 방법.
11. 제1항에 있어서,
    상기 신호 스케일링 인자의 진폭은 다수-사용자 공정성 기준(multi-user fairness criterion)에 기초하는 것인, 방법.
12. 복수의 가입자 회선(L1 내지 LN)을 통한 통신을 제어하기 위한 통신 제어기(130)로서,
    상기 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 선형 프리코더(120)를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용하고,
    상기 통신 제어기는 상기 프리코더가 업데이트될 필요가 있을 때인 업데이트 이벤트를 감지하고, 업데이트된 상기 프리코더를 통한 상기 통신 신호들의 공동 프로세싱 후 전송 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 마스크에의 일치를 위해 전송 통신 신호에 적용될 신호 스케일링 인자를 결정하며, 대응하는 전송 신호 스케일링에 의해 야기되는 채널 균등화 바이어스를 보상하기 위하여 수신 통신 신호에 적용될 신호 보상 인자(γi)를 나타내는 신호 조정 정보를 상기 복수의 가입자 회선 중의 가입자 회선(Li)에 원격으로 연결된 수신기(XTU-Ri)에 전송하고, 프리코더 업데이트 및 상기 대응하는 전송 신호 스케일링을 상기 수신기에서의 상기 신호 보상 인자의 시행과 시간-조정하도록 구성되는, 통신 제어기.
13. 제12항에 따른 통신 제어기(130)를 포함하는 액세스 노드(100).
14. 복수의 가입자 회선(L1 내지 LN) 중의 가입자 회선(Li)을 통한 통신을 제어하기 위한 통신 제어기(220)로서,
    상기 복수의 가입자 회선을 통한 상기 통신은 크로스토크 사전-보상을 위해 선형 프리코더(120)를 통해 공동으로 프로세싱되는 통신 신호들을 사용하고,
    상기 통신 제어기는 업데이트된 상기 프리코더를 통한 상기 통신 신호들의 공동 프로세싱 후 전송 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 마스크에의 일치를 위해 프리코더 업데이트 시에 송신기에서 전송 통신 신호에 적용될 대응하는 전송 신호 스케일링에 의해 야기되는 채널 균등화 바이어스를 보상하기 위하여 수신 통신 신호에 적용될 신호 보상 인자(γi)를 나타내는 신호 조정 정보를 상기 가입자 회선에 원격으로 연결된 송신기로부터 수신하고, 상기 신호 보상 인자의 시행을 상기 프리코더 업데이트 및 상기 대응하는 전송 신호 스케일링과 시간-조정하도록 구성되는, 통신 제어기.
15. 제14항에 따른 통신 제어기(220)를 포함하는 가입자 디바이스(200).
16. 삭제

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