KR101471576B1 - 콘볼루션-인코딩된 신호를 디코딩하는 방법 및 장치 - Google Patents

콘볼루션-인코딩된 신호를 디코딩하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 장치는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)을 디코딩하는데 사용된다. 이에 대해, 전송 데이터가 변조방식에 따라 변조되어 심볼을 형성하고, 상기 심볼은 전송 필터로 인코딩되어 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼을 이룬다. 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼은 시간 연속적으로 배열된 다수의 심볼들의 성분을 포함한다. 이들 전송 심볼들은 전송 채널을 통해 전송되고 수신 심볼(50)로서 수신된다. 비터비 디코더(81)는 변형된 비터비 알고리즘에 의해 수신 심볼(50)을 디코딩한다. 비터비 디코더(81)를 통한 실행 전에, 상기 수신 심볼(50)은 상태감소장치(80)에 의해 처리되고, 상기 장치는 상기 비터비 디코더(81)를 통한 디코딩에 무관하게 상기 디코딩의 모든 상태에서 상기 디코딩의 가능한 결과 상태들에 대한 추가적인 정보 항들을 판단한다. 상기 상태감소장치(80)는 상기 추가적인 정보 항들을 이용해 상기 비터비 디코더(81)를 통한 주어진 결과 상태에 대한 디코딩을 제한한다.
콘볼루션-인코딩된 심볼, 비터비 디코더, 히든 마코브 모델

Description

콘볼루션-인코딩된 신호를 디코딩하는 방법 및 장치{Method and device for decoding convolution-encoded signals}
본 발명은 콘볼루션-인코딩된 신호(convolution-encoded signal), 특히 이동전화 및 무선전화에서 수신신호를 디코딩하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
비터비 알고리즘(Viterbi alogrithm) 기반의 디코더가 통상적으로 콘볼루션-인코딩된 신호에 사용된다. 콘볼루션-인코딩된 신호의 경우, 전송될 데이터는 "히든 마코브(hidden Markow)"모델의 상태에 따른다. 실제 전송된 데이터는 상기 모델에서 상태전이에 해당한다. 가시적인 상태전이로부터, 모든 타이밍 포인트에서 상기 상태들에 대한 비터비 알고리즘을 통해 간섭이 이끌어진다. 이를 위해, 주어진 수신 심볼을 이용해 모든 가능한 현재 상태에서 모든 가능한 다음 상태로 모든 상태 전이의 확률을 나타내는 메트릭스가 결정된다. 따라서, 현재 수신 심볼에서 상태전이 심볼까지의 유클리드 거리(Euclidean distance)가 결정된다. 이에 대해, 각 개개의 상태전이는 분기(branch) 또는 가지(bough)로 기술된다. 개개의 분기들을 순차적으로 연결함으로써 경로가 형성된다. 개개의 분기 메트릭스의 합으로 경로 매트릭스가 구해진다.
최소 메트릭스 경로에 의해 최적경로와 이에 따른 가장 가능한 전송 심볼의 순서가 주어진다. 컨볼루션-인코딩된 신호의 경우, 모든 수신 심볼들은 시간 연속적으로 배열된 복수의 심볼들의 성분들을 포함한다. 이를 코드의 메모리라고 한다. 따라서, 현재 상태에 대한 지난 수신 심볼의 영향이 제한된다. 소정 개수의 수신 심볼들 다음에, 현재 상태에 대한 지난 수신 심볼의 영향은 더 이상 확정될 수 없다. 이런 소정 개수의 수신 심볼들이 지난 후, 다른 계산에 들어가는 경로들의 개수는 가장 가능성 있는 경로로 줄어든다. 이 단계를 가능성 없는 경로들의 제거라 한다. 이 절차로, 콘볼루션-인코딩된 신호에 대한 최적 수신기가 제공된다.
예컨대, 비터비 디코더에서 동기용 장치와 이에 따른 기능이 US 3,872,432 B1에 나타나 있다.
그러나, 비터비 알고리즘의 한가지 단점은 콘볼루션-인코딩된 신호의 파라미터에 대한 프로세싱 코스트(processing cost)의 두드러진 의존성이다. 따라서, 코스트는 많은 변조단계들과 또한 긴 코드 메모리에는 매우 가파르게 상승하다.
대안으로, 콘볼루션-인코딩된 신호는 최소평균제곱오차 판정궤환등화기(Minimum Mean-Squared Error-Decision Feedback Equalizer, MMSE-DFE)의 사용으로 디코딩된다. 바로 심볼을 수신하자마자, 이들 디코더는 다른 수신 심볼을 고려하지 않고 지난 수신 심볼로부터 현재 상태를 최종 판단한다.
MMSE-DFE는 DE 199 48 373 A1에 나타나 있다.
이들 디코더는 실제로 비터비 디코더의 높은 프로세싱 코스트의 문제를 해결하나, 실질적으로 탐지 안전도(detection security)가 저하된다. 예컨대, 특히 심하게 교란된 전송채널의 경우, 수신신호의 비트오류율이 높아진다.
따라서, 본 발명은 양호한 탐지 안전도를 제공하면서 낮은 프로세싱 코스트를 필요로 하는 컨볼루션-인코딩된 신호를 디코딩하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 목적을 기초로 한다.
상기 목적은 독립항 제1항의 특징에 의한 본 발명에 따른 방법과 독립항 제10항의 특징에 의한 장치에 의해 달성된다. 이점적인 다른 발전들은 후에 다시 언급되는 종속항의 주제를 이룬다.
비터비 디코더는 컨볼루션-인코딩된 수신 심볼의 디코딩을 위해 사용된다. 이에 대해, 전송 데이터는 변조방식에 따라 변조되어 심볼을 이루고, 상기 심볼은 전송필터로 인코딩되어 컨볼루션-인코딩된 전송 심볼을 형성한다. 상기 컨볼루션-인코딩된 전송 심볼은 시간 연속적으로 배열된 여러가지 심볼들의 성분들을 포함한다. 이들 전송 심볼들은 전송채널을 통해 전달되고 수신 심볼로서 수신된다. 비터비 디코더는 변형된 비터비 알고리즘에 의해 수신 심볼을 디코딩한다. 비터비 디코더를 통한 실행 전, 수신 심볼들은 심볼감소장치(symbol reduction device)에 의해 처리되고, 상기 장치는 비터비 디코더에 의한 디코딩에 무관하게 상기 디코딩의 모든 단계에서 디코딩의 가능한 결과 상태들에 대한 추가적인 정보 항들을 판단한다. 심볼감소장치는 상기 디코딩의 가능한 결과 상태들에 대한 추가적인 정보 항들을 이용해 비터비 디코더를 통해 주어진 결과 상태들에 대한 디코딩을 제한한다. 가능한 결과 상태들을 줄임으로써, 프로세싱 코스트가 상당히 낮추어진다. 동시에, 가장 가능성 있는 결과 상태들이 가능한 결과 상태들로 선택되기 때문에 고도의 탐지 정확도가 달성된다.
이점적으로, 심볼감소장치는 심볼간 무간섭(inter-symbol inteference-free)의 현재 수신 심볼을 판단함으로써 가능한 결과 상태에 대한 추가적인 지식을 얻는다. 우선적으로, 현재 수신 심볼로부터 지난 심볼간 무간섭의 수신 심볼의 가중치 뺄셈을 통해 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼을 얻는다. 심볼감소장치는 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼에 대한 최소 유클리드 거리의 상태를 결정함으로써 상기 결과 상태들을 이점적으로 판단한다. 따라서, 일련의 가능한 결과 상태들은 높은 안전도로 판단될 수 있다. 프로세싱 코스트가 매우 낮다.
변조방식은 위상변조(PSK)가 바람직하고, 심볼감소장치는 2개의 주어진 결과 상태에 대한 후속 디코딩을 제한하는 것이 바람직하다. 2개의 결과 상태에 대한 제한은 프로세싱 코스트를 특히 크게 줄인다.
변조방식은 이점적으로 8단계 위상변조(8-PSK) 또는 16단계 위상변조(16-PSK)이다. 복수의 변조방식들로 변조되는 디코딩 신호들에 대한 프로세싱 코스트의 감소가 가능하다.
변조방식은 직교진폭변조(QAM)가 바람직하고 심볼감소장치는 4개의 주어진 결과 상태에 대한 후속 디코딩을 제한하는 것이 바람직하다. 높은 전송속도로, 프로세싱 코스트의 상당한 감소가 동시에 달성된다.
변조방식은 16 단계 또는 32 단계 또는 64 단계 직교진폭변조가 바람직하다. 복수의 변조방식들로 변조되는 디코딩 신호들에 대한 프로세싱 코스트의 감소가 가능하다.
비터비 알고리즘을 이용한 디코딩의 모든 상태에서, 비터비 디코더는 바람직하게는 낮은 확률을 갖는 전송 심볼의 정정 시퀀스를 제공하는 적어도 하나의 경로를 판단하고, 바람직하게는 상기 적어도 하나의 경로를 후속 디코딩에서 제거한다. 따라서, 상기 디코딩에 대한 프로세싱 코스트가 더 줄어든다. 이에 대해 탐지 안전도가 실질적으로 떨어지지 않는다.
필터는 디코딩 전에 수신 심볼을 필터링하는 것이 바람직하다. 상기 필터를 통한 필터링은 컨볼루션-인코딩된 수신 심볼에 대한 지난 심볼들의 영향을 줄이는 것이 바람직하고 상기 컨볼루션-인코딩된 수신 심볼에 대한 현재 심볼의 영향을 증가시키는 것이 바람직하다. 따라서, 결정된 결과 상태들의 안전도가 증가된다. 동시에, 추가 프로세싱 코스트가 매우 낮아진다.
심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼을 판정하기 위해 필터 계수와 가중치 인수들이 최적화에 의해 결정되는 것이 바람직하다. 따라서, 최적 필터계수와 가중치 인수들이 결정된다.
예로써, 본 발명은 본 발명의 이점적인 실시예들이 나타나 있는 도면을 참조로 하기에 설명되어 있다.
도 1은 컨볼루션-인코딩된 신호의 송수신 블록회로도이다.
도 2는 비터비 인코더의 예시적인 상태도이다.
도 3은 변형된 비터비 인코더의 블록회로도이다.
도 4는 MMSE-DFE 디코더의 블록회로도이다.
도 5는 본 발명에 따른 장치의 예시적인 실시예의 제 1 블록회로도이다.
도 6은 본 발명에 따른 장치의 예시적인 실시예의 제 2 블록회로도이다.
도 7은 컨볼루션-인코딩된 신호의 예시적인 전송 필터의 임펄스 응답을 도시한 것이다.
도 8은 수신단에서 필터를 통해 변환된 컨볼루션-인코딩된 신호에 대한 예시적인 전송 필터의 임펄스 응답을 도시한 것이다.
도 9는 제 1 예시적인 변조방식을 도시한 것이다.
도 10은 제 2 예시적인 변조방식을 도시한 것이다.
도 11은 본 발명에 따른 디코더의 제 1 예시적인 실시예의 예시적인 상태도를 도시한 것이다.
도 12는 본 발명에 따른 디코더의 제 2 예시적인 실시예의 예시적인 상태도를 도시한 것이다.
도 13은 다양한 디코딩 방식의 결과적으로 발생한 비트오류확률 도표를 도시한 것이다.
지금까지의 종래 비터비 디코더의 구조 및 기능이 도 1 및 도 2를 참조로 먼저 예시되어 있다. 그런 후 본 발명에 따른 장치의 구조 및 기능과 본 발명에 따른 방법이 도 3 내지 도 12를 참조로 예시되어 있다. 본 발명에 따른 장치의 디코딩 결과가 도 13에서 종래기술과의 비교로 도시되어 있다. 유사한 도면에서 동일한 요소의 도면과 설명은 몇몇 경우에 반복하지 않았다.
도 1에서, 컨볼루션-인코딩된 신호의 송수신 경로의 블록회로도가 나타나 있다. 기저대역에서 전송심볼 시퀀스 s(lTs)(10)는 변조장치(11)를 통해 전송주파수로 변조된다. 전송필터(12)는 상기 신호에 대한 임펄스 응답을 가한다. 신호(13)가 상기 채널을 통해 전송된다. 상기 채널은 덧셈기(15)에 추가되는 추가 백색잡음(14)에 의해 형성된다. 수신단에서, 응답필터(16)를 통해 수신신호가 필터된다. 필터된 응답신호(17)는 복조장치(18)에 의해 복조되어 기저대역신호(19)를 형성한다. 디코팅 필터(20)는 상기 신호(19)를 조절한 후, 비터비 디코더(21)가 상기 신호를 디코딩하여 수신신호 시퀀스(22)를 제공한다.
도 2는 비터비 디코더의 예시적인 상태도를 도시한 것이다. 상태(30-37) 및 그 연결 옵션(38-40)이 타이밍 포인트(41-44)에 걸쳐 나타나 있다. 이에 대해, 주어진 타이밍 포인트(41-44)에서 각 상태(30-37)는 다음 타이밍 포인트(41-44)의 각 상태(30-37)에 연결된다. 상기 상태의 모든 연결에 대해 분기 매트릭스가 계산된다. 이를 위해, 각 수신 심볼에서 분기에 할당된 개개의 수신 심볼까지의 유클리드 거리가 계산된다. 즉, 한 상태전이에 대해 64 분기 매트릭스가 계산되고 나타난 전체 상태도에 대해 192개 분기 매트릭스가 계산된다. 더욱이, 상기 분기 매트릭스로부터 경로 매트릭스가 계산된다. 전체 상태도의 모든 경로들이 고려되기 때문에, 4096개 경로 매트릭스가 계산된다. 이는 이미 상당한 프로세싱 코스트에 해당한다. 8개 보다 많은 상태, 예컨대, 64개 상태들을 갖는 변조방식과 3개 보다 많은 과거 상태들의 코드 메모리를 가정하면, 디코딩 코스트가 크기 순서로 증가하며, 이는 더 이상 쉽게 다루어질 수 없다.
도 3은 변형된 비터비 디코더의 예시적인 상태도를 도시한 것이다. 이와 관련하여, 프로세싱 코스트를 줄이기 위해, 한 타이밍 포인트에 대한 분기 매트릭스와 경로 매트릭스의 계산 후, 최대 가능성 있는, 즉, 최소 매트릭스의 2개의 경로만이 더 추적된다. 다른 경로들은 제거된다. 따라서, 타이밍 포인트(41)에서, 상태 (30 및 34)로부터 뻗어 나온 경로들만이 더 추적된다. 타이밍 포인트(42)에서는, 상태(33 및 35)로부터 뻗어 나온 경로들만이 더 추적된다. 타이밍 포인트(43)에서는, 상태(31 및 37)로부터 뻗어 나온 경로들만이 더 추적된다. 따라서, 프로세싱 코스트가 크기 순서로 줄어들 수 있다. 그러나, 탐지 안전도가 결과적으로 줄어드는데, 이는 잠재적으로 유용한 정보가 영구히 거부되기 때문이다. 이를 위해 충분한 정보가 수신 신호에 포함될 수 있으나, 정정 수신 심볼이 발생불가능하고 따라서 제거된 경로에 배치된 경우는 바르게 복호되지 않는다.
도 4는 "최소평균제곱오차 판정궤환등화" 디코더(MMSE-DFE)의 블록회로도를 나타낸 것이다. 가능한 상태전이의 전체 경로를 고려하는 대신, 이러한 타입의 디코더로, 모든 상태가 이에 대해 고려되고 지난 상태의 영향만이 관찰된다. 이를 위해, 필터(51)는 초기에 수신신호(50)의 최소위상 상태를 제공한다. 즉, 수신신호에 대한 현재 심볼의 영향이 증폭되는 반면, 수신 심볼에 대한 지난 심볼의 영향은 줄어든다. 이미 복호화된 심볼로부터 필터 신호와 정보를 기초로, 판단유닛(52)에서 현재 심볼(53)의 값이 결정된다. 이 값은 피드백 필터(54)에 의해 다시 보내지고 상기 필터(51)의 출력신호에서 빼진다. 따라서, 판단유닛(52)에서 심볼간 무간섭 신호(inter-symbol inteference-free signals)가 달성된다. 이 디코더는 매우 적은 처리비용으로 실현될 수 있다. 그러나, 동시에, 비트오류확률이 또한 차선이 되는데, 이는 전송신호에 대한 이용가능한 정보의 모든 항들이 디코딩에 이용되지 않기 때문이다.
도 5에서, 본 발명에 따른 장치의 예시적인 실시예의 제 1 블록도가 나타나 있다. 수신 심볼 시퀀스(50)는 필터(70)에 의해 필터된다. 필터는 초기에 수신신호(50)의 최소위상상태를 제공한다. 이 처리는 도 7 및 도 8을 참조로 더 상세히 설명된다. 이 후에, 신호는 변형된 비터비 디코더(71)에 의해 복호화되고, 상기 디코더는 복호화된 전송심볼 시퀀스(53)를 출력한다. 변형된 비터비 디코더의 구조와 기능은 도 6을 참조로 더 상세히 나타나 있다.
도 6은 본 발명에 따른 장치의 예시적인 실시예의 제 2 블록도가 나타나 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 수신 심볼 시퀀스(50)는 최소위상상태를 제공하기 위해 필터(70)에 의해 필터된다. 이 처리는 도 7 및 도 8을 참조로 더 상세히 설명된다. 이 후에, 신호는 상태감소장치(80)를 지나며, 상기 장치는 이미 디코딩된 심볼(85)의 도움으로, 허용된 현재 심볼의 감소를 실행한다. 이를 위해, 가중화된 디코딩 심볼들이 심볼간 간섭이 실린 수신 심볼에서 빼진다. 최종 발생한 심볼은 심볼간 무간섭 심볼이다.
사용된 컨볼루션-인코딩된 신호의 변조방식에서 이 심볼의 위치로부터 소정 개수의 이웃 심볼들, 예컨대 위상변조의 경우 2개의 이웃한 심볼들이 유일하게 허용된 심볼로 판단된다. 필터된 입력심볼 시퀀스(50)와 함께, 허용된 상태에 대한 정보가 허용된 심볼들 중 하나를 이끄는 분기에 대해서만 오로지 매트릭스를 결정하는 분기 매트릭스 판단장치(82)로 보내진다. 허용된 분기의 매트릭스는 경로 매 트릭스 판단장치(83)로 보내진다. 이는 추가로 허용된 분기들의 분기 매트릭스로부터 허용된 경로의 경로 매트릭스를 계산한다. 경로 매트릭스는 경로제거장치(84)로 전송되고, 상기 장치는 가장 가능한 경로를 선택하고 다른 경로는 제거한다. 나머지 경로들은 디코딩된 심볼(53)을 직접 제공한다. 이에 대해, 블록(81)은 종래 비터비 디코더에 해당한다.
도 7은 컨볼루션-인코딩된 신호에 대해 예시적인 전송필터의 임펄스 응답을 도시한 것이다. 예시적인 전송필터의 임펄스 응답(106)은 3개의 성분들(100,101,102)로 구성된다. 이와 관련하여 현재 심볼에 해당하는 성분(102)은 임펄스 응답의 가장 강한 성분이 아니다.
도 8은 컨볼루션-인코딩된 신호에 대해 예시적인 전송필터의 수신단에서 필터를 통해 변환된 임펄스 응답을 도시한 것이다. 예시적인 전송필터의 필터된 임펄스 응답(107)은 3개의 성분들(103,104,105)로 구성된다. 이와 관련하여 현재 심볼에 해당하는 성분(105)은 임펄스 응답의 가장 센 성분이 아니다.
도 9는 제 1 예시적인 변조방식을 도시한 것이다. 본 명세서에 나타난 변조방식(115)은 8단계 위상변조이다. 변조단계(S0-S7)는 도 2 및 도 3으로부터 디코딩의 상태에 해당한다. 상기 변조단계(S0-S7)는 동위상(in-phase) 성분(111)과 직교성분(110)으로 표시된 복소공간에서 단위 원 위에 있는 점들로 이루어진다. 각 변조상태(S0-S7)는 거리 위상각으로 특징된다. 따라서, 예컨대 변조단계(S1)는 위상각(117)에 의해 결정된다. 이에 대해 단위 원 위의 모든 점은 직접 이웃한 것으로 2개의 변조단계를 갖는다. 상기 2개의 직접 이웃한 단계들 옆의 각각의 다른 변조단계들이 상당히 더 제거된다. 심볼간 무간섭 심볼(113)이 위상각(116)으로 도 6으로부터 심볼감소장치(80)에 의해 판단되면, 이 변조방식(115)에서 2개의 허용된 심볼들은 변조단계들(S0 114, S1 112)이다.
도 10은 제 2 예시적인 변조방식이 나타나 있다. 여기에 나타난 변조방식(120)은 16단계 직교진폭변조이다. 이에 대해, 16개 변조단계들(S0-S15)이 동위상 성분(111)과 직교성분(110)으로 표시된 복소공간에 배열되어 있다. 각 변조단계(S0-S15)는 동위상 성분(111)과 직교성분(110)의 불연속 값들로 특징된다. 변조단계(S0-S15)의 배열을 기초로, 복소공간에서 변조방식(121)내의 모든 점에 대해 바로 이웃한 것으로 4개의 변조단계들이 얻어진다. 4개의 바로 이웃한 단계들 옆의 모든 다른 변조단계가 상당히 더 제거된다. 심볼간 무간섭 심볼(129)이 도 6으로부터 심볼감소장치(80)를 통해 판단되면, 이 변조방식(121)에서 4개의 허용된 심볼들은 변조단계들(S0 127, S1 128, S2 125, S3 126)이다.
도 11은 본 발명에 따른 디코더의 제 1 예시적인 실시예의 예시적인 상태도를 도시한 것이다. 상태도는 도 2 및 도 3의 상태도에 비해 상당히 간략화되어 있다. 이와 관련하여, 허용가능한 결과 상태를 3개로 감소한 것이 나타나 있다. 동시에, 2개의 가장 가능한 경로로 추적되게 경로들을 감소한 것도 나타나 있다. 따라서, 극적으로 줄어든 프로세싱 코스트가 달성된다. 결과 심볼과 경로 개수의 감소 의 조합을 통해, 프로세싱 코스트가 매우 크게 감소된다. 비트오류확률은 모든 단계들과 경로의 완전한 분석에 비해 높아진다. 그러나, 상기 프로세싱 코스트에 비해 비트오류율의 비가 훨씬 더 유리하다.
도 12에서, 본 발명에 따른 디코더의 제 1 예시적인 실시예의 예시적인 상태도가 도시되어 있다. 여기서 또한, 간략화된 상태도(142)가 나타나 있다. 허용가능한 상태들을 2개의 허용가능한 상태(140 및 141)로 그리고 경로의 개수를 2개로 제한함으로써, 계산되는 매우 적은 수의 경로가 얻어진다.
도 13은 다양한 디코딩 방법의 결과적으로 발생한 비트오류확률의 도표를 도시한 것이다. 다른 디코더들과 디코딩으로 결과적으로 발생한 비트오류율이 신호대 잡음비에 대하여 나타나 있다. 심볼간 간섭을 조화시키지 못하는 종래 디코더(160)는 단지 매우 높은 비트오류율을 달성한다. 도 4에 나타난 MMSE-DFE 디코더에 의해 더 좋은 결과가 제공된다. 완전한 상태도를 평가하는 비터비 디코더(162)가 최적의 결과를 제공한다. 본 발명에 따른 변형된 비터비 디코더(163)는 완전한 비터비 디코더보다 상당히 낮은 프로세싱 코스트가 들지만 결과는 단지 약간 떨어질 뿐이다.
본 발명은 나타낸 예시적인 실시예들에 국한되지 않는다. 상술한 바와 같이, 다른 타입의 콘볼루션-인코딩된 신호들이 디코딩될 수 있다. 예컨대, 이동전화 및 또한 기록된 데이터, 예를 들면, 하드 디스크의 복구에 사용하는 것이 생각될 수 있다. 상술한 특징 및 도면에 도시된 특징들 모두는 본 발명의 틀 내에 요구되는 것과 서로 조합될 수 있다.
본 발명의 상세한 설명에 포함됨.

Claims (18)

  1. 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)을 디코딩하는 방법으로서,
    전송 데이터가 변조방식에 따라 변조되어 심볼(10)을 형성하고, 상기 심볼(10)은 전송 필터로 인코딩되어 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼(13)을 형성하며, 상기 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼(13)은 시간 연속적으로 배열된 다수의 심볼들(10)의 성분을 포함하며, 상기 전송 심볼(13)은 전송 채널을 통해 전송되고, 상기 전송된 전송 심볼(13)은 수신 심볼(50)로서 수신되고, 상기 수신 심볼(50)은 변형된 비터비 알고리즘에 의해 디코딩되며,
    상기 비터비 알고리즘을 이용한 디코딩과는 별도로, 상기 디코딩의 가능한 결과 상태들(30-37)에 관한 추가적인 정보 항들이 상기 디코딩의 모든 상태(30-37)에서 판단되고, 상기 추가적인 정보 항들은 주어진 결과 상태(30-37)로 후속 디코딩을 제한하는데 사용되는 것을 특징으로 하며,
    심볼간 무간섭(inter-symbol inteference-free)의 현재 수신 심볼을 판단함으로써 가능한 결과 상태들(30-37)에 관한 추가적인 정보 항들이 얻어지고,
    상기 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼은 현재 수신 심볼(50)에서 지난 심볼간 무간섭의 수신 심볼(85)의 가중치 인수들로 가중화된 뺄셈에 의해 구해지고,
    상기 주어진 결과 상태들(30-37)은 상기 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼까지의 최소 유클리드 거리(Euclidean distance)의 상태들을 통해 판단되는 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 위상변조(PSK)이며, 2개의 주어진 결과 상태들(112,114)로 후속 디코딩이 제한되는 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 8단계 위상변조(8-PSK) 또는 16단계 위상변조(16-PSK)인 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 직교진폭변조(QAM)이며, 4개의 주어진 결과 상태들(125,126,127,128)로 후속 디코딩이 제한되는 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 16단계 직교진폭변조(16-QAM) 또는 32단계 직교진폭변조(32-QAM), 또는 64단계 직교진폭변조(64-QAM)인 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 비터비 알고리즘을 이용한 디코딩의 모든 상태(30-37)에서, 가능성이 낮은 전송 심볼(10)의 정정 시퀀스를 제공하는 적어도 하나의 경로가 판단되고, 이 적어도 하나의 경로는 후속 디코딩에서 제거되는 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신 심볼(50)은 상기 디코딩 전에 필터링되고,
    상기 필터링은 상기 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)에 대한 지난 심볼(10)의 영향을 줄이며,
    상기 필터링은 상기 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)에 대한 현재 심볼의 영향을 증가시키는 것을 특징으로 하는 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 방법.
  8. 비터비 디코더(81)로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)을 디코딩하는 장치로서,
    전송 데이터가 변조방식에 따라 변조되어 심볼(10)을 형성하고, 상기 심볼(10)은 전송 필터(11)로 인코딩되어 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼(13)을 형성하며, 상기 콘볼루션-인코딩된 전송 심볼(13)은 시간 연속적으로 배열된 다수의 심볼들(10)의 성분들을 포함하며, 상기 전송 심볼(13)은 전송 채널을 통해 전송되고, 상기 전송된 전송 심볼(13)은 수신 심볼(50)로서 수신되고, 상기 비터비 디코더(81)가 변형된 비터비 알고리즘에 의해 상기 수신 심볼(50)을 디코딩하며,
    상기 수신 심볼(50)은 상기 비터비 디코더(81)를 통한 실행 전 상태감소장치(80)에 의해 처리되고,
    상기 비터비 디코더(81)에 의한 디코딩과는 별도로, 상기 디코딩의 모든 상태(30-37)에서 상기 상태감소장치(80)가 상기 디코딩의 가능한 결과 상태들(30-37)에 관한 추가적인 정보 항들을 판단하며,
    상기 상태감소장치(80)는 상기 추가적인 정보 항들을 이용해 주어진 결과 상태(30-37)로 비터비 디코더(81)에 의한 디코딩을 제한하는 것을 특징으로 하며,
    상기 상태감소장치(80)는 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼을 판단함으로써 가능한 결과 상태(30-37)에 관한 추가적인 정보 항들을 얻고,
    상기 상태감소장치(80)는 현재 수신 심볼(50)로부터 지난 심볼간 무간섭의 수신 심볼(85)의 가중화된 뺄셈을 통해 상기 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼을 구하며,
    상기 상태감소장치(80)는 상기 심볼간 무간섭의 현재 수신 심볼까지의 최소 유클리드 거리의 상태들을 결정함으로써 상기 결과 상태(30-37)를 판단하는 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 위상변조(PSK)이며,
    상기 상태감소장치(80)는 2개의 주어진 결과 상태들(112,114)로 후속 디코딩을 제한하는 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 8단계 위상변조(8-PSK) 또는 16단계 위상변조(16-PSK)인 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 직교진폭변조(QAM)이며, 상기 상태감소장치(80)는 4개의 주어진 결과 상태들(125,126,127,128)로 후속 디코딩을 제한하는 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 변조방식(115,121)은 16단계 직교진폭변조(16-QAM) 또는 32단계 직교진폭변조(32-QAM), 또는 64단계 직교진폭변조(64-QAM)인 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 비터비 알고리즘을 이용한 디코딩의 모든 상태(30-37)에서, 상기 비터비 디코더(81)가 가능성이 낮은 전송 심볼(10)의 정정 시퀀스를 제공하는 적어도 하나의 경로를 판단하고,
    상기 상기 비터비 디코더(81)는 이 적어도 하나의 경로를 후속 디코딩에서 제거하는 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
  14. 제 8 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    필터(70)는 디코딩 전에 상기 수신 심볼(50)을 필터하고,
    상기 필터(70)를 통한 필터링은 상기 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)에 대한 지난 심볼(10)의 영향을 줄이며,
    상기 필터(70)를 통한 필터링은 상기 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼(50)에 대한 현재 심볼의 영향을 증가시키는 것을 특징으로 하는 비터비 디코더로 콘볼루션-인코딩된 수신 심볼을 디코딩하는 장치.
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