JP5307150B2 - 畳込符号化信号の復号方法及び復号装置 - Google Patents

Description

本発明は、畳込符号化信号、特に、携帯電話通信及び無線電話通信における受信信号を復号する方法及び装置に関する。

従来から、畳込符号化信号を復号するためにビタビアルゴリズムに基づいた復号器が使用されている。畳込符号化信号の場合に、データは、「隠れマルコフ」モデルの状態に対応して送信される。その実際に送信されたデータは、モデルにおける状態遷移に対応する。観測可能な状態遷移から、全てのタイミング位置における状態を評価するビタビアルゴリズムを通じて推論が導き出される。このために、全ての取り得る現在の状態から全ての取り得る次の状態への全ての状態遷移の確率を所与の受信シンボルを用いて示すメトリックが決定される。それに応じて、現在の受信シンボルから状態遷移後のシンボルまでのユークリッド距離が決定される。これに関して、各個々の状態遷移は、枝又は主枝として記述される。経路は、順に個々の枝を連結することで形成される。経路のメトリックは、個々のブランチメトリックを総和することで得られる。

最適経路ひいては最も尤もらしい送信シンボルの列は、最小メトリックの経路によって与えられる。畳込符号化信号の場合、全ての受信シンボルは、時系列に従って配列されたシンボルの複数の構成要素を含む。これは、符号の記憶といわれる。従って、過去の受信シンボルの現在の状態に与える影響は限定される。所定数の受信シンボルの後には、過去の受信シンボルが現在の状態に与える影響のいずれももはや特定できるものではない。所定数の受信符号が経過した後、更なる計算に入る経路の数は、最尤経路に減少させられる。このステップは、尤もでない経路の除去といわれる。この手順を用いて、畳込符号化信号のための最適な受信機が提供される。

例えば、ビタビ復号器における同期化のための装置、ひいてはその機能は、米国特許第３，８７２，４２３号図Ｂ１に示される。

しかし、ビタビアルゴリズムの不利な点の一つは、重畳符号化信号の変数に対する処理費用の際立った依存性にある。そのため、変調段階の数の増加に伴って、また同様に、符号の記憶の増長に伴って、費用はとても急激に増加する。

代替的に、畳込符号化信号は、「最小平均二乗誤差判定帰還型等化」（ＭＭＳＥ−ＤＦＥ）復号器の使用により復号される。直接的にシンボルを受け取り次第、これらの復号器は、将来の受信シンボルを考慮することなく、過去の受信シンボルから現在の状態を最終的に決定する。ＭＭＳＥ−ＤＦＥ復号器は、独国特許第１６６ ４８ ３７３号図Ａ１に示される。

これらの復号器は、実際、ビタビ復号器における高い処理費用の問題を解消するが、それらは、実質上、検出セキュリティの減少をもたらす。例えば、特に、強く外乱を受ける送信チャネルの場合には、受信信号の高いビットエラー率がもたらされる。

米国特許第３，８７２，４２３号図Ｂ１ 独国特許第１６６ ４８ ３７３号図Ａ１

本発明は、それ故、低い処理費用を要求する一方で、良好な検出セキュリティをもたらす、畳込符号化信号を復号するための方法及び装置を提供する目的に基づく。

上記目的は、独立項１の特徴によってその発明に係る方法のために、及び独立項１０の特徴によって装置のために実現される。好適な更なる発展は、独立項を参照する従属項の対象物を形成する。

ビタビ復号器は、畳込符号化された受信符号を復号するために使用される。これに関連して、送信データは、シンボルを形成するために変調方式を使用して変調され、このシンボルは、畳込符号化された送信シンボルを形成するために透過フィルターを使って符号化される。畳込符号化された送信シンボルは、時系列に従って配列された数個のシンボルの構成要素を含む。これらの送信シンボルは、送信チャネルを経由して送信され、かつ受信シンボルとして受信される。ビタビ復号器は、修正されたビタビアルゴリズムを用いて受信シンボルを復号する。ビタビ復号器を通過する前に、受信シンボルはシンボル削減装置によって処理される。このシンボル削減装置は、ビタビ復号器による復号とは独立に、全ての復号の状態において、結果として生じ得る復号の状態に関連する、情報の追加項目を決定する。シンボル削減装置は、ビタビ復号通じた復号を所定の結果として生じる状態に限定するために、結果として生じ得る復号の状態に関連した情報の追加項目を使用する。結果として生じ得る状態を削減することで、処理費用は著しく低下する。同時に、高水準の検出精度が得られる。何故ならば、最も尤らしい結果として生じる状態は、結果として生じ得る状態として選択されるからである。

好適には、シンボル削減装置は、シンボル間の、干渉無しの、現在の受信シンボルを決定することで、結果として生じ得る状態に関連した追加の知識を獲得する。好適には、それは、現在の受信シンボルから過去のシンボル間の、干渉なしの、受信シンボルを重み付けした減算を通じて、シンボル間の、干渉無しの、現在の受信シンボルを獲得する。シンボル削減装置は、シンボル間の、干渉が無い、現在の受信シンボルまでの最小ユークリッド距離の状態を決定することで、結果として生じる状態を好適に決定する。従って、結果として生じ得る状態の組は、高いセキュリティで決定される。処理費用はとても低い。

変調方式は、望ましくは、位相変調（ＰＳＫ）であり、シンボル削減装置は、望ましくは、更なる復号を所定の２つの結果として生じる状態へ限定する。２つの結果として生じる状態への限定は、処理費用を特に強力に減少させる。

変調方式は、好適に、８段階の位相変調（８−ＰＳＫ）又は１６段階の位相変調（１６−ＰＳＫ）である。変調方法の大部分を用いて変調される信号について、信号を復号するのための処理費用を削減できる。

変調方法は、好適には、直交振幅変調（ＱＡＭ）であり、シンボル削減装置は、好適には、更なる復号を、４つの所定の結果として生じる状態へ限定する。高い送信率と共に、大幅な処理費用の削減が同時にもたらされる。

変調方法は、好適には、１６段階の（１６値）、又は３２段階の、又は６４段階の直交振幅変調である。変調方法の大部分を用いて変調された信号について、信号を復号するための処理費用を削減できる。

ビタビアルゴリズムを用いた復号の全ての状態において、ビタビ復号器は、好適には、送信シンボルの正確な列を低確率で与える少なくとも１つの経路を決定し、好適には、更なる復号からこの少なくとも１つの経路を削除する。従って、復号のための処理費用は、更に削減される。これに関する検出セキュリティは、実質上削減されない。

フィルターは、好適には、受信シンボルを復号の前に濾波する。そのフィルターを通じた濾波は、好適には、過去のシンボルが畳込符号化受信シンボルに及ぼす影響を削減し、好適には、現在のシンボルが畳込符号化受信シンボルに及ぼす影響を増加させる。従って、決定された結果として生じる状態のセキュリティが高くなる。同時に、追加の処理費用がとても低くなる。

フィルターの係数と、シンボル間の、干渉なしの、現在の受信シンボル決定するのための荷重係数とは、好適には、最適化により決定される。従って、最適フィルター係数と、荷重係数とが決定される。

処理費用は著しく低下する。同時に、高水準の検出精度が得られる。

畳込符号化信号の送信経路と受信経路の回路ブロック図を表す。 ビタビ復号器の状態図の一例を表す。 修正されたビタビ復号器の状態図の一例を表す ＭＭＳＥ−ＤＦＥ復号器の回路ブロック図を表す。 発明に係る装置の実施例における第１の回路ブロック図を表す。 発明に係る装置の実施例における第２の回路ブロック図を表す。 畳込符号化信号のための透過フィルターの一例におけるインパルス応答を表す。 受信端のフィルターを通じて変換された畳込符号化信号のための透過フィルターの一例におけるインパルス応答を表す。 第１の変調方法の一例を表す。 第２の変調方法の一例を表す。 発明に係る復号器の第１実施例における状態図の一例を表す。 発明に係る復号器の第２実施例おける状態図の一例を表す。 種々の復号方法において生じたビットエラー確率の図表を表す。

これまで従来のビタビ復号器の機構及び機能は、図１及び２を参照しながら最初に説明される。発明に係る装置及び発明に係る方法の機構及び機能は、図３ないし１２を参照しながら次に説明される。発明に係る装置の復号結果は、先行技術と比較して図１３で示される。似た図における同じ要素の図示及び説明は、一部の例では、繰り返されない。

図１において、畳込符号化信号の送信及び受信経路の回路ブロック図が示されている。ベースバンドにおける送信シンボル列ｓ（Ｔｌ_ｓ）１０は、変調装置１１を通じて透過周波数へ変調される。透過フィルター１２は、信号にそのインパルス応答を加える。信号１３は、チャネルを通って送信される。その後は、加算器１５で加えられる付加的な白色雑音をモデル化したものである。受信端において、受信フィルター１６を通じて受信信号は濾波される。
P.08-15濾波された受信信号１７は、ベースバンド信号１９を形成するために復調装置１８で復調される。復号フィルター２０は、ビタビ復号器２１が受信信号列２２を与えるために信号１９を復号する前に、その信号１９を調節する。

図２は、ビタビ復号器の状態図の一例を表す。タイミング位置４１ないし４４における状態３０ないし３７とそれらの選択経路３８ないし４０とが示されている。これに関連して、所与のタイミング位置４１ないし４４における各状態３０ないし３７は、それ以降のタイミング位置４１ないし４４の各状態３０ないし３７と結合される。ブランチメトリックは、全ての状態の結合に対して計算される。このために、それぞれの受信シンボルから個々の受信シンボルまでの枝に割り当てられたユークリッド距離が計算される。すなわち、１つの状態遷移に対して６４個のブランチメトリクスが計算され、示された全状態図に対して１９２のブランチメトリクスが計算される。更に、パスメトリクスは、ブランチメトリクスから計算される。示された全状態図の経路の全てを考慮に入れると、４０９６個のパスメトリックが計算される。これは、ただでさえ多大な処理費用につながる。例えば、６４個の状態のような、８個よりも多い状態をとる変調方法であり、
３つより多い過去の状態を符号が記憶すると仮定すれば、復号費用は、もはや、容易に扱うことがでない桁数に増加する。

図３は、修正されたビタビ復号器の状態遷移図の一例を示す。これに関連して、処理費用を削減するために、１つのタイミング位置に対するブランチメトリクスとパスメトリクスとを計算した後、最尤の、すなわち、最小メトリックの２つの経路だけが更に辿られる。他の経路は、除去される。従って、タイミング位置４１において、状態３０及び３４から伸びる経路だけが更に辿られる。タイミング位置４２において、状態３３及び３５から伸びる経路だけが更に辿られる。タイミング位置４３において、状態３１及び３７から伸びる経路のみが更に辿られる。従って、処理費用は、何桁も削減され得る。しかし、検出セキュリティは、結果として低下されられる。何故ならば、潜在的に有用な情報は、時期早々に破棄されるからである。正しい受信シンボルが尤もでなく、それ故に、廃棄された経路に配置される場合は、この目的のための十分な情報が受信信号に含まれていても、正確に復号されない。

図４は、最小平均二乗誤差判定帰還型等化復号器（ＭＭＳＥ−ＤＦＥ）の回路ブロック図を示す。生じ得る状態遷移の全経路を考慮に入れる代わりに、この種の復号器では、全ての状態は、それ自身と観測された過去の状態の影響だけが考慮される。この目的で、フィルター５１は、受信信号５０の最小位相条件を当初に提供する。すなわち、現在のシンボルの受信信号に対する影響は、増幅させられる。一方で、過去のシンボルの受信シンボルに対する影響は、減少させられる。濾波された信号と既に復号されたシンボルの情報とに基づいて、現在のシンボル５３の値が、決定部５２において決定される。この値は、フィードバックフィルター５４を用いてフィードバックされ、フィルター５１の出力信号から差し引かれる。従って、シンボル間の、干渉無しの信号が、決定部５２で得られる。この復号器は、とても低い処理費用で実現され得る。しかし、同時に、ビットエラーの確率は、またここでは次善である。何故ならば、送信信号に関連した有用な情報の全項目が復号のために使用される訳ではないからである。

図５において、発明に係る装置の実施例における第１の回路ブロック図が示されている。受信シンボル列５０は、フィルター７０によって濾波される。そのフィルターは、受信信号５０の最小位相条件を最初に提供する。この工程は、図７及び８を参照してより詳細に説明される。これに続いて、信号は、復号された送信シンボル列５３を出力する修正されたビタビ復号器７１によって復号される。修正されたビタビ復号器の構造及び機能は、図６を参照して詳細に示される。

図６は、発明に係る装置の実施例における第２の回路ブロック図を示す。図５に示されたように、受信シンボル列５０は、最小位相条件を提供するためにフィルター７０によって濾波される。この工程は、図７及び８を参照して、より詳細に説明される。これに従って、その信号は、既に復号されたシンボル８５の支援で、許容された、現在のシンボルの削減を行う状態削減装置８０を通過する。この目的で、重み付けされた、復号済みのシンボルが、シンボル間で、干渉を受けた受信シンボルから差し引かれる。結果として生じるシンボルは、シンボル間で、干渉の無いシンボルである。

使用されたコンボリューション復号信号の変調方法におけるこのシンボルの位置から、所定数の隣接するシンボル、例えば、位相変調の場合には、２つの隣接するシンボルだけが許容されたシンボルとして決定される。濾波された入力シンボル列５０と一緒に、許容された状態に関連した情報は、許容されたシンボルの１つへ通じる枝のためにメトリックを排他的に決定するブランチメトリック決定装置８２へ送られる。許容された枝のメトリックは、パスメトリック決定装置８３へ送られる。これは、許容された経路のパスメトリックを、許容された枝のブランチメトリックから加算によって計算する。パスメトリックは、最尤経路を選択し、かつ他の経路を削除する経路削減装置８４へ運ばれる。残りの経路は、直接的に復号されたシンボル５３を提供する。これに関連して、ブロック８１は、従来のビタビ復号器とに相当する。

図７は、畳込符号化信号のための送信フィルターの一例におけるインパルス応答を示す。送信フィルターのの一例におけるインパルス応答１０６は、３つの要素１００、１０１、及び１０２から成る。現在のシンボルに相当する要素１０２は、これに関して、インパルス応答の最も強い要素でない。

図８は、畳込符号化信号のための送信フィルターの一例における、受信端のフィルター通じて変換されたインパルス応答を示す。送信フィルターの一例における濾波されたインパルス応答１０７は、３つの要素１０３、１０４、及び１０５から成る。現在のシンボルに相当する要素１０５は、これに関して、インパルス応答の最も強い要素である。

図９は、変調方法の第１例を示す。ここに示された変調方法１１５は、８段階の位相変調である。変調の状態Ｓ_０ないしＳ_７は、図２及び３の復号段階Ｓ_０ないしＳ_７に対応する。変調段階Ｓ_０ないしＳ_７は、同位相の要素１１１と９０度位相ずれの要素１１０とによって描かれた複素空間における単位円上の点によって形成される。各変調段階Ｓ_０ないしＳ_７は、離散的な位相角によって特徴付けられる。従って、例えば、変調段階Ｓ_１は、位相角１１７によって決定される。単位円上の全ての点は、これに関して、直接の隣接点として２つの変調段階を有する。更なる各変調段階は、２つの直接の隣接点と共に、更に相当に距離を隔てられている。仮に、シンボル間で、干渉無しのシンボル１１３が、位相角１１６を用いて図６のシンボル削減装置８０によって決定されるならば、この変調方法１１５における２つの許容されるシンボルは、変調段階Ｓ_０１１４とＳ_７１１２である。

図１０において、変調方法の第２例が示される。ここで示された変調方式１２０は、１６段階の直交振幅変調である。これに関して、１６個の変調段階Ｓ_０ないしＳ_１５は、同位相の要素１１１と９０度位相ずれの要素１１０とによって描かれた複素空間に配置される。各変調段階Ｓ_０ないしＳ_１５は、同位相の要素１１１と９０度位相ずれの要素１１０との離散値によって特徴付けられる。変調段階Ｓ_０ないしＳ_１５の配置に基づいて、４つの変調段階は、変調方法１２１における複素空間の全ての点に対する直接の隣接点として得られる。更なる全ての変調段階は、４つの直接の隣接点と共に、更に相当に距離を隔てられている。仮に、シンボル間で、干渉無しのシンボル１２９が図６のシンボル削減装置８０を通じて決定されるならば、この変調方法１２１における４つの許容されるシンボルは、変調段階Ｓ_０１２７、Ｓ_１１２８、Ｓ_２１２５、Ｓ_３１２６である。

図１１は、発明に係る復号器の第１の実施例における状態図の一例を示す。状態図は、今や図２及び３の状態図と比較して大幅に簡略化されている。これに関して、許容される結果として生じる状態を３つにまで削減することが示された。同時に、辿られる経路を最尤な２つにまで削減することが示された。従って、劇的に削減された処理費用がもたらされる。結果として生じるシンボルと経路の数との削減の組合せを通じて、処理費用は、とても大幅に削減される。全ての状態と経路との完全な分析と比較べて、ビットエラー確率は、増加させられる。しかし、処理費用と比較してビットエラー率比は、とても望ましいものである。

図１２において、発明に係る復号器の第２の実施例における状態図の一例が示される。ここでも、簡略化された状態図１４２が示される。許容される状態を２つの許容される状態１４０及び１４１に制限し、かつ経路の数を２つに制限することで、とても小さい数の計算対象とされる経路が得られる。

図１３は、様々な復号方法の結果として生じるビットエラー確率の図表を示す。異なる復号器を使った復号の結果として生じるビットエラー率が、信号対雑音比に対して示される。シンボル間干渉で互いに打ち消し合わない従来の復号器１６０は、ただとても高いビットエラー率を達成するだけである。より良い結果は、図４に示したＭＭＳＥ−ＤＦＥ復号器によって提供される。完全な状態図を評価するビタビ復号器１６２は、最良の結果を提供する。発明に係る修正されたビタビ復号器１６３は、完全なビタビ復号器よりも実質上低い処理費用を要求するが、わずかに質の悪い結果をもたらす。

発明は、示された実施例に限定されない。既に言及したように、異なる種類の畳込みに基づいた信号が復号され得る。例えば、携帯電話通信における使用、例えば、ハードディスク上の記録データの回復における使用もまた考えられる。全ての上記特徴、又は図面に明らかにされた特徴は、発明の構成の中で必要に応じて、お互いに組み合わせることができる。

Claims (16)

1. 送信データが、シンボル（１０）を形成するために変調方法を用いて変調され、
   前記シンボル（１０）が、畳込符号化送信シンボル（１３）を形成するために送信フィルターで符号化され、
   畳込符号化送信シンボル（１３）は、時系列に従って配列された数個のシンボル（１０）の要素を含み、
   前記送信シンボル（１３）は、送信チャネルを経由して送信され、
   前記送信された送信シンボル（１３）が、受信シンボル（５０）として受信され、
   受信シンボル（５０）は、修正されたビタビアルゴリズムを用いて復号される、
   畳込符号化受信シンボル（５０）を復号するための復号方法であって、
   前記ビタビアルゴリズムを用いた前記復号とは独立に、結果として生じ得る復号状態（３０ないし３７）に関連する情報の追加項目が、前記復号の全ての状態（３０ないし３７）において決定され、その上、前記情報の追加項目は、更なる復号処理に係る復号状態を、所定の条件を満たすいくつかの復号状態に制限するために使用され、
   結果として生じ得る復号状態（３０ないし３７）に関連した前記情報の追加項目は、シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルを決定することで取得され、
   前記シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルは、現在の受信シンボル（５０）からシンボル間干渉の影響が除去された過去の受信シンボル（８５）を荷重係数で重み付けて減算することで得られ、
   更なる復号処理に係る復号状態に関する前記制限を行うために使用される前記情報の追加項目とは、シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルと各復号状態とのユークリッド距離に関する情報であって、復号状態に関する前記制限とは、更なる復号処理に係る復号状態として、全ての復号状態の中から前記ユークリッド距離が最小となるいくつかの復号状態を選択する処理である
   ことを特徴とする復号方法。
2. 前記変調方法（１１５、１２１）は、位相変調（ＰＳＫ）であり、
   前記更なる復号処理は、２つの結果として生じ得る復号状態（１１２、１１４）に制限される
   ことを特徴とする請求項１に記載の復号方法。
3. 前記変調方法（１１５、１２１）は、８段階の位相変調（８−ＰＳＫ）又は１６段階の位相変調である
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の復号方法。
4. 前記変調方法（１１５、１２１）は、直交振幅変調（ＱＡＭ）であり、
   前記更なる復号処理は、４つの結果として生じ得る復号状態（１２５、１２６、１２７、１２８）に制限される
   ことを特徴とする請求項１に記載の復号方法。
5. 前記変調方法（１１５、１２１）は、１６段階の直交振幅変調（１６−ＱＡＭ）、又は３２段階の直交振幅変調（３２−ＱＡＭ）、又は６４段階の直交振幅変調（６４−ＱＡＭ）である
   ことを特徴とする請求項１又は４のいずれかに記載の復号方法。
6. 前記ビタビアルゴリズムを用いた前記復号の全ての状態（３０ないし３７）において、前記送信シンボル（１０）の正しい列を低確率で与える少なくとも１つの経路が決定され、
   この少なくとも１つの経路は、前記更なる復号処理から除去される
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の復号方法。
7. 前記受信シンボル（５０）は、前記復号の前に濾波され、
   前記濾波は、過去のシンボル（１０）の畳込符号化受信シンボル（５０）に対する前記影響を削減し、
   前記濾波は、前記畳込符号化受信シンボル（５０）に対する前記現在のシンボルの前記影響を増加させる
   ことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の復号方法。
8. 前記濾波の係数と、前記シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボル（８５）を決定するための前記荷重係数とが最適化により決定される
   ことを特徴とする請求項７に記載の復号方法。
9. 送信データが、シンボル（１０）を形成するための変調方法を用いて変調され、
   前記シンボル（１０）が、畳込符号化送信シンボル（１３）を形成するために送信フィルターで符号化され、
   畳込符号化送信シンボル（１３）は、時系列に従って配列された数個のシンボル（１０）の要素を含み、
   前記送信シンボル（１０）は、送信チャネルを経由して送信され、
   前記送信された送信シンボル（１０）は、受信シンボル（５０）として受信され、
   受信シンボル（５０）を修正されたビタビアルゴリズムを用いて復号する、ビタビ復号器（８１）を用いて畳込符号化受信シンボル（５０）を復号する復号装置であって、
   前記受信シンボル（５０）は、前記ビタビ復号器（８１）を通過する前に
   状態削減装置（８０）によって処理され、
   前記状態削減装置（８０）は、前記ビタビ復号器（８１）による前記復号とは独立に、前記復号の全ての状態（３０ないし３７）において、結果として生じ得る復号状態（３０ないし３７）に関連する情報の追加項目を決定し、
   前記状態削減装置（８０）は、前記ビタビ復号器（８１）による更なる復号処理に係る復号状態を、所定の条件を満たすいくつかの復号状態に制限するために前記情報の追加項目を使用し、
   前記状態削減装置（８０）は、シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルを決定することで、結果として生じ得る復号状態（３０ないし３７）に関連した前記情報の追加項目を取得し、
   前記状態削減装置（８０）は、現在の受信シンボル（５０）からシンボル間干渉の影響が除去された過去の受信シンボル（８５）を重み付けて減算することによって、前記シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルを取得し、
   更なる復号処理に係る復号状態に関する前記制限を行うために使用される前記情報の追加項目とは、シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルと各復号状態とのユークリッド距離に関する情報であって、
   前記状態削減装置（８０）は、更なる復号処理に係る復号状態として、全ての復号状態の中から前記ユークリッド距離が最小となるいくつかの復号状態を選択する
   ことを特徴とする復号装置。
10. 前記変調方法（１１５、１２１）は、位相変調（ＰＳＫ）であり、
    前記状態削減装置（８０）は、前記更なる復号処理を２つの結果として生じ得る復号状態（１１２、１１４）に制限する
    ことを特徴とする請求項９に記載の復号装置。
11. 前記変調方法（１１５、１２１）は、８段階の位相変調（８−ＰＳＫ）又は１６段階の位相変調である
    ことを特徴とする請求項９または１０のいずれかに記載の復号装置。
12. 前記変調方法（１１５、１２１）は、直交振幅変調（ＱＡＭ）であり、
    前記状態削減装置（８０）は、前記更なる復号処理を４つの結果として生じ得る復号状態（１２５、１２６、１２７、１２８）に制限する
    ことを特徴とする請求項９に記載の復号装置。
13. 前記変調方法（１１５、１２１）は、１６段階の直交振幅変調（１６−ＱＡＭ）、又は３２段階の直交振幅変調（３２−ＱＡＭ）、又は６４段階の直交振幅変調（６４−ＱＡＭ）である
    ことを特徴とする請求項９又は１２に記載の復号装置。
14. 前記ビタビ復号器（８１）は、前記ビタビアルゴリズムを用いた前記復号の全ての状態（３０ないし３７）において、送信シンボル（１０）の正しい列を低確率で与える少なくとも１つの経路を決定し、
    前記ビタビ復号器（８１）は、この少なくとも１つの経路を前記更なる復号処理から除去する
    ことを特徴とする請求項９ないし１３のいずれかに記載の復号装置。
15. フィルター（７０）は、前記受信シンボル（５０）を、前記復号の前に濾波し、
    前記フィルター（７０）を通じた前記濾波は、過去のシンボル（１０）の畳込符号化受信シンボル（５０）に対する前記影響を削減し、
    前記フィルター（７０）を通じた前記濾波は、前記畳込符号化受信シンボル（５０）に対する前記現在のシンボルの前記影響を増加させる
    ことを特徴とする請求項９ないし１４のいずれかに記載の復号装置。
16. 前記フィルター（７０）の係数と、前記シンボル間干渉の影響が除去された現在の受信シンボルを決定するための前記荷重係数とが最適化により決定される
    ことを特徴とする請求項１５に記載の復号装置。

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